CN113055047A - 低功率长程无线电装置 - Google Patents

Abstract

提出一种低功率长程无线电装置。具有差分调制和符号重复的用于LoRa或等效啁啾扩频传输的高级调制和解调方案与软解调方法结合以改进灵敏度。

Description

低功率长程无线电装置

技术领域

本发明在实施例中涉及长程低功率无线电发射器和接收器，例如用于数字合成啁啾扩频信号的无线电发射器和接收器。

背景技术

欧洲专利申请EP2449690描述了一种使用数字合成啁啾符号作为调制的通信系统，以及适当的基于FFT的接收器。

除了别的以外，欧洲专利申请EP2763321还描述了一种这样的调制方法，其中信号的相位是基本上毗连的，以及啁啾以使得允许发射器与接收器节点之间的同步并且确定它们之间的传播范围的方式被嵌入数据帧中。这个调制方案用于Semtech公司的长程LoRa^TMRF技术中，并且在本文档的以下内容中将简单地称作‘LoRa’。

EP3264622公开了一种适合于物联网应用的低复杂度 LoRa接收器。

LoRa调制能够容许高误差率，只要它们是静态或者缓慢漂移的。但是，频率误差的快速变化可导致同步问题，所述同步问题最终导致解调误差。本发明提供一种能够克服这个缺点的增强调制器。

发明内容

根据本发明，这些目标通过所附权利要求书的对象来实现。特别是，这些目标通过具有发射部分的低功率长程无线电装置来实现，该低功率长程无线电装置包括：编码器，其在操作上布置用于将数字消息编码为具有多个位的符号；接收符号的调制器，其布置用于合成一系列解调啁啾，所述一系列解调啁啾的瞬时频率按照作为一个基础啁啾函数的循环移位的多个函数之一而改变，其中啁啾的循环移位表示对应符号的值；包括差分编码单元，该差分编码单元接收编码器所生成的一系列符号作为输入，并且生成一系列差分编码符号作为输出，由此输入符号的每个可能值对应于所述一系列差分编码符号的预定变化。

从属权利要求介绍尽管是有利的但并不是必不可少的其他技术特征，例如：数字消息的处理，其由交织器、格雷编码器并且由差分编码单元来处理；可能对每个帧中的差分编码单元没有处理的例如检测和同步部分来选择性禁用能够被有选择地禁用的差分编码单元；接收部分包括用于获取所接收的啁啾信号的循环移位的去啁啾单元，之后接着软差分解码器；符号重复，布置成采用通过预定的一连串循环移位(所述预定的一连串循环移位能够包括零移位)从输入符号得出的预定数量的符号来取代输入符号。

本发明的独立方面涉及一种具有发射部分的低功率长程无线电装置，所述低功率长程无线电装置包括：编码器，其在操作上布置用于将数字消息编码为具有多个位的符号；接收符号的调制器，布置用于合成一系列调制啁啾，所述一系列调制啁啾的瞬时频率按照作为一个基础啁啾函数的循环移位的多个函数之一而改变，其中啁啾的循环移位表示对应符号的值；包括符号重复单元，该符号重复单元在操作上布置成采用通过预定的一连串循环移位(所述预定的一连串循环移位能够包括零移位)从输入符号得出的预定数量的符号来取代输入符号。

附图说明

借助于作为举例所给出并且通过附图所示的实施例的描述，将会更好地了解本发明，在附图中：

图1按照示意简化方式示出根据本发明的一个方面的无线电调制解调器的结构。

图2a绘制根据本发明的一个方面的基础啁啾和调制啁啾的瞬时频率。相同信号的相位在图2b中表示，以及图2c绘制时域中的基础啁啾的实分量和复分量。

图3示意表示在本发明的框架中的两个装置之间所交换的数据帧的结构。

图4示出LoRa解调器的可能结构。

图5示出根据本发明的一个方面的具有差分编码方案的调制器。

图6和图7示出两个可能的简化调制集合。

图8示出具有差分编码方案的调制器。

具体实施方式

本发明中采用的啁啾调制技术的若干方面在欧洲专利 EP3264622中描述(这通过引用被结合于此)，并且将在这里简要提醒。图1中示意表示的无线电收发器是本发明的可能实施例。收发器包括基带部分200和射频部分100。发射器包括基带调制器150，该基带调制器150在其输入处基于数字数据152来生成基带复合信号。这然后由RF部分100来转换成预期传输频率，由功率放大器120来放大，并且由天线来传输。

一旦信号在无线电链路的另一端被接收，则它由图1的收发器的接收部分来处理，所述接收部分包括低噪声放大器160，之后是下变频级170，然后由基带处理器180来处理，该下变频级170生成包含一系列啁啾的基带信号(该基带信号也是例如通过两个分量I、 Q所表示的复合信号)，基带处理器180的功能与调制器150的功能相反，并且提供重构数字信号182。

如EP3264622所讨论的，待处理信号包括一系列啁啾，一系列啁啾的频率沿预定时间间隔从初始瞬时值f₀改变成最终瞬时频率 f1。为了简化描述，将假定全部啁啾具有相同持续时间T，但是这不是对本发明的绝对要求。

基带信号中的啁啾能够通过其瞬时频率的时间分布f(t)或者还通过函数φ(t)来描述，函数φ(t)定义将信号的相位定义为时间的函数，如图2a-2b所绘制。重要地，处理器180被布置成处理和识别具有多个不同分布的啁啾，每个分布对应于预定调制字母表中的符号。

图2c是时域中的与基础啁啾对应的基带信号的实和虚分量I、Q的图。

信号还可包括共轭啁啾，即，作为基本未调制啁啾的复共轭的啁啾。能够将这些看作是向下啁啾(down-chirp)，其中频率从 f₀＝-BW/2的值下降到f₁＝BW/2。

按照本发明的重要特征，接收信号Rx能够包括具有特定和预定义频率分布的基础啁啾(下面又称作未调制啁啾)或者通过对基础频率分布的循环时移而从基础啁啾得到的可能调制啁啾集合中的啁啾。图2a作为举例示出啁啾开始的时刻t＝t₀与啁啾结束的时刻t＝t₁之间的一个调制啁啾和基础啁啾的可能频率和相位分布，而图2b示出时域中的对应基带信号。水平标度例如对应于符号，以及虽然曲线被绘制为连续的，但是它们实际上表示具体实现中的有限数量的离散采样。至于垂直标度，它们被归一化成预计带宽或者归一化成对应的相位跨度。相位在图2b中表示为好像它是有界变量，以便更好地表明其连续性，但是它实际上在具体实现中可跨越若干周期(revolution)。

我们采用N来表示符号的长度或者等效地表示扩展因子。为了允许使用FFT的容易的接收，N优选地被选择为二的幂。尼奎斯特采样频率为1/BW，以及符号的长度为N/BW。为了确定概念而不是将本发明限制到这些具体数值，能够设想，在可能应用中，BW为 1MHz，以及N等于1024、512或256。载波频率可处于2.45GHz IMS 频段中。在这个实施例中，本发明的调制方案可占用与

收发器相同的RF频段，以及可能再使用或者共用

收发器的 RF部分。但是本发明并不局限于这个频段。

因此，调制符号是基本符号的循环移位，该调制符号是0 与N-1之间的任何数，其中N＝2^SF，SF是扩展因子。0的调制值等同于没有调制。由于N是二的幂，所以每个调制啁啾因此能够被看作是对其循环移位中可以编码的log₂N个比特进行编码的符号。有时有利的是，将符号星座限制为简化集合，所述简化集合是为了本公开的目的而被定义为可能符号的适当子集。

因此，“循环移位值”在下文中可用来指示时域中的调制，而“调制位置”或“峰值位置”表示频域中的调制。

在所示示例中，基础啁啾的频率从初始值f₀＝-BW/2线性增加到最终值f₁＝BW/2，其中BW代表带宽扩展，但是下降啁啾或其他啁啾分布也是可能的。因此，信息采取具有相对于预定基础啁啾的多个可能循环移位中的一个循环移位的啁啾的形式来编码，每个循环移位对应于可能调制符号，或者，以其他方式说，处理器180需要处理包含多个频率啁啾(所述多个频率啁啾是基础啁啾分布的循环时移复制品)的信号，并且提取在一系列所述时移中编码的消息。

优选地，通过本发明所传输和接收的信号按照适当编码的帧(所述帧包括前同步码和数据段)来组织。前同步码和数据段包括一系列调制和/或未调制的啁啾，所述啁啾允许接收器将其时间参考与发射器的时间参考进行时间对齐，检索信息元素，执行动作，或者执行命令。在本发明的帧中，若干结构对于数据帧是可能的，这除了其他以外还取决于信道条件、所传输数据或命令。图3示意表示本发明的各个方面中能够采用的帧结构。帧可在前同步码中包括一系列检测符号411，所述检测符号411允许对接收器中的传入信号、同步符号 412、413和414的不同编组、报头415以及有效载荷416(该有效载荷416包括预计给目标节点并且可具有可变长度的消息)的检测。

解调

优选地，啁啾的相位通过连续函数φ(t)来描述，该连续函数φ(t)在啁啾的开始和结束具有相同值：φ(t₀)＝φ(t₁)。因此，信号的相位跨符号边界是连续的，下面将称作符号间相位连续性的特征。在图 2a所示的示例中，函数f(t)是对称的，并且信号具有符号间相位连续性。如EP2449690更详细解释的，上述信号的结构允许接收器中的处理器180将其时间参考与发射器的时间参考对齐，以及循环移位量的确定被赋予每个啁啾。

评估所接收的啁啾相对本地时间参考的时移的操作在下文中可称作“去啁啾”，并且能够通过解扩步骤(该去解扩步骤涉及将所接收的啁啾与本地生成的基础啁啾的复共轭相乘)和解调步骤(该解调步骤在于执行解扩信号的FFT)有利地执行。但是，去啁啾的其他方式是可能的。

我们采用

来表示时域中的基带信号的复值，其中k是帧索引，以及j表示采样。组合解扩和解调操作产生复合信号

其中

表示共轭基础啁啾，以及F是傅立叶变换。 FFT的最大数的位置指示移位并且指示调制值。用于LoRa信号的简单“硬”解调器能够通过计算函数h(k)＝arg max_n(|X(k，n)|)来实现。

解扩和解调的这些操作分别在如图4所示的基带处理器 180的解扩单元183、相应地解调单元185中实现。采样单元194在基带处理器之前，该采样单元194按照任何适当方式来生成一系列采样

但是必须理解，这些用语能够在功能上来解释，而不一定暗示物理上不同和独立的硬件元件。本发明还包括变体，其中解扩单元和 /或解调单元部分地或完全地通过软件来实现或者利用与系统的其他元件一样的资源。

在所示示例中，帧具有前同步码，该前同步码包括基本(即，未调制或者具有等于零的循环移位)符号的检测序列411。检测序列 411在接收器中用来检测信号的开始，以及优选地用来执行其时间参考与发射器中的时间参考的第一同步。符号412、413和414的编组是LoRa协议所要求的，并且用于同步，但是不一定是本发明的组成部分。前同步码之后可接着是消息报头415(该消息报头415通知接收器关于后续数据的格式)和有效载荷416(该有效载荷416通过应用来定义)。通过对检测序列进行解调，接收器能够确定移位量，并且采用发送方的时钟频率和相位来适配其时钟的频率和相位，从而允许对之后数据的解码。

由于LoRa调制使用同一基本波形的循环移位，所以解调误差在大多数情况下为±1移位单位的误差或者在极少情况下为±2移位单位的误差。优选地，本发明的调制器包括差分编码单元，该差分编码单元被布置用于生成一系列移位，其中输入符号的每个可能值对应于一系列差分编码符号的预定变化。图5示出对应调制链的可能实现：必须传输的数字流由插入适当纠错码的前向纠错单元205来处理，然后由交织器207和格雷映射器216来处理。框219将经格雷编码的值变换为期望的调制字母表(又称作调制集合)。字母表可以是完整或简化的。

完整调制集合包括与此处从0至2^SF-1的可能循环移位同样多的符号。有噪条件中的误差率能够减小，尽管伴随带宽减小，从而选择未包括全部可能符号的简化调制集合。图6示出选择简化调制集合的可能方式，该简化调制集合仅包括范围0、...2^SF-1中的形式K·p的符号，其中p表示整数，以及K是倍增因数，例如K＝4。K应当是符号长度的除数；如果符号长度为二的幂，则K也应当是这样的。这确保在差分编码中进行的积分和模量运算之后，调制集合未改变。

框225和228符号化差分编码中涉及的操作。前者225是数值积分器，该数值积分器累加单元219所生成的循环移位，以及框 228实现模量运算，该模量运算生成0、...2^SF-1中的差分码238。

选择/控制框230允许也在帧内的正常与差分码之间的任意切换。优选地，采用非差分调制来传输前同步码，而报头和有效载荷可以经过差分编码或者可以不经过差分编码。在便利布置中，报头未经差分编码，并且发信号通知关于有效载荷是否经过差分编码。以此方式，全部接收器(无论这些接收器是否能够接收差分调制)都能够对报头解码并且理解报头。在这个布置中，接收器无需预先了解使用哪一种调制格式。选择框230按照是期望正常调制还是差分调制来向啁啾合成器232发送或者正常循环移位235或者差分编码移位238。它还在必要时(例如在正常与差分码之间转变时)重置积分器225。

在接收时，差分调制通常与大约3dB的损耗关联，因为第一解调操作通常是具有独立噪声贡献的两个符号之间的差。这种情况能够通过特殊软解码器来减轻。

软输出差分解调器考虑当前符号与前一个符号之间的潜在调制值对。对于每个位，独立于其他位，将具有与‘0’值对应的最大合计幅度的对与具有与‘1’值对应的最大合计幅度的对进行比较。为了将复杂度降低到实际水平，对每个符号仅比较一些调制值，它们对应于FFT之后显示最高幅度的调制值。

我们引入下列标记法：

·n_max代表按照每个符号所考虑的潜在调制值的数量

·m是当前符号的索引，以及m-1代表前一个符号的索引

·{A_m，l}(其中1的范围从0至n_max-1)代表对于符号m在FFT 之后的最大幅值的列表。我们进一步假定它们按照 A_m，0＞A_m，1＞A_m，2＞A_m...来排序

·{M_m，i}(其中i的范围从0至n_max-1)是与集合{A_m，1}对应的调制值。在FFT输出处，{M_m，i}是索引，以及{A_m，1}是幅值。

·HD(x)是解映射函数(HD代表硬解码)这是格雷映射的逆函数，其之后接着索引缩放。HD(x)的输出是位集合，并且我们将采用HD_j(x) 来表示位j的输出。索引j的范围从0至log₂(调制集合)-1

在符号m，对于每个位j，我们计算：

S_0，j：(i，k)的集合，使得HD_j(M_m，k-M_m-1，i)＝0

(注意：HD函数包括mod(2^SF)运算，以涵盖其中调制差为负的情况)

S_1，j：(i，k)的集合，使得HD_j(M_m，k-M_m-1，i)＝1

S_0，j是(i，k)的集合，使得在符号(m-1)的调制值M_m-1，i以及在符号(k) 的调制值M_m，k的传输暗示位j对于符号m具有值0。相反，S_1，j是集合，使得位j对于相同传输具有值1。任何对(i，k)属于S_0，j或者属于S_1，j。

然后我们计算：

最后，在符号m的位j的软解调输出被计算为SD_j＝AA_1，j-AA_0，j。

所公开的软差分解调方法对每个符号m考虑有限数量的可能调制值，以及对每个位考虑当前符号中和前一个符号中的调制值的可能对。该方法按照那个位的所产生的值将调制值的可能对编组在两个集合中。软解调值被计算为两个集合中的最大合计幅值的差。发明人已经发现，与非差分软解调相比，这样的软解调方法对于典型噪声水平和等效误差率给出1dB的噪声增加。所考虑调制值的数量保持为适度地低，8是典型数字。

与上面公开的差分调制和解调方法相组合或者作为其替代，能够在不增大符号长度的情况下通过重复符号来增加灵敏度。接近极限灵敏度，当前通过检测和同步跟踪来确定系统的极限。前一限制可通过延长前同步码来解决。但是，同步产生接收消息中的不能通过FEC来恢复的误差。

本发明的调制器可在传输帧中插入符号的重复，以准许接收器中的误差的检测和校正。重复可以是相同的或者优选地是根据对接收器为已知的或者能够由接收器所计算的循环移位而进行的移位符号的重复。LoRa调制字母表使用0与2^SF-1之间的循环移位的规则分布。对于关系到对噪声和跟踪的什么程度的抗性，一些调制值，例如接近符号长度的一半的那些调制值，比其他的调制值要弱。符号重复中引入的移位可平衡这些较弱值的分布。例如，如果重复水平为2 (即，每个符号被传输二次)，则一个传输可被系统地按 symbol_length/2移位。如果重复水平为4，则移位可以是{0， symbol_length/4，symbol_length/2，symbol_length/4}等等。

格雷编码在检测和校正跟踪误差中是有用的，由于LoRa 中的循环移位的使用，导致最常见误差是其中符号被接收并且被解调为从原始值移位±1的值的那些误差。在格雷解映射之后，这类误差转化为任意位误差。

差分调制具有与格雷编码相似的目的，但是它以不同方式处理误差：稳态误差(在接收器侧处的定时或频率的长恒定误差)在第一次出现之后不重复；采用格雷编码的过渡符号-其中误差首次出现或结束-具有随机位误差。在快速变化信道中，这导致高误差率。

简化调制集合能够帮助这些高要求情况，尽管以带宽为代价。格雷编码可能不是必需的。

图6示出其中使用四个符号中的一个符号的调制集合的简化的简单方案。本示例涉及SF6调制，使得可能符号的范围从0至63 或者按照二进制的1111。仅使用形式4·p的符号，而从未被生成的其他符号通过“N/A”来指示。图6仅示出可能的64个调制值的四分之一。

图7示出调制集合的简化的另一种方案，该方案有利地结合差分调制，其中误差不是整数的采样或者傅立叶域中的整数的FFT 窗口(FFT bin)。与图6的映射函数相比，新映射函数每符号传输附加位(或者附加位字段)。附加位通过B₁来表示，而其余SF-2位通过Bh来表示。在二的编组中仅使用符号的一半，而从不使用其余一半，但是其他方案是可能的。与4·p简化方案相比，存在一位的有效增加。

由于使用差分调制，所以解调中的恒定偏移将不会影响 B_h位，也不会影响B₁位。简化方案布置成使得位的B_b字段是“高可靠性”字段，所述“高可靠性”字段是当所感知循环移位中存在±1的误差时也能够可靠和正确地被解码的，例如因为简化方案按照对B_h的相同值进行编码的编组来组织。B₁位是“低可靠性”字段，并且受到这类过渡所影响。

图8按照示意形式示出实现上述替代的映射的调制链的可能实现。包括框205、207、216、219的右分支对应于以上相对图5 所公开的处理器，并且其输出仍然是可用的。右分支包括分离操作201，其中消息被分为两个单独的流，一个对应于(SF-2)位，以及一个对应于一位。数据优选地已通过纠错码的插入(框265)和交织(267) 来独立处理。有利地，B_h分支的前向纠错方案以及B₁分支的前向纠错方案是不同的，并且在两个分支中的不同编码速率的功能中被优化。框289在积分225之前对B_h和B₁的组合进行符号化。

因此，控制单元230具有在三个可能数据流之间的选择来传输：没有差分编码或平行映射的常规数据D(m)；差分编码数据；以及采用附加B₁位的简化集合中的经编码的数据，其经过差分编码。

参考标号

100 RF级

102 RF开关

110 混合器

120 功率放大器

129 本地振荡器

150 调制器

152 用于传输的数据

154 缓冲器

160 低噪声放大器

170 混合器

180 解调器

182 接收的数据

183 解扩单元

185 解调器

186 软解映射器

187 硬解映射器

191 复制啁啾

192 定时误差跟踪

194 采样器

200 基带处理器

201 分离

205 纠错

207 交织器

216 格雷映射

219 缩放

225 积分器

228 模量包装(modulo wrapping)

230 选择/控制

232 啁啾合成

235 非差分编码移位

238 差分编码移位

265 纠错

267 交织器

189 平行映射

411 检测序列

412 帧同步符号

413 频率同步符号

414 精细同步符号

415 报头

416 有效载荷

420 寂静

Claims (10)

1.一种低功率长程无线电装置，具有发射部分，所述低功率长程无线电装置包括：

编码器，其在操作上布置成将数字消息编码为具有多个位的符号；

接收所述符号的调制器，其布置用于合成一系列调制啁啾，所述一系列调制啁啾的瞬时频率按照作为一个基础啁啾函数的循环移位的多个函数之一而改变，其中啁啾的所述循环移位表示对应符号的值；包括

差分编码单元，其接收所述编码器所生成的一系列符号作为输入并且生成一系列差分编码符号作为输出，由此所述输入符号的每个可能值对应于所述一系列差分编码符号的预定变化。

2.如权利要求1所述的无线电装置，其中所述数字消息由所述编码器中的交织器、格雷编码器并且由所述差分编码单元来接连处理。

3.如权利要求1所述的装置，其中所述调制集合被简化成可能符号的适当子集。

4.如权利要求3所述的装置，其中所述简化调制集合包括位的主字段以及附加位或者位的字段(B₁)，其中所述简化方案是使得位的所述主字段针对所述循环移位中的±1的误差是健壮的。

5.如权利要求4所述的装置，其中并行处理所述主字段和所述附加位或字段。

6.如权利要求1所述的无线电装置，在所述无线电装置中能够有选择地禁用所述差分编码单元，所述无线电装置包括被布置用于按照帧来组织所述符号的帧构建器单元，其中每帧的部分没有被所述差分编码单元所处理。

7.如权利要求6所述的无线电装置，其中所述帧具有未被所述差分编码单元所处理的前同步码段以及报头段，所述前同步码段用于检测和同步，所述报头段用于格式信号通知。

8.如权利要求1所述的无线电装置，其具有接收部分，所述接收部分包括用于获取所接收的啁啾信号的所述循环移位的去啁啾单元，之后接着用于对另一个相同的或兼容的无线电装置所传输的消息的符号进行解码的软差分解码器单元，由此所述解码符号具有多个软位，所述多个软位能够取除了零和一之外的值。

9.如权利要求1所述的无线电装置，包括符号重复单元，所述符号重复单元在操作上布置成采用通过预定的一连串循环移位从所述输入符号得出的预定数量的符号来取代输入符号，所述预定的一连串循环移位能够包括所述零移位。

10.一种低功率长程无线电装置，具有发射部分，所述低功率长程无线电装置包括：

编码器，其在操作上布置成将数字消息编码为具有多个位的符号；

接收所述符号的调制器，其布置用于合成一系列调制啁啾，所述一系列调制啁啾的瞬时频率按照作为一个基础啁啾函数的循环移位的多个函数之一而改变，其中啁啾的所述循环移位表示对应符号的值；包括

符号重复单元，其在操作上布置成采用通过预定的一连串循环移位从所述输入符号得出的预定数量的符号来取代输入符号，所述预定的一连串循环移位能够包括零移位。

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