JP2011501644A - 高調波外乱レギュレータ - Google Patents

Abstract

周期的トルク外乱を有するシステムにおける複数の高調波の個々を、ゼロを含む指令値に自動調整する高調波レギュレータを提示する。自動調整対象の各高調波について、制御対象の高調波に起因する少なくとも１つの高調波成分を有するフィードバック信号を、ソース基準系から制御対象の高調波の高調波基準系に変換してｑｄフィードバック信号を形成する。指令値からｑｄフィードバック信号を減算してｑｄ信号を形成し、ｑｄフィードバック信号の自動調整を行う。自動調整されたｑｄ信号を目的の基準系に変換して補償信号を形成し、補償信号を制御信号に加算して、自動調整対象の各高調波を指令値に近づけるｑｄ制御信号を形成する。

Description

数多くの分野において、トルク外乱に起因する回転速度の変動をほとんど、または、まったく生じさせずにモータを所望の回転速度で運転することが要求されている。例えば、エンジン特性評価には、ある選択された回転速度での運転が要求される。コールドエンジン試験システムにおいては、例えばエンジン設計の最適化、エンジンシリンダ漏れ特性評価などの目的で、電子モータ駆動装置を使用して試験対象のエンジンを所望の回転速度で回転させる。しかし、試験対象のエンジンは、エンジンシリンダ圧縮／カムリンク相互作用に起因する望ましくない周期的トルク外乱をモータ軸に及ぼす。その周期的トルク外乱は、エンジンのカムシャフトおよびクランクシャフトの回転速度と調和関係にあり、実際のエンジン回転速度を変動させ、特性評価を行うためには望ましくない。機械的な周期的トルク外乱を生じ得るその他のものには、圧延機、回転および往復ポンプ、コイラおよびアンコイラなどがある。また、周期的トルク外乱は、例えば位相レグスイッチング間のデッドタイムに起因して、パワー電子駆動式モータ駆動装置に生じる電気的歪みによっても生じ得る。

周期的トルク外乱の作用を低減するためにいくつかの手法が開発されてきた。駆動回転速度ループの帯域幅を拡げることにより、エンジン回転速度の変動を抑制できるが、完全には除去されない。別の手法では、回転速度ループに外乱トルク観測器を追加することにより、回転速度の変動が切り離され、最小化される。しかし、その観測器の加速度推定項に誤差が生じると、切り離しが理想的に行えず、回転速度が変動することがよくある。

文献において「反復コントローラ（ｒｅｐｅｔｉｔｉｖｅ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）」と呼ばれている別の手法が見られる。この手法にはいくつかの欠点がある。欠点の１つは、対象である各高調波の位相が学習または補償されないことである。反復コントローラは、対象である高調波の次数毎に無限の利得（すなわち積分動作）を有し、その大きさを「学習する」。同じ振幅の補正値を、対象である高調波およびその倍数の高調波に各々に適用する。実際のシステムでは、高調波の各次数の補償には異なる振幅が必要となる場合がある。反復コントローラが適正に作動するためには、対象でない高調波次数に対する補償を無効化しなければならない。１つの方法として、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行い、対象でない次数を含む領域を除いて、逆ＦＦＴを行うというものがあるが、その処理は面倒である。加えて、多くの事例において反復コントローラは不安定になり、その結果、高調波の動作中学習が妨げられる。

高調波自動調整の別のアプリケーションには、高調波トルク外乱をシステムに故意に導入するものがある。かかるアプリケーションの例には、変速機、オルタネータ、エアコン、ポンプおよび他の機器を試験する目的で、内燃機関に固有のトルク脈動を電動モータでシミュレートしなければならない試験台などがある。通常の方法では、シミュレートされたエンジンクランクの位置に対してマッピングされたトルクプロファイルが使用されている。この方法には、基本制御アルゴリズムの帯域幅が限定されているため、高い周波数における制御が良好でない、という不利点がある。

本明細書では、とりわけ、上述の問題を最小限に留める、および／または、除外すべく考え出された高調波外乱レギュレータを記載している。

本高調波レギュレータは、周期的トルク外乱を有する、および／または、要求するシステムにおける複数の高調波の個々を、ゼロを含む指令値に自動調整する。自動調整対象の各高調波について、制御対象の高調波を表すフィードバック信号を、ソース基準系から制御対象の高調波の高調波基準系に変換してｑｄフィードバック信号を形成する。その高調波に対する指令値からｑｄフィードバック信号を減算してｑｄ誤差信号を形成し、ｑｄフィードバック信号の自動調整を行う。自動調整されたｑｄ信号を目的の基準系に変換して補償信号を形成し、補償信号を制御信号に加算して、自動調整対象の各高調波をドライブし、その指令値に近づけるｑｄ制御信号を形成する。

フィードバック信号を高調波基準系に変換するのに使用する角度信号は、ソース基準系におけるフィードバック信号の位相を自動調整対象の高調波の調和次数で乗算し、その結果得られた値の２πを法とする数の値に高調波角度を設定することにより導出される。同様に、自動調整された信号を目的の基準系に変換するのに使用する角度信号は、目的の調和次数からソース調和次数を減じたものに等しい差分値で減算された調和次数を乗算したフィードバック信号の位相の２πを法とする数から導出される。

一の実施の形態では、システムがある回転速度範囲において回転するエンジンを有し、エンジン回転速度が予め定めた値を下回ったときは、ｑｄ信号を自動調整するのに使用するＰＩレギュレータを、誤差信号をゼロにすることによりラッチして、ｑｄ信号のｑおよびｄ値をエンジン回転速度が予め定めた値を下回る前の値に保持する。

さらなる特長および利点は、添付の図面を参照しながら進める、後続の例示的実施の形態の詳細な説明から明らかになろう。

本明細書に組み込まれて本明細書の一部をなす添付の図面に、本明細書に記載の高調波レギュレータのいくつかの態様を例示し、本明細書の記載とともに高調波レギュレータの原理を説明する。図面は下記の通りである。

高調波レギュレータが動作可能な例示的動作環境のブロック図である。

高調波レギュレータを組み込み可能な例示的コントローラのブロック図である。

複数の個別高調波レギュレータを含む高調波レギュレータのブロック図である。

本明細書の教示に従う個別高調波レギュレータのブロック図である。

図４のソース−高調波基準系変換ブロックの実施の形態のブロック図である。

図４の高調波−被選択目的基準系変換ブロックの実施の形態のブロック図である。

１つ以上の高調波を自動調整するために行われる各ステップを説明するフローチャートである。

低回転速度において１つ以上の高調波を自動調整するために一の実施の形態において行われる各ステップを説明するフローチャートである。

基本波を第２の高調波とともに自動調整する例を説明するシミュレーション波形である。

図９の波形の時間軸拡張図である。

第２の高調波を図９の基本波とともに自動調整する例を説明するシミュレーション波形である。

図１１の波形の時間軸拡張図である。

高調波外乱レギュレータを無効化した状態の３００ｒｐｍで運転中のエンジンシステムにおける電気トルク推定値、ｑｄｓ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}信号、モータ回転速度、およびモータ回転速度の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）結果を示す図である。

高調波外乱レギュレータを有効化した状態の図１３のエンジンシステムにおける電気トルク推定値、ｑｄｓ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}信号、モータ回転速度、およびモータ回転速度のＦＦＴ結果を示す図である。

高調波外乱レギュレータを無効化した状態の６００ｒｐｍで運転中のエンジンシステムにおける電気トルク推定値、電気トルク指令、モータ回転速度、およびモータ回転速度のＦＦＴ結果を示す図である。

高調波外乱レギュレータを有効化した状態の図１５のエンジンシステムにおける電気トルク推定値、電気トルク指令、モータ回転速度、およびモータ回転速度のＦＦＴ結果を示す図である。

図１の駆動装置／コントローラのＤＣバス電流の１つ以上の高調波を自動調整する実施の形態のブロック図である。

図１７の実施の形態においてＤＣバス電流を測定または推定している駆動装置の一部のブロック図である。

図１７の高調波減衰を作動させていない状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した入力電圧のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させていない状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した入力電圧高調波のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させていない状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した入力電流のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させていない状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した入力電流高調波のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させていない状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した出力電圧のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させていない状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した出力電圧高調波のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させていない状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した出力電流のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させていない状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した出力電流高調波のデータを示す。

図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を推定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した入力電圧のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を推定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した入力電圧高調波のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を推定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した入力電流のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を推定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した入力電流高調波のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を推定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した出力電圧のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を推定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した出力電圧高調波のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を推定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した出力電流のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を推定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した出力電流高調波のデータを示す。

図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した入力電圧のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した入力電圧高調波のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した入力電流のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した入力電流高調波のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した出力電圧のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した出力電圧高調波のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した出力電流のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得した出力電流高調波のデータを示す。

図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１００Ｈｐで取得した入力電圧のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１００Ｈｐで取得した入力電圧高調波のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１００Ｈｐで取得した入力電流のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１００Ｈｐで取得した入力電流高調波のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１００Ｈｐで取得した出力電圧のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１００Ｈｐで取得した出力電圧高調波のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１００Ｈｐで取得した出力電流のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１００Ｈｐで取得した出力電流高調波のデータを示す。

図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、５０Ｈｐで取得した入力電圧のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、５０Ｈｐで取得した入力電圧高調波のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、５０Ｈｐで取得した入力電流のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、５０Ｈｐで取得した入力電流高調波のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、５０Ｈｐで取得した出力電圧のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、５０Ｈｐで取得した出力電圧高調波のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、５０Ｈｐで取得した出力電流のデータを示す。 図１７の高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、５０Ｈｐで取得した出力電流高調波のデータを示す。

図１７の実施の形態を使用した単巻変圧器（オートトランス）および入力駆動装置の構成を示す。

単巻変圧器（オートトランス）を２５０Ｈｐのモータ駆動装置に接続した状態で約１５０アンペアＲＭＳの入力電流の条件で取得した入力電流のデータを示す。 単巻変圧器（オートトランス）を２５０Ｈｐのモータ駆動装置に接続した状態で約１５０アンペアＲＭＳの入力電流の条件で取得した入力電流高調波のデータを示す。

単巻変圧器（オートトランス）を２５０Ｈｐのモータ駆動装置に接続した状態で約２５０アンペアＲＭＳの入力電流の条件で取得した、駆動装置の１つの入力電流のデータを示す。 単巻変圧器（オートトランス）を２５０Ｈｐのモータ駆動装置に接続した状態で約２５０アンペアＲＭＳの入力電流の条件で取得した、駆動装置の１つの入力電流高調波のデータを示す。

図２６ａと略同じパワーレベルでの全入力電流のデータを示す。 図２６ｂと略同じパワーレベルでの全入力電流高調波のデータを示す。

高調波レギュレータを特定の実施の形態に関して説明するが、それらの実施の形態に限定する意図はない。むしろ、特許請求の範囲記載の請求項により画定される高調波レギュレータの趣旨と範囲に含まれるすべての代替、変形および等価物を網羅することを意図する。

本明細書に記載の高調波レギュレータは、周期的トルク外乱を引き起こす高調波を自動調整または除外する。まず図１に、本技術が動作可能な例示のシステム１００を示す。本システムは、入力において３相電力を受け、それをｄｃリンクに変換し、パワー電子スイッチ（図示せず）を介してモータ１０４を制御する駆動／コントローラ１０２を含む。モータ１０４は、カップリング１０８を通じてエンジン１０６を駆動する。先に説明したように、エンジン１０６の回転中、エンジンは、シリンダ圧縮／カムリンクの相互作用に起因する周期的トルク外乱をモータ軸１１０に及ぼす。

駆動／コントローラ１０２は、いずれの形態でもよい。駆動／コントローラ１０２は、何らかの形態のコンピュータ読み取り可能媒体を含むのが典型的である。コンピュータ読み取り可能媒体は、駆動／コントローラ１０２によりアクセス可能ないずれの利用可能な媒体でもよく、揮発性および不揮発性の媒体、取り外し可能および取り外し不可能な媒体の両方を含んでもよい。以下の説明では、駆動／コントローラ１０２は、メイン制御ループがｑｄ基準系（ｄｑ基準系としても知られている）において使用されるｑｄタイプのコントローラの形態であるものとする。図２を参照して、メイン制御ループブロック２００は、指令値として設定された回転速度、モータ回転速度、モータ回転加速度などの入力を受信し、ｑｄｓ制御信号を出力する。ｑｄｓ制御信号は、ｄ（ｄｉｒｅｃｔ：ダイレクト）軸制御信号およびｑ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ：クワドラチャ（直交））軸制御信号を含む。ｑｄｓ制御信号は、ｑｄｓ−ｕｖｗブロック２０２によりｕｖｗ制御信号に変換される。ｕｖｗ制御信号は、互いに１２０°ずれた３つの位相であるのが典型的な、モータの各位相の制御信号を含む。ｕｖｗ制御信号は、モータ１０４を駆動するためにｕｖｗ制御ブロック２０４により使用される。一般に、ｕｖｗ制御ブロック２０４は、パルス幅変調（ＰＷＭ）などにより各モータ位相にパワーを供給するインバータで構成される。

高調波レギュレータ２０６は、スイッチ２０８を作動させたときにｑｄｓ制御信号に加算される制御信号を出力することにより、１つ以上の選択された高調波を特定の指令値（ゼロであってもよい）に自動調整する。スイッチ２０８が図示されているが、一の実施の形態では、高調波レギュレータ２０６が直接合算器２１０に接続される。高調波レギュレータ２０６は、複数の個別高調波レギュレータ３００ｎを含む（図３参照）。高調波レギュレータ２０６は、複数の個別高調波レギュレータに共通なｆｑｄｓ入力端、ｘ入力端、およびｄｎ入力端を有する。ｆｑｄｓ入力端では、メイン制御ループにおいて使用されるとともに周期的トルク外乱に起因する高調波成分を有するベクトルフィードバック変数を受信する。例えば、ｆｑｄｓ入力は、機械的なトルク外乱（例えば、周期的トルク外乱）を制御するアプリケーションでは、ソース基準系においてｑ軸における大きさのみを有するモータ回転加速度であってもよい。電圧外乱を阻止する（例えば、インバータのデッドタイム歪みに起因する周波数依存性電流高調波を除去する）アプリケーションでは、静止基準系においてｑおよびｄ軸における大きさの両方を有し得る電流フィードバックであってもよい。ｘ入力は、ｆｑｄｓ入力の角度位置推定値であり、高調波は、その値を基準としている。そして、それは、高調波に対する基本基準系を設定する。ｄｎ入力は、出力用の「対象高調波次数からソース次数を減じた」高調波次数差数として使用される。例えば、ソースが静止基準系であるときにｄｎが１に設定されていると、出力は基本波基準系（すなわち、同期基本基準系）に設定され、ｄｎが０に設定されていると、出力は静止基準系に設定される。残りの多数の高調波レギュレータの入力ｈ_１〜ｈ_ｎおよびｆｑｄｃｍｄ_１〜ｆｑｄｃｍｄ_ｎは、それぞれ、自動調整対象の調和次数および高調波が制御されるｑｄベクトルの大きさである。これらのベクトルの大きさの値がゼロであると、コントローラはそれに関連付けられた高調波がゼロになるように自動調整する。自動調整されるべき高調波ｈ_１〜ｈ_ｎは、制御対象のシステムの性質を考慮して決定してもよく、またはその外乱を高速フーリエ変換を用い解析することにより、もしくは他の実験的方法で決定してもよい。各個別高調波レギュレータの出力は、合算ブロック３０２（図３）で合算され、合算された出力ｆｑｄｄｎｃｏｍｐは、合算器２１０においてｑｄｓ制御信号と合算される。ｆｑｄｓ信号がｑ軸における大きさしか有しない場合は、出力のｑ軸成分のみが合算され、ｄ軸成分はゼロに保持される。

図７を参照しつつ、図４に、高調波レギュレータ３００の一の実施の形態を示す。ブロック４００〜４０２において、ｘ入力および自動調整対象の調和次数ｈを乗算し（ブロック４００）、２πを法とする数を導出し（ブロック４０２）、自動調整対象の高調波の静止基準系に対応する角度θを得る（ステップ７００）。角度θを用いて正弦および余弦関数を導出し（ブロック４０４）、これらの関数をソース−高調波基準系変換ブロック４０６（図５参照）において使用してｆｑｄｓベクトルフィードバック変数を調和次数ｈの高調波基準系に変換する（ステップ７０２）。例えば、第５高調波が高調波レギュレータ３００における制御対象である場合、ｆｑｄｓフィードバック変数は、第５高調波の高調波基準系に変換される。その結果得られるｑｄｈ変数は、ｑｄｈ変数内に存在する他の周波数を低減または除外するためにフィルタブロック４０８によりローパスフィルタリングされ、それにより高調波レギュレータ３００は、対象である高調波を主に自動調整する（ステップ７０４）。代替として、高調波基準系への変換前にソース基準系においてバンドパスフィルタを実装してもよい。その結果得られるフィルタリングされたｑｄｈ値は、合算器４１０において指令されたｑｄ値から減算される（ステップ７０６）。その結果得られる誤差信号をｑｄ ＰＩレギュレータ（ブロック４１２）で自動調整し（ステップ７０８）、ｄｎ入力により選択された基準系に変換（ブロック４１４、図６参照）する（ステップ７１０）。ブロック４１４で使用される正弦および余弦関数はブロック４１６から導出され、ブロック４１６は、ｄｎ入力値を減じた調和次数で乗算（ブロック４２０）されたｘ入力の２πを法とする数（ブロック４１８）から導出された入力角度を有する。選択された高調波についてのｆｑｄｄｎｃｏｍｐ値は、合算ブロック３０２（図３）において他の値がある場合はそれらと合算され、その結果、高調波レギュレータ２０６のｆｑｄｄｎｃｏｍｐ出力値が得られる。

低エンジン回転速度においては、低回転速度におけるシステムの基本周波数が低いことに起因して高調波が「込み合う」ため、高調波の識別が困難な可能性があることに留意されたい。一の実施の形態では、エンジン回転速度が予め定めた回転速度を下回ったときは、ＰＩブロックがラッチされ、ｑｄ値は予め定めた回転速度以上のときの値に保持される（ステップ７１２（図８参照））。試験を行ったところ、ラッチした値で高調波を自動調整した場合、高調波外乱レギュレータを完全に無効化した場合よりも良好な結果を示した。

図９〜１２に、２つの高調波を自動調整した時のシミュレーション例を示す。図１０および図１２は、それぞれ図９および図１１の波形の時間軸拡張図である。図９（ａ）および図１１（ａ）は、インクリメンタルエンコーダを使用した場合の信号と同様の量子化されたｑｄ加速度フィードバック信号である。図１０（ａ）および図１２（ａ）は、それぞれ図９（ａ）および図１１（ａ）の時間軸拡張図である。図９（ｂ）および図１１（ｂ）は、それぞれ高調波ｈ１およびｈ２の高調波基準系に変換後の変換済ｑｄ加速度信号である。図１０（ｂ）および図１２（ｂ）は、それぞれ図９（ｂ）および図１１（ｂ）の時間軸拡張図である。図９（ｃ）および図１１（ｃ）は、フィルタリング済および変換済ｑｄ加速度信号である。両高調波についてのフィルタリング済ターム（すなわち、本例における加速度誤差）が、どのようにＰＩレギュレータ出力によりゼロにせしめられるかが分かろう。図１０（ｃ）および図１２（ｃ）は、それぞれ図９（ｃ）および図１１（ｃ）の時間軸拡張図である。図９（ｄ）および図１１（ｄ）は、ＰＩ自動調整後のフィルタリング済および変換済ｑｄ加速度信号である。図１０（ｄ）および図１２（ｄ）は、それぞれ図９（ｄ）および図１１（ｄ）の時間軸拡張図である。高調波基準系における各ＰＩレギュレータ出力が、各高調波の異なる大きさおよび位相にどのように対応しているかが分かろう。図９（ｅ）および図１１（ｅ）は、図９（ａ）および図１１（ａ）の基準系に再変換後のＰＩ制限後のｑｄ加速度信号である。図１０（ｅ）および図１２（ｅ）は、それぞれ図９（ｅ）および図１１（ｅ）の時間軸拡張図である。

図１３および図１４に、３００ｒｐｍで運転中の４気筒４サイクルエンジンの試験システムにおいて高調波を自動調整する例を示す。波形１３００は電気トルク推定値であり、波形１３０２はｑｄｓ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}信号（図２）であり、波形１３０４はモータ回転速度であり、波形１３０６はモータ回転速度のＦＦＴ結果である。図１３は、高調波外乱レギュレータを無効化した状態での波形を示す。いくつかの高調波における大きなピーク値が、速度のＦＦＴ結果において明瞭に見られる。第２、第４、第６、第８、第１２および第１６高調波について自動調整セットポイントをゼロ値に設定した状態で高調波外乱レギュレータを有効化すると、図１４において、自動調整された高調波がシステムにおいて切り離され、回転速度がリップルをほとんど有さないことが分かろう。その結果、周期的トルク外乱の作用は低減および／または除外される。

図１５および図１６に、６００ｒｐｍで運転中の同じエンジンシステムにおいて高調波を自動調整する例を提示する。波形１５００は電気トルク推定値であり、波形１５０２はｑｄｓ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}信号（図２）であり、波形１５０４はモータ回転速度であり、波形１５０６はモータ回転速度のＦＦＴ結果である。図１５は、高調波外乱レギュレータを無効化した状態での波形を示す。いくつかの高調波における大きなピーク値が、速度のＦＦＴ結果において明瞭に見られる。自動調整対象の第２、第４、第８および第１２高調波について自動調整セットポイントをゼロ値に設定した状態で高調波外乱レギュレータを有効化すると、図１６において、自動調整された高調波がシステムにおいて切り離され、モータ回転速度がリップルをほとんど有さないことが分かろう。その結果、周期的トルク外乱の作用は低減および／または除外される。

他の形態の高調波も、高調波外乱レギュレータで自動調整することが可能であることに留意されたい。例えば、モータ駆動インバータｄｃバスの電圧または電流高調波およびモータ駆動インバータの入力および出力接続における電圧または電流高調波も、本明細書に記載の手法を用いて低減することが可能である。ここで図１７に、ｄｃバス電流高調波を自動調整する例を示す。１つ以上の高調波を対象とすることが可能である。各高調波レギュレータ３００への入力は、測定されたバスイン電流または推定されたバスイン電流のいずれかである（図１８参照）。自動調整対象の各高調波の静止基準系に対応する角度入力は、電源（例えば５０または６０Ｈｚ）に基づいてリセットされる積分器を介して生成される。例えば、入力位相の電圧を表す正弦波を用いることで、ゼロクロス検出を用いて積分器をリセットすることが可能である。高調波レギュレータ３００の出力は、合算ブロック３０２において合算される。二次元ベクトル出力ｆｑｄｄｎｃｏｍｐがデマルチプレクサブロック３０３に入力され、その結果、ｆｑｄｄｎｃｏｍｐが、その成分スカラ値であるｆｑｄｎｃｏｍｐおよびｆｄｄｎｃｏｍｐに分離される。デマルチプレクサ３０３のｆｄｄｎｃｏｍｐ成分出力は、用いられない。デマルチプレクサ３０３のｆｑｄｎｃｏｍｐ成分出力は、メイン制御ループに加えられ、モータにＶ_ｑｓｅ同期系電圧を指令することで、バス電流高調波の低減が達成される。典型的には、第６高調波および６の倍数である高調波が自動調整される。

いずれの大きな入力インダクタンスも有しない三相電源からその電力を導出する６パルスダイオード整流器フロントエンドを有する従来のモータ駆動装置は、３１％の全高調波歪み（ＴＨＤ）を有することが周知である。ここで図１９ａ〜図２３ｈに、本明細書に記載の高調波減衰手法に合わせて変更した、本特許出願の譲受人であるＵｎｉｃｏ製の１００Ｈｐ、４６０Ｖのシリーズ１２００駆動装置の試験データを示す。

図１９ａ〜図１９ｈは、高調波減衰を行わずに約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得したデータを示す。図１９ａ〜図１９ｈにおいて、入力電圧（図１９ａ）、入力電圧高調波（図１９ｂ）、入力電流（図１９ｃ）、入力電流高調波（図１９ｄ）、出力電圧（図１９ｅ）、出力電圧高調波（図１９ｆ）、出力電流（図１９ｇ）、および出力電流高調波（図１９ｈ）を示す。ＴＨＤを示す入力における測定値は、ｒｍｓ電圧の３．５２％およびｒｍｓ電流の３６．４６％であった。ＴＨＤを示す出力における測定値は、ｒｍｓ電圧の２．７１％およびｒｍｓ電流の３．２９％であった。

図２０ａ〜図２０ｈは、高調波減衰を作動させた状態およびバス電流を推定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得したデータを示す。図２０ａ〜図２０ｈにおいて、入力電圧（図２０ａ）、入力電圧高調波（図２０ｂ）、入力電流（図２０ｃ）、入力電流高調波（図２０ｄ）、出力電圧（図２０ｅ）、出力電圧高調波（図２０ｆ）、出力電流（図２０ｇ）、および出力電流高調波（図２０ｈ）を示す。ＴＨＤを示す入力における測定値は、ｒｍｓ電圧の４．７０％およびｒｍｓ電流の２８．１２％であった。ＴＨＤを示す出力における測定値は、ｒｍｓ電圧の３．３９％およびｒｍｓ電流の３．２１％であった。

図２１ａ〜図２１ｈは、高調波減衰を行ってバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１５０Ｈｐで取得したデータを示す。図２１ａ〜図２１ｈにおいて、入力電圧（図２１ａ）、入力電圧高調波（図２１ｂ）、入力電流（図２１ｃ）、入力電流高調波（図２１ｄ）、出力電圧（図２１ｅ）、出力電圧高調波（図２１ｆ）、出力電流（図２１ｇ）、および出力電流高調波（図２１ｈ）を示す。ＴＨＤを示す入力における測定値は、ｒｍｓ電圧の４．３１％およびｒｍｓ電流の２３．２３％であった。ＴＨＤを示す出力における測定値は、ｒｍｓ電圧の２．４２％およびｒｍｓ電流の２．９０％であった。

図２２ａ〜図２２ｈは、高調波減衰を行ってバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、１００Ｈｐで取得したデータを示す。図２２ａ〜図２２ｈにおいて、入力電圧（図２２ａ）、入力電圧高調波（図２２ｂ）、入力電流（図２２ｃ）、入力電流高調波（図２２ｄ）、出力電圧（図２２ｅ）、出力電圧高調波（図２２ｆ）、出力電流（図２２ｇ）、および出力電流高調波（図２２ｈ）を示す。ＴＨＤを示す入力における測定値は、ｒｍｓ電圧の３．８４％およびｒｍｓ電流の２５．４７％であった。ＴＨＤを示す出力における測定値は、ｒｍｓ電圧の２．０４％およびｒｍｓ電流の４．０７％であった。

図２３ａ〜図２３ｈは、高調波減衰を行ってバス電流を測定している状態で約６０Ｈｚ、５０Ｈｐで取得したデータを示す。図２３ａ〜図２３ｈにおいて、入力電圧（図２３ａ）、入力電圧高調波（図２３ｂ）、入力電流（図２３ｃ）、入力電流高調波（図２３ｄ）、出力電圧（図２３ｅ）、出力電圧高調波（図２３ｆ）、出力電流（図２３ｇ）、および出力電流高調波（図２３ｈ）を示す。ＴＨＤを示す入力における測定値は、ｒｍｓ電圧の３．５４％およびｒｍｓ電流の２９．９４％であった。ＴＨＤを示す出力における測定値は、ｒｍｓ電圧の４．１４％およびｒｍｓ電流の９．３５％であった。

電流高調波は、高調波減衰を用いて測定または推定された入力バス電流で低減されることが分かる。高調波は、例えば、米国特許第７，０４９，９２１号公報および米国特許第５，４５５，７５９号公報ならびにＧａｒｙ Ｌ． Ｓｋｉｂｉｎｓｋｉによる論文「Ｃｏｓｔ ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ Ｍｕｌｔｉ−Ｐｕｌｓｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ Ｓｏｌｕｔｉｏｎｓ ｆｏｒ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ ｉｎ ＡＣ Ｄｒｉｖｅｓ（（訳）交流機駆動装置での高調波軽減のための高コスト効率多重パルス変圧器による解決）」（かかるすべての文献の全内容は、本明細書に組み込む）などに記載のフィルタまたは単巻変圧器（オートトランス）を用いる他の高調波軽減手法とともに本発明を用いることで、さらに低減される可能性がある。

例えば、２つの２５０Ｈｐモータ駆動装置を用いる駆動装置構成試験（図２４参照）において米国特許第７，０４９，９２１号公報等に記載の変圧器を用いた場合、駆動装置の一方についての入力電流高調波は、定格電力において、約１５０アンペアＲＭＳの入力電流における１２．１７％ＴＨＤ（図２５ａおよび図２５ｂ参照）から約２５０アンペアＲＭＳの入力電流における８．７３％ＴＨＤ（図２６ａおよび図２６ｂ参照）の範囲であった。定格電力における全入力電流高調波は、１．６０％ＴＨＤ（図２７ａおよび図２７ｂ参照）であった。図２７ａおよび図２７ｂについての構成は、２つの１２パルス駆動装置と図１７の実施の形態とを有する擬似２４パルス構成であった。２つの１２パルス単巻変圧器（オートトランス）は、図２４に示すように接続したが、駆動整流器と単巻変圧器（オートトランス）との間に出力チョークは設けなかった。結合された入力（３〜５％インピーダンス）に三相チョークを追加した。

上記から、本明細書に記載の高調波外乱レギュレータで周期的トルク外乱を自動調整できることが分かろう。高調波基準系への変換により、時間に伴い変化する信号ではなく直流でコントローラを効果的に動作させることができる。これにより、コントローラが時間に伴い変化する波形から独立し、従ってコントローラの周波数応答の限定ならびにトルクおよび回転速度の位相ずれが最小化される。

本発明の説明に関連して（特に以下のクレームに関連して）用いられる名詞及び同様な指示語の使用は、本明細書中で特に指摘したり、明らかに文脈と矛盾したりしない限り、単数および複数の両方に及ぶものと解釈される。語句「備える」、「有する」、「含む」および「包含する」は、特に断りのない限り、オープンエンドターム（すなわち「〜を含むが限定しない」という意味）として解釈される。本明細書中の数値範囲の具陳は、本明細書中で特に指摘しない限り、単にその範囲内に該当する各値を個々に言及するための略記法としての役割を果たすことだけを意図しており、各値は、本明細書中で個々に列挙されるかのように、明細書に組み込まれる。本明細書中で説明されるすべての方法は、本明細書中で特に指摘したり、明らかに文脈と矛盾したりしない限り、あらゆる適切な順番で行うことができる。本明細書中で使用するあらゆる例または例示的な言い回し（例えば「など」）は、特に主張しない限り、単に本発明をよりよく説明することだけを意図し、本発明の範囲に対する制限を設けるものではない。明細書中の如何なる言い回しも、本発明の実施に不可欠である、請求項に記載されていない要素を示すものとは解釈されないものとする。

本明細書中では、発明を実施するため本発明者が知っている最良の形態を含め、本発明の好ましい実施の形態について説明している。当業者にとっては、上記説明を読んだ上で、これらの好ましい実施の形態の変形が明らかとなろう。本発明者は、熟練者が適宜このような変形を適用することを期待しており、本明細書中で具体的に説明される以外の方法で発明が実施されることを予定している。従って本発明は、準拠法で許されているように、本明細書に添付された請求項に記載の内容の修正および均等物をすべて含む。さらに、本明細書中で特に指摘したり、明らかに文脈と矛盾したりしない限り、好ましい実施の形態で考えられるすべての変形における上記要素のいずれの組合せも本発明に包含される。

１００ システム
１０２ モータ駆動／コントローラ
１０４ モータ
１０６ エンジン
１０８ カップリング
１１０ モータ軸
２００ メイン制御ループブロック
２０２ ｑｄｓ−ｕｖｗ変換ブロック
２０４ ｕｖｗ制御ブロック
２０６ 高調波レギュレータ
２０８ スイッチ
２１０ 合算器
３００ 個別高調波レギュレータ
３０２ 合算ブロック
３０３ デマルチプレクサブロック
４００ 演算ブロック
４０２ 演算ブロック
４０４ 演算ブロック
４０６ ソース−高調波基準系変換ブロック
４０８ フィルタブロック
４１０ 合算器
４１２ ｑｄ ＰＩレギュレータ
４１４ 変換ブロック
４１６ 演算ブロック
４１８ 演算ブロック
４２０ 演算ブロック
１３００ 波形（電気トルク推定値）
１３０２ 波形（ｑｄｓ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}信号）
１３０４ 波形（モータ回転速度）
１３０６ 波形（モータ回転速度のＦＦＴ結果）
１５００ 波形（電気トルク推定値）
１５０２ 波形（ｑｄｓ_{ｃｏｎｔｒｏｌ}信号）
１５０４ 波形（モータ回転速度）
１５０６ 波形（モータ回転速度のＦＦＴ結果）

Claims (18)

1. 電源に接続されたモータ駆動システムにおけるバス高調波を自動調整する方法であって：
   自動調整対象の各々の高調波について：
   前記自動調整対象の高調波に起因する少なくとも１つの高調波成分を有するバスフィードバック信号を、ソース基準系から前記自動調整対象の高調波の高調波基準系に変換してｑｄフィードバック信号を形成するステップと；
   指令値から前記ｑｄフィードバック信号を減算してｑｄ信号を形成するステップと；
   前記ｑｄ信号を自動調整するステップと；
   前記自動調整されたｑｄ信号を目的の基準系に変換して補償信号を形成するステップと；
   前記補償信号を制御信号に加算して、前記自動調整対象の高調波を前記指令値に近づけるｑｄ制御信号を形成するステップとを備える；
   方法。
2. 前記フィードバック信号を変換するステップは、前記自動調整対象の高調波の高調波角度を決定するステップを有する、
   請求項１に記載の方法。
3. 前記高調波角度を決定するステップは：
   前記電源の周波数と同じ周波数を有する正弦波のゼロクロシングが検出されると積分器の出力をリセットするステップと；
   前記高調波角度を前記積分器の前記出力に設定するステップとを有する；
   請求項２に記載の方法。
4. 前記ｑｄフィードバック信号をフィルタリングするステップをさらに備える、
   請求項１に記載の方法。
5. 前記ｑｄフィードバック信号をフィルタリングするステップは、前記高調波基準系において前記ｑｄフィードバック信号をフィルタリングするステップを有する、
   請求項４に記載の方法。
6. 前記ｑｄフィードバック信号をフィルタリングするステップは、ローパスフィルタを用いて前記ｑｄフィードバック信号をフィルタリングするステップを有する、
   請求項４に記載の方法。
7. 前記補償信号を制御信号に加算して、ｑｄ制御信号を形成するステップは、前記補償信号を前記モータ駆動システムにおけるＶ_ｑｓｅ同期系電圧指令に加算するステップを有する、
   請求項１に記載の方法。
8. 前記自動調整されたｑｄ信号を前記目的の基準系に変換するステップは、目的の調和次数に基づいて前記自動調整されたｑｄ信号を前記目的の基準系に変換するステップを有する
   請求項１に記載の方法。
9. 前記バスフィードバック信号を変換するステップは、バス電流フィードバック信号を変換するステップを有する、
   請求項１に記載の方法。
10. 請求項１に記載の各ステップを実行するためのコンピュータが実行可能な命令を有する、
    コンピュータ読み取り可能媒体。
11. 前記自動調整対象の高調波の高調波角度を決定するステップを実行するためのコンピュータが実行可能な命令をさらに有する、
    請求項１０に記載のコンピュータ読み取り可能媒体。
12. 前記高調波角度を決定するステップは：
    前記電源の周波数と同じ周波数を有する正弦波のゼロクロシングが検出されると積分器の出力をリセットするステップと；
    前記高調波角度を前記積分器の前記出力に設定するステップとを有する、
    請求項９に記載のコンピュータ読み取り可能媒体。
13. 前記ｑｄフィードバック信号をフィルタリングするステップを実行するためのコンピュータが実行可能な命令をさらに有する、
    請求項１０に記載のコンピュータ読み取り可能媒体。
14. 前記ｑｄフィードバック信号をフィルタリングするステップは、前記高調波基準系において前記ｑｄフィードバック信号をフィルタリングするステップを有する、
    請求項１３に記載のコンピュータ読み取り可能媒体。
15. 前記ｑｄフィードバック信号をフィルタリングするステップは、ローパスフィルタを用いて前記ｑｄフィードバック信号をフィルタリングするステップを有する、
    請求項１３に記載のコンピュータ読み取り可能媒体。
16. 前記補償信号を制御信号に加算して、前記ｑｄ制御信号を形成するステップは、前記補償信号を前記モータ駆動システムにおけるＶ_ｑｓｅ同期系電圧指令に加算するステップを有する、
    請求項１０に記載のコンピュータ読み取り可能媒体。
17. 前記自動調整されたｑｄ信号を前記目的の基準系に変換するステップは、目的の調和次数に基づいて前記自動調整されたｑｄ信号を前記目的の基準系に変換するステップを有する、
    請求項１０に記載のコンピュータ読み取り可能媒体。
18. 前記バスフィードバック信号を変換するステップは、バス電流フィードバック信号を変換するステップを有する、
    請求項１０に記載のコンピュータ読み取り可能媒体。

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