JP5473568B2 - 送受信システム、信号送信装置、及び信号受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、信号を送信及び受信するための送受信システム、信号送信装置、及び信号受信装置に関する。

一般に、有線通信システム又は無線通信システムにおいて送信された信号の受信を行うときには、外来雑音又は受信機における熱雑音の影響により、受信信号の性質は大きく変化する。特に、希望波の信号電力が雑音電力と同程度の電力である場合又は雑音電力よりも小さい電力である場合のような弱電界環境においては、希望波が雑音に埋もれてしまい、希望波が保持する情報を正確に復号できなくなる状況が多発する。このような弱電界環境は、送信電力が制限されているような通信システムの場合又は送信電力が十分大きな通信システムであっても送受信間距離が大きく離れている場合において、無線信号の受信を行う際に多く発生する。一例として、微弱電波を用いた無線送受信システムは、総務省令で定められている所定の値を下回る送信電力であれば免許不要で構築できるため、様々な用途で既に実用化されているが、上記の問題により送受信間距離を十分に伸ばすことができないのが現状である。

このような問題に対し、受信信号に重畳されている雑音を徹底して抑圧する方式、及び復号された情報の誤り率をできる限り低減する方式が導入された受信機を用いることで、送受信環境が弱電界環境であっても情報を正確に復号し、信頼性の高い通信を維持することができる。これを実現するための１つの方法として、単位時間当たりに送信する情報量を送受信環境に応じて適応的に変化させる適応変調方式が考案されており、例えば、非特許文献１などに、その有効性が示されている。適応変調方式は、セルラ通信システムなどで広く利用されており、例えば、弱電界環境のような劣悪な送受信環境では、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）のような信頼性の高い変調方式を用い、比較的良好な送受信環境では、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）のような高速性の高い変調方式を用いて、周波数利用効率を向上させている。

しかしながら、適応変調方式を適用した送受信システムに用いる受信機は、当該システムで用いられる全ての変調方式に対応した復調回路を必要とするので、受信機の回路規模及び演算量が大きくなってしまう虞がある。

一方、ダイバーシチ技術を用いて弱電界の送受信環境における通信の信頼性を確保する手法がある。ダイバーシチ技術とは、送信側で情報を反復して送信し、受信側で信号処理を用いて情報を復号することによって、雑音耐性を向上させる方法である。ダイバーシチ技術としては、空間ダイバーシチ、時間ダイバーシチ、又は、周波数ダイバーシチを初めとする様々な反復送信方法を用いるものがある。

例えば、空間ダイバーシチは、１つの情報を複数のアンテナを用いて送信することで空間方向の冗長性を増加させる方法である。また、時間ダイバーシチは、１つの情報を複数の時間単位を用いて送信することで時間方向の冗長性を増加させる方法である。また、周波数ダイバーシチは、１つの情報を複数の周波数単位を用いて送信することで周波数方向の冗長性を増加させる方法である。

特に、時間ダイバーシチ又は周波数ダイバーシチを適用した送信機は、いずれも送信アンテナを増やす必要がなく、簡易な構成で実現できるため、広く一般的に用いられているが、時間方向又は周波数方向に対する冗長性が増加した分、所定の時間間隔又は所定の周波数帯域幅における伝送効率が劣化してしまう。すなわち、ダイバーシチ技術の適用により、弱電界環境のような劣悪な送受信環境における通信の信頼性は維持することはできるものの、その代償として、伝送速度又は周波数利用効率が劣化するため、これらを向上させるための新たな技術が必要となる。換言すれば、ダイバーシチ技術を用いた送受信システムにおいて、所定の伝送速度又は周波数利用効率を得るために、ＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）を改善し、弱電界環境のような劣悪な送受信環境に対する耐性を少しでも向上させることが望まれる。

この対策の１つとして、送受信機間で「事前知識を共有」することにより、周波数利用効率を維持しつつ、送信できる情報量を増加させる方法が考えられる。例えば、情報を送信する際に用いる変調方式の種類に、別の情報を付加することを考える。このとき、２ビットの情報を、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）を用いて変調した場合と、ＱＰＳＫで用いる信号点を複素平面上で各々π／４だけ回転させた信号点を用いて変調した場合とに、異なった意味を持たせることで、別の情報を付加することができる。しかも、両者の変調方式の違いは、各々の信号点がπ／４回転しているか、いないかということのみであるから、いずれの変調方式を用いても、ビット誤り率は変わらない。

より具体的に説明すると、例えば、ＱＰＳＫが用いられたときはビット情報「１」が付加されており、ＱＰＳＫで用いる信号点を複素平面上で各々π／４だけ回転させた信号点が用いられたときはビット情報「０」が付加されているという「事前知識」を、予め送受信機間で「共有」しておけば、変調されている２ビットの信号に加え、別の情報（ビット情報「１」又は「０」）を１ビット付加することができる。

同様に、ＢＰＳＫを用いる場合、例えば、複素平面上における同相軸上に信号点を配置した場合と、直交軸上に信号点を配置した場合とに異なる意味を持たせる場合にも、変調されている２ビットの信号に加え、別の情報（ビット情報「１」又は「０」）を付加することができる。

なお、本願においては、複素平面上の信号点に情報が変調された信号のことを「変調信号」と呼び、信号を変調する際に用いる信号点の候補の組合せに応じて付加できる情報のことを「付加信号」と呼ぶ。また、ＱＰＳＫで用いられる信号点を各々π／４だけ移相させた信号点を用いて行う変調のことを「回転型ＱＰＳＫ」と呼び、ＢＰＳＫで用いられる信号点を各々π／２だけ移相させた信号点を用いて行う変調のことを「回転型ＢＰＳＫ」と呼ぶ。

送信機において送信された情報を受信する際、受信信号は、伝送路の歪み、ドップラー周波数変動、又は熱雑音などにより、その品質が劣化しているのが通常である。このため、受信機では、これらの品質の劣化要因を補償して復調を行う必要がある。また、上記した情報の付加を前提とした送受信システムの場合には、受信機は、どのような変調方式を用いて送信されたのかを推定した上で、信号の復調を行う必要がある。このとき、付加信号の推定を誤ると、誤った信号点配置を用いて変調信号の復調が行われるため、得られた情報信号は全て誤った情報に復調されてしまう。その結果、付加信号を付加することにより、付加信号を付加しない場合よりも、かえって伝送効率が劣化してしまう本末転倒な現象を招いてしまう虞がある。従って、付加信号の信頼性を予め可能な限り向上させておくことが重要となる。

より具体的に言えば、例えば、送信側においてＱＰＳＫが用いられたときに付加信号としてビット情報「１」を付加し、回転型ＱＰＳＫが用いられたときに付加信号としてビット情報「０」を付加すると仮定した場合には、受信機は、ＱＰＳＫ又は回転型ＱＰＳＫのいずれが用いられているのかを推定する必要がある。このことは、８ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）で変調された信号の信号点を推定することと等価となり、すなわち、変調信号と付加信号の誤りやすさが異なることとなるため、付加信号の信頼性を変調信号に対して可能な限り向上させておく必要がある。

特許文献１には、時空間ブロック符号化を用いた時間方向と空間方向の冗長性を利用し、当該符号化の際に用いるチャネル行列パターンにデータを付加することで、伝送効率の向上を試みる方法が開示されている。

国際公開第２００５／０７８９７８号

三瓶政一著、「デジタルワイヤレス伝送技術」、ピアソン・エデュケーション、２００２年９月、ｐｐ．５１６−５１８

しかしながら、特許文献１が開示する方法を適用した信号を受信する受信機では、チャネル行列パターンの推定を行う必要がある。このときの通信環境が、弱電界環境のような劣悪な送受信環境であると、チャネル行列パターンの推定誤りが頻繁に発生することとなる。その結果、上記の場合と同様に、データを付加しない通常の送受信方法よりも、かえって伝送効率が劣化してしまう現象を招いてしまう虞がある。また、特許文献１は、このような問題に対する有効な対策を開示していない。

そこで、本発明は、上記従来技術の課題を解決するためになされたものであり、その目的は、劣悪な送受信環境下であっても、付加信号の信頼性を維持しつつ、可能な限り信号伝送速度を向上させることができる送受信システム、信号送信装置及び信号受信装置を提供することにある。

本発明に係る送受信システムは、信号送信装置と該信号送信装置から送信された信号列を受信する信号受信装置とを有する送受信システムであって、
前記信号送信装置は、送信される信号列の反復送信数及び副搬送波数から情報送信数及び付加送信数を生成する分配送信制御手段と、前記送信される信号列を、前記情報送信数及び前記付加送信数に基づいて２つの信号列に分配する送信信号分配手段と、前記分配された一方の信号列の変調に用いる信号点の位相を、前記分配された他方の信号列の値に基づいた位相にすることによって前記一方の信号列を変換し、該変換された前記一方の信号列を出力する合成手段とを含み、
前記信号受信装置は、受信信号列の反復受信数及び前記副搬送波数から情報受信数及び付加受信数を生成する分配受信制御手段と、所定の時間区間内に受信された前記受信信号列を、前記付加受信数に基づいて複数の信号群に分割し、前記複数の信号群の各々を用いて受信付加信号列と受信情報信号列を生成する判定手段と、前記受信情報信号列に信号処理を施して復調信号列を得る信号変換手段と、前記復調信号列と前記受信付加信号列を混合する混合手段とを含むことを特徴としている。

また、本発明に係る信号送信装置は、送信される信号列の反復送信数及び副搬送波数から情報送信数及び付加送信数を生成する分配送信制御手段と、前記送信される信号列を、前記情報送信数及び前記付加送信数に基づいて２つの信号列に分配する送信信号分配手段と、前記分配された一方の信号列の変調に用いる信号点の位相を、前記分配された他方の信号列の値に基づいた位相にすることによって前記一方の信号列を変換し、該変換された前記一方の信号列を出力する合成手段とを有することを特徴としている。

また、本発明に係る信号受信装置は、受信信号列の反復受信数及び副搬送波数から情報受信数及び付加受信数を生成する分配受信制御手段と、所定の時間区間内に受信された前記受信信号列を、前記付加受信数に基づいて複数の信号群に分割し、前記複数の信号群の各々を用いて受信付加信号列と受信情報信号列を生成する判定手段と、前記受信情報信号列に信号処理を施して復調信号列を得る信号変換手段と、前記復調信号列と前記受信付加信号列を混合する混合手段とを有することを特徴としている。

本発明によれば、劣悪な送受信環境下であっても、付加信号の信頼性を維持できるので、雑音耐性に優れた高品質な信号の送受信ができ、且つ、信号伝送速度を向上させることができるという効果がある。

本発明の実施の形態１に係る信号送信装置の構成例を概略的に示すブロック図である。 本発明の実施の形態１に係る信号受信装置の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１に係る信号送信装置における分配送信制御器の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１に係る信号送信装置における送信信号分配器の構成例を概略的に示す説明図である。 実施の形態１に係る信号送信装置における送信信号分配器の具体的な動作例を示す図である。 実施の形態１に係る信号送信装置における合成器の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１に係る信号送信装置における合成器を構成する適応送信移相器の構成例を概略的に示すブロック図である。 （ａ）及び（ｂ）は、実施の形態１においてＱＰＳＫと回転型ＱＰＳＫを用いた場合の信号点配置の具体例を示す図である。 実施の形態１においてＱＰＳＫと回転型ＱＰＳＫを用いた場合の信号送信装置における適応送信移相器の具体的な動作例を示す図である。 実施の形態１に係る信号受信装置における分配受信制御器の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１に係る信号受信装置における第１判定器の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１においてＱＰＳＫと回転型ＱＰＳＫを用いた場合の信号受信装置における第１判定器を構成する信号配置判定器の具体的な構成例を示す図である。 実施の形態１においてＱＰＳＫと回転型ＱＰＳＫを用いた場合の信号受信装置における第１判定器を構成する信号配置判定器の具体的な動作例を示す図である。 実施の形態１においてＢＰＳＫと回転型ＢＰＳＫを用いた場合の信号受信装置における第１判定器を構成する信号配置判定器の具体的な他の動作例を示す図である。 実施の形態１においてＢＰＳＫと回転型ＢＰＳＫを用いた場合の信号受信装置における第１判定器を構成する信号配置判定器のより具体的な動作例を示す図である。 実施の形態１に係る信号受信装置における第１判定器を構成する適応受信移相器の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１に係る信号受信装置における復調器の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１に係る信号受信装置における混合器の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２に係る信号受信装置の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態２に係る信号受信装置における第２判定器の構成例を概略的に示すブロック図である。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る信号送信装置１００の構成例を概略的に示すブロック図である。図１に示されるように、実施の形態１に係る信号送信装置１００は、分配送信制御手段としての分配送信制御器１１０と、送信信号分配手段としての送信信号分配器１２０と、変調器１３０と、合成手段としての合成器１４０と、複数搬送波変調器１５０とを有している。

図２は、本発明の実施の形態１に係る信号受信装置２００の構成例を概略的に示すブロック図である。図２に示されるように、実施の形態１に係る信号受信装置２００は、複数搬送波復調器２１０と、分配受信制御手段としての分配受信制御器２２０と、判定手段としての第１判定器２３０と、信号変換手段としての復調器２４０と、混合手段としての混合器２５０とを有している。

本発明の実施の形態１に係る送受信システムは、信号送信装置１００と、信号受信装置２００とを有するシステムである。

図１に示される信号送信装置１００は、まず、情報信号の反復送信数に応じて所定比率を適応的に制御し、単位時間あたりに送信する情報信号を当該所定比率で２つの信号群に分割する。次に、信号送信装置１００は、分割された信号群のうちの一方の信号群の変調の方式を、分割された信号群のうちの他方の信号群の値及び出力順序に応じて、適応的に変化させる。信号送信装置１００は、このよう処理により、単位時間あたりに送信可能な情報信号を、その信頼性の劣化なしに、増加させることができる。以下に、信号送信装置１００の構成及び動作をより詳細に説明する。

図１において、分配送信制御器１１０は、送信される情報信号の反復送信数Ｄ（ｔ）及び副搬送波数Ｃ（ｔ）を受け取り、反復送信数Ｄ（ｔ）及び副搬送波数Ｃ（ｔ）の値に基づいて付加送信数（分配送信数とも言う）Ｍ_Ｔ（ｔ）及び情報送信数Ｎ_Ｔ（ｔ）を出力する。ここで、ｔは、任意の時間である。

図３に、図１に示される分配送信制御器１１０の具体的な構成例を示す。図３に示されるように、分配送信制御器１１０は、第１除算器１１１と、第１逓倍器１１２と、第２逓倍器１１３と、第２除算器１１４とを有している。分配送信制御器１１０では、第１除算器１１１は、副搬送波数Ｃ（ｔ）を反復送信数Ｄ（ｔ）で除し、この除算結果Ｃ（ｔ）／Ｄ（ｔ）を第１逓倍器１１２に出力する。第１逓倍器１１２は、第１除算器１１１の除算結果Ｃ（ｔ）／Ｄ（ｔ）に所定の逓倍数を乗算して、情報送信数Ｎ_Ｔ（ｔ）として出力する。第１逓倍器１１２における逓倍数は、信号送信装置１００を適用する送受信システムに用いる変調方式の変調多値数であることが望ましい、これに限られるものではない。

情報送信数Ｎ_Ｔ（ｔ）を生成する上記処理と並行して、分配送信制御器１１０では、第２逓倍器１１３は、反復送信数Ｄ（ｔ）を受け取り、この反復送信数Ｄ（ｔ）に所定の逓倍数を乗算した値をＤ_Ｔ（ｔ）として出力する。また、第２除算器１１４は、副搬送波数Ｃ（ｔ）と値Ｄ_Ｔ（ｔ）を受け取り、副搬送波数Ｃ（ｔ）を値Ｄ_Ｔ（ｔ）で除し、この除算結果Ｃ（ｔ）／Ｄ_Ｔ（ｔ）を付加送信数Ｍ_Ｔ（ｔ）として出力する。第２逓倍器１１３における逓倍数は、２以上の自然数であることが望ましいが、これに限られるものではない。

例えば、単位時間あたりに使用可能な副搬送波数をＣ（ｔ）＝６４とし、変調信号の反復送信数をＤ（ｔ）＝４とし、第１逓倍器１１２の逓倍数を２（ＱＰＳＫの変調多値数に相当する）とすると、情報送信数はＮ_Ｔ（ｔ）＝（６４／４）×２＝３２となる。すなわち、分配送信制御器１１０の第１逓倍器１１２から出力される情報送信数Ｎ_Ｔ（ｔ）は、ディジタル情報信号を、所定の変調方式を用いて周波数ダイバーシチ送信を用いて送信する際の、単位時間あたりに送信可能な情報ビット数に相当する。

また、単位時間あたりに使用可能な副搬送波数をＣ（ｔ）＝６４とし、変調信号の反復送信数をＤ（ｔ）＝４とし、第２逓倍器１１３の逓倍数を２とすると、付加送信数はＭ_Ｔ（ｔ）＝６４／（４×２）＝８となる。この値は、単位時間あたりに変調された変調信号に付加可能な情報ビット数に相当する。このとき、第２逓倍器１１３の逓倍数を大きくすればするほど、変調信号に付加可能な情報ビット数は減少するが、付加信号の信頼性は向上することとなる。

図１において、送信信号分配器１２０は、情報信号Ｉ（ｔ）、付加送信数Ｍ_Ｔ（ｔ）、及び情報送信数Ｎ_Ｔ（ｔ）を受け取り、付加送信数Ｍ_Ｔ（ｔ）及び情報送信数Ｎ_Ｔ（ｔ）の値に応じて情報信号Ｉ（ｔ）を２系統の信号に分割し、一方を付加信号Ａ_Ｔ（ｔ）、他方を被変調信号Ｗ_Ｔ（ｔ）として出力する。

図４に、送信信号分配器１２０の具体的な構成例を示す。図４に示されるように、送信信号分配器１２０は、送信切換器１２１により構成されている。送信切換器１２１は、付加送信数Ｍ_Ｔ（ｔ）に相当する時間間隔だけ情報信号Ｉ（ｔ）を付加信号Ａ_Ｔ（ｔ）として出力し、情報送信数Ｎ_Ｔ（ｔ）に相当する時間間隔だけ、情報信号Ｉ（ｔ）を被変調信号Ｗ_Ｔ（ｔ）として出力することができる。

図５に、情報信号が２系統の時系列信号に分割される様子の一例を示す。図５において、付加送信数をＭ_Ｔ（ｔ）＝Ｍとし、情報信号数をＮ_Ｔ（ｔ）＝Ｎとした場合、ビットｂ_１，…，ｂ_Ｍ（図５中の網掛部）が付加信号Ａ_Ｔ（ｔ）として出力され、ビットｂ_Ｍ＋１，…，ｂ_Ｍ＋Ｎ（図５中の白色部）が被変調信号Ｗ_Ｔ（ｔ）として出力される。

図１において、変調器１３０は、被変調信号Ｗ_Ｔ（ｔ）を受け取り、この被変調信号Ｗ_Ｔ（ｔ）を複素平面上の信号点に変調し、その結果を変調信号Ｑ_Ｔ（ｔ）として出力する。

図１において、合成器１４０は、変調器１３０から出力された変調信号Ｑ_Ｔ（ｔ）及び送信信号分配器１２０から出力された付加信号Ａ_Ｔ（ｔ）を受け取り、変調信号Ｑ_Ｔ（ｔ）及び付加信号Ａ_Ｔ（ｔ）の入力タイミング制御を行い、タイミングの同期した変調信号Ｑ_Ｔ（ｔ）の位相を付加信号Ａ_Ｔ（ｔ）の値及びその出力順序に応じて適応的に変化させ、変調信号Ｑ_Ｔ（ｔ）と付加信号Ａ_Ｔ（ｔ）を合成して、その結果を変換変調信号Ｓ（ｔ）として出力する。

図６に、合成器１４０の具体的な構成例を示す。図６に示されるように、合成器１４０は、出力調整器１４１と、適応送信移相器１４２とを有している。図６に示されるように、合成器１４０の出力調整器１４１は、変調信号Ｑ_Ｔ（ｔ）及び付加信号Ａ_Ｔ（ｔ）の入力タイミングを制御し、タイミングの同期した変調信号及び付加信号をそれぞれＱ（ｔ）及びＡ（ｔ）として出力する。また、適応送信移相器１４２は、変調信号Ｑ（ｔ）の位相を付加信号Ａ（ｔ）の値及びその出力順序に応じて適応的に変化させ、その結果を変換変調信号Ｓ（ｔ）として出力する。

出力調整器１４１は、例えば、変調信号Ｑ_Ｔ（ｔ）及び付加信号Ａ_Ｔ（ｔ）の値を保持するメモリ（図示せず）、入力される信号の信号数をカウントする計数器（図示せず）、及び出力タイミングを決定する切換スイッチ（図示せず）で構成することができる。

送信信号分配器１２０の動作の説明で既に述べたように、被変調信号Ｗ_Ｔ（ｔ）及び付加信号Ａ_Ｔ（ｔ）は、送信信号分配器１２０から交互に出力される信号であるから、変調信号Ｑ_Ｔ（ｔ）及び付加信号Ａ_Ｔ（ｔ）もまた交互に合成器１４０へ入力される。

従って、合成器１４０に入力される２系統の信号の値の変化を監視すれば、入力が変調信号Ｑ_Ｔ（ｔ）から付加信号Ａ_Ｔ（ｔ）に変化するタイミング、又は、付加信号Ａ_Ｔ（ｔ）から変調信号Ｑ_Ｔ（ｔ）に変化するタイミングを決定することができる。

また、出力調整器１４１は、２系統の信号の値の変化を監視している間に入力されている信号の値をメモリ（図示せず）に保持し、かつ、その信号数を計数器（図示せず）でカウントすれば、単位時間あたりに入力される変調信号Ｑ_Ｔ（ｔ）及び付加信号Ａ_Ｔ（ｔ）の信号数を決定することができる。

さらに、出力調整器１４１は、入力が変調信号Ｑ_Ｔ（ｔ）から付加信号Ａ_Ｔ（ｔ）に変化するタイミングを検出した時点が出力調整器１４１の出力タイミングとなるよう切換スイッチ（図示せず）を制御し、メモリ（図示せず）の内容を出力すれば、タイミングの同期した変調信号Ｑ（ｔ）及び付加信号Ａ（ｔ）を得ることができる。

このとき、付加信号Ａ（ｔ）の出力速度は変調信号Ｑ（ｔ）の出力速度と等しいか、又は、それよりも遅いことが望ましい。より具体的には、変調信号Ｑ（ｔ）が所定数だけ出力される毎に付加信号Ａ（ｔ）を１回出力し、しかも、当該所定数は出力調整器１４１の上記計数器（図示せず）のカウント数によって決定されることが望ましい。

例えば、単位時間あたりに出力調整器１４１から出力される変調信号Ｑ（ｔ）及び付加信号Ａ（ｔ）の信号数がそれぞれ８及び２である場合、変調信号Ｑ（ｔ）が４回出力される毎に付加信号Ａ（ｔ）が１回出力されるように制御されることが望ましい。このような処理によって、変調信号Ｑ（ｔ）に付加信号Ａ（ｔ）が付加された変換変調信号Ｓ（ｔ）を生成することができる。

図７に、適応送信移相器１４２の具体的な構成例を示す。図７に示されるように、適応送信移相器１４２は、例えば、送信移相器１４３及び切換スイッチ１４４で構成される。送信移相器１４３は、変調信号Ｑ（ｔ）の位相を所定の角度だけ回転させた信号Ｑ_Ｓ（ｔ）を出力し、切換スイッチ１４４は、変調信号Ｑ（ｔ）又は変調信号を所定の角度だけ回転させた信号Ｑ_Ｓ（ｔ）のいずれかを、付加信号Ａ（ｔ）の値に応じて適応的に選択し、選択された信号Ｑ（ｔ）又は信号Ｑ_Ｓ（ｔ）を、変換変調信号Ｓ（ｔ）として出力する。

より具体的には、適応送信移相器１４２は、付加信号Ａ（ｔ）の値が“１”であれば変調信号Ｑ（ｔ）を変換変調信号Ｓ（ｔ）として出力し、付加信号Ａ（ｔ）の値が“０”であれば信号Ｑ_Ｓ（ｔ）を変換変調信号Ｓ（ｔ）として出力する。

一例として、図８（ａ）及び（ｂ）に、ＱＰＳＫの適用を仮定した場合の変調信号Ｑ（ｔ）及び信号Ｑ_Ｓ（ｔ）のとり得る信号点の配置例を示す。通常のＱＰＳＫ信号は、図８（ａ）に示されるような信号点配置となっており、これが変調信号Ｑ（ｔ）に相当する。一方、送信移相器１４３において各信号点に対しπ／４の位相回転が与えられた場合の信号は、図８（ｂ）に示されるような信号点配置となり、これが信号Ｑ_Ｓ（ｔ）に相当する。

図９に、ＱＰＳＫの適用を仮定し、変調信号Ｑ（ｔ）及び付加信号Ａ（ｔ）の信号数がそれぞれ８及び２である場合における適応送信移相器１４２の動作例を示す。時刻ｔ_０〜ｔ_１の区間では付加信号Ａ（ｔ）が“０”であるので、変調信号Ｑ（ｔ）がそのまま変換変調信号Ｓ（ｔ）となる。従って、図８（ａ）に示される信号点配置が用いられることとなる。一方、時刻ｔ_１〜ｔ_２の区間では付加信号Ａ（ｔ）が“１”であるので、変調信号Ｑ_Ｓ（ｔ）が変換変調信号Ｓ（ｔ）となる。従って、図８（ｂ）に示される信号点配置が用いられることとなる。

最後に、図１における複数搬送波変調器１５０は、合成器１４０から変換変調信号Ｓ（ｔ）を受け取り、変換変調信号Ｓ（ｔ）を複数の周波数に変調し、その結果を送信信号Ｘ（ｔ）として出力する。複数搬送波変調器１５０は、例えば、直並列変換器（図示せず）、逆フーリエ変換器（図示せず）、及び並直列変換器（図示せず）によって構成することができる。

以上に説明したように、実施の形態１に係る信号送信装置１００を用いることによって、変調信号Ｑ（ｔ）に付加信号Ａ（ｔ）を付加して変換変調信号Ｓ（ｔ）を生成することができるため、当該信号送信装置１００を用いて送信された信号を可能な限り正確に受信する信号受信装置を用いることで、信頼性を劣化させることなく信号伝送速度の向上ができる。なお、信頼性が劣化しない原理の説明は、本実施の形態の最後で行う。

また、上述の内容は本発明が適用された信号送信装置の一態様を例示したものであって、本発明はこれに限られるものではない。

次に、本発明の実施の形態１に係る信号受信装置２００について説明する。

図２に示される信号受信装置２００は、受信信号を所定比率で複数の信号群に分割し、各信号群に割り当てられている変調方式を推定すると共に、当該変調方式に応じて予め付与されていた付加信号を復号する。次に、信号受信装置２００は、推定された変調方式に応じて各信号群の位相を適応的に変化させて変調信号を復調し、これを付加信号と交互に出力することで情報信号を得る。実施の形態１に係る信号受信装置２００は、信号送信装置１００を用いて送信された信号を受信する場合、付加信号を付与しない信号送信装置を用いて送信された信号を受信する場合に比べて、単位時間あたりに受信可能な情報信号を、信頼性の劣化なしに、増加させることができる。

図２における複数搬送波復調器２１０は、受信信号Ｙ（ｔ）を副搬送波数Ｃ（ｔ）に相当する時間単位ごとに区切り、複数の周波数に変調されている信号を検波して検波信号列Ｆ（ｔ）を出力する。複数搬送波復調器２１０は、例えば、受信信号Ｙ（ｔ）を直並列変換する直並列変換器（図示せず）と、この直並列変換された信号をフーリエ変換するフーリエ変換器（図示せず）とによって構成することができる。

図２において、分配受信制御器２２０は、反復受信数（反復送信数に対応する）Ｄ（ｔ）及び副搬送波数Ｃ（ｔ）を受け取り、反復送信数Ｄ（ｔ）及び副搬送波数Ｃ（ｔ）の値に基づいて付加受信数（付加送信数に対応する）Ｍ_Ｒ（ｔ）及び情報受信数（情報送信数に対応する）Ｎ_Ｒ（ｔ）を生成して出力する。

図１０に、分配受信制御器２２０の具体的な構成例を示す。図１０に示されるように、分配受信制御器２２０は、第３除算器２２１と、第３逓倍器２２２と、第４逓倍器２２３と、第４除算器２２４とを有している。分配受信制御器２２０では、第３除算器２２１は、副搬送波数Ｃ（ｔ）及び反復受信数Ｄ（ｔ）を受け取り、副搬送波数Ｃ（ｔ）を反復受信数Ｄ（ｔ）で除し、その結果Ｃ（ｔ）／Ｄ（ｔ）を第３逓倍器２２２に出力する。第３逓倍器２２２は、除算の結果Ｃ（ｔ）／Ｄ（ｔ）に所定の逓倍数を乗算して情報受信数Ｎ_Ｒ（ｔ）として出力する。第３逓倍器２２２における逓倍数は、信号受信装置２００が適用される送受信システムに用いる変調方式の変調多値数であることが望ましいが、これに限られるものではない。

情報受信数Ｎ_Ｒ（ｔ）を生成して出力する上記処理と並行して、分配受信制御器２２０では、第４逓倍器２２３は、反復受信数Ｄ（ｔ）を受け取り、この反復受信数Ｄ（ｔ）に所定の逓倍数を乗算した値をＤ_Ｒ（ｔ）として第４除算器２２４に出力する。第４除算器２２４は、副搬送波数Ｃ（ｔ）及び第４逓倍器２２３からの値Ｄ_Ｒ（ｔ）を受け取り、副搬送波数Ｃ（ｔ）を値Ｄ_Ｒ（ｔ）で除し、その結果Ｃ（ｔ）／Ｄ_Ｒ（ｔ）を付加受信数Ｍ_Ｒ（ｔ）として出力する。第４逓倍器２２３における逓倍数は、２以上の自然数であることが望ましいが、これに限られるものではない。

例えば、単位時間あたりに使用可能な副搬送波数をＣ（ｔ）＝６４とし、変調信号の反復受信数をＤ（ｔ）＝４とし、第３逓倍器２２２の逓倍数を２（ＱＰＳＫの変調多値数に相当）とすると、情報受信数はＮ_Ｒ（ｔ）＝（６４／４）×２＝３２となる。すなわち、情報受信数Ｎ_Ｒ（ｔ）は、ディジタル情報信号が、所定の変調方式を用いて周波数ダイバーシチ送信を用いて送信された際に、単位時間あたりに受信可能な情報ビット数に相当する。

また、単位時間あたりに使用可能な副搬送波数をＣ（ｔ）＝６４とし、変調信号の反復受信数をＤ（ｔ）＝４とし、第４逓倍器２２３の逓倍数を２とすると、付加受信数はＭ_Ｒ（ｔ）＝６４／（４×２）＝８となる。この値は、単位時間あたりに変調された変調信号に付加されている情報ビット数に相当し、当該逓倍数は実施の形態１に係る信号送信装置１００における第２逓倍器１１３の逓倍数と同じであることが望ましい。

図２において、第１判定器２３０は、検波信号列Ｆ（ｔ）及び付加受信数Ｍ_Ｒ（ｔ）を受け取り、付加受信数Ｍ_Ｒ（ｔ）の値に基づいて検波信号列Ｆ（ｔ）の信号処理を行い、検出付加信号（受信付加信号列）Ａ_Ｒ（ｔ）及び判定信号（変換復調信号列）Ｗ_Ｒ（ｔ）を出力する。

図１１に、第１判定器２３０の具体的な構成例を示す。図１１に示されるように、第１判定器２３０は、分割器２３１と、ｋ個の信号配置判定器２３２と、ｋ個の適応受信移相器２３３と、第１並列直列変換器２３４と、第２並列直列変換器２３５とを有している。ｋは、２以上の自然数である。図１１において、第１判定器２３０では、分割器２３１は、検波信号列Ｆ（ｔ）を付加受信数Ｍ_Ｒ（ｔ）の値に基づいてｋ個の検波信号群ｆ_１（ｔ），…，ｆ_ｋ（ｔ）に分割し、検波信号群ｆ_１（ｔ），…，ｆ_ｋ（ｔ）をｋ個の信号配置判定器２３２に各々入力する。より具体的には、検波信号列Ｆ（ｔ）を構成する信号数がＮ個である場合、分割器２３１は、検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）を構成する信号数が（Ｎ／ｋ）個となるよう検波信号列を分割する。

図１１において、信号配置判定器２３２は、検波信号群ｆ_１（ｔ），…，ｆ_ｋ（ｔ）の各々を受け取り、情報信号の変調に使用された信号点配置を推定する。

図１２に、変調方式としてＱＰＳＫと回転型ＱＰＳＫが用いられた場合の信号配置判定器２３２の構成例を示す。また、検波信号群ｆ_１（ｔ），…，ｆ_ｋ（ｔ）の各々が入力される信号配置判定器２３２は全て同じ構成をとることができるので、図１２には、検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）が入力される信号配置判定器２３２を代表して示す。

図１２に示されるように、信号配置判定器２３２は、複数（１つの検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）を構成する信号数）のＩ／Ｑ分離部３０１と、複数（１つの検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）を構成する信号数）の差分演算部（｜｜Ｉ｜−｜Ｑ｜｜）３０２と、複数（１つの検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）を構成する信号数）の絶対値演算部（｜＊｜）３０３と、加算部３０４と、第１比較器３０５とを有している。信号配置判定器２３２では、まずＩ／Ｑ分離部３０１は、検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）を分解することによって、各々の複素信号の同相成分と直交成分を生成する。次に、差分演算部３０２は、Ｉ／Ｑ分離部３０１から出力された同相成分の絶対値と直交成分の絶対値の差分を演算する。次に、絶対値演算部３０３は、差分演算部３０２の出力の絶対値を出力する。次に、加算部３０４は、複数の絶対値演算部３０３の全ての出力を加算し、その加算結果をｖ_ｋｐ（ｔ）として、第１比較器３０５に出力する。第１比較器３０５は、加算部３０４における加算結果ｖ_ｋｐ（ｔ）が所定閾値より大きな値か否かを判断して、その判断結果をｖ_ｋ（ｔ）として出力する。例えば、第１比較器３０５は、加算結果ｖ_ｋｐ（ｔ）が所定閾値を超えた場合に、ｖ_ｋ（ｔ）＝１を出力し、加算結果ｖ_ｋｐ（ｔ）が所定閾値以下の場合に、ｖ_ｋ（ｔ）＝０を出力する。

図１３に、変調方式としてＱＰＳＫと回転型ＱＰＳＫが用いられた場合の信号配置判定器２３２のより具体的な動作例を示す。例えば、変調方式としてＱＰＳＫが用いられた場合には、図１３のＡ群に含まれるいずれかの信号点が送信されたこととなる。このとき、同相成分と直交成分の各々の絶対値をとると、Ａ群に含まれる信号点は、Ａ′として示されるような信号点に集約される。直感的に把握できる表現に換言すれば、この処理は、複素平面を同相軸及び直交軸で折り畳むことに相当する処理と考えればよい。

同様に、変調方式として回転型ＱＰＳＫが用いられた場合、図１３のＢ群に含まれるいずれかの信号点が送信されたこととなる。このとき、同相成分と直交成分の各々の絶対値をとると、Ｂ群に含まれる信号点はＢ′として示されるような信号点に集約される。直感的に把握できる表現に換言すれば、この処理は、複素平面を同相軸及び直交軸で折り畳むことに相当する処理と考えればよい。

このとき、信号点Ａ′と信号点Ｂ′に対し、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに対して｜｜Ｉ｜−｜Ｑ｜｜の総和であるΣ｜｜Ｉ｜−｜Ｑ｜｜の演算をすれば、理想的には信号点Ａ′に対してその演算結果が比較的大きな正数Ｃ（＞＞０）となり、信号点Ｂ′に対してその演算結果が０となる。ゆえに、０より大きく正数Ｃより小さい値を所定閾値とし、総和Σ｜｜Ｉ｜−｜Ｑ｜｜を、この所定閾値と比較することで、いずれの変調方式が用いられたかを推定することができる。ここで、Σは総和演算を行うことを意味し、その要素数は検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）を構成する信号数であることが望ましい。

図１４は、変調方式としてＢＰＳＫと回転型ＢＰＳＫが用いられた場合の信号配置判定器２３２ａの構成例を示す。また、検波信号群ｆ_１（ｔ），…，ｆ_ｋ（ｔ）の各々が入力される信号配置判定器２３２ａは全て同じ構成をとることができるので、図１２には、検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）が入力される信号配置判定器を代表して示す。また、図１４において、図１２に示される信号配置判定器２３２の構成と同一又は対応する構成要素には同じ符号を付す。

図１４に示されるように、信号配置判定器２３２ａは、複数（１つの検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）を構成する信号数）のＩ／Ｑ分離部３０１と、複数（１つの検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）を構成する信号数）の絶対値演算部（｜＊｜）３０６と、加算部３０７ａと、加算部３０７ｂと、第２比較器３０８とを有している。信号配置判定器２３２ａでは、まずＩ／Ｑ分離部３０１は、検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）を分解することによって、各々の複素信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑを生成する。次に、絶対値演算部３０６は、Ｉ／Ｑ分離部３０１の出力である同相成分の絶対値｜Ｉ｜と直交成分の絶対値｜Ｑ｜を演算する。次に、加算部３０７ａは、絶対値演算部３０６の全ての同相成分出力を加算し、その加算結果Σ｜Ｉ｜をｖ_ｋｉ（ｔ）として出力し、加算部３０７ｂは、絶対値演算部３０６の全ての直交成分出力を加算し、その加算結果Σ｜Ｑ｜をｖ_ｋｑ（ｔ）として出力する。

第２比較器３０８は、加算部３０７ａから出力される出力値ｖ_ｋｉ（ｔ）と加算部３０７ｂから出力される出力値ｖ_ｋｑ（ｔ）の大きさを比較し、その結果をｖ_ｋ（ｔ）として出力する。第２比較器３０８は、例えば、値ｖ_ｋｉ（ｔ）が値ｖ_ｋｑ（ｔ）以上である場合（Σ｜Ｉ｜≧Σ｜Ｑ｜の場合）に、ｖ_ｋ（ｔ）＝１とし、値ｖ_ｋｉ（ｔ）が値ｖ_ｋｑ（ｔ）よりも小さい場合（Σ｜Ｉ｜＜Σ｜Ｑ｜の場合）に、ｖ_ｋ（ｔ）＝０とする。

図１５に、変調方式としてＢＰＳＫと回転型ＢＰＳＫが用いられた場合の信号配置判定器２３２のより具体的な動作の説明図を示す。例えば、変調方式としてＢＰＳＫが用いられた場合、図１５のＡ群に含まれるいずれかの信号点が送信されたこととなる。このとき、同相成分と直交成分の各々の絶対値をとると、Ａ群に含まれる信号点はＡ′に示されるような信号点に集約される。直感的に把握できる表現に換言すれば、この処理は、複素平面を同相軸及び直交軸で折り畳むことに相当する処理と考えればよい。

同様に、変調方式として回転型ＢＰＳＫが用いられた場合、図１５のＢ群に含まれるいずれかの信号点が送信されたこととなる。このとき、同相成分Ｉと直交成分Ｑの各々の絶対値｜Ｉ｜及び｜Ｑ｜をとると、Ｂ群に含まれる信号点はＢ′に示されるような信号点に集約される。直感的に把握できる表現に換言すれば、この処理は、複素平面を同相軸及び直交軸で折り畳むことに相当する処理と考えればよい。

このとき、信号点Ａ′と信号点Ｂ′に対し、同相成分Ｉと直交成分Ｑに対して、同相成分Ｉの絶対値｜Ｉ｜の総和であるΣ｜Ｉ｜と直交成分Ｑの絶対値｜Ｑ｜の総和であるΣ｜Ｑ｜の大きさの比較をすれば、その比較結果（Σ｜Ｉ｜≧Σ｜Ｑ｜であるか、Σ｜Ｉ｜＜Σ｜Ｑ｜であるか）に基づいて、いずれの変調方式が用いられたかを推定することができる。ここで、Σは総和演算を行うことを意味し、その要素数は検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）を構成する信号数であることが望ましい。

また、図１１において、第１判定器２３０では、分割器２３１から出力されたｋ個の検波信号群ｆ_１（ｔ），…，ｆ_ｋ（ｔ）と、信号配置判定器２３２の出力ｖ_１（ｔ），…，ｖ_ｋ（ｔ）が、適応受信移相器２３３に入力される。

適応受信移相器２３３は、信号ｖ_１（ｔ），…，ｖ_ｋ（ｔ）の値に応じてｋ個の検波信号群ｆ_１（ｔ），…，ｆ_ｋ（ｔ）の位相を適応的に変化させて信号ｕ_１（ｔ），…，ｕ_ｋ（ｔ）として出力する。

図１６に、適応受信移相器２３３の具体的な構成例を示す。ただし、検波信号群ｆ_１（ｔ），…，ｆ_ｋ（ｔ）及び信号ｖ_１（ｔ），…，ｖ_ｋ（ｔ）の各々が入力される適応受信移相器２３３は全て同じ構成をとることができるので、図１６には、検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）及び信号配置判定器２３２の出力ｖ_ｋ（ｔ）が入力される適応受信移相器２３３を代表して示す。

図１６に示されるように、適応受信移相器２３３は、複数（１つの検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）を構成する信号数）の受信移相器３０９と複数（１つの検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）を構成する信号数）の切換スイッチ３１０を有している。受信移相器３０９は、検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）を構成する信号の位相を所定の角度だけ回転させた信号ｆ_ｋｓ（ｔ）を出力し、切換スイッチ３１０は、検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）又は検波信号群を構成する信号を所定の角度だけ回転させた信号ｆ_ｋｓ（ｔ）のいずれかを、信号配置判定器２３２の出力ｖ_ｋ（ｔ）の値に応じて適応的に選択し、その結果をｕ_ｋ（ｔ）として出力する。

より具体的には、適応受信移相器２３３は、ｖ_ｋ（ｔ）＝１であれば、出力信号ｕ_ｋ（ｔ）として、検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）を出力し、ｖ_ｋ（ｔ）＝０であれば、出力信号ｕ_ｋ（ｔ）として、検波信号群を構成する信号を所定の角度だけ回転させた信号ｆ_ｋｓ（ｔ）を出力する。

受信移相器３０９において用いられる所定の角度は、信号送信装置１００で変換変調信号を生成する際に用いられた所定の角度と同じであるが、その回転方向は逆向きであることが望ましい。

最後に、図１１に示されるように、第１判定器２３０では、第１並直列変換器２３４は、信号群ｕ_１（ｔ），…，ｕ_ｋ（ｔ）を直列に再構成し、判定信号Ｗ_Ｒ（ｔ）として出力する。また、第２並直列変換器２３５は、信号群ｖ_１（ｔ），…，ｖ_ｋ（ｔ）を直列に再構成し、検出付加信号Ａ_Ｒ（ｔ）として出力する。

図２において、復調器２４０は、反復受信数Ｄ（ｔ）の値に基づいて判定信号Ｗ_Ｒ（ｔ）を復調し、復調信号Ｑ_Ｒ（ｔ）を出力する。

図１７に、復調器２４０の具体的な構成例を示す。図１７に示されるように、復調器２４０は、多段に接続された複数の遅延部２４１と、平均化回路２４２と、信号決定器２４３と、切換スイッチ２４４と、遅延部２４５とを有している。遅延部２４１に入力された信号は所定の時間だけ遅延されて出力され、平均化回路２４２へ入力されるとともに、次段の遅延部に入力される。以下、これを繰り返し、平均化回路２４２には、判定信号Ｗ_Ｒ（ｔ）と、Ｗ_Ｒ（ｔ−Ｔ），Ｗ_Ｒ（ｔ−２Ｔ），…，Ｗ_Ｒ（ｔ−（Ｌ−１）Ｔ）の（Ｌ−１）種類の遅延信号とが入力される。ここで、Ｔは遅延部２４１及び遅延部２４５における遅延時間であり、Ｌは平均化回路２４２へ入力される信号数である。信号数Ｌの値は、反復受信数Ｄ（ｔ）と等しい値であることが望ましい。

復調器２４０における平均化回路２４２は、入力された信号の一部又は全部の値を用いて演算を行い、その結果をＷ_Ｍ（ｔ）として出力する。平均化回路２４２の出力Ｗ_Ｍ（ｔ）は、入力された信号の一部又は全部の値の平均値であってもよいし、又は、入力された信号の一部又は全部の値の総和であってもよい。

復調器２４０における信号決定器２４３は、平均化回路２４２の出力Ｗ_Ｍ（ｔ）の値に応じて信号を復調し、その結果をＱ_Ｐ（ｔ）として出力する。より具体的には、信号決定器２４３は、平均化回路２４２の出力Ｗ_Ｍ（ｔ）の値に基づいて変調されている信号点の位置を決定し、この位置に対応する情報信号を復調し、その結果を信号Ｑ_Ｐ（ｔ）として出力する。

復調器２４０における切換スイッチ２４４は、反復受信数Ｄ（ｔ）に応じて復調信号Ｑ_Ｒ（ｔ）の出力を制御する。より具体的には、切換スイッチ２４４は、反復受信数Ｄ（ｔ）の値に相当する周期ごとに信号Ｑ_Ｐ（ｔ）を、復調信号Ｑ_Ｒ（ｔ）として出力し、それ以外の時間区間では、遅延部２４５からの出力信号を出力することによって、直前の復調信号の値を保持する。

復調器２４０は、このような構成をとることで反復受信数Ｄ（ｔ）の値に応じて信号を復調するため、反復送信による信頼性の向上効果を得ることができる。

図２において、混合器２５０は、情報受信数Ｎ_Ｒ（ｔ）及び付加受信数Ｍ_Ｒ（ｔ）の値に基づいて復調信号Ｑ_Ｒ（ｔ）及び検出付加信号Ａ_Ｒ（ｔ）を適応的に選択し、その結果を変換復調信号Ｊ（ｔ）として出力する。

図１８に、混合器２５０の具体的な構成例を示す。図１８に示されるように、混合器２５０は、受信切換器２５１により構成される。受信切換器２５１は、情報受信数Ｎ_Ｒ（ｔ）に相当する時間間隔だけ復調信号Ｑ_Ｒ（ｔ）を選択し、付加受信数Ｍ_Ｒ（ｔ）に相当する時間間隔だけ検出付加信号Ａ_Ｒ（ｔ）を選択し、これを交互に出力して変換復調信号Ｊ（ｔ）を得ることができる。

以上に説明したように、実施の形態１に係る信号受信装置２００は、復調信号Ｑ_Ｒ（ｔ）に検出付加信号Ａ_Ｒ（ｔ）が付加された変換復調信号Ｊ（ｔ）を生成することができる。このため、実施の形態１に係る信号受信装置２００によれば、信号送信装置１００を用いて送信された信号を受信することで、信頼性を劣化させることなく信号伝送速度の向上を図ることができるという効果がある。また、図１２又は図１４に示される信号配置判定器２３２，２３２ａは簡易な回路構成で実現できる効果もある。

なお、上述の内容は、本発明が適用された信号受信装置２００の一態様を例示したものであって、本発明はこれに限られるものではない。

一般に、送信電力一定の下でディジタル位相変調の変調多値数を２倍にすると、隣接する信号点間距離は１／√２倍になることが知られている。すなわち、変調多値数を２倍にすることで、単位時間に送信することができる情報量は１ビット増加するが、１つの信号点あたりの電力が（１／√２）^２倍、すなわち、半分になってしまう。換言すれば、変調多値数を２倍にした場合には、変調多値数を２倍にしない場合に比べ、全く同等のビット誤り率を得るために必要な受信ＣＮＲは、３ｄＢ増加することとなる。

ダイバーシチ送信は、この信号品質劣化の影響を時間、空間、周波数などの冗長性を利用することで補償する方法と考えることができる。例えば、周波数ダイバーシチは、複数の搬送波周波数を用いて同じ情報信号を繰り返し送信する方式である。このとき、１つの搬送波周波数で情報信号を送信することを考えた場合、当該搬送波周波数を含む受信帯域内に存在する雑音が情報信号に重畳される。一方、２つの搬送波周波数で同じ情報信号を繰り返し送信することを考えた場合、情報信号の電力は２倍になるが、当該搬送波周波数を含む受信帯域内に存在する雑音の電力は変化しない。従って、２つの搬送波周波数で同じ情報信号を送信することで、信号受信装置２００におけるＣＮＲが２倍になる、すなわち、３ｄＢ向上することとなる。ゆえに、変調多値数を２倍にすることによるビット誤り率の劣化は、ダイバーシチの「深さ」、すなわち、繰り返し送信を行う際の繰り返し数を、２倍とすることで完全に補うことができる。

さらに、帰納的な考え方を取り入れると、変調多値数を３倍にすれば、ダイバーシチの「深さ」を２^２＝４とすればよく、また、変調多値数を４倍にすれば、ダイバーシチの「深さ」を２^３＝８とすればよいから、変調多値数をＮ倍（Ｎは自然数）にすれば、ダイバーシチの「深さ」は２^Ｎ−１とすればよいことが分かる。

本発明が適用された送受信システムにおいては、信号点配置の変化に応じた情報を送信される情報信号に付加している。従って、本発明が適用された信号送信装置１００によって送信された信号を受信する際には、どの信号点配置が選択されたのかを正しく推定する必要があることは、既に説明したとおりである。また、例えば、変調方式としてＱＰＳＫ又はπ／４シフトＱＰＳＫ（回転型ＱＰＳＫ）を用いた場合、受信側で信号点配置を推定するためには８ＰＳＫで変調された信号の信号点を推定することと等価になることも、既に説明したとおりである。

例えば、周波数ダイバーシチを用いて情報信号を送信する送受信システムの場合には、付加信号の繰り返し送信回数を当該周波数ダイバーシチの「深さ」の少なくとも２倍にしておけば、付加信号の信号品質を劣化させることなく情報を付加することができ、伝送速度の向上に寄与することができることとなる。

このように、送受信システムを用いて信号点配置の変化に応じた情報を送信される情報信号に付加することは、換言すれば、所定の伝送速度を実現するために必要な所要ＣＮＲを下げたことに相当する。従って、本発明が適用された送受信システムによれば、受信感度を向上させることができるので、弱電界環境に対する伝送効率の向上を図ることができる。

また、本発明が適用された送受信システムを用いれば、付加信号の繰り返し送信回数を当該周波数ダイバーシチの「深さ」の３倍、４倍、５倍と増加させることで、付加信号の信頼性を向上できるという効果も得ることができる。

例えば、送受信システムに必要な制御情報などの重要情報が含まれている信号を送信する場合、変調多値数を一時的に小さくして送信する方法が考えられているが、このような手法をとると、信号受信装置では様々な変調多値数に対応した復調装置を備えなければならない。

これに対し、本発明が適用された送受信システムを用いれば、付加信号の繰り返し送信回数を制御するだけで付加信号の信頼性が向上するため、重要な情報が含まれている信号の高い信頼性を維持することができる。しかも、本発明が適用された送受信システムによれば、変調多値数を変更する必要がないため、信号受信装置２００では様々な変調多値数に対応した復調装置を備える必要がなく、回路規模や演算規模の削減にも寄与することができる。

本発明が適用された送受信システム（本発明が適用された信号送信装置又は方法、及び、信号受信装置又は手法）において、情報送信数及び付加送信数を反復送信数及び副搬送波数に応じて決定するという考え方はこのような点に着目して発明されたものであり、当該信号送信装置を用いて送信された信号を正確に受信する本発明の信号受信装置を用いることで信号伝送速度を向上させることができる。

実施の形態２．
図１９は、本発明の実施の形態２に係る信号受信装置２００ａの構成例を概略的に示すブロック図である。図１９において、図２（実施の形態１）に示される構成要素と同一又は対応する構成要素には同じ符号を付す。実施の形態２に係る信号受信装置２００ａは、図２に示される第１判定器２３０を、第２判定器４００に置き換えた点が、上記実施の形態１に係る信号受信装置２００と相違する。

図２０は、図１９に示される第２判定器４００の構成例を概略的に示すブロック図である。図２０において、図１１（実施の形態１）に示される構成要素と同一又は対応する構成要素には同じ符号を付す。実施の形態２に係る信号受信装置２００ａの第２判定器４００は、信号解析器４０１及び信号制御器４０２が追加されている点が、上記実施の形態１に係る信号受信装置２００の第１判定器２３０と相違する。なお、第２の判定器４００は、図１１に示される第２並直列変換器２３５と同様の第２並直列変換器を備えているが、図２０にはこれを図示していない。実施の形態１の場合と同様に、第２並直列変換器は、信号群ｖ_１（ｔ），…，ｖ_ｋ（ｔ）を直列に再構成し、検出付加信号Ａ_Ｒ（ｔ）として出力する。

図２０に示されるように、第２判定器４００では、分割器２３１は、検波信号列Ｆ（ｔ）を付加受信数Ｍ_Ｒ（ｔ）の値に基づいてｋ個の検波信号群ｆ_１（ｔ），…，ｆ_ｋ（ｔ）に分割し、検波信号群ｆ_１（ｔ），…，ｆ_ｋ（ｔ）をｋ個の信号配置判定器２３２に各々入力する。信号配置判定器２３２は、検波信号群ｆ_１（ｔ），…，ｆ_ｋ（ｔ）の各々を受け取り、情報信号の変調に使用された信号点配置を推定し、推定結果信号ｖ_１（ｔ），…，ｖ_ｋ（ｔ）を出力する。

次に、第２判定器４００では、ｋ個の信号配置判定器２３２の出力信号ｖ_１（ｔ），…，ｖ_ｋ（ｔ）は、信号解析器４０１に入力される。信号解析器４０１は、信号ｖ_１（ｔ），…，ｖ_ｋ（ｔ）の値を解析し、その結果を解析結果信号Ｈ（ｔ）として出力する。解析結果信号Ｈ（ｔ）は、例えば、１ビットの検出信号とすることができる。

次に、第２判定器４００では、信号解析器４０１の解析結果信号Ｈ（ｔ）及び検波信号群ｆ_１（ｔ），…，ｆ_ｋ（ｔ）が信号制御器４０２に入力される。信号制御器４０２は、解析結果信号Ｈ（ｔ）の値に基づいて、検波信号群ｆ_１（ｔ），…，ｆ_ｋ（ｔ）を適応受信移相器２３３へ出力するか否かを判断する。一例として、信号制御器４０２は、Ｈ（ｔ）＝１の場合に、検波信号群ｆ_１（ｔ），…，ｆ_ｋ（ｔ）を適応受信移相器２３３へ出力し、Ｈ（ｔ）＝０の場合に、検波信号群ｆ_１（ｔ），…，ｆ_ｋ（ｔ）を適応受信移相器２３３へ出力しないように制御する。

適応受信移相器２３３は、検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）を構成する信号の位相を所定の角度だけ回転させた信号群ｆ_ｋｓ（ｔ）を生成し、検波信号群ｆ_ｋ（ｔ）又は検波信号群を構成する信号を所定の角度だけ回転させた信号群ｆ_ｋｓ（ｔ）のいずれかを、信号配置判定器２３２の出力ｖ_ｋ（ｔ）の値に応じて適応的に選択し、その結果をｕ_ｋ（ｔ）として出力する。より具体的には、適応受信移相器２３３は、ｖ_ｋ（ｔ）＝１であれば、出力信号ｕ_ｋ（ｔ）として、信号ｆ_ｋ（ｔ）を出力し、ｖ_ｋ（ｔ）＝０であれば、出力信号ｕ_ｋ（ｔ）として、信号ｆ_ｋｓ（ｔ）を出力する。

図１に示される信号送信装置１００から送信された信号を、実施の形態２に係る信号受信装置２００ａを用いて受信する場合、変調された情報信号の内容を復調することなく、受信信号を制御することができるという効果がある。

より具体的に言えば、信号送信装置１００から送信された信号を、実施の形態２に係る信号受信装置２００ａを用いて受信すれば、まず変調信号に付加された信号が検出されるため、得られた検出付加信号の内容に基づいて受信信号を復調するか否かを決定することができる。

例えば、信号の送受信を行いたい宛先を付加信号として付与しておき、当該付加信号を含む情報信号を送信した場合、信号受信装置２００ａにおいて付加信号が検出された時点で、受信すべき信号か否かを判断することができる。その結果、必要なときだけ復調動作を行うことができるようになるので、受信回路の消費電力の低減などに寄与することができる。

なお、上記実施の形態１及び２の説明は、本発明が適用可能な送受信システム、信号送信装置、及び信号受信装置の態様を例示したものであって、本発明は、上記例示された態様に限られるものではない。

１００ 信号送信装置、 １１０ 分配送信制御器、 １１１ 第１除算器、 １１２ 第１逓倍器、 １１３ 第２逓倍器、 １１４ 第２除算器、 １２０ 送信信号分配器、 １２１ 送信切換器、 １３０ 変調器、 １４０ 合成器、 １４１ 出力調整器、 １４２ 適応送信移相器、 １４３ 送信移相器、 １４４ 切換スイッチ、 １５０ 複数搬送波変調器、 ２００，２００ａ 信号受信装置、 ２１０ 複数搬送波復調器、 ２２０ 分配受信制御器、 ２２１ 第３除算器、 ２２２ 第３逓倍器、 ２２３ 第４逓倍器、 ２２４ 第４除算器、 ２３０ 第１判定器、 ２３１ 分割器、 ２３２ 信号配置判定器、 ２３３ 適応受信移相器、 ２３４ 第１並直列変換器、 ２３５ 第２並直列変換器、 ２４０ 復調器、 ２４１ 遅延部、 ２４２ 平均化回路、 ２４３ 信号決定器、 ２４４ 切換スイッチ、 ２４５ 遅延部、 ２５０ 混合器、 ２５１ 受信切換器、 ３０１ Ｉ／Ｑ分離部、 ３０２ 差分演算部、 ３０３ 絶対値演算部、 ３０４ 加算部、 ３０５ 第１比較器、 ３０６ 絶対値演算部、 ３０７ａ，３０７ｂ 加算部、 ３０８ 第２比較器、 ３０９ 受信移相器、 ３１０ 切換スイッチ、 ４００ 第２判定器、 ４０１ 信号解析器、 ４０２ 信号制御器。

Claims (17)

1. 信号送信装置と該信号送信装置から送信された信号列を受信する信号受信装置とを有する送受信システムであって、
   前記信号送信装置は、
   送信される信号列の反復送信数及び副搬送波数から情報送信数及び付加送信数を生成する分配送信制御手段と、
   前記送信される信号列を、前記情報送信数及び前記付加送信数に基づいて２つの信号列に分配する送信信号分配手段と、
   前記分配された一方の信号列の変調に用いる信号点の位相を、前記分配された他方の信号列の値に基づいた位相にすることによって前記一方の信号列を変換し、該変換された前記一方の信号列を出力する合成手段と
   を含み、
   前記信号受信装置は、
   受信信号列の反復受信数及び前記副搬送波数から情報受信数及び付加受信数を生成する分配受信制御手段と、
   所定の時間区間内に受信された前記受信信号列を、前記付加受信数に基づいて複数の信号群に分割し、前記複数の信号群の各々を用いて受信付加信号列と受信情報信号列を生成する判定手段と、
   前記受信情報信号列に信号処理を施して復調信号列を得る信号変換手段と、
   前記復調信号列と前記受信付加信号列を混合する混合手段と
   を含む、
   ことを特徴とする送受信システム。
2. 前記情報送信数は、前記副搬送波数を、前記反復送信数で除し、該除算の結果に所定の第１逓倍数を乗算した値であり、
   前記付加送信数は、前記副搬送波数を、前記反復送信数に所定の第２逓倍数を乗算して得た値で、除した値である
   ことを特徴とする請求項１に記載の送受信システム。
3. 前記送信信号分配手段によって分配された前記２つの信号列は、前記付加送信数に等しいビット数の前記一方の信号列と、前記情報送信数に等しいビット数の前記他方の信号列とを含み、
   前記合成手段は、
   前記他方の信号列を構成する所定の信号が第１状態であったときに、前記一方の信号列を変調する信号点を第１信号点群から選択し、
   前記他方の信号列を構成する所定の信号が前記第１状態とは異なる第２状態であったときに、前記一方の信号列を変調する信号点を前記第１信号点群とは異なる第２信号点群から選択する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の送受信システム。
4. 前記情報受信数は、前記副搬送波数を、前記反復受信数で除し、該除算の結果に所定の第３逓倍数を乗算した値であり、
   前記付加受信数は、前記副搬送波数を、前記反復受信数に所定の第４逓倍数を乗算して得た値で、除した値である
   ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の送受信システム。
5. 前記受信付加信号列は、前記受信信号列を前記付加受信数に基づく数の複数の信号群に分割し、前記複数の信号群に含まれる信号列の一部又は全部を用いて生成された信号である
   ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の送受信システム。
6. 前記受信付加信号列は、前記複数の信号群に含まれる信号列の一部又は全部における同相成分の絶対値の総和と直交成分の絶対値の総和を比較し、又は、前記複数の信号群に含まれる信号列の一部又は全部における同相成分の絶対値と直交成分の絶対値の差の絶対値の総和を所定値と比較し、前記比較の結果に基づいて決定される信号である
   ことを特徴とする請求項５に記載の送受信システム。
7. 前記信号変換手段は、
   前記受信情報信号列を、前記副搬送波数を前記反復受信数で除して得られた値を超えず且つ最大のビット数の信号から構成される信号列ごとに分割し、前記分割された個々の信号列に独立した信号処理を行うことによって、前記復調信号列を生成し、
   前記受信付加信号列を構成する所定の信号が第１状態であったときに、第１変換方式を用いて前記受信情報信号列を変換した信号を前記復調信号列として出力し、前記受信付加信号を構成する所定の信号が前記第１状態とは異なる第２状態であったときに、前記第１変換方式とは異なる第２変換方式を用いて前記受信情報信号列を変換した信号を前記復調信号列として出力する
   ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の送受信システム。
8. 送信される信号列の反復送信数及び副搬送波数から情報送信数及び付加送信数を生成する分配送信制御手段と、
   前記送信される信号列を、前記情報送信数及び前記付加送信数に基づいて２つの信号列に分配する送信信号分配手段と、
   前記分配された一方の信号列の変調に用いる信号点の位相を、前記分配された他方の信号列の値に基づいた位相にすることによって前記一方の信号列を変換し、該変換された前記一方の信号列を出力する合成手段と、
   を有する
   ことを特徴とする信号送信装置。
9. 前記情報送信数は、前記副搬送波数を、前記反復送信数で除し、その結果に所定の第１逓倍数を乗算した値であり、
   前記付加送信数は、前記副搬送波数を、前記反復送信数に所定の第２逓倍数を乗算して得た値で、除した値である
   ことを特徴とする請求項８に記載の信号送信装置。
10. 前記送信信号分配手段によって分配された前記２つの信号列は、前記付加送信数に等しいビット数の前記一方の信号列と、前記情報送信数に等しいビット数の前記他方の信号列とを含み、
    前記合成手段は、
    前記他方の信号列を構成する所定の信号が第１状態であったときに、前記一方の信号列を変調する信号点を第１信号点群から選択し、
    前記他方の信号列を構成する所定の信号が前記第１状態とは異なる第２状態であったときに、前記一方の信号列を変調する信号点を前記第１信号点群とは異なる第２信号点群から選択する
    ことを特徴とする請求項８又は９に記載の信号送信装置。
11. 受信信号列の反復受信数及び副搬送波数から情報受信数及び付加受信数を生成する分配受信制御手段と、
    所定の時間区間内に受信された前記受信信号列を、前記付加受信数に基づいて複数の信号群に分割し、前記複数の信号群の各々を用いて受信付加信号列と受信情報信号列を生成する判定手段と、
    前記受信情報信号列に信号処理を施して復調信号列を得る信号変換手段と、
    前記復調信号列と前記受信付加信号列を混合する混合手段と
    を有することを特徴とする信号受信装置。
12. 前記情報受信数は、前記副搬送波数を、前記反復受信数で除し、該除算の結果に所定の第３逓倍数を乗算した値であり、
    前記付加受信数は、前記副搬送波数を、前記反復受信数に所定の第４逓倍数を乗算して得た値で、除した値である
    ことを特徴とする請求項１１に記載の信号受信装置。
13. 前記受信付加信号列は、前記受信信号列を前記付加受信数に基づく数の複数の信号群に分割し、前記複数の信号群に含まれる信号列の一部又は全部を用いて生成された信号である
    ことを特徴とする請求項１１又は１２に記載の信号受信装置。
14. 前記受信付加信号列は、前記受信信号列を前記付加受信数に基づく数の複数の信号群に分割し、前記複数の信号群に含まれる信号列の一部又は全部を用いて生成された信号であり、
    前記判定手段は、前記受信付加信号列に基づいて、前記受信情報信号列の信号処理を制御する
    ことを特徴とする請求項１１又は１２に記載の信号受信装置。
15. 前記受信付加信号列は、前記複数の信号群に含まれる信号列の一部又は全部における同相成分の絶対値の総和と直交成分の絶対値の総和を比較することで決定される信号である
    ことを特徴とする請求項１１乃至１４のいずれか１項に記載の信号受信装置。
16. 前記受信付加信号列は、前記複数の信号群に含まれる信号列の一部又は全部における同相成分の絶対値と直交成分の絶対値の差の絶対値の総和を所定値と比較することで決定される信号である
    ことを特徴とする請求項１１乃至１４のいずれか１項に信号受信装置。
17. 前記信号変換手段は、
    前記受信情報信号列を、前記副搬送波数を前記反復受信数で除して得られた値を超えず且つ最大のビット数の信号から構成される信号列ごとに分割し、前記分割された個々の信号列に独立した信号処理を行うことによって、前記復調信号列を生成し、
    前記受信付加信号列を構成する所定の信号が第１状態であったときに、第１変換方式を用いて前記受信情報信号列を変換した信号を前記復調信号列として出力し、前記受信付加信号を構成する所定の信号が前記第１状態とは異なる第２状態であったときに、前記第１変換方式とは異なる第２変換方式を用いて前記受信情報信号列を変換した信号を前記復調信号列として出力する
    ことを特徴とする請求項１１乃至１６のいずれか１項に信号受信装置。

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