JP2011172120A - 送受信方法及び受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】信号処理の簡素化及び回路の小規模化を実現でき、マルチキャリア伝送に適した送受信方法及び受信装置を提供する。
【解決手段】送信装置は、ｆ_ｎ＝２^ｎ・ｆ_０（ｎ＝０，１，…，ｍ）（ｆ_０は基本周波数）で表される周波数を持つ複数の搬送波を直交変調し、多重してマルチキャリア信号を生成し、受信装置は、マルチキャリア信号に含まれる最高の搬送波周波数の４倍の周波数でサンプリングし、Ｉ信号成分の値Ｉ_ｎは、サンプルデータの値ｓ［２^ｍ−ｎ・２ｋ］・（−１）^ｋをｋ＝０からｋ＝２^ｎ＋１−１までの範囲内で累積加算した値を、２^ｎ＋１で除算することにより求め、Ｑ信号成分の値Ｑ_ｎは、サンプルデータの値ｓ［２^ｍ−ｎ・（２ｋ＋１）］・（−１）^{（ｋ＋１）}をｋ＝０からｋ＝２^ｎ＋１−１までの範囲内で累積加算した値を、２^ｎ＋１で除算することにより求める。
【選択図】図２

Description

本発明は、ディジタル変調された、互いに周波数の異なる複数の搬送波からなるマルチキャリア信号を送受信する送受信方法及びマルチキャリア信号を受信する受信装置に関するものである。

近年、ディジタル通信分野及びディジタル放送分野では、複数の搬送波を用いて情報を伝送するＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式が広く普及している。ＯＦＤＭ方式による信号の送受信は、一般にＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算によって行われる。ＦＦＴ演算は、複素乗算を繰り返し行うため、演算処理量が大きく、比較的複雑な処理となる場合が多い。

このような問題を解決するために、ＯＦＤＭ信号などの時間的変動データから周波数成分を抽出する方法とし、ＦＦＴ演算に代わる方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０００−７８１０４号公報

しかしながら、特許文献１が提案する方法によっても、周波数成分抽出処理は依然として複雑であり、また、この方法は、ある一定量のサンプルデータを一時的に記憶するためのメモリ等の記憶手段を必要とするため、回路の小規模化にも大きな効果が期待できないという問題がある。

さらに、この方法が対象とするマルチキャリア信号の各周波数成分は、すべて互いに振幅が等しいことが前提となっているため、この方法には、振幅変調の適用を必要とする場合や、帯域内の周波数特性によって各周波数成分間に振幅の差異が生じるマルチキャリア伝送には対応できないという問題がある。

そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、信号処理の簡素化及び回路の小規模化を実現でき、マルチキャリア信号の送受信に適した送受信方法及び受信装置を提供することを目的とする。

本発明の一態様に係る送受信方法は、送信装置から送信されるマルチキャリア信号を受信装置で受信する送受信方法であって、前記送信装置は、ｆ_０を基本周波数とし、ｍを自然数とした場合に、ｆ_ｎ＝２^ｎ・ｆ_０（ここで、ｎ＝０，１，…，ｍ）で表される周波数を持つ第１乃至第ｎの搬送波を使用し、前記第１乃至第ｎの搬送波のそれぞれを、異なるベースバンド信号によってディジタル直交変調し、ディジタル直交変調された前記第１乃至第ｎの搬送波を多重して前記マルチキャリア信号を生成し、前記受信装置は、前記マルチキャリア信号に含まれる最高の搬送波周波数の４倍の周波数である４ｆ_ｍ＝２^ｍ＋２・ｆ_０の周波数で、前記マルチキャリア信号をサンプリングして、前記基本周波数の１周期ごとに２^ｍ＋２個のサンプルデータからなるサンプルデータ系列を取得し、ｓ［ｉ］（ここで、ｉ＝０，１，…，２^ｍ＋２−１）を、前記基本周波数の１周期に含まれる２^ｍ＋２個の前記サンプルデータの値とし、Ｉ_ｎを、前記１乃至第ｎの搬送波のそれぞれに含まれるベースバンド信号のＩ信号成分の値とし、Ｑ_ｎを、前記１乃至第ｎの搬送波のそれぞれに含まれるベースバンド信号のＱ信号成分の値とした場合に、前記Ｉ_ｎ及び前記Ｑ_ｎを求める復調処理を行い、前記Ｉ_ｎは、ｓ［２^ｍ−ｎ・２ｋ］・（−１）^ｋを、ｋ＝０からｋ＝２^ｎ＋１−１までの範囲内で累積加算した値を、２^ｎ＋１で除算することにより求められ、前記Ｑ_ｎは、ｓ［２^ｍ−ｎ・（２ｋ＋１）］・（−１）^{（ｋ＋１）}を、ｋ＝０からｋ＝２^ｎ＋１−１までの範囲内で累積加算した値を、２^ｎ＋１で除算することにより求められることを特徴としている。

本発明の他の態様に係る受信装置は、ｆ_０を基本周波数とし、ｍを自然数とした場合に、ｆ_ｎ＝２^ｎ・ｆ_０（ここで、ｎ＝０，１，…，ｍ）で表される周波数を持つ第１乃至第ｎの搬送波を使用し、前記第１乃至第ｎの搬送波のそれぞれを、異なるベースバンド信号によってディジタル直交変調し、ディジタル直交変調された前記第１乃至第ｎの搬送波を多重してマルチキャリア信号を生成する送信装置から送信された、前記マルチキャリア信号を受信する受信装置であって、前記マルチキャリア信号に含まれる最高の搬送波周波数の４倍の周波数である４ｆ_ｍ＝２^ｍ＋２・ｆ_０の周波数で、前記マルチキャリア信号をサンプリングして、前記基本周波数の１周期ごとに２^ｍ＋２個のサンプルデータからなるサンプルデータ系列を取得するサンプリング手段と、ｓ［ｉ］（ここで、ｉ＝０，１，…，２^ｍ＋２−１）を、前記基本周波数の１周期に含まれる２^ｍ＋２個の前記サンプルデータの値とし、Ｉ_ｎを、前記１乃至第ｎの搬送波のそれぞれに含まれるベースバンド信号のＩ信号成分の値とし、Ｑ_ｎを、前記１乃至第ｎの搬送波のそれぞれに含まれるベースバンド信号のＱ信号成分の値とした場合に、前記Ｉ_ｎ及び前記Ｑ_ｎを求める復調処理を行う復調手段とを有し、前記Ｉ_ｎは、ｓ［２^ｍ−ｎ・２ｋ］（−１）^ｋを、ｋ＝０からｋ＝２^ｎ＋１−１までの範囲内で累積加算した値を、２^ｎ＋１で除算することにより得られた値であり、前記Ｑ_ｎは、ｓ［２^ｍ−ｎ・（２ｋ＋１）］（−１）^{（ｋ＋１）}を、ｋ＝０からｋ＝２^ｎ＋１−１までの範囲内で累積加算した値を、２^ｎ＋１で除算することにより得られた値であることを特徴としている。

本発明に係る送受信方法によれば、受信装置における信号処理の簡素化及び回路の小規模化を実現しつつ、マルチキャリア信号の送受信を行うことができるという効果が得られる。

また、本発明に係る受信装置によれば、信号処理の簡素化及び回路の小規模化を実現しつつ、マルチキャリア信号の受信を行うことができるという効果が得られる。

本発明に係る実施の形態１の送受信方法を実施するための送信装置の回路構成を概略的に示す図である。 実施の形態１の送受信方法を実施するための受信装置の回路構成を概略的に示す図である。 （ａ）〜（ｄ）は、図１に示す送信装置の各部における信号波形の一例を示す図である。 図２の受信装置におけるサンプリング後のマルチキャリア信号の一例を示す図である。 図２の受信装置におけるサンプリングデータ系列の各サンプルデータを示す図である。 本発明に係る実施の形態２の送受信方法における信号波形の一例を示す図である。

実施の形態１．
図１は、本発明に係る実施の形態１の送受信方法を実施するための送信装置１００の回路構成を概略的に示す図である。図１に示されるように、送信装置１００は、３本の搬送波Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２を使い、送信データをＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調し、ＱＰＳＫ変調によって生成された信号成分を合成してマルチキャリア信号Ｓ_ＭＣを生成し、これを送信手段（図示せず）から送信する。図１に示されるように、送信装置１００は、送信データＳ_Ｄを各搬送波に割り当てるためのシリアル−パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）１と、送信装置１００で使用される搬送波周波数の中で最も高い搬送波周波数を発生するための発振回路２と、発振回路２の出力を分周する分周器（「÷２」）２１と、分周器２１の出力を分周する分周器（「÷２」）２２と、各搬送波を送信データＳ_Ｄで変調する直交変調器１１，１２，１３と、変調された各搬送波Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２を合成する加算器３と、加算器３の出力を伝送路に送出するためのアンプ４とを備える。

図２は、実施の形態１の送受信方法を実施するための受信装置２００の回路構成を概略的に示す図である。受信装置２００は、３種類の搬送波を含むアナログのマルチキャリア信号Ｓ_ＭＣを受信手段（図示せず）で受信し、受信したマルチキャリア信号Ｓ_ＭＣを復調し、復調された信号からベースバンド信号Ｓ_ＢＢを生成する。受信装置２００は、複数の復調ブロック３１，３２，３３，３４，３５，３６と、受信したマルチキャリア信号Ｓ_ＭＣをサンプリングしてディジタル値のデータに変換するアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器５と、Ａ／Ｄ変換器５によって得られたサンプルデータ系列から各搬送波の復調に必要となるサンプルデータだけを選択して、復調ブロック３１，３２，…，３６へ送る選択回路６と、クロック発生回路７と、復調ブロック３１，３２，…，３６で実行する演算のタイミングを制御するタイミング制御回路８とを備える。復調ブロック３１，３２，…，３６の各々は、符号反転回路４１と、入力切り換え回路５１と、累積加算器６１と、ビットシフト回路７１とを有している。クロック発生回路７が発生するクロックは、サンプリングクロックとしてＡ／Ｄ変換器５に供給され、その周波数は、マルチキャリア信号Ｓ_ＭＣに含まれる最高の搬送波周波数の４倍の周波数である。

図１及び図２に示されるマルチキャリア信号Ｓ_ＭＣに含まれる搬送波の数である「３」は、例示であって、搬送波の数はこれに限定されない。搬送波の数を変更する場合、図１の直交変調器１１，１２，１３は、搬送波の数と同数にし、分周器２１，２２の数は、搬送波の数より１少ない数にし、図２の復調ブロック（３１，３２，…，３６）の数は、使用する搬送波の数の２倍にする。

また、図１及び図２は、各機能ブロックをハードウェアによって実現することを想定して記載しているが、これらの機能ブロックの一部又は全部を、ソフトウェアなどによって実行するように、送信装置１００及び受信装置２００を構成してもよい。

図１に示される送信装置１００においては、送信するマルチキャリア信号Ｓ_ＭＣに含まれる３本の搬送波は、すべて正弦波を位相変調したものであり、搬送波の周波数は、それぞれｆ_０，ｆ_１，ｆ_２とする。周波数ｆ_０は、すべての搬送波Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２の中で最も低い周波数であり、これを基本周波数とする。搬送波Ｃ_１の周波数ｆ_１は、基本周波数ｆ_０の２倍の周波数であり、搬送波Ｃ_２の周波数ｆ_２は、基本周波数ｆ_０の４倍の周波数である。

発振回路２は、最も周波数の高い搬送波に対応する周波数ｆ_２のローカル信号ＬＯ_２を発生する。搬送波Ｃ_１に対応するローカル信号ＬＯ_１は、周波数がローカル信号ＬＯ_２の２分の１であるから、ローカル信号ＬＯ_２を分周器２１によって２分周することで得られる。搬送波Ｃ_０に対応するローカル信号ＬＯ_０は、周波数がローカル信号ＬＯ_２の４分の１であるから、ローカル信号ＬＯ_２を分周器２１，２２によって４分周することで得られる。送信データＳ_Ｄでは、６ビットのデータを一組のデータとしており、６ビットのデータを１シンボルのデータとしており、６ビットのデータは、３本の搬送波Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２のＩ信号成分Ｉ_０，Ｉ_１，Ｉ_２及びＱ信号成分Ｑ_０，Ｑ_１，Ｑ_２に割り当てられる。シンボルレート及びシンボルタイミングは、３本の搬送波Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２に対して共通である。なお、記号Ｉ_０，Ｉ_１，Ｉ_２は、Ｉ信号成分Ｉ_０，Ｉ_１，Ｉ_２の値を示す記号としても用いる。また、記号Ｑ_０，Ｑ_１，Ｑ_２は、Ｑ信号成分Ｑ_０，Ｑ_１，Ｑ_２の値を示す記号としても用いる。

各搬送波Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２の周波数は、基本周波数の２のべき乗倍の周波数であればよく、基本周波数と等しい搬送波周波数を含まなくてもよい。

また、各搬送波Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２の波形は、正弦波に限らず、方形波又は三角波などの他の波形とすることもできる。

さらに、実施の形態１における変調方式は、ディジタル位相変調（ＰＳＫ）に限らず、ディジタル振幅変調（ＡＳＫ）であってもよい。

さらにまた、上記の説明では、３本の搬送波Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２のそれぞれに対してＱＰＳＫ変調、すなわち、４値位相変調を適用する場合を想定して１シンボルを６ビットとしているが、１シンボル当たりのビット数を、各搬送波Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２に対する変調の多値数（実施の形態１では４値）と異なる値にすることもできる。多値数を４より大きい値にする場合の送信装置は、図１のシリアル−パラレル変換回路１をマッピング回路に置き換え、各搬送波に対応するＩ信号成分及びＱ信号成分をバイナリ信号ではなく多値信号化することで実現できる。なお、このような構成の送信装置は、ＰＳＫ変調とＡＳＫ変調の組み合わせであるディジタルＱＡＭ変調にも対応可能となる。

また、実施の形態１における変調方式及び変調の多値数は、搬送波ごとに異なる値にしてもよい。

図３（ａ）〜（ｄ）は、送信装置１００の各部における信号波形の一例を示す図である。図３（ａ）〜（ｄ）において、横軸は時間を示し、縦軸は振幅を示す。図３（ａ）は、記号Ｉ_０，Ｑ_０で示される２ビットの情報データによって搬送波Ｃ_０がＱＰＳＫ変調される場合を示し、図３（ｂ）は、記号Ｉ_１，Ｑ_１で示される２ビットの情報データによって搬送波Ｃ_１がＱＰＳＫ変調される場合を示し、図３（ｃ）は、記号Ｉ_２，Ｑ_２で示される２ビットの情報データによって搬送波Ｃ_２がＱＰＳＫ変調される場合を示し、図３（ｄ）は、３本の搬送波Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２を合成してマルチキャリア信号Ｓ_ＭＣが得られることを示している。言い換えれば、図３（ａ）〜（ｄ）は、記号Ｉ_０，Ｑ_０，Ｉ_１，Ｑ_１，Ｉ_２，Ｑ_２で示される６ビットの情報データによって搬送波Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２がＱＰＳＫ変調され、さらに、これら３本の搬送波Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２を合成してマルチキャリア信号Ｓ_ＭＣが得られることを示している。また、６ビットの情報データでありＩ信号成分及びＱ信号成分（Ｉ_０，Ｑ_０，Ｉ_１，Ｑ_１，Ｉ_２，Ｑ_２）は、１シンボル周期毎に更新される。

図４は、受信装置２００におけるサンプリング後のマルチキャリア信号の一例を示す図である。図４は、受信装置２００が、受信したマルチキャリア信号Ｓ_ＭＣを最高の搬送波周波数ｆ_２の４倍の周波数４ｆ_２でＡ／Ｄ変換して離散データの時系列になる様子を示している。図４において、横軸は時間を示し、縦軸は振幅を示す。

図５は、受信装置２００におけるサンプリングデータ系列の各サンプルデータを示す図である。図５は、基本周波数ｆ_０の１周期分の受信サンプルデータを示しており、受信装置２００における復調の演算処理を説明のために各サンプルデータに番号を付している。図５において、横軸は時間を示し、縦軸は振幅を示す。

図４及び図５においては、サンプリング周波数は、最高搬送波周波数ｆ_２の４倍、すなわち、４ｆ_２であり、この例では、最高の搬送波周波数ｆ_２は基本周波数ｆ_０の４倍、すなわち、４ｆ_０である。したがって、サンプリング周波数は、基本周波数ｆ_０の１６倍、すなわち、１６ｆ_０となることから、基本周波数ｆ_０の１周期の中に１６点のサンプルデータが得られる。これらの１６点のサンプルデータをｓ［０］，ｓ［１］，…，ｓ［１５］で示す。また、以下の説明においては、サンプルデータの値も、「ｓ［ ］」、例えば、ｓ［０］，ｓ［１］，…，ｓ［１５］で示す。

以下に、受信装置２００における復調動作を説明する。復調動作は、基本周波数ｆ_０の１周期を単位として行い、各搬送波のＩ信号成分及びＱ信号成分に対応してそれぞれ独立した演算を行う。既に説明したように、受信したマルチキャリア信号Ｓ_ＭＣは、Ａ／Ｄ変換器５によってディジタルデータとなり、サンプリング周期毎に選択回路６に入力される。選択回路６は、復調ブロック３１，３２，…，３６に対して、後述する所定の規則に従い、それぞれの復調ブロック３１，３２，…，３６に必要な番号のサンプルデータのみを送る。Ｉ信号成分Ｉ_０に対応する復調ブロック３１の中では、符号反転回路４１と入力切り換え回路５１によって、入力されるサンプルデータに対して１つおきに符号反転の処理を行う。累積加算器６１は、入力切り換え回路５１から送られるサンプルデータを累積加算し、その結果を基本周波数ｆ_０の１周期の期間の最後にビットシフト回路７１へ送り、累積値をリセットする。ビットシフト回路７１は、累積加算器６１から送られた値を所定のビット数だけ右シフトする。ここまでの一連の処理により、Ｉ信号成分Ｉ_０の復調結果が得られる。

復調ブロック３２，…，３６でも並行して同様の処理を行い、Ｑ信号成分Ｑ_０、Ｉ信号成分Ｉ_１、Ｑ信号成分Ｑ_１、Ｉ信号成分Ｉ_２、及びＱ信号成分Ｑ_２の各信号成分の復調結果が得られる。

復調動作の演算内容を、数式を使ってより具体的に説明すると、次式１〜６のようになる。
Ｉ_０＝｛ ｓ［０］−ｓ［８］｝／２ （式１）
Ｑ_０＝｛−ｓ［４］＋ｓ［１２］｝／２ （式２）
Ｉ_１＝｛ ｓ［０］−ｓ［４］＋ｓ［８］ −ｓ［１２］｝／４ （式３）
Ｑ_１＝｛−ｓ［２］＋ｓ［６］−ｓ［１０］＋ｓ［１４］｝／４ （式４）
Ｉ_２＝｛ ｓ［０］−ｓ［２］ ＋ｓ［４］ −ｓ［６］
＋ｓ［８］−ｓ［１０］＋ｓ［１２］−ｓ［１４］｝／８ （式５）
Ｑ_２＝｛−ｓ［１］＋ｓ［３］ −ｓ［５］ ＋ｓ［７］
−ｓ［９］＋ｓ［１１］−ｓ［１３］＋ｓ［１５］｝／８ （式６）

上記の演算を実行するに当たっては、ｓ［０］，ｓ［１］，…，ｓ［１５］の各サンプルデータのすべてが同時に存在する必要はなく、順次入力されるサンプルデータを必要に応じて累積加算し、その結果を保持すればよいので、式１〜６の演算は、サンプリング周期毎の逐次的な処理で実行することができる。

次に、上記の規則に従う演算によってマルチキャリア信号Ｓ_ＭＣに含まれる各搬送波の成分を分離して復調できる原理を説明する。

まず、Ｉ信号成分Ｉ_０の復調を説明する。Ｉ信号成分Ｉ_０は、サンプルデータｓ［０］に、符号反転したサンプルデータｓ［８］を加算し、２で割ることで復調される。サンプルデータｓ［０］とｓ［８］は、搬送波Ｃ_０の周波数ｆ_０で見ると、周波数ｆ_０の１周期の２分の１周期だけ互いにずれた位相の位置にある。そのため、マルチキャリア信号Ｓ_ＭＣに含まれる搬送波Ｃ_０の成分に限って見れば、サンプルデータｓ［８］を符号反転するとサンプルデータｓ［０］に等しい値になる。したがって、サンプルデータｓ［０］に符号反転したサンプルデータｓ［８］を加算することは、サンプルデータｓ［０］を２倍することに等しい。

これに対して、搬送波Ｃ_１の周波数ｆ_１で見ると、サンプルデータｓ［０］とｓ［８］は、周波数ｆ_１の１周期離れた同じ位相の位置にある。したがって、搬送波Ｃ_１の成分に限って見れば、サンプルデータｓ［８］を符号反転してサンプルデータｓ［０］に加算すると、打ち消しあってゼロになる。

同様に、搬送波Ｃ_２の周波数ｆ_２で見ると、ｓ［０］とｓ［８］は、周波数ｆ_２の２周期離れた同じ位相の位置であるため、搬送波Ｃ_１の場合と同様に、演算で打ち消される。このように、ｓ［０］＋（−ｓ［８］）で、搬送波Ｃ_１，Ｃ_２の成分は、打ち消され、搬送波Ｃ_０のＩ信号成分Ｉ_０だけが加算されて２倍になる。したがって、ｓ［０］＋（−ｓ［８］）を２で割ることで、Ｉ信号成分Ｉ_０の復調結果が得られる。

同様の演算を、４サンプル、すなわち、搬送波Ｃ_０の周波数ｆ_０の４分の１周期ずらしたタイミングで行うことにより、Ｑ信号成分Ｑ_０の復調結果が得られる。

次に、Ｉ信号成分Ｉ_２の復調について説明する。Ｉ信号成分Ｉ_２は、サンプルデータｓ［０］から２サンプル間隔で、交互に符号反転しながら累積加算し、加算したサンプル数で割ることにより、復調される。搬送波Ｃ_２の成分に限って見ると、２サンプル間隔は、周波数ｆ_２の１周期の２分の１周期間隔に等しいため、交互に符号反転しながら累積加算することは、同位相のサンプル点を累積加算することに等しい。

これに対して、搬送波Ｃ_１の成分に限って見ると、周波数ｆ_１の１周期の４分の１周期間隔で交互に符号反転しながら２周期にわたって累積加算することになる。このとき、１つのサンプル点に対して、周波数ｆ_１の１周期の２分の１周期離れた位相のサンプル点が必ず含まれており、かつ、符号反転の有無は、等しく処理される。したがって、周波数ｆ_１の２周期のすべてのサンプル点を累積加算すると、すべてのサンプル点に対して互いに打ち消しあうサンプル点が存在するため、搬送波Ｃ_１の成分は、すべて打ち消される。

同様に、搬送波Ｃ_０の成分に限って見ると、周波数ｆ_０の１周期の８分の１周期間隔で交互に符号反転しながらの周波数ｆ_０の１周期にわたって累積加算することになり、同様に、すべて打ち消される。このように、前記の演算により、搬送波Ｃ_０，Ｃ_１の成分は、打ち消され、搬送波Ｃ_２の成分だけが加算されて８倍になる。搬送波Ｃ_２の成分を８で割ることで、Ｉ信号成分Ｉ_２の復調結果が得られる。

同様の演算を、１サンプル、すなわち、搬送波Ｃ_２の４分の１周期ずらしたタイミングで行うことにより、Ｑ信号成分Ｑ_２の復調結果が得られる。

さらに、搬送波Ｃ_１成分についても、同様の理由により、Ｉ信号成分Ｉ_１及びＱ信号成分Ｑ_１の復調結果が得られる。

以上の説明は、搬送波の本数が３本の場合であるが、搬送波の本数をｎ本（ここで、ｎ＝０，１，…，ｍ）の場合の送受信方法を説明する。ここで、ｍは自然数である。

まず、送信装置１００は、ｆ_ｎ＝２^ｎ・ｆ_０で表される周波数を持つ第１乃至第ｎの搬送波を使用し、第１乃至第ｎの搬送波のそれぞれを、異なるベースバンド信号によってディジタル直交変調し、ディジタル直交変調された第１乃至第ｎの搬送波を多重してマルチキャリア信号Ｓ_ＭＣを生成する。

受信装置２００は、マルチキャリア信号Ｓ_ＭＣに含まれる最高の搬送波周波数の４倍の周波数である４ｆ_ｍ＝２^ｍ＋２・ｆ_０の周波数で、マルチキャリア信号Ｓ_ＭＣをサンプリングして、基本周波数ｆ_０の１周期ごとに２^ｍ＋２個のサンプルデータからなるサンプルデータ系列を取得する。

そして、ｓ［ｉ］（ここで、ｉ＝０，１，…，２^ｍ＋２−１）を、基本周波数ｆ_０の１周期に含まれる２^ｍ＋２個のサンプルデータの値とし、Ｉ_ｎを、１乃至第ｎの搬送波のそれぞれに含まれるベースバンド信号のＩ信号成分の値とし、Ｑ_ｎを、１乃至第ｎの搬送波のそれぞれに含まれるベースバンド信号のＱ信号成分の値とした場合に、受信装置２００は、Ｉ_ｎ及びＱ_ｎを求める復調処理を以下のように行う。

受信装置２００は、Ｉ_ｎを、ｓ［２^ｍ−ｎ・２ｋ］・（−１）^ｋをｋ＝０からｋ＝２^ｎ＋１−１までの範囲内で累積加算した値を、２^ｎ＋１で除算することにより求め、Ｑ_ｎを、ｓ［２^ｍ−ｎ・（２ｋ＋１）］・（−１）^{（ｋ＋１）}をｋ＝０からｋ＝２^ｎ＋１−１までの範囲内で累積加算した値を、２^ｎ＋１で除算することにより求める。

上記演算は、次式７及び式８で表すことができる。

ただし、搬送波番号ｎ＝０の搬送波の周波数は、基本周波数ｆ_０に等しく、搬送波番号ｎの搬送波の周波数ｆ_ｎは、基本周波数ｆ_０に対してｆ_ｎ＝２^ｎ・ｆ_０の関係を満たすものとする。また、サンプルデータは、マルチキャリア信号Ｓ_ＭＣに含まれる最高の搬送波周波数に対して４倍の周波数でサンプリングされたものである。式７及び式８の演算は、基本周波数ｆ_０の１周期を単位として処理するものであるから、１周期に含まれるサンプルデータは、ｓ［０］からｓ［２^ｍ＋２−１］までの、２^ｍ＋２個になっている。

このように、実施の形態１の送受信方法及び受信装置によれば、間引き、符号反転、加算、ビットシフトという簡単な演算の組み合わせだけで、かつ、過去のサンプルデータを保持する記憶手段を使うことなく逐次的な演算処理で、マルチキャリア信号Ｓ_ＭＣの復調を実現することが可能となるため、回路の小規模化、データ処理の簡素化及び高速化を実現できる。

実施の形態２．
上記実施の形態１の送受信方法においては、伝送路上の反射などの影響により、受信装置２００が受信する信号に遅延波が重畳する場合がある。遅延波が無視できないレベルで重畳すると、シンボル境界付近でシンボル間干渉に起因する波形歪みが生じ、受信誤りを起こす可能性が高まる。このような受信誤りを回避するために、シンボル境界（シンボルの先頭）から一定の期間をガードタイムとみなし、このガードタイム中のサンプルデータを受信装置２００による復調処理に使用しないようにしてもよい。

実施の形態２の送受信方法は、シンボル境界から一定の期間をガードタイム（ＧＩ）とみなし、このガードタイム中のサンプルデータを受信装置２００による復調処理に使用しないようにした点が、実施の形態１の送受信方法と相違する。このような送受信方法を実施可能にするためには、送信装置１００にガードタイムを挿入する回路（図示せず）を追加するとともに、受信装置２００においては、ガードタイムにおる信号を復調処理に使用しない回路（例えば、選択回路６内）を追加すればよい。他の点について、実施の形態２の送受信方法は、実施の形態１の送受信方法と同じである。したがって、実施の形態２の説明に際しては、図１及び図２をも参照する。

図６は、本発明に係る実施の形態２の送受信方法における信号波形の一例を示す図である。図６において、横軸は時間を示し、縦軸は振幅を示す。図６に示されるように、受信装置２００において、１シンボル期間中で、復調の演算処理に使用する期間ＰＡは、基本周波数ｆ０の１周期の整数倍（図６においては、一例として、２倍としている。）とする必要がある。一方、受信装置２００における、復調処理に使用しない期間ＰＧ、すなわち、ガードタイムは、基本周波数ｆ０の１周期の整数倍とする必要はないが、サンプリング周波数の１周期（サンプリング周期）の整数倍としておくことが望ましい。この理由は、ガードタイムを、サンプリング周期の整数倍としておけば、受信装置２００におけるサンプリングは、一定周期で継続的に行うことができ、シンボル先頭から所定の個数のサンプルデータを破棄するだけで、復調の演算処理を行うことができるからである。

したがって、ガードタイムを設ける場合には、シンボル長を、基本周波数の１周期の整数倍とサンプリング周期の整数倍との和とすることにより、受信装置２００におけるサンプリング周期を一定としたままで、復調の演算処理の単位長、すなわち、基本周波数の１周期より短い単位でガードタイムの長さを選ぶことができる。このように、実施の形態２の送受信方法によれば、受信装置２００における処理を複雑にすることなく、効率よくシンボル間干渉の影響による受信誤りを抑制することができる。

１ シリアル−パラレル変換器、 ２ 発振回路、 ３ 加算器、 ４ アンプ、 ５ Ａ／Ｄ変換器、 ６ 選択回路、 ７ クロック発生回路、 ８ タイミング制御回路、 １１，１２，１３ 直交変調器、 ２１，２２ 分周器、 ３１，３２，３３，３４，３５，３６ 復調ブロック、 ４１ 符号反転回路、 ５１ 入力切り換え回路、 ６１ 累積加算器、 ７１ ビットシフト回路、 １００ 送信装置、 ２００ 受信装置、 Ｃ_０，Ｃ_１，Ｃ_２ 搬送波、 Ｉ_０，Ｉ_１，Ｉ_２ Ｉ信号成分、 Ｑ_０，Ｑ_１，Ｑ_２ Ｑ信号成分、 Ｓ_Ｄ 送信データ、 Ｓ_ＭＣ マルチキャリア信号、 Ｓ_ＢＢ ベースバンド信号。

Claims (4)

1. 送信装置から送信されるマルチキャリア信号を受信装置で受信する送受信方法であって、
   前記送信装置は、
   ｆ_０を基本周波数とし、ｍを自然数とした場合に、ｆ_ｎ＝２^ｎ・ｆ_０（ここで、ｎ＝０，１，…，ｍ）で表される周波数を持つ第１乃至第ｎの搬送波を使用し、前記第１乃至第ｎの搬送波のそれぞれを、異なるベースバンド信号によってディジタル直交変調し、
   ディジタル直交変調された前記第１乃至第ｎの搬送波を多重して前記マルチキャリア信号を生成し、
   前記受信装置は、
   前記マルチキャリア信号に含まれる最高の搬送波周波数の４倍の周波数である
   ４ｆ_ｍ＝２^ｍ＋２・ｆ_０の周波数で、前記マルチキャリア信号をサンプリングして、前記基本周波数の１周期ごとに２^ｍ＋２個のサンプルデータからなるサンプルデータ系列を取得し、
   ｓ［ｉ］（ここで、ｉ＝０，１，…，２^ｍ＋２−１）を、前記基本周波数の１周期に含まれる２^ｍ＋２個の前記サンプルデータの値とし、Ｉ_ｎを、前記１乃至第ｎの搬送波のそれぞれに含まれるベースバンド信号のＩ信号成分の値とし、Ｑ_ｎを、前記１乃至第ｎの搬送波のそれぞれに含まれるベースバンド信号のＱ信号成分の値とした場合に、前記Ｉ_ｎ及び前記Ｑ_ｎを求める復調処理を行い、
   前記Ｉ_ｎは、ｓ［２^ｍ−ｎ・２ｋ］・（−１）^ｋを、ｋ＝０からｋ＝２^ｎ＋１−１までの範囲内で累積加算した値を、２^ｎ＋１で除算することにより求められ、
   前記Ｑ_ｎは、ｓ［２^ｍ−ｎ・（２ｋ＋１）］・（−１）^{（ｋ＋１）}を、ｋ＝０からｋ＝２^ｎ＋１−１までの範囲内で累積加算した値を、２^ｎ＋１で除算することにより求められる
   ことを特徴とする送受信方法。
2. 前記基本周波数の周期の整数倍の時間をシンボル長とすることを特徴とする請求項１に記載の送受信方法。
3. 前記基本周波数の周期の整数倍と前記サンプリングにおけるサンプリング周期の整数倍とを加算した時間をシンボル長とすることを特徴とする請求項１に記載の送受信方法。
4. ｆ_０を基本周波数とし、ｍを自然数とした場合に、ｆ_ｎ＝２^ｎ・ｆ_０（ここで、ｎ＝０，１，…，ｍ）で表される周波数を持つ第１乃至第ｎの搬送波を使用し、前記第１乃至第ｎの搬送波のそれぞれを、異なるベースバンド信号によってディジタル直交変調し、ディジタル直交変調された前記第１乃至第ｎの搬送波を多重してマルチキャリア信号を生成する送信装置から送信された、前記マルチキャリア信号を受信する受信装置であって、
   前記マルチキャリア信号に含まれる最高の搬送波周波数の４倍の周波数である
   ４ｆ_ｍ＝２^ｍ＋２・ｆ_０の周波数で、前記マルチキャリア信号をサンプリングして、前記基本周波数の１周期ごとに２^ｍ＋２個のサンプルデータからなるサンプルデータ系列を取得するサンプリング手段と、
   ｓ［ｉ］（ここで、ｉ＝０，１，…，２^ｍ＋２−１）を、前記基本周波数の１周期に含まれる２^ｍ＋２個の前記サンプルデータの値とし、Ｉ_ｎを、前記１乃至第ｎの搬送波のそれぞれに含まれるベースバンド信号のＩ信号成分の値とし、Ｑ_ｎを、前記１乃至第ｎの搬送波のそれぞれに含まれるベースバンド信号のＱ信号成分の値とした場合に、前記Ｉ_ｎ及び前記Ｑ_ｎを求める復調処理を行う復調手段と
   を有し、
   前記Ｉ_ｎは、ｓ［２^ｍ−ｎ・２ｋ］（−１）^ｋを、ｋ＝０からｋ＝２^ｎ＋１−１までの範囲内で累積加算した値を、２^ｎ＋１で除算することにより得られた値であり、
   前記Ｑ_ｎは、ｓ［２^ｍ−ｎ・（２ｋ＋１）］（−１）^{（ｋ＋１）}を、ｋ＝０からｋ＝２^ｎ＋１−１までの範囲内で累積加算した値を、２^ｎ＋１で除算することにより得られた値である
   ことを特徴とする受信装置。

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