CN103973626B - 低功率远程发射机 - Google Patents

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Abstract

公开了一种低功率远程发射机。发射机设备被布置为将数字输入数据的集合编码成一连串的调制的线性调频，借此根据格雷码将所述数字输入数据编码成具有多个比特的码字（320、321、322），并且发射机设备具有交织器，该交织器将每一个码字的比特（
Figure DEST_PATH_IMAGE002
）在不同的比特位置分布到一系列数字调制值（
Figure DEST_PATH_IMAGE004
）中，并且对其循环移位由调制值来确定的一系列调制的线性调频进行合成。定义了专门的帧结构以便确保高鲁棒性以及可变比特率的灵活性。

Description

低功率远程发射机
技术领域
本发明在一些实施例中涉及在无线电信道上发送信息的方法，并且具体地说，涉及可以基于线性调频（chirp）扩频以低功耗来跨越远距离的无线传输方案。本发明的实施例同样地涉及适合于根据本发明的传输方案来进行无线传输的低复杂度发送和接收设备。
背景技术
在广泛的各种系统中都使用数字无线数据传输，这些系统在数据速率、传输范围和功耗方面呈现了很大的可变性。但是，存在对这样的数字传输方案的需要，该数字传输方案将远传输范围与低功耗关联起来，并且能用简单的接收机和发射机来实现。
扩频调制技术用于改进无线电通信中对于噪声和干扰的抗扰性（immunity），各种蓝牙（Bluetooth®）协议是此类技术的示例。这些调制方案使用频率跳变扩频，并实现低消耗和良好的带宽，但它们的范围限于几米。
直接序列扩频技术也是已知的并且可以达到很高水平的编码增益。在一些情况下，如在GPS系统中，其显示出了卓越的远程上的噪声抗扰性。但是，对于这些技术的限制是接收机的相当高的复杂度、对于弱信号可能非常长的捕获时间以及它们的功耗。
欧洲专利申请EP2449690描述了将数字合成的线性调频符号用作调制的通信系统，以及基于适当的FFT的接收机。
各种种类的射频电路中的线性调频生成是已知的，例如US6549562描述了用于生成调制的线性调频信号的方法，而EP0952713示出了基于线性调频信号的同步处理。
除了其他以外，US6940893和US6614853描述了通过使冲激信号通过波散滤波器来生成和使用线性调频信号，以及基于其的通信方案。
EP2278724描述了生成和使用调制的线性调频的发射机，其中该调制的线性调频的瞬时频率根据多种函数中的一种变化，这些函数是基本线性调频函数的循环移位；WO0158024涉及具有交织器和采用格雷码的发射机系统。
发明内容
本发明涉及传输系统的各方面，该传输系统使用线性调频调制和特定的数据格式，以此方式来实现上面的目标。
具体而言，可以通过具有所附权利要求的特征的发射机和接收机来实现本发明的目的。
附图说明
借助于附图所示出的、通过示例方式所给出的实施例的描述，将更好地理解本发明，其中：
图1以示意性的简化方式示出根据本发明的一个方面的无线电调制解调器的结构。
图2a绘制根据本发明的一个方面的基本线性调频和调制的线性调频的瞬时频率。在图2b中表示了相同信号的相位，并且图2C绘制了基本线性调频在时域中的实部和复分量。
图3a、3b、3c示出了根据本发明的一个方面的三种交织方案。
图4示意性地示出了根据本发明的数据帧的可能结构。
图5和图6分别示出了压缩模式、突发模式中的数据帧的结构。
图7示出了包括导频符号的数据字段。
具体实施方式
本发明中所采用的线性调频调制技术的若干方面在欧洲专利申请EP2449690中进行了描述，特此通过引用并入该申请，并且这里将概括性地提醒该申请。在图1中示意性地表示的无线电收发机是本发明的可能实施例。该收发机包括基带部分200和射频部分100。将注意力集中到发射机部分，基带调制器150基于在其输入处呈现的数字数据152生成基带信号，该基带信号的I分量和Q分量由RF部分100转换到期望的传输频率，由功率放大器120进行放大，以及由天线进行发送。
所呈现的架构允许若干变型和修改而不偏离本发明的框架，并且被提供为非限制性示例。在可能的实施例中，可以对极性分量、幅度
Figure 817730DEST_PATH_IMAGE002
和相位
Figure 734871DEST_PATH_IMAGE004
进行合成，而不是对笛卡尔分量
Figure 373662DEST_PATH_IMAGE006
和
Figure 768872DEST_PATH_IMAGE008
进行合成。
在该示例中，通过在混频器110中将放大器154提供的信号与电路190所生成的本地载波的同相分量和正交分量进行混频，来完成信号从基带到预期频率的转换，并且电路190链接到基准时钟129。
一旦在无线电链路的另一端接收到该信号，其就由图1的收发机的接收部分进行处理，其中接收部分包括低噪放大器160，其后跟着用于生成包括一系列线性调频的基带信号的下变频级170，随后该基带信号由基带解调器180进行处理，并且提供重建的数字信号182，其中基带解调器180的功能是调制器150的功能的逆。
如EP2449690中所讨论的，调制器150对包括一系列线性调频的基带信号进行合成，其中该一系列线性调频的频率沿着预定的时间间隔从初始的瞬时值
Figure 396293DEST_PATH_IMAGE010
改变为最终的瞬时频率
Figure 218756DEST_PATH_IMAGE012
。为了简化该描述，将假设所有的线性调频都具有相同的持续时间
Figure 485789DEST_PATH_IMAGE014
，但这并非对本发明的绝对要求。
基带信号中的线性调频可以通过它们的瞬时频率的时间分布图（profile）
Figure 950268DEST_PATH_IMAGE016
，或者还通过根据时间来定义信号的相位的函数
Figure 619147DEST_PATH_IMAGE018
来描述。重要的是，调制器150可以生成具有多种不同分布图的线性调频，每一种分布图对应于预定的调制字母表中的一个符号。
根据本发明的重要特征，调制器150可以生成具有特定的和预先规定的频率分布图的基本线性调频（其在下文中还称为未调制的线性调频），或者生成一组可能的调制的线性调频中的一个，其中该组可能的调制的线性调频是通过对基本频率分布图进行循环地时间移位来获得的。举例而言，图2a示出了基本线性调频和一个调制的线性调频的在线性调频开始的时间时刻
Figure 720833DEST_PATH_IMAGE020
和该线性调频结束的时刻
Figure 475162DEST_PATH_IMAGE022
之间的可能的频率和相位分布图，而图2b示出了时域中的相对应的基带信号。水平刻度例如对应于符号，并且虽然将曲线图表表示成连续的，但在具体的实现中它们将用有限数量的离散采样来表示。关于垂直刻度，将它们正规化成预期带宽或者相应的相位跨度。具体而言，在图2b中将相位表示成似乎其是无界变量一样以便更好地示出其连续性，但在具体的实现中，其事实上可以跨越若干旋转（revolution）。
在所描绘的示例中，基本线性调频的频率从初始值
Figure 212174DEST_PATH_IMAGE024
线性地增加到最终值
Figure 1139DEST_PATH_IMAGE026
，其中
Figure 430983DEST_PATH_IMAGE028
代表带宽扩展的量，但递减的线性调频或者其它线性调频分布图也是可能的。因此，以线性调频的形式对信息进行编码，其中线性调频具有关于预定的基本线性调频的多种可能循环移位中的一种，每一种循环移位对应于一个可能的调制符号。
优选地，调制器还布置为在信号中合成和插入共轭线性调频，其中该线性调频是基本的未调制线性调频的复共轭的线性调频。可以将这些视作为降频线性调频（down-chirp），其中频率从
Figure 485658DEST_PATH_IMAGE030
的值下降到
Figure 760781DEST_PATH_IMAGE032
。
优选地，线性调频的相位通过连续函数
Figure 404252DEST_PATH_IMAGE034
来描述，其中该函数
Figure 598473DEST_PATH_IMAGE034
在线性调频的开始和结束具有相同的值：
Figure 327395DEST_PATH_IMAGE036
。由于此，信号的相位是跨符号边界连续的，即在下文将称为符号间相位连续性的特征。在图2a所示出的示例中，函数
Figure 921056DEST_PATH_IMAGE016
是对称的，并且信号具有符号间相位连续性。如EP2449690所更详细解释的，上面所描述的信号的结构允许接收机中的解调器单元180将其时间基准与发射机的时间基准对齐，并且通过针对基本线性调频的复共轭进行相乘和执行FFT来确定向每一个线性调频给予的循环移位的量。该FFT的最大值的位置是移位的指示和调制值的指示。因此，在下文中可以使用“循环移位值”来指示时域中的调制，并且在频域中使用“调制位置”或者“峰值位置”来表示其。
我们将符号的长度或者等同地将扩频因子记为
Figure 419033DEST_PATH_IMAGE038
。为了允许简单的使用FFT的接收，将
Figure DEST_PATH_IMAGE039
优选地选择为2的幂。奈奎斯特采样频率如果是
Figure DEST_PATH_IMAGE041
，并且符号的长度是
Figure DEST_PATH_IMAGE043
。为了固定该思路但不将本发明限制于这些特定的数字值，我们可以想象，在可能的应用中，
Figure 862784DEST_PATH_IMAGE028
是1 MHz，并且
Figure 813423DEST_PATH_IMAGE038
等于1024、512或者256。载波频率可以处于2.45 GHz ISM频带中。在该特定的实施例中，本发明的调制方案可以占用与Bluetooth®收发机相同的RF频带，并且有可能重用或者共享Bluetooth®收发机的RF部分。
由此，调制的符号是介于0和N-1之间的任何数的基本符号的循环移位。为0的调制值等同于调制不存在。由于N是2的幂，因此可以将循环移位的值编码在
Figure DEST_PATH_IMAGE045
个比特上。
优选地，发送系统使用两种机制来提供可变的比特率：可变的扩频因子以及可变的纠错编码速率。扩频因子是隐式的，从而接收机需要提前知道其将尝试对哪个扩频因子进行检测、同步和解调。编码速率是显式的，并且优选地嵌入在报头之中。
具有用于所有扩频因子的共同前同步码将易于链路速率适配，但这对于高数据速率来说是一种代价太高的方式。因此，前同步码的大小优选地随扩频因子精确缩放。对扩频因子进行改变允许改变处理增益和范围。对编码速率进行改变是获得针对干扰和时钟差错的鲁棒性的方式。
优选地，向调制器150的输入呈现的信息比特152通过
Figure DEST_PATH_IMAGE047
比特的集合来分组。为了简化描述，下文将通常指代
Figure DEST_PATH_IMAGE049
的情况，其对应于典型的实施例，但其本身并不是本发明的限制性特征。
随后取
Figure 69829DEST_PATH_IMAGE049
，如果所选择的码是对称的，则每一个4信息比特的集合给出一个由4信息比特形成的码字，并且冗余比特的预定数量
Figure DEST_PATH_IMAGE051
例如可以是0、1、2、3或4。因此，我们具有编码速率
Figure DEST_PATH_IMAGE053
。在进行交织之前，以自然的顺序保持码字。
在本发明的范围之内可以使用的若干纠错码包括但不限于汉明码。本发明的实施例涉及短消息在远程链路上的传输，并且在该情况下，短码是优选的。
在具有4/7数据速率的可能实现中，可以使用(7,4,dmin= 3)汉明码。当期望更高的纠错能力时，可以使用奇偶校验扩展汉明码，例如具有速率4/8的奇偶校验扩展汉明码（8,4,4）。另一方面，本发明还可以使用具有速率4/6的对称的、缩短的汉明码，具有速率4/5的朴素奇偶校验码，或者速率1的本体（identity），即不进行编码。这些短码还提供具有迭代的解码/解调的选项，以便在使用普通发射机的情况下用接收机的复杂度来交换更佳的性能。
调制从
Figure 687893DEST_PATH_IMAGE054
比特的集合到调制位置使用格雷索引。根据本发明的重要方面，调制集合的大小，即可以编码在给定符号中的可能值的数量，是可变的。当使用精简集合时，格雷映射器将最低有效比特设置为零。对于一个符号，将至映射器的输入比特的数量记为
Figure 630441DEST_PATH_IMAGE056
。例如，对于正常集合，我们具有
Figure 68375DEST_PATH_IMAGE058
，对于其中将两个比特设置为零而由此仅使用可用符号的四分之一的精简集合，我们具有
Figure 302042DEST_PATH_IMAGE060
。
由于大多数的解调差错将展现具有± 1调制位置的差错，因此格雷索引是有利的。在该情况下，使用格雷映射将差错的比特数量限制为一。如将在下文中对其进行解释的，当使用精简集合时，+1或者-1调制位置差错就是不会发生，这是因为只要可能的调制值全部分隔开至少3个移位单位（所以为4而具有整数的比特数），接收机就可以在解调时无歧义地恢复所发送的符号。
优选地，调制包括在符号生成之前对码字进行交织的步骤，并且相应地，解调处理解交织的步骤。如上所提及的，解调位置中的± 1的差错具有高得多的发生概率。因此，对于最低有效比特来说，存在更高的差错概率：比特0看到的差错是比特1的两倍、比特1看到的差错是比特2的两倍等等。
优选地，交织器是对角的，而不是行列的，使得每一个码字经历不同的比特可靠性。事实上，在格雷信令和一个位置的差错的情况下，调制的最低有效比特，即最后的冗余比特，始终比第一个更弱。将码字映射到仅仅此类最低有效比特将使得该特定的码字非常弱。由于对角交织，例如，在编码速率为4/7或者4/8的情况下，解码器有时可以纠正每一个解调的符号上的+1/-1位置差错。在行列交织的情况下，其仅可以承受单个符号差错，并且格雷映射将不被有效地使用。
交织不仅仅呈现来帮助± 1位置解调差错。在有干扰的情况下，整个符号都可能处于差错中，即其解调的比特没有一个是可靠的。如果接收机能够检测到干扰存在，则这些差错可以变为擦除，并且奇偶校验汉明码可以纠正这些差错中的多达3个：8个符号中的3个可能被干扰擦除，但仍然允许接收。这是实际的，因为远程传输是低数据速率的，因此消息是长的，潜在地比干扰更长。
图3a表示对交织块进行操作的交织器的第一示例，其中该交织块具有等于
Figure 633666DEST_PATH_IMAGE056
的长度。在进行交织之前，通过
Figure 747115DEST_PATH_IMAGE056
的集合对码字进行分组。由于其跨越
Figure 187193DEST_PATH_IMAGE056
个码字，因此交织块中的比特的数量等于
Figure 769091DEST_PATH_IMAGE062
。因此，交织器也跨越
Figure 643637DEST_PATH_IMAGE064
个调制符号。
令
Figure 927988DEST_PATH_IMAGE066
为码字
Figure 606094DEST_PATH_IMAGE068
的比特
Figure 634093DEST_PATH_IMAGE070
，并且让我们假设
Figure 815675DEST_PATH_IMAGE072
并且
Figure 113670DEST_PATH_IMAGE074
。令
Figure 13493DEST_PATH_IMAGE076
为调制的符号
Figure 641921DEST_PATH_IMAGE078
的比特
Figure 943589DEST_PATH_IMAGE080
，这是针对
Figure 304163DEST_PATH_IMAGE082
和
Figure 707594DEST_PATH_IMAGE084
。将交织器定义为：
Figure 77395DEST_PATH_IMAGE086
，其中
Figure DEST_PATH_IMAGE087
并且
Figure 827045DEST_PATH_IMAGE088
或者等同地定义为：
Figure 624100DEST_PATH_IMAGE090
，其中
Figure 747783DEST_PATH_IMAGE092
并且
Figure 921275DEST_PATH_IMAGE094
。
在图3a所表示的示例中，我们已经任意地选择
Figure 791011DEST_PATH_IMAGE096
。每一列表示一个符号。箭头320、321、322和具有有图案的背景的单元指示三个码字，它们的比特进行交织，并在连续的调制值内的循环增加的位置处对角地分布。例如，码字320包括七个比特
Figure 758967DEST_PATH_IMAGE098
，前4个比特是信息比特，并且剩余的比特是冗余比特。为了避免使图形变得混乱，只对三个码字进行了突出显示。
第一行
Figure 855099DEST_PATH_IMAGE100
表示所有调制的符号的LSB，在单个位置差错的情况下，这是最弱的调制的比特。在该情况下，交织器是7个符号长，并且每一个符号需要7比特来对调制的位置进行编码。例如，比特6上的符号4取码字2的第四个比特，
Figure 379752DEST_PATH_IMAGE102
。重要的是，对每一个码字进行这样交织，以便在最弱的位置中只具有一个比特，并且此外，弱比特并不始终在码字中的相同位置处。这改进了纠错码的有效性以及格雷信令的鲁棒性。
图3b示出了对角交织器的另一个可能示例，其中码字比符号长度短，因为
Figure 244940DEST_PATH_IMAGE104
并且码字具有长度
Figure 649377DEST_PATH_IMAGE106
。此外，在该示例中，对每一个码字进行这样交织，以便在每一个符号的最弱的位置中只具有一个比特，并且弱比特确实在码字内可变位置处发生。
另一方面，图3c示出了其中码字在比特上比符号长度更长的可能的交织方案，即符号具有5比特的长度，
Figure 232805DEST_PATH_IMAGE108
，并且码字为8比特，例如包括4个数据比特和4个纠正比特，使得
Figure 590843DEST_PATH_IMAGE110
。在该情况下，诸如码字320的一些码字有两个弱比特，并且诸如码字321、322的其它码字只有一个弱比特。该对角交织方案仍然将
Figure 576116DEST_PATH_IMAGE112
行的弱比特均等地分布在这些码字间，并且它们并不始终发生在相同的位置处。
将意识到，本发明的对角交织方案允许对与格雷信令相组合的冗余比特的最优使用，这是由于下面的事实：将符号编码成循环移位，并且差错本质上是在移位的确定中的±1的差错。此外，对角交织器在符号大小
Figure 948192DEST_PATH_IMAGE056
和码字长度的选择二者中留下了很大的灵活性，因此在本发明中，可以根据需求和信道的状态，通过改变扩频因子或者编码速率二者来提供可变的比特率。
根据本发明的另一个方面，所发送的信号组织在包括前同步码和数据段的帧中。图4示出了用于本发明的可能的帧结构。每一个矩形表示时间系列中的线性调频符号，传统上，时间系列是从左到右行进的。前同步码以基本（即，未调制的或者循环移位等于零的）符号的检测序列411开始。在接收机中，使用该检测序列411来检测信号的开始，并且优选地，执行其时间基准与发射机中的时间基准的第一次同步。通过将解调后的检测序列与本地合成的共轭线性调频进行相乘并执行FFT操作，接收机能够确定移位量。
检测序列的长度可以是任意长的。这在其中通信稀少并且分隔长的不活动间隔的应用中使用，其中在该不活动间隔期间，接收机处于低功率待机模式。接收机一般在第一信号的接收之后展现从待机状态变成完全唤醒状态的空闲时间。优选地，将前同步码选择为比接收机的空闲时间更长，这确保前同步码检测的高概率。
检测序列的结束用一个或多个，优选地两个，帧同步符号412来标记，其中帧同步符号412是用预定的值进行调制的线性调频，例如，具有调制值4的第一线性调频和具有相反的调制
Figure 18916DEST_PATH_IMAGE114
的第二线性调频。使用这些调制的符号来获得帧同步。在所示出的示例中，接收机寻找以下3个连续符号的存在：未调制的、用第一值进行调制的、用第二值进行调制的。由于接收差错大多数是± 1偏移，因此为帧同步符号412选择这些值将是不明智的。优选地，帧两步符号的调制在绝对移位上大于3个单位以便使差错的似然性最小化。
单个调制的符号作为帧同步标记的使用是可能的，但对于低信噪比来说不是最优的，其中在低信噪比情况下，解调差错一发生在从0到比如说4，就可能导致错误的帧同步事件。将相同的调制值用于若干符号也是可能的，但是较不鲁棒，这是由于单个解调差错可能使帧同步偏移一个符号。
帧同步符号412的预定的调制值还可以用作网络签名，从而允许若干网络的共存，而不会接收彼此的分组。当接收机尝试使用与其正在接收的帧不同的预定值来实现帧同步时，由于预期的序列将不发生，因此帧同步将失败。当用于该目的时，帧同步符号调制值对于网络应当是唯一的。对于2个符号，集合例如可以是用于第一网络的{3, N-3}，随后的{6,N-6}，随后的{9, N-9}等等。再一次， 3个值的分隔是重要的，这是由于最可能的解调差错是调制值中的± 1偏移。
根据本发明的另一个方面，优选地，前同步码包括频率同步符号413，其中频率同步符号413在于一个或多个，优选地两个，线性调频，其中所述线性调频是基本的未调制线性调频的复共轭。可以在基带表示中将这些视作为降频线性调频，其中频率从值
Figure DEST_PATH_IMAGE115
下降到
Figure 88634DEST_PATH_IMAGE116
。一旦实现了帧同步，接收机就可以使用以下修改的处理顺序对这些进行解调：将基带信号与用于对前同步码和数据中的所有其它符号进行解调的序列的复共轭相乘，并随后进行FFT变换。
虽然将共轭符号用于频率同步是有效的，但这并不是唯一的可能性，并且本发明不必受此限制。事实上，可以用具有与基本线性调频不同的带宽或者持续时间的线性调频来代替共轭符号，因此展现比基本线性调频的频率变化更快或者更慢的频率变化。这种变化将要求更复杂的接收机，但另一方面，使共轭线性调频空闲以用于数据传输。
由于线性调频的时间-频率等同属性，调制的视在值（apparent value）将给出频率差错。为了使接收机在时间上对齐，在符号413之后插入静默（silence）420。
两个符号好于一个符号，这是由于为了不产生解调差错，某些重复是必要的。此外，由于用相同的起始相位对这两个符号进行调制，因此可以提取细微的频率差错。
可选地，报头还包括精细同步符号414，其例如是未调制的基本线性调频，并且给予精细的时间和频率同步的机会，并允许完全相干接收机的简单实现，以及数据符号中更紧凑的报头和等同地更高比特率的实现。如上面概述那样处理这些符号是可能的：将它们与共轭符号相乘，提取FFT，以及确定与精细时间移位相对应的峰值位置。此类精细时间移位不会遭受漂移，这是由于一旦已经实现了粗同步，归因于晶体基准中的偏移的系统性采样漂移就得以适当地解决。对不同的符号中的该峰值的相对相位的比较允许精细地同步发射机和接收机之间的频率。
如果频率同步只依赖于频率同步符号413，那么一些频率偏移可能会导致一个调制位置的差错：这些是这样的频率偏移，其使得降频线性调频的解调给出两个相同可能的值（这些是相邻值）。简单的接收机不能够区分这两个值，并可能做出错误的决定，产生小的残留频率偏移以及一半的调制位置定时差错。此类差错可能给出完全的位置调制差错，这取决于噪声。用于刚好在频率同步之后给予接收机更好鲁棒性的替代方式是以较低数据速率为代价的调制值的精简集合。
除了执行精细时间对齐之外，这些符号可以给出另一精细频率差错估计。除了如调制方法的循环移位之外，这允许简单相干接收机的实现，这继而使得有可能进行对符号的相位的调制。
帧的报头部分是描述如何对信息比特进行解码的数据字段415。报头内容确定消息的大部分的解码，并因此其优选地用循环移位的精简集合进行调制，例如，每四个位置一个可能的位置，即，PPM = log(N)-2。由于最可能的解调差错是± 1调制位置偏移，因此这显著地减少了报头未被正确解码的概率。不同的精简因子也是可能的并且包括在本发明的范围之内。是总集合的三分之一的精简集合也是可行的，但当符号大小是如其通常所是的2的幂时，这将不给出每符号的整数数量的比特。只要是需要减少解码差错的似然性，这种用循环移位的精简集合对线性调频的部分进行编码的技术就可以用在发送的数据的其它敏感部分中。
优选地，使用最低编码速率RDD=4对报头415进行编码，以便给予最佳的保护，并且报头415包括报头CRC，用于检查报头数据完整性。
报头415可以包括对有效载荷进行解码有用的所有种类的数据。根据本发明的可能实现，报头字段是编码速率、有效载荷CRC的使能、有效载荷长度、CRC、突发模式指示、压缩模式指示、一些保留比特以及测距比特（ranging bit）。当设置了测距比特时，除了报头CRC之外，报头数据具有不同的含义。
有效载荷416包含这样的数字数据，其的传输意图优选地如上面所解释那样进行编码和交织。
压缩模式指示比特指示在当前有效载荷之后，将跟着包括报头和有效载荷而没有前同步码的另一帧，如图5所示。这用于发送长序列的数据，而不用具有在每一个有效载荷之前插入前同步码的全部惩罚，或者用于减少当例如存在强干扰时的有效载荷大小。事实上，其可以令人关注地用于发送短分组、用于使个体的成功概率最大化，但于是前同步码限制了数据速率。
突发模式指示比特指示在当前有效载荷之后，将跟着包括长度减小的前同步码、报头和有效载荷的另一帧。这与前一模式服务于相同的目标，其由于从前同步码对接收机进行重新同步的能力而更具鲁棒性。更短的前同步码意味着少得多的检测符号，但由于在该情形下帧的存在是确信的，因此这并非是不便利的。在图6中示出了突发模式。
优选地，使用潜在调制值的完整集合对有效载荷（图4上的416）进行调制，但在给定的环境下，为了增强鲁棒性而回退到精简集合也是可能的。当基准时钟在符号之间显示出显著抖动时，这对于高扩频因子来说是特别有用的。
根据本发明的一个方面，以在不牺牲数据速率的情况下改进鲁棒性为目标，有效载荷包括“导频符号”，如图7中所示。这些是在有效载荷内使用精简调制集合的符号。在所表示的其中编码速率是4/5的示例中，符号形成包含5个相邻的符号的编码群组512（见下一个）。每四个此类群组中有一个可以用精简调制集合511来编码，即，每二十个符号有五个符号。这足以用于简单接收机跟踪定时而不折衷数据速率。此类导频符号的重复速率是接收机和发射机二者已知的配置，并且例如通过报头中的适当字段来使其为接收机所已知。

Claims (16)

1.一种发射机设备，其具有用于生成包括多个线性调频的信号的调制器，将每一个线性调频限制在初始时刻和最终时刻之间的时间中，在所述初始时刻，所述信号具有初始瞬时频率和初始相位，并且在所述最终时刻，所述信号具有最终瞬时频率和最终相位，所述信号的相位本质上是连续的，借此所述调制器能够生成至少基本线性调频和调制的线性调频，所述基本线性调频的频率根据预定的基本线性调频函数从所述初始时刻到所述最终时刻上升，所述调制的线性调频的瞬时频率根据多种函数中的一种而变化，其中所述多种函数是所述基本线性调频函数的循环移位，发射机被操作地布置为将数字输入数据的集合编码成一连串的调制的线性调频，借此根据格雷码将所述数字输入数据编码成具有多个比特的码字，并且发射机具有交织器，所述交织器将每一个码字的比特在不同的比特位置分布到一系列数字调制值中，并且对一系列调制的线性调频进行合成，所述一系列调制的线性调频是通过对基本频率分布图进行循环地时间移位而从基本线性调频获得的，其中，所述一系列调制的线性调频嵌入在数据帧中，所述数据帧具有帧同步和用于进入的信号的检测的未调制的线性调频的前同步码，其中帧同步符号是用预定值进行调制的线性调频。
2.根据权利要求1所述的发射机设备，其中，所述信号的相位和初始相位是相同的，并且所述信号具有符号间相位连续性。
3.根据权利要求1所述的发射机设备，其中，所述交织器是对角的，并且将每一个码字的比特分布在连续的调制值中的循环增加的位置处。
4.根据权利要求1所述的发射机设备，包括纠错码的生成器，借此每一个码字包括数据比特和纠错比特。
5.根据权利要求4所述的发射机设备，其中，所述前同步码还包括为基本符号的复共轭的频率同步符号。
6.根据权利要求4所述的发射机设备，其中，所述前同步码还包括静默。
7.根据权利要求6所述的发射机设备，其中，所述静默之后跟着基本的未调制的符号，以用于精细频率和/或时间同步。
8.根据权利要求1所述的发射机设备，其中，用循环移位的精简集合来调制线性调频的部分，由此减少解码差错的似然性。
9.一种接收机设备，其具有用于对包括多个线性调频的信号进行处理的解调器，将每一个线性调频限制在初始时刻和最终时刻之间的时间中，在所述初始时刻，所述信号具有初始瞬时频率和初始相位，在所述最终时刻，所述信号具有最终瞬时频率和最终相位，所述信号的相位本质上是连续的，借此所述解调器能够检测至少基本线性调频和调制的线性调频，所述基本线性调频的频率根据预定的基本线性调频函数从所述初始时刻到所述最终时刻上升，所述调制的线性调频的瞬时频率根据多种函数中的一种而变化，其中所述多种函数是所述基本线性调频函数的循环移位，接收机被操作地布置为通过下面方式将所述信号解码成数字输出数据的集合：确定线性调频的循环移位并将它们转换成一系列数字调制值，应用解交织以从不同位置的比特将码字恢复成调制值，对用格雷码表达的数字输出数据进行解码，其中，所述一系列调制的线性调频嵌入在具有前同步码和帧同步符号的数据帧中，所述前同步码具有未调制的线性调频，所述帧同步符号是具有预定值的调制的线性调频，接收机被布置为：基于所述帧同步符号将本地确定的帧边界与所接收的信号的帧边界进行同步。
10.根据权利要求9所述的接收机设备，其中，所述信号的相位和初始相位是相同的，并且所述信号具有符号间相位连续性。
11.根据权利要求9所述的接收机设备，其中，拾取每一个码字的在连续调制值中的循环增加的位置处的比特。
12.根据权利要求9所述的接收机设备，包括纠错码解码器。
13.根据权利要求9所述的接收机设备，其中，一系列调制的线性调频嵌入在具有带有未调制的线性调频的前同步码的数据帧中，接收机被布置为在一系列未调制的线性调频的接收后检测进入的信号。
14.根据权利要求13所述的接收机设备，其中，所述前同步码还包括频率同步符号，接收机被操作地布置为基于所述频率同步符号将本地频率基准与所接收的信号的发射机的频率基准进行同步。
15.根据权利要求14所述的接收机设备，其中，所述频率同步符号是基本符号的复共轭。
16.根据权利要求13所述的接收机设备，其中，所述前同步码还包括静默，所述静默之后跟着基本的精细频率同步符号，所述精细频率同步符号是未调制的基本线性调频，接收机被操作地布置为基于所述精细频率同步符号对本地频率基准进一步同步。
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