JP2011217343A - 受信回路 - Google Patents

Abstract

【課題】受信信号に対してサンプリングクロックの位相を調整しない構成において、適切に等化処理を行なう受信回路を提供する。
【解決手段】受信回路は、受信信号のタイミングに依存しない固定のタイミングのクロック信号を用いて受信信号をサンプリングしたサンプル値を求めるサンプリング回路と、サンプル値から符号間干渉値の推定値を減算してサンプル値の補正後の値を求める加算回路と、サンプル値の補正後の値に基づいてクロック信号の受信信号に対する位相位置を示す情報を求めると共に受信信号のデータ判定値を求めるデータ復元回路と、位相位置を示す情報に応じて符号間干渉値の推定値を求め加算回路に供給する符号間干渉値推定ユニットとを含む。
【選択図】図２

Description

本願開示は、一般に受信回路に関し、詳しくは受信側で生成したクロック信号に基づいてデータを復元するデータ復元回路及び方法に関する。

チップ内やチップ間の通信において、信号の伝送速度が速い場合又は伝送線路が長い場合、誘電体損失や表皮効果の影響により送信信号の高周波成分が減衰してしまう。そのため、所定のサンプリング点においてのみ値を有するべき理想パルス信号を伝送線路に通過させると、この所定のサンプリング点だけでなく後続するサンプリング点においても０でない値を有する鈍った波形（チャネル応答）が受信器側で観測される。この結果、隣接するデータ間で値が干渉し合う符号間干渉が発生し、データ判定にエラーを生じさせることになる。

図１は、理想パルス信号を伝送線路に通過させた場合の受信波形を模式的に示す図である。横軸はサンプリング点（サンプリングタイミング）であり、縦軸は信号値（信号振幅）である。理想パルス信号１１を伝送線路に通過させると、理想パルス信号の波形が鈍って、受信側では受信波形（チャネル応答波形）１２として検出される。理想パルス信号１１が鈍って受信波形１２となることにより、本来のパルス位置であるサンプリング点Ｔ０だけでなく、後続するサンプリング点Ｔ１乃至Ｔ３においても０でない値を有する波形が検出される。この後続するサンプリング点Ｔ１乃至Ｔ３における値Ｃ_１乃至Ｃ_３が、符号間干渉を引き起こす。

この符号間干渉を取り除くために、波形の等化処理（イコライズ）が行われる。受信器側でノイズを強調せず信号のみを増幅できるイコライザとして、判定帰還形等化器（ＤＦＥ：Decision Feedback Equalizer）がよく用いられる。判定帰還形等化器では、あるサンプリング点でのデータ判定結果に応じて、後続するサンプリング点から符号間干渉値の影響を取り除く。より詳しく説明すると、受信信号は、伝送線路のチャネル応答波形に送信信号の各サンプリング点の値を掛け合わせた信号の重ね合わせの波形、即ち、送信信号とチャネル応答とを重畳積分した波形となる。従って符号間干渉を取り除くためには、現在の信号値に対して影響を及ぼしている過去の数個のサンプリング点の信号からの影響成分である符号間干渉値を、現在の信号値から減算すれば、本来の信号成分を復元することができる。

例えば図１において現在のサンプリング点をＴ１とすると、過去のサンプリング点Ｔ０の信号値をＣ_１に掛け合わせた値が、現在のサンプリング点に対する過去のサンプリング点Ｔ０の信号からの符号間干渉値である。サンプリング点をずらして考えれば、現在のサンプリング点をＴ２とすると、過去のサンプリング点Ｔ１の信号値をＣ_１に掛け合わせた値が、現在のサンプリング点に対する過去のサンプリング点Ｔ１の信号からの符号間干渉値である。同様に現在のサンプリング点をＴ２とした場合、過去のサンプリング点Ｔ０の信号値をＣ_２に掛け合わせた値が、現在のサンプリング点に対する過去のサンプリング点Ｔ０の信号からの符号間干渉値である。このようにして求められる過去の数個のサンプリング点の信号からの影響成分である符号間干渉値を、現在の信号値から減算すれば、本来の信号成分を復元できる。即ち、現在のサンプリング点に対して１サンプル前の信号値をＳ１、２サンプル前の信号値をＳ２、３サンプル前の信号値をＳ３とした場合、Ｓ１×Ｃ_１＋Ｓ２×Ｃ_２＋Ｓ３×Ｃ_３を減算することにより現在のサンプリング点の信号値を求めることができる。また例えば直前のサンプル点の影響のみを削除すれば十分な条件であれば、Ｓ１×Ｃ_１を現在の信号値から減算すればよい。なおここで信号値としては、ＨＩＧＨ（論理値１）を＋１とし、ＬＯＷ（論理値０）を−１として考えてよい。

一般に、回路ブロック間、チップ間、あるいは筐体内の高速信号伝送ではＣＤＲ（Clock and Data Recovery）技術が用いられる。このＣＤＲでは、受信側において受信データからクロックを発生（復元）し、この復元したクロックを用いてデータの０／１判定を行なう。この際、正しい信号受信が行なえるよう、回路内部のフィードバック回路により復元クロックの位相を調整し、復元クロックと受信データとが一定の位相関係となるように設定する。

ＣＤＲ技術を利用した従来の位相トラッキング型受信器では、サンプリング用のクロックを用いて、データ１ＵＩ（Unit Interval）当りデータ中心の位置とデータ境界の位置との２箇所でサンプリングを行う。所定のクロック位相のサンプルタイミングが常にデータ境界をトラッキングするようにクロックの位相制御を行なうことにより、０．５ＵＩ離れたクロック位相位置におけるサンプルタイミングが常にデータの中心をサンプリングするようにする。この位相トラッキング型受信器では、サンプルタイミングは常にデータ中心位置とデータ境界位置とにあることが分かっている。従って判定帰還形等化器においては、データ中心位置のサンプル値に対して、符号間干渉値として前述のＳ１×Ｃ_１＋Ｓ２×Ｃ_２＋Ｓ３×Ｃ_３を減算することにより、本来の信号値を求めることができる。これらＣ_１乃至Ｃ_３は、伝送線路に固有の係数であり、予め伝送線路のチャネル応答波形から係数値を求めておけば、後は固定値として等化処理に用いることができる。

最近、ブラインドサンプリング型受信器が提案されている。前述の位相トラッキング型受信器では、内部クロック信号の位相を細かくシフト可能な構成とし、入力データの揺らぎ（ジッタ）に追従して内部クロック信号の位相をシフトさせることで、データの中心を常にサンプリングしている。それに対し、ブラインドサンプリング型受信器は、受信信号のタイミングに依存しない固定のクロック信号のタイミングで受信信号をサンプリングする。そして例えば、サンプリングして得たデジタルコードの列を補間してゼロクロス点を求めることによりデータの遷移点を求め、このデータの遷移点に基づいてサンプルされたデータを取捨選択し、データ判定値を求める。この方式では、受信信号に対してサンプリングクロックの位相を調整しないので、サンプリング点がデータの中心位置や境界位置等の特定の箇所に一致するわけではなく、またデータ信号中の何れかの位置に固定されているわけでもない。したがって、伝送線路のチャネル応答波形から求めた固定の係数を用いて判定帰還形等化器を構成することができないという問題がある。

特願２０１０−０６１４２１号

B. Song and D. C. Soo, "NRZ Timing Recovery Technique forBand-Limited Channels," IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 32, no. 4, pp.514-520, Apr. 1997 Siamak S., et al, "A 5Gb/s Speculative DFE for 2x BlindADC-based Receivers in 65-nm CMOS," Symp. on VLSI Circuits, pp. 69-70,Jun. 2010

以上を鑑みると、受信信号に対してサンプリングクロックの位相を調整しない構成において、適切に等化処理を行なう受信回路が望まれる。

受信回路は、受信信号のタイミングに依存しない固定のタイミングのクロック信号を用いて前記受信信号をサンプリングしたサンプル値を求めるサンプリング回路と、前記サンプル値から符号間干渉値の推定値を減算して前記サンプル値の補正後の値を求める加算回路と、前記サンプル値の補正後の値に基づいて前記クロック信号の前記受信信号に対する位相位置を示す情報を求めると共に前記受信信号のデータ判定値を求めるデータ復元回路と、前記位相位置を示す情報に応じて前記符号間干渉値の推定値を求め前記加算回路に供給する符号間干渉値推定ユニットとを含むことを特徴とする。

本願開示の少なくとも１つの実施例によれば、受信信号に対してサンプリングクロックの位相を調整しない構成において、クロック信号の受信信号に対する位相位置を示す情報に応じて符号間干渉値の推定値を求める。これにより、適切に等化処理を行なうことができる。

理想パルス信号を伝送線路に通過させた場合の受信波形を模式的に示す図である。 受信回路の構成の一例を示す図である。 符号間干渉値の推定値について説明するための図である。 位相位置を示す情報を説明するための図である。 データ復元回路の構成の一例を示す図である。 符号間干渉値推定ユニットの詳細を示す図である。 係数選択器による係数選択を説明するための図である。 係数選択器の構成の一例を示す図である。 等化処理について説明するための図である。 データ判定値を用いずに符号間干渉値の推定値を求める受信回路の構成の一例を示す図である。 図１０の係数選択器の構成の一例を示す図である。 位相検出器及びデータ判定器の構成の一例を示す図である。 係数値の適応制御を行なう受信回路の構成の一例を示す図である。 適応ロジック回路の構成の一例を示す図である。 期待値計算回路の構成の一例を示す図である。 データパターン検出回路の構成の一例を示す図である。

以下に、本発明の実施例を添付の図面を用いて詳細に説明する。

図２は、受信回路の構成の一例を示す図である。図２に示す受信回路２０は、サンプリング回路２１、加算器２２、データ復元回路２３、及び符号間干渉値推定ユニット２４を含む。この受信回路２０はブラインドサンプリング型受信器であり、サンプリング回路２１が、受信信号のタイミングに依存しない固定のタイミングのクロック信号を用いて、受信信号をサンプリングしたサンプル値を求める。加算器２２は、サンプリング回路２１の出力するサンプル値から符号間干渉値の推定値を減算して、サンプル値の補正後の値を求める。データ復元回路２３は、サンプル値の補正後の値に基づいて上記クロック信号の受信信号に対する位相位置を示す情報Φａｖｇを求めると共に、受信信号のデータ判定値を求める。例えば、サンプリングして得たデジタルコードの列を補間してゼロクロス点を求めることによりデータの遷移点を求め、このデータの遷移点に基づいてサンプルされたデータを取捨選択し、データ判定値を求める。符号間干渉値推定ユニット２４は、データ復元回路２３が求めた位相位置を示す情報Φａｖｇに応じて、符号間干渉値の推定値を求め加算器２２に供給する。

サンプリング回路２１は、アナログの受信信号をサンプル及びホールドすることにより、アナログのサンプル値からなる信号を加算器２２に供給してよい。この場合、符号間干渉値推定ユニット２４が加算器２２に供給する符号間干渉値の推定値はアナログ信号であり、加算器２２はアナログ信号同士の加減算を行なうことになる。またデータ復元回路２３はアナログ信号であるサンプル値の補正後の値に基づいてデータ復元処理を実行する。この際、例えば最初にサンプル値の補正値をＡＤ変換（アナログからデジタルへの変換）し、その後はデジタル演算を行なうことにより、データ復元処理を実行してよい。またサンプリング回路２１は、アナログの受信信号をサンプル及びホールドし、更にＡＤ変換を行なうＡＤ変換回路であってもよい。サンプリング回路２１が出力するサンプル値は、量子化されたデジタルのサンプル値である。この場合、符号間干渉値推定ユニット２４が加算器２２に供給する符号間干渉値の推定値はデジタル信号であり、加算器２２はデジタル信号同士の加減算を行なうことになる。またデータ復元回路２３はデジタル信号であるサンプル値の補正後の値に基づいてデータ復元処理を実行する。この場合には、演算処理が全てデジタルで実行されるので、プロセスバラツキ等の影響を受けにくい等化処理を実現することができる。

図２において、符号間干渉値推定ユニット２４は、データ復元回路２３が求めた位相位置を示す情報Φａｖｇ及び受信信号のデータ判定値（即ち０又は１の値として判定された受信データ）とに基づいて、符号間干渉値の推定値を求めている。この構成は一例であり、受信回路はこの構成に限定されない。例えば後述するように、符号間干渉値推定ユニット２４は、受信信号のデータ判定値を用いることなく、位相位置を示す情報Φａｖｇのみに基づいて符号間干渉値の推定値を求めることもできる。

図３は、符号間干渉値の推定値について説明するための図である。図１で説明したのと同様に、理想パルス信号１１を伝送線路に通過させると、理想パルス信号の波形が鈍って、受信側では受信波形（チャネル応答波形）１２が観測される。ここで理想パルス信号１１は１ＵＩの幅を有するものとする。この理想パルス信号１１の１ＵＩの幅に後続する１ＵＩの区間において、この区間を例えば８等分し、各区間を代表するチャネル応答波形１２の値を係数値Ｃ_１Ａ乃至Ｃ_１Ｈとする。区間の分割数及び係数値の数は８に限られるものではなく、適宜選択された複数の数とすればよい。具体的には、位相位置を示す情報Φａｖｇのビット数に応じた数としてよい。例えば、位相位置を示す情報Φａｖｇが３ビットで表現される場合、情報Φａｖｇは１ＵＩを８（＝２^３）等分した各位相位置を表現することができる。この場合、上記の係数値の数も８としてよい。

位相位置を示す情報Φａｖｇは、例えば、サンプル値の補正後の値を補間して求めたゼロクロス点の位置、即ちデータ境界位置を示すものであってよい。また或いは、このゼロクロス点の位置に０．５ＵＩを加算したデータ中心位置を示すものであってよい。以下の説明では、位相位置を示す情報Φａｖｇはデータ境界位置を示すものとする。

図４は、位相位置を示す情報Φａｖｇを説明するための図である。図１のサンプリング回路２１は、例えばデータ周波数の２倍のサンプリングレートを用いることにより、０．５ＵＩ間隔でサンプリングを行なってよい。この場合、図４に示すように、受信信号をサンプリングすると、連続する３つのサンプル点２７乃至２９が１ＵＩの端から端までに対応することになる。これらのサンプル点の信号値を補間することによりゼロクロス点の位置を求め、更に、１ＵＩの左端のサンプル点２７からゼロクロス点までの距離Φｉを求める。このΦｉを複数のＵＩにわたり平均化することで、上記の位相位置を示す情報Φａｖｇが得られる。

例えば位相位置を示す情報Φａｖｇが、１ＵＩを８等分した８番目の区間を示す値である場合、１ＵＩの左端のサンプル点から８区間後の区間に次のデータ境界がある。言葉を換えて言えば、１ＵＩの左端のサンプル点から１区間前の区間に直前のデータ境界がある。従って、この１ＵＩの左端のサンプル点の1つ前のデータ判定値に図３の左から１番目の係数値Ｃ_１Ａを掛けた値を、このサンプル点の信号値から減算すれば、1つ前のデータの影響を除去することができる。また例えば位相位置を示す情報Φａｖｇが、１ＵＩを８等分した２番目の区間を示す値である場合、１ＵＩの左端のサンプル点から２区間後の区間に次のデータ境界がある。言葉を換えて言えば、１ＵＩの左端のサンプル点から７区間前の区間に直前のデータ境界がある。従って、この１ＵＩの左端のサンプル点の1つ前のデータ判定値に図３の左から７番目の係数値Ｃ_１Ｇを掛けた値を、このサンプル点の信号値から減算すれば、1つ前のデータの影響を除去することができる。

このようにして、位相位置を示す情報Φａｖｇに応じて複数の異なる係数値から少なくとも１つの係数値を選択し、選択された係数値に応じて符号間干渉値の推定値を求めることができる。具体的には、位相位置を示す情報Φａｖｇに応じた係数値を選択して、直前のデータ判定値にこの係数値を掛算することにより、符号間干渉値の推定値を求めることができる。そして、求められた符号間干渉値の推定値を現在の信号値から減算することにより、適切な等化処理を実行することができる。ここで言う複数の異なる係数値とは、図３に示されるように、チャネル応答波形１２の複数の異なる位置の値にそれぞれ対応する複数の係数値Ｃ_１Ａ乃至Ｃ_１Ｈであってよい。

図３においては、理想パルス信号１１の１ＵＩの直後にあるタイミングＴ１を跨ぐ１ＵＩの区間に対して求めた８つの係数値Ｃ_１Ａ乃至Ｃ_１Ｈを示し、これらの係数値から適宜選択した係数値により、直前のデータの影響を除去する処理の例について説明した。図２の受信回路２０が実行する等化処理は、この例に限られるものではなく、直前のデータだけでなく更にその前のデータの影響を除去するように構成されてよい。例えば、図３においてタイミングＴ２を跨ぐ１ＵＩの区間に対して同様に８つの係数値を求めておき、これらの係数値から適宜選択した係数値と２つ前のデータの値とを掛算することにより、２つ前のデータからの符号間干渉値の推定値を求めることができる。こうして求めた２つ前のデータからの符号間干渉値の推定値を、現在の信号値から減算することで、２つ前のデータの影響を除去することができる。同様にして、例えば、直前のデータ、２つ前のデータ、及び３つ前のデータの影響を纏めて除去する構成としてもよい。即ち、直前のデータからの符号間干渉値の推定値、２つ前のデータからの符号間干渉値の推定値、及び３つ前のデータからの符号間干渉値の推定値を求め、それらの推定値の総和を現在の信号値から減算してもよい。

図５は、データ復元回路２３の構成の一例を示す図である。図５に示す構成は、ＡＤＣ回路３１、ＡＤＣ回路３２、デマルチプレクサ３３、及びデータ復元ユニット３４を含む。データ復元ユニット３４は、位相検出器３５、フィルタ３６、及びデータ判定器３７を含む。データ判定器３７は、論理ゲート（ＬＧ）３８及びセレクタ回路３９を含む。図１に示すサンプリング回路２１がＡＤＣ機能を含まない場合であれば、図５に示す構成の全体がデータ復元回路２３であると考えてもよい。また図１に示すサンプリング回路２１がＡＤＣ機能を含む場合であれば、図５に示す構成全体のうちデータ復元ユニット３４の部分、又は、デマルチプレクサ３３及びデータ復元ユニット３４の部分が、データ復元回路２３に相当すると考えてよい。

ＡＤＣ回路３１及び３２は、それぞれクロック信号の立ち上がり及び立ち下がりにおいて、入力アナログ信号（データ）をアナログデジタル変換することにより、デジタルコードの列を生成する。例えば、入力アナログ信号は５Ｇビット／秒であり、クロック信号の周波数は５ＧＨｚである。従って、クロック信号の立ち上がり及び立ち下がりにより、入力アナログ信号のデータ間隔（２００ｐｓ）である１ＵＩ（１ユニットインターバル）毎に２点のサンプリングがなされる。１ＵＩの端から端までを考えれば、図４に示すように、３点のサンプル点が得られる。

デマルチプレクサ３３は、２つのＡＤＣ回路３１及び３２が出力する２つのデジタルコードの列に対して例えば２：１６のデマルチプレックスを行なう。即ち、デマルチプレクサ３３は、デジタルコード列の各々を時間軸上で１：８にデマルチプレックスすることにより、各デジタルコード列に対して８つのコードを並列に出力する。その結果、デマルチプレクサ３３の出力は、１６個のデジタルコードが並列に出力されるデジタルコードの列となる。このデマルチプレクス処理により、１ビットの高速データをシリアルパラレル変換して１６ビット毎に纏め、１６ビットのパラレルデータである低速データを生成する。これにより、例えば５Ｇビット／秒のデータレートを６２５Ｍｂｐｓのデータレートに低下させ、以降のデジタル処理を実現可能としている。なお１６ビットのパラレルデータは入力アナログ信号の８ＵＩ（ユニットインターバル）のデータに相当し、後段のデジタル処理では、この８ＵＩのデータを纏めてパラレルに処理してよい。

なお上記のデータレートの変換は必ずしも必要な処理ではなく、デジタル処理が高速で実現できるのであればデータレートを落とす必要はない。また８ＵＩ毎の処理は単なる一例であり、任意の数のＵＩ毎に処理してよく、例えば４ＵＩ毎の処理であってもよいし、１ＵＩ毎の処理であってもよい。なお１ＵＩ毎の処理の場合には、デマルチプレクサ３３は不要であり、２つのＡＤＣ回路３１及び３２から並列に出力される２個のデジタルコードが、そのまま１ＵＩのデータとなる。また、１６個のデジタルコードでの８ＵＩ、８個のデジタルコードでの４ＵＩ、或いは２個のデジタルコードでの１ＵＩの何れの場合であっても、前回の処理対象のデジタルコードの最後の１個が、次の処理対象のデジタルコードの最初の１個として用いられる。処理対象のパラレルデータのＵＩ数に関わらず、各ＵＩに対しては同一の処理が実行されるので、以下の説明では、１ＵＩ毎の処理の場合について説明する。

位相検出器３５は、パラレルデータとして供給される３つのデジタルコードに対して位相検出処理を行なう。この３つのデジタルコードは、例えば図４に示す３つのサンプル点２７乃至２９に対応する。ここで各サンプル点の横方向の位置はサンプルタイミングに相当し、縦方向の位置はデジタルコードの値に相当する。デジタルコードが値を取り得る範囲の略中心にある所定のコード値の位置ＺＣとデジタルコードの列を補間して得られる線分とが交差するクロス点の位置をデジタルコードの列から算出する。図４において、デジタルコードの列を補間して得られる線分１５及び線分１６が示される。線分１５は、サンプル点２７及び２８の間を線形補間することにより得られる。線分１６は、サンプル点２８及び２９の間を線形補間することにより得られる。デジタルコードが値を取り得る範囲は、例えばデジタルコードが５ビットの場合、０〜３１である。この場合、デジタルコードが値を取り得る範囲０〜３１の中心にあるコード値１５．５が位置ＺＣとなる。位相検出器３５は、この位置ＺＣにある水平線と上記の補間により求めた線分とが交差するクロス点の位置（位相位置を示す情報）Φｉをデジタル計算により求める。なお上記中心のコード値としては、整数値（例えば１５又は１６）に丸めた値を用いてもよい。位置Φｉは、当該ＵＩの左端のサンプル点２７からクロス点までの距離を所定のビット数で表現したものであってよい。

フィルタ３６は、フィルタ演算を実行することにより、上記のようにして求めたクロス点の位置Φｉに基づいて、クロス点の時間的な平均位置Φａｖｇを求める。この平均クロス点位置Φａｖｇは、以下に説明するように、データ判定器３７においてデータ中心点を推定するために用いられる。

データ判定器３７は、着目ＵＩに対する瞬時クロス点位置Φｉを位相検出器３５から受け取ると共に、平均クロス点位置Φａｖｇをフィルタ３６から受け取る。またデータ判定器３７は、デマルチプレクサ３３から図４に示す３つのサンプル点２７乃至２９に対応するデジタルコードを受け取る。データ判定器３７はまず、３つのサンプル点のデジタルコードのそれぞれを０又は１に２値判定することにより、３つのサンプル点のデータ判定結果を得る。論理ゲート３８は、瞬時クロス点位置Φｉと平均クロス点位置Φａｖｇとに基づいて、３つのサンプル点のデータ判定結果のうちの１つを特定する選択制御信号を生成する。セレクタ回路３９は、論理ゲート３８からの選択制御信号に応じて、３つのサンプル点のデータ判定結果のうちの１つを選択して復元データとして出力する。

論理ゲート３８は、まず平均クロス点位置Φａｖｇに０．５を加算することにより、データ中心点の推定位置を求める。なお１ＵＩの長さを便宜的に１とする。加算結果が１未満の場合には加算値をそのまま推定データ中心点位置として用い、加算結果が１以上の場合には加算値から−１した値を推定データ中心点位置として用いる。この処理により、推定データ中心点位置が常に着目ＵＩの範囲内に存在することになる。論理ゲート３８は更に、１ＵＩに対して３つのデータから１つのデータを特定するために、当該ＵＩ内に位置する推定データ中心点位置と当該ＵＩに対応する瞬時クロス点位置Φｉとを参照する。基本的には、瞬時クロス点の位置をデータ境界と考え、データ境界の前側と後側のうちで、推定データ中心点位置が位置する側と同じ側にあるサンプル点のデータを選択すればよい。

例えば、図４に示す例では、着目１ＵＩに属する３つのデジタルコードの０／１判定結果であるバイナリデータは、サンプル点２７、２８、２９に対してそれぞれ０、１、１となる。またこの例では、サンプル点２７と２８との間に瞬時クロス点位置Φｉがある。この場合、瞬時クロス点位置Φｉの左側に推定データ中心点位置が属するのであれば、サンプル点２７のバイナリデータ０が復元データとして選択される。また瞬時クロス点位置Φｉの右側に推定データ中心点位置が属するのであれば、サンプル点２８又は２９のバイナリデータ１が復元データとして選択される。

着目１ＵＩに属する３つのバイナリデータが全て１である場合、何れのデータを選択してもよく、何れを選択しても結果は同じである。３つのバイナリデータが全て０の場合も同様である。また着目１ＵＩに属する３つのバイナリデータがそれぞれ０、１、０である場合、真ん中のバイナリデータ１を常に選択してよい。３つのバイナリデータがそれぞれ１、０、１である場合も同様である。即ち、クロス点が２回現れる場合には、中心の値であるバイナリデータを常に選択してよい。

図５に示すようなデータ復元回路２３を用いることにより、受信信号のタイミングに依存しない固定のタイミングのクロック信号を用いてデータ復元をすることができる。またデータ復元回路２３が求めた平均クロス点位置Φａｖｇを、クロック信号の受信信号に対する位相位置を示す情報として、符号間干渉値推定ユニット２４に供給することができる。符号間干渉値推定ユニット２４は、図３を用いて説明したように、複数の係数値のうちの１つを選択して、選択した係数値に応じて符号間干渉値の推定値を求めることができる。

図６は、符号間干渉値推定ユニット２４の詳細を示す図である。図６において、サンプリング回路２１は、サンプル&ホールド機能に加え、図５に示すＡＤＣ回路３１及びＡＤＣ回路３２を含むものとする。またデータ復元回路２３は、図５に示すデータ復元ユニット３４の部分に相当する。また１ＵＩ毎の処理の場合を示しているので、前述のように図５のデマルチプレクサ３３は不要となる。また前述のように、前回の処理対象のデジタルコードの最後の１個が、次の処理対象のデジタルコードの最初の１個として用いられる。フリップフロップ２５は、このために設けられるものである。即ち、あるタイミングでの２つのデジタルコードＳ_{［１：２］}の最後の１個Ｓ_２をフリップフロップ２５に格納しておき、次のタイミングでの２つのデジタルコードＳ_{［１：２］}の先頭に追加して、３つのデジタルコードＳ_{［０：２］}を生成している。

符号間干渉値推定ユニット２４は、係数選択器（ＤＣＳ）４１、フリップフロップ４２及び４３、掛算器４４乃至４６を含む。係数選択器４１は、位相位置を示す情報Φａｖｇに応じて、複数の異なる係数値から少なくとも１つの係数値を選択する。この例では、３つの係数値Ｃ_Ｓ０、Ｃ_Ｓ１、Ｃ_Ｓ２を選択して出力している。掛算器４４乃至４６は、選択された係数値とデータ判定値とを掛け合わせることにより符号間干渉値の推定値を求める。フリップフロップ４２は、現在受信データ（復元データ）ｂ_ｎを出力するタイミングにおいて、前回の受信データｂ_ｎ−１を保持して掛算器４４及び４５に供給するために設けられる。フリップフロップ４３は、現在受信データ（復元データ）ｂ_ｎを出力するタイミングにおいて、前々回の受信データｂ_ｎ−２を保持して掛算器４６に供給するために設けられる。

図７は、係数選択器４１による係数選択を説明するための図である。図７において、Ｓ_０、Ｓ_１、Ｓ_２は、図６に示すデジタルコードＳ_{［０：２］}に対応する３つのサンプル点を示す。このＳ_０、Ｓ_１、Ｓ_２が、データ復元回路２３の処理する１ＵＩの端から端までに対応する。図７に示す例では、Ｓ_０とＳ_１との間に平均クロス点位置Ｘ１が存在する。Ｓ_０とＳ_１との間の平均クロス点位置Ｘ１を開始点とする１ＵＩに等しい長さの区間が、ｌ_０乃至ｌ_７の８つの区間に分割され、これら８つの区間それぞれに対して８つの係数が定義されている。図３の場合と同様に、これら８つの係数を左から順番にＣ_１Ａ乃至Ｃ_１Ｈとする。図３を参照して説明した場合と同様に、位相位置を示す情報Φａｖｇが示す位置に応じて係数を選択する。この例では、位相位置を示す情報Φａｖｇは、Ｓ_２の直後のクロス点Ｘ２から数えて３区間前の区間にＳ_２が存在することを示す。即ち、逆から数えれば、Ｓ_２の直前のクロス点Ｘ１から数えて６区間後の区間にＳ_２が存在することになる。従って、６番目の係数Ｃ_１ＦがＳ_２に対して選択される。またサンプリング間隔が０．５ＵＩであるから、Ｓ_１はＳ_２から４区間離れている。これにより、Ｓ_１の直前のクロス点Ｘ１から数えて２区間後の区間にＳ_１が存在することが分かる。従って、２番目の係数Ｃ_１ＢがＳ_１に対して選択される。またＳ_２の場合と同様に、Ｓ_０の直後のクロス点Ｘ１から数えて３区間前の区間にＳ_０が存在する筈である。即ち、逆から数えれば、Ｓ_０の直前のクロス点Ｘ０から数えて６区間後の区間にＳ_０が存在することになる。従って、６番目の係数Ｃ_１ＦがＳ_０に対して選択される。

図８は、係数選択器４１の構成の一例を示す図である。図８に示す係数選択器４１は、セレクタ回路５０乃至５２を含む。セレクタ回路５０乃至５２の各々には、位相位置を示す情報Φａｖｇが供給される。位相位置を示す情報Φａｖｇは値０乃至７をとり、それぞれ図７に示す区間ｌ_０乃至ｌ_７を示す。セレクタ回路５０及び５２は、それぞれ、処理対象１ＵＩの端に位置するサンプル点Ｓ_０及びＳ_２に対する係数Ｃ_ｓ０及びＣ_ｓ２を選択する。位相位置を示す情報Φａｖｇは、処理対象１ＵＩの端の位置から平均クロス点までの距離を示すので、セレクタ回路５０及び５２においては、情報Φａｖｇの値０乃至７に対してそれぞれ係数Ｃ_１Ｈ乃至Ｃ_１Ａを選択する。セレクタ回路５１は、処理対象１ＵＩの中央に位置するサンプル点Ｓ_１に対する係数Ｃ_ｓ１を選択する。処理対象１ＵＩの中央位置は端の位置から０．５ＵＩずれているので、セレクタ回路５１においては、情報Φａｖｇの値０乃至７に対してそれぞれ係数Ｃ_１Ｈ乃至Ｃ_１Ａをそのまま選択することはできない。０．５ＵＩのずれを考慮して、係数Ｃ_１Ｈ乃至Ｃ_１Ａを４つ分ずらし、情報Φａｖｇの値０乃至７に対して係数Ｃ_１Ｄ乃至Ｃ_１Ａ及びＣ_１Ｈ乃至Ｃ_１Ｅをそれぞれ選択する。

図９は、等化処理について説明するための図である。上述のようにしてＳ_０乃至Ｓ_２に対して係数Ｃ_ｓ０乃至Ｃ_ｓ２が選択されると、図６に示す符号間干渉値推定ユニット２４は、掛算器４４乃至４６により復元データの値（データ判定値）と選択された係数とを積算して符号間干渉値の推定値を求める。図９に示すように、サンプル点Ｓ_０に対して選択された係数Ｃ_ｓ０に対しては、Ｓ_０が属する１ＵＩの1つ前の１ＵＩにおけるデータ判定値ｂ_ｎ−２を掛けることにより、符号間干渉値の推定値を求める。この積算は図６の掛算器４６により実行される。こうして求めた符号間干渉値の推定値を、図６の加算器２２によりＳ_０のデジタルコード値から減算すれば、Ｓ_０に対するｂ_ｎ−２の影響を除去することができる。またサンプル点Ｓ_１に対して選択された係数Ｃ_ｓ１に対しては、Ｓ_１が属する１ＵＩの1つ前の１ＵＩにおけるデータ判定値ｂ_ｎ−１を掛けることにより、符号間干渉値の推定値を求める。この積算は図６の掛算器４５により実行される。こうして求めた符号間干渉値の推定値を、図６の加算器２２によりＳ_１のデジタルコード値から減算すれば、Ｓ_１に対するｂ_ｎ−１の影響を除去することができる。またサンプル点Ｓ_２に対して選択された係数Ｃ_ｓ２に対しては、Ｓ_２が属する１ＵＩの1つ前の１ＵＩにおけるデータ判定値ｂ_ｎ−１を掛けることにより、符号間干渉値の推定値を求める。この積算は図６の掛算器４４により実行される。こうして求めた符号間干渉値の推定値を、図６の加算器２２によりＳ_２のデジタルコード値から減算すれば、Ｓ_２に対するｂ_ｎ−１の影響を除去することができる。

図１０は、データ判定値を用いずに符号間干渉値の推定値を求める受信回路の構成の一例を示す図である。図１０において、図６と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明は省略する。図１０に示す受信回路２０Ａは、サンプリング回路２１、フリップフロップ２５、加算器２２Ａ及び２２Ｂ、位相検出器及びデータ判定器６０、マルチプレクサ６１、平均化回路６２、係数選択器（ＤＣＳ）６３、及びフリップフロップ６４及び６５を含む。図１の構成に対応付けると、加算器２２Ａ及び２２Ｂが加算器２２に対応し、位相検出器及びデータ判定器６０、マルチプレクサ６１、平均化回路６２、及びフリップフロップ６４及び６５がデータ復元回路２３に対応する。また更に、係数選択器６３が符号間干渉値推定ユニット２４に対応する。但し、前述のように、この受信回路２０Ａでは、データ判定値を用いずに符号間干渉値の推定値を求める構成となっている。

図１１は、図１０の係数選択器６３の構成の一例を示す図である。図１１において、図８と同一の構成要素は同一の番号で参照し、その説明は省略する。係数選択器６３は、図８で説明したセレクタ回路５０乃至５２と、符号反転回路５３乃至５５とを含む。符号反転回路５３乃至５５は、それぞれセレクタ回路５０乃至５２が選択した係数Ｃ_ｓ０乃至Ｃ_ｓ２の符号を反転することにより、選択した係数に絶対値が等しい負の値を出力する。このようにして、係数選択器６３は、選択された係数値に絶対値が等しい正の値と負の値とをそれぞれ符号間干渉値の正の推定値と負の推定値として出力する。正の推定値は、符号間干渉値の干渉生成元のデータが正の値“＋１”であると仮定した場合の符号間干渉値の推定値である。また負の推定値は、符号間干渉値の干渉生成元のデータが負の値“−１”であると仮定した場合の符号間干渉値の推定値である。

図１０を再び参照し、加算器２２Ａは、３つのサンプル点のデジタルコードＳ_{［０：２］}から正の推定値Ｃ_{ｓ［０：２］}を減算して第１の補正後の値Ｔ_{［０：２］}を求める。また加算器２２Ｂは、３つのサンプル点のデジタルコードＳ_{［０：２］}から負の推定値−Ｃ_{ｓ［０：２］}を減算して第２の補正後の値／Ｔ_{［０：２］}を求める。第１の補正後の値Ｔ_{［０：２］}は、現在のデータＳ_{［０：２］}に対して符号間干渉による影響をもたらす原因となるデータが正の値“＋１”であると仮定した場合の等化処理後の値である。また第２の補正後の値／Ｔ_{［０：２］}は、現在のデータＳ_{［０：２］}に対して符号間干渉による影響をもたらす原因となるデータが正の値“−１”であると仮定した場合の等化処理後の値である。

位相検出器及びデータ判定器６０は、第１の補正後の値Ｔ_{［０：２］}と第２の補正後の値／Ｔ_{［０：２］}とに基づいて複数の位相位置を示す情報Φを求めると共に、受信信号の複数のデータ判定値ｂを求める。具体的には、図９に示すｂ_ｎ−２及びｂ_ｎ−１がそれぞれ、“＋１”及び“＋１”の場合、“＋１”及び“−１”の場合、“−１”及び“＋１”の場合、“−１”及び“−１”の場合について、並列に位相位置を示す情報Φとデータ判定値ｂとを求める。マルチプレクサ６１は、フリップフロップ６４及び６５に格納される過去２回分のデータ判定値（復元データ）に応じて、複数の位相位置を示す情報から１つを選択するとともに複数のデータ判定値から１つを選択する。具体的には、過去２回分のデータ判定値ｂ_ｎ−２及びｂ_ｎ−１がそれぞれ“＋１”及び“＋１”であれば、位相検出器及びデータ判定器６０が“＋１”及び“＋１”の場合について求めた位相位置を示す情報Φとデータ判定値ｂとをマルチプレクサ６１が選択する。過去２回分のデータ判定値ｂ_ｎ−２及びｂ_ｎ−１がそれぞれ“＋１”及び“−１”であれば、位相検出器及びデータ判定器６０が“＋１”及び“−１”の場合について求めた位相位置を示す情報Φとデータ判定値ｂとをマルチプレクサ６１が選択する。過去２回分のデータ判定値ｂ_ｎ−２及びｂ_ｎ−１がそれぞれ“−１”及び“＋１”であれば、位相検出器及びデータ判定器６０が“−１”及び“＋１”の場合について求めた位相位置を示す情報Φとデータ判定値ｂとをマルチプレクサ６１が選択する。過去２回分のデータ判定値ｂ_ｎ−２及びｂ_ｎ−１がそれぞれ“−１”及び“−１”であれば、位相検出器及びデータ判定器６０が“−１”及び“−１”の場合について求めた位相位置を示す情報Φとデータ判定値ｂとをマルチプレクサ６１が選択する。

このようにして、位相検出器及びデータ判定器６０が、過去のデータ値を仮定した複数の場合のそれぞれについて並列にデータ判定をしておく。そしてこれら複数の場合について求めた複数のデータ判定結果のうちで、フリップフロップ６４及び６５に格納される実際の過去のデータ判定値に一致する場合のデータ判定結果を、マルチプレクサ６１により選択する。即ち、先に複数の場合を仮定して複数のデータ判定をしておき、その後、実際の状況に一致する場合に対応するデータ判定値を、正しいデータ判定値として選択することになる。なおフリップフロップ６４及び６５に格納値の初期値としては、適当な値を格納しておけばよい。動作開始後の最初の数ビットはマルチプレクサ６１が間違えてデータ選択する可能性があるが、エラーが伝搬するわけではないので、数ビット後には正しくデータ選択することができる。

なお平均化回路６２は、図５のフィルタ３６に相当する回路であり、選択された位相位置を示す情報（瞬時クロス点位置情報）に基づいて、クロス点の時間的な平均位置Φａｖｇを求める。この平均クロス点位置Φａｖｇは、位相検出器及びデータ判定器６０及び係数選択器６３に供給される。

図１２は、位相検出器及びデータ判定器６０の構成の一例を示す図である。位相検出器及びデータ判定器６０は、位相検出器７０乃至７３及びデータ判定器７４乃至７７を含む。位相検出器７０乃至７３の各々は、図５に示す位相検出器３５と同様の回路であり、パラレルデータとして供給される３つのデジタルコードに対して位相検出処理を行なう。この３つのデジタルコードは、例えば図４に示す３つのサンプル点２７乃至２９に対応する。位相検出器７０乃至７３の各々は、位置ＺＣにある水平線と補間により求めた線分とが交差するクロス点の位置（位相位置を示す情報）Φｉをデジタル計算により求める。位相検出器７０乃至７３は、求めたクロス点の位置ΦｉをそれぞれΦａ乃至Φｄとして出力する。ここでパラレルデータとして供給される３つのデジタルコードは、位相検出器７０乃至７３それぞれで異なる。位相検出器７０は、Ｔ_{［０：２］}に対応するＴ_０Ｔ_１Ｔ_２を受け取り、図９に示すｂ_ｎ−２及びｂ_ｎ−１がそれぞれ、“＋１”及び“＋１”の場合に対して位相検出を行なう。位相検出器７１は、／Ｔ_{［０：２］}の／Ｔ_０とＴ_{［０：２］}のＴ_１Ｔ_２とを受け取り、図９に示すｂ_ｎ−２及びｂ_ｎ−１がそれぞれ、“−１”及び“＋１”の場合に対して位相検出を行なう。位相検出器７２は、Ｔ_{［０：２］}のＴ_０と／Ｔ_{［０：２］}の／Ｔ_１／Ｔ_２とを受け取り、図９に示すｂ_ｎ−２及びｂ_ｎ−１がそれぞれ、“＋１”及び“−１”の場合に対して位相検出を行なう。位相検出器７３は、／Ｔ_{［０：２］}に対応する／Ｔ_０／Ｔ_１／Ｔ_２を受け取り、図９に示すｂ_ｎ−２及びｂ_ｎ−１がそれぞれ、“−１”及び“−１”の場合に対して位相検出を行なう。

データ判定器７４乃至７７の各々は、図５に示すデータ判定器３７と同様の回路である。データ判定器７４乃至７７は、まず対応する３つのサンプル点のデジタルコードのそれぞれを０又は１に２値判定することにより、３つのサンプル点のデータ判定結果を得る。更にデータ判定器７４乃至７７は、瞬時クロス点位置Φａ乃至Φｄと平均クロス点位置Φａｖｇとに基づいて、３つのサンプル点のデータ判定結果のうちの１つを選択してデータ判定値ｂａ乃至ｂｄとして出力する。基本的には、瞬時クロス点の位置をデータ境界と考え、データ境界の前側と後側のうちで、推定データ中心点位置が位置する側と同じ側にあるサンプル点のデータを選択する。

このようにして生成されたクロス点位置Φａ乃至Φｄとデータ判定値ｂａ乃至ｂｄとが、図１０のマルチプレクサ６１に供給される。マルチプレクサ６１は、前述のように、フリップフロップ６４及び６５に格納される過去２回分のデータ判定値に応じて、複数の位相位置を示す情報Φａ乃至Φｄから１つを選択するとともに、複数のデータ判定値ｂａ乃至ｂｄから１つを選択する。

なお以上説明した図６の受信回路及び図１０の受信回路の構成では、平均クロス点位置がＳ_０とＳ_１との間にあることを前提としている。図６の受信回路の場合であれば、平均クロス点位置がＳ_０とＳ_１との間に常に入るように、データ復元回路２３が処理する１ＵＩを構成する３点のサンプリング点の取り方を適宜調整すればよい。図１０の受信回路の場合も同様に、平均クロス点位置がＳ_０とＳ_１との間に常に入るように、データ復元回路２３が処理する１ＵＩを構成する３点のサンプリング点の取り方を適宜調整すればよい。或いは、平均クロス点位置がＳ_１とＳ_２との間にある場合には、図１２において位相検出器７１及び７２の入力が、／Ｔ_０Ｔ_１Ｔ_２及びＴ_０／Ｔ_１／Ｔ_２の代りに、／Ｔ_０／Ｔ_１Ｔ_２及びＴ_０Ｔ_１／Ｔ_２となるように変更してよい。これを実現するためには、平均クロス点位置Φａｖｇの値に応じて、位相検出器７１及び７２への入力を切り換えるように構成すればよい。

ここまでに説明した受信回路においては、符号間干渉値の推定値を求める際に用いる８つの係数値Ｃ_１Ａ乃至Ｃ_１Ｈは、固定の値を有するものであるとして扱われてきた。しかしながら、これらの係数の最適値は、チップの製造ばらつき、電源電圧・温度の変動、チャネル特性のばらつき等により変化する。従って、係数の値を適応的に制御すること、即ち動的に最適化することが好ましい。適応制御のアルゴリズムとしてはＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムがよく用いられる。信号等化処理におけるＬＭＳアルゴリズムにおいては、一般的に、データの中心位相でサンプルされたデータの判定値（０又は１）の振幅レベルを期待値として用い、この期待値に近づくように係数値の適応制御を行なう。

しかしながら前述のように、ブラインドサンプリング型受信器では、サンプリング点がデータの中心位置や境界位置等の特定の箇所に一致するわけではなく、またデータ信号中の何れかの位置に固定されているわけでもない。また、サンプリングして得たデジタルコードの列を補間してゼロクロス点を求めることによりデータの遷移点を求め、このデータの遷移点に基づいてデータ判定値を求めている。このようなブラインドサンプリング型受信器において、データの位相位置に関わらずに同一の期待値を設定してしまうと、補間により求めるゼロクロス点の位置の誤差が大きくなってしまう。またサンプリング位相に応じた振幅の偏差がエラーを増大させるので、係数値が収束し難くなってしまう。

以上の点を鑑み、以下に説明する受信回路では、位相に応じて異なる期待値を設定することにより、係数値を適応制御して信号波形を最適化する。この際、特定のデータパターンについてのみ係数値の更新を行うことにより、係数値を容易に収束させることが可能である。

図１３は、係数値の適応制御を行なう受信回路の構成の一例を示す図である。図１３に示す受信回路８０は、サンプリング回路８１、加算器８２、データ復元回路８３、符号間干渉値推定ユニット８４、及び適応ロジック回路８５を含む。この受信回路８０はブラインドサンプリング型受信器であり、サンプリング回路２１が、受信信号のタイミングに依存しない固定のタイミングのクロック信号を用いて、受信信号をサンプリングしたサンプル値を求める。図１３のサンプリング回路８１の構成及び動作は、図２のサンプリング回路２１の構成及び動作と同様であってよい。またデータ復元回路８３の構成及び動作は、図２のデータ復元回路２３の構成及び動作と同様であってよい。更に、符号間干渉値推定ユニット８４の構成及び動作も、図２の符号間干渉値推定ユニット２４の構成及び動作と同様であってよい。

具体的には、符号間干渉値推定ユニット８４は、符号間干渉値推定ユニット２４と同様に図６に示す構成であってよく、係数選択器（ＤＣＳ）４１が、位相位置を示す情報Φａｖｇに応じて、複数の異なる係数値から少なくとも１つの係数値を選択する。この選択された係数値と過去のデータの値とを掛算することにより、過去のデータからの符号間干渉値の推定値を求めることができる。上記の係数選択器４１は、図８に示されるようにセレクタ回路５０乃至５２により、位相位置を示す情報Φａｖｇの値に応じて、係数値Ｃ_１Ａ乃至Ｃ_１Ｈの何れかを選択する。この選択対象となる係数値Ｃ_１Ａ乃至Ｃ_１Ｈ、即ち符号間干渉値の推定値を求めるための係数値が、図１３の構成では適応ロジック回路８５により適応制御され、動的に最適化される。

なお前述のように、図２の受信回路２０が実行する等化処理は、直前のデータの影響を除去する処理の例に限られるものではなく、直前のデータだけでなく更にその前のデータの影響を除去するように構成されてよい。例えば、図３においてタイミングＴ２を跨ぐ１ＵＩの区間に対して同様に８つの係数値を求めておき、これらの係数値から適宜選択した係数値と２つ前のデータの値とを掛算することにより、２つ前のデータからの符号間干渉値の推定値を求めることができる。こうして求めた２つ前のデータからの符号間干渉値の推定値を、現在の信号値から減算することで、２つ前のデータの影響を除去することができる。同様にして、例えば、直前のデータ、２つ前のデータ、及び３つ前のデータの影響を纏めて除去する構成としてもよい。即ち、直前のデータからの符号間干渉値の推定値、２つ前のデータからの符号間干渉値の推定値、及び３つ前のデータからの符号間干渉値の推定値を求め、それらの推定値の総和を現在の信号値から減算してもよい。図１３に示す受信回路８０においても同様であり、直前のデータ、２つ前のデータ、３つ前のデータ、・・・、ｍ個前のデータの影響を纏めて除去する構成としてもよい。以下の説明では、ｋ個前（ｋ＝１〜ｍ）のデータと掛算する係数値をＣ_Ａｋ乃至Ｃ_Ｈｋと表記し、８つの異なる位相位置におけるｍ個分の係数値を纏めてＣ_{Ａ［１：ｍ］}乃至Ｃ_{Ｈ［１：ｍ］}と表記する。

図１４は、適応ロジック回路８５の構成の一例を示す図である。図１４に示す適応ロジック回路８５は、期待値計算回路９１、減算回路９２、積算回路９３、ゲイン回路９４、遅延回路９５、データパターン検出回路９６、ゼロ値保持回路９７、セレクタ回路９８、デマルチプレクサ回路９９を含む。適応ロジック回路８５は更に、加算回路１００−１乃至１００−８、フリップフロップ１０１−１乃至１０１−８、及びフリップフロップ１０２−１乃至１０２−３を含む。デマルチプレクサ回路９９の入力側の回路群が、適応制御のために係数Ｃ_{Ａ［１：ｍ］}乃至Ｃ_{Ｈ［１：ｍ］}を更新するための更新用データを計算する部分である。また、デマルチプレクサ回路９９の出力側の回路群が、この更新用データに基づいて係数の更新処理を実行する部分である。

適応ロジック回路８５への入力信号は、等化後のデジタルコードＹ_{（ｎ＋１）［１：２］}、平均クロス点位置Φ_{ａｖｇ（ｎ＋１）}、等化前のデジタルコードＳ_{（ｎ＋１）［１：２］}、判定データｂ_{（ｎ＋１）}である。ここで、添字の（ｎ＋１）はサンプリングタイミングを示しており、（ｎ＋１）の添字を有するデータは（ｎ）の添字を有するデータに対して１サンプル後にサンプリングされたデータを示す。適応ロジック回路８５の出力信号は、８つの異なる位相位置におけるｍ個分の係数値Ｃ_{Ａ［１：ｍ］}乃至Ｃ_{Ｈ［１：ｍ］}である。ここでｍは、等化処理のフィルタ演算におけるタップ数に相当する。なお添字［１：２］が示すように、適応ロジック回路８５による適応制御の計算は、１ＵＩ毎にとられた２つのサンプリング点のデータに対して並列に実行される。

期待値計算回路９１は、フリップフロップ１０２−２と１０２−３とに保持されている平均クロス点位置Φ_{ａｖｇ（ｎ）}と等化前のデジタルコードＳ_{（ｎ）［１：２］}とに基づいて期待値Ｄ_{ｒｅｆ［１：２］}を計算する。この期待値Ｄ_{ｒｅｆ［１：２］}は、フリップフロップ１０２−１に保持されている等化後のデジタルコードＹ_{（ｎ）［１：２］}がとるべき値、即ち等化後のデジタルコードＹ_{（ｎ）［１：２］}の値として望ましい値を示す。減算回路９２は、デジタルコードＹ_{（ｎ）［１：２］}から期待値Ｄ_{ｒｅｆ［１：２］}を減算して、デジタルコードの期待値からの誤差を計算する。積算回路９３は、上記の誤差に対して、遅延回路９５から供給される過去ｍ個分の判定データｂ_{（ｎ−１）}乃至ｂ_{（ｎ−ｍ）}の一つ一つを別々に掛け合わせる。遅延回路９５は、例えば複数のフリップフロップが直列に接続されたシフトレジスタであり、毎回の判定値が順次入力されてシフトレジスタ内をシフトされていく構成において、各フリップフロップの出力を並列に出力すればよい。積算回路９３による積算の結果、２つのサンプリング点のデータの各々に対してｍ個のデータが得られる。ゲイン回路９４は、この積算結果の各々に対して、係数更新時の更新ステップの大きさを定める係数μを掛算し、２ｍ個の更新用データを生成する。

データパターン検出回路９６は、判定データ中に特定のパターンが出現すると、それを検出して信号ｅｎを１にする。特定のパターンが検出されない場合には、信号ｅｎは０に維持される。セレクタ回路９８は、信号ｅｎが１のとき、ゲイン回路９４の出力である更新用データを選択してデマルチプレクサ回路９９に供給する。またセレクタ回路９８は、信号ｅｎが０のとき、ゼロ値保持回路９７の出力０を選択してデマルチプレクサ回路９９に供給する。従って、特定のパターンが出現したときのみ、そのパターンに基づいて更新用データによる更新処理が実行され、それ以外のときには更新処理が実行されない。

デマルチプレクサ回路９９の８個の出力端は、８個の係数値Ｃ_{Ａ［１：ｍ］}乃至Ｃ_{Ｈ［１：ｍ］}、即ち８個の異なる位相位置に対応する。２つの入力データＳ_{（ｎ）［１：２］}は２つの位相位置に対応するので、このデータに基づく適応制御のための係数値の更新処理は、これらの２つの位相位置の係数に対して実行されることになる。そのためにデマルチプレクサ回路９９は、平均クロス点位置Φ_{ａｖｇ（ｎ）}に応じて現在の２つの位相位置を特定し、セレクタ回路９８の出力を、これら現在の２つの位相位置に対応する２つの出力端に出力する。

特定のパターンが検出され更新処理が実行されるときには、デマルチプレクサ回路９９の出力は更新用データとなる。このとき、期待値Ｄ_{ｒｅｆ［１：２］}のうちＤ_ｒｅｆ１に対応するｍ個の更新用データは、Ｓ_（ｎ）１に対応する位相位置の１つの出力端に出力される。加算回路１００−１乃至１００−８のうちの対応する１つ加算回路は、このｍ個の更新用データと、フリップフロップ１０１−１乃至１０１−８のうちの対応する１つのフリップフロップに格納される８ｍ個の係数値とを並列に加算する。同様に、期待値Ｄ_{ｒｅｆ［１：２］}のうちＤ_ｒｅｆ２に対応するｍ個の更新用データは、Ｓ_（ｎ）２に対応する位相位置の出力端に出力される。加算回路１００−１乃至１００−８のうちの対応する１つ加算回路は、このｍ個の更新用データと、フリップフロップ１０１−１乃至１０１−８のうちの対応する１つのフリップフロップに格納される８ｍ個の係数値とを並列に加算する。

以上の処理により、例えば係数Ｃ_{Ａ［１：ｍ］}が更新されるとすると、以下の更新式に従った更新処理によりＣ_{Ａ［１：ｍ］（ｎ）}からＣ_{Ａ［１：ｍ］（ｎ＋１）}が求められる。

C_A1(n+1) = C_A1(n) -μ(D_{ref -} Y_(n))b_(n-1)
C_A2(n+1) = C_A2(n) -μ(D_{ref -} Y_(n))b_(n-2)
…
C_Am(n+1) = C_Am(n) -μ(D_{ref -} Y_(n))b_(n-m)
他の位相位置の係数Ｃ_{Ｂ［１：ｍ］}乃至Ｃ_{Ｈ［１：ｍ］}についても同様である。この更新処理により、デジタルコードＹと期待値Ｄ_ｒｅｆとの差が小さくなるように、各係数を徐々に変化させていることができる。

図１５は、期待値計算回路９１の構成の一例を示す図である。図１５に示す期待値計算回路９１は、セレクタ回路１１１、絶対値回路１１２、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１３、期待値テーブル１１４、及び期待値テーブル１１５を含む。セレクタ回路１１１は、平均クロス点位置Φ_{ａｖｇ（ｎ）}に応じて、Ｓ_（ｎ）１及びＳ_（ｎ）２のうちデータの中央に近い方のデータを選択する。絶対値回路１１２は、選択されたデータの絶対値を求める。ローパスフィルタ１１３は、絶対値に対して時間的なローパスフィルタ処理を施すことにより、データ絶対値の平均値＜Ｓ＞を求める。

期待値テーブル１１４には、例えば“０１０”を前記のデータパターン検出回路９６が検出するパターンとした場合、受信データ“０１０”に対する１ＵＩの範囲における理想的な等化後の波形のデータを格納してある。また期待値テーブル１１５には、期待値テーブル１１４のデータに対して０．５ＵＩ位相をずらした波形のデータを格納してある。なお受信データ“１０１”の場合には、期待値テーブル１１５のデータが１ＵＩの範囲における理想的な等化後の波形のデータであり、期待値テーブル１１４が０．５ＵＩ位相をずらした波形のデータであると見なすことができる。

期待値テーブル１１４は、平均クロス点位置Φ_{ａｖｇ（ｎ）}に基づいて、第１のサンプリング点の位相位置（Ｓ_（ｎ）１に対応する位置）のデータを出力する。この際、例えばテーブルから読み出した値にデータ絶対値の平均値＜Ｓ＞を掛けることにより、期待値のピークが＜Ｓ＞となるように調整する。こうして読み出されたデータは、受信データが“０１０”の場合においてＳ_（ｎ）１の等化後の値Ｙ_（ｎ）１の理想的な値となる。期待値テーブル１１５は、平均クロス点位置Φ_{ａｖｇ（ｎ）}に基づいて、第２のサンプリング点の位相位置（Ｓ_（ｎ）２に対応する位置）のデータを出力する。ここで、第２のサンプリング点の位相位置は第１のサンプリング点の位相位置に対して０．５ＵＩずれているので、期待値テーブル１１５の波形データも期待値テーブル１１４の波形データに対して０．５ＵＩずらしてある。期待値テーブル１１５から読み出されたデータは、受信データが“０１０”の場合においてＳ_（ｎ）２の等化後の値Ｙ_（ｎ）２の理想的な値となる。

図１５に示されるように、期待値テーブル１１４に格納される波形データは、１ＵＩの範囲の中央をピークとした三角波としている。これは、データ復元回路において位相を検出する時（瞬時クロス位置Φｉを検出する時）に図4に示すように線形補間を用いているので、期待値波形を三角波とすることにより、この線形補間の誤差をゼロとすることができるからである。つまり、三角波のデータのテーブルを用いることで、線形補間誤差による位相検出エラーを最小とすることができる。

前述のように、図１５に示す期待値テーブル１１４及び１１５の例では、受信データ“０１０”に対する期待値波形のデータを格納してあり、これが三角波のデータとなる。本実施例では、特定のパターンとして“０１０”（或いは更にパターン“１０１”）を検出したときのみ更新処理を実行させるので、少ないハードウェア量で確実に係数を収束させることができる。なお更新処理を実行する対象である特定のパターンの数は、１つに限られるものではなく、複数のパターンを用いてもよい。例えば第１の特定のパターン“０１０”の加えて、第２の特定のパターン“１１１”を用いてもよい。この場合、データパターン検出回路９６により“０１０”と“１１１”との両方を区別して検出可能とする。そして期待値計算回路９１により、“０１０”が検出された場合は図１５に示す三角波のデータのテーブルから期待値を読み出し、“１１１”が検出された場合は平均クロス点位置に関わらず一定値＜Ｓ＞を期待値として出力すればよい。

図１６は、データパターン検出回路９６の構成の一例を示す図である。図１６に示すデータパターン検出回路９６は、フリップフロップ１１６、フリップフロップ１１７、ＸＯＲ回路１１８、ＸＯＲ回路１１９、及びＡＮＤ回路１２０を含む。判定データｂ_{（ｎ−１）}、ｂ_（ｎ）、ｂ_{（ｎ＋１）}が順次入力され、ＸＯＲ回路１１８、ＸＯＲ回路１１９、及びＡＮＤ回路１２０により論理演算が行なわれる。その結果、ＡＮＤ回路１２０の出力ｅｎは、入力が“０１０”又は“１０１”の場合に１となり、それ以外の場合に０となる。

以上、本発明を実施例に基づいて説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の範囲内で様々な変形が可能である。

なお本願発明は以下の内容を含むものである。

（付記１）
受信信号のタイミングに依存しない固定のタイミングのクロック信号を用いて前記受信信号をサンプリングしたサンプル値を求めるサンプリング回路と、
前記サンプル値から符号間干渉値の推定値を減算して前記サンプル値の補正後の値を求める加算回路と、
前記サンプル値の補正後の値に基づいて前記クロック信号の前記受信信号に対する位相位置を示す情報を求めると共に前記受信信号のデータ判定値を求めるデータ復元回路と、
前記位相位置を示す情報に応じて前記符号間干渉値の推定値を求め前記加算回路に供給する符号間干渉値推定ユニットと、
を含むことを特徴とする受信回路。
（付記２）
前記符号間干渉値推定ユニットは、前記位相位置を示す情報に応じて、複数の異なる係数値から少なくとも１つの係数値を選択し、前記選択された係数値に応じて前記符号間干渉値の推定値を求めることを特徴とする付記１記載の受信回路。
（付記３）
前記複数の異なる係数値は、チャネル応答波形の複数の異なる位置の値にそれぞれ対応する複数の係数値であることを特徴とする付記１記載の受信回路。
（付記４）
前記符号間干渉値推定ユニットは、
前記少なくとも１つの係数値を選択する係数選択器と、
前記選択された係数値と前記データ判定値とを掛け合わせることにより前記符号間干渉値の推定値を求める掛算回路と
を含むことを特徴とする付記２又は３記載の受信回路。
（付記５）
前記符号間干渉値推定ユニットは、前記選択された係数値に絶対値が等しい正の値と負の値とをそれぞれ前記符号間干渉値の正の推定値と負の推定値とし、
前記加算回路は、前記サンプル値から前記正の推定値を減算して第１の補正後の値を求めるともに、前記サンプル値から前記負の推定値を減算して第２の補正後の値を求め、
前記データ復元回路は、前記第１の補正後の値と前記第２の補正後の値とに基づいて複数の位相位置を示す情報を求めると共に前記受信信号の複数のデータ判定値を求め、前記複数の位相位置を示す情報から１つを選択するとともに前記複数のデータ判定値から１つを選択する
ことを特徴とする付記２又は３記載の受信回路。
（付記６）
前記データ復元回路は、過去のデータ判定値に基づいて前記複数の位相位置を示す情報から１つを選択するとともに前記複数のデータ判定値から１つを選択することを特徴とする付記５記載の受信回路。
（付記７）
前記データ復元回路は、前記選択された１つの位相位置を示す情報を平均化してから前記符号間干渉値推定ユニットに供給することを特徴とする付記５又は６記載の受信回路。
（付記８）
前記サンプリング回路はＡＤ変換回路であり、前記サンプル値は量子化されたサンプル値であることを特徴とする付記１乃至７の何れか一項記載の受信回路。
（付記９）
前記符号間干渉値の推定値を求めるための係数値を動的に最適化する適応ロジック回路を更に含むことを特徴とする付記１乃至８何れか一項記載の受信回路。
（付記１０）
前記適応ロジック回路は、前記サンプル値と前記位相位置を示す情報とに応じて期待値を算出し、前記サンプル値の補正後の値と前記期待値との差が小さくなるように、前記符号間干渉値の推定値を求めるための係数値を更新することを特徴とする付記９記載の受信回路。
（付記１１）
前記適応ロジック回路は、前記データ判定値の時系列中に特定のパターンが出現したことに応答して、前記符号間干渉値の推定値を求めるための係数値を更新することを特徴とする付記１０記載の受信回路。
（付記１２）
前記適応ロジック回路は、前記位相位置を示す情報に応じて、複数の前記符号間干渉値の推定値を求めるための係数値のうち、更新対象となる係数値を選択して更新することを特徴とする付記１１記載の受信回路。

２０ 受信回路
２１ サンプリング回路
２２ 加算器
２３ データ復元回路
２４ 符号間干渉値推定ユニット

Claims (5)

1. 受信信号のタイミングに依存しない固定のタイミングのクロック信号を用いて前記受信信号をサンプリングしたサンプル値を求めるサンプリング回路と、
   前記サンプル値から符号間干渉値の推定値を減算して前記サンプル値の補正後の値を求める加算回路と、
   前記サンプル値の補正後の値に基づいて前記クロック信号の前記受信信号に対する位相位置を示す情報を求めると共に前記受信信号のデータ判定値を求めるデータ復元回路と、
   前記位相位置を示す情報に応じて前記符号間干渉値の推定値を求め前記加算回路に供給する符号間干渉値推定ユニットと、
   を含むことを特徴とする受信回路。
2. 前記符号間干渉値推定ユニットは、前記位相位置を示す情報に応じて、複数の異なる係数値から少なくとも１つの係数値を選択し、前記選択された係数値に応じて前記符号間干渉値の推定値を求めることを特徴とする請求項１記載の受信回路。
3. 前記複数の異なる係数値は、チャネル応答波形の複数の異なる位置の値にそれぞれ対応する複数の係数値であることを特徴とする請求項１記載の受信回路。
4. 前記符号間干渉値推定ユニットは、
   前記少なくとも１つの係数値を選択する係数選択器と、
   前記選択された係数値と前記データ判定値とを掛け合わせることにより前記符号間干渉値の推定値を求める掛算回路と
   を含むことを特徴とする請求項２又は３記載の受信回路。
5. 前記符号間干渉値の推定値を求めるための係数値を動的に最適化する適応ロジック回路を更に含むことを特徴とする請求項１乃至４何れか一項記載の受信回路。

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