CN102158454A

CN102158454A - 多载波数据传输系统中的ofdm生成装置

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Publication number: CN102158454A
Application number: CN2011100270261A
Authority: CN
Inventors: 纳比尔·穆罕默德; 罗萨尔·斯塔德梅尔; 乔格·罗伯特
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2010-01-22
Filing date: 2011-01-21
Publication date: 2011-08-17
Anticipated expiration: 2031-01-21
Also published as: BRPI1100687A2; EP2348684A1; JP2011151807A; CN102158454B; JP5688303B2; KR20110086522A; TW201145921A; US20110182380A1; AU2011200117A1; EP2348684B1; US8873651B2; US20160261448A1; RU2011102354A; ES2438717T3; TWI536778B; US20150003558A1

Abstract

本发明公开了多载波数据传输系统中的OFDM生成装置。本发明涉及OFDM生成装置和方法，用于从OFDM符号生成OFDM传输信号s(t)以供在多载波数据传输系统中传输，每一个OFDM符号包括多个OFDM子载波。所提议的装置和方法的实施例适用于使用选定的混频频率，通过使用混频频率f_c来将所述OFDM符号的所述复时域样本从基带频率上变频到通带频率，以获得所述OFDM传输信号s(t)，其中，混频频率f_c被选择为使得所述OFDM符号相对于所述OFDM传输信号s(t)中的相邻OFDM符号的OFDM子载波公共相位旋转在所述混频之后被避免或补偿。还提供了用于避免或补偿这种公共相位旋转的其它实施例。

Description

多载波数据传输系统中的OFDM生成装置

技术领域

本发明涉及多载波数据传输系统中用于从OFDM符号生成OFDM传输信号以供传输的OFDM生成装置和方法，其中，每一个OFDM符号包括多个OFDM子载波。

本发明还涉及发送装置和方法、相应的接收装置和方法、数据传输系统和用于在计算机上实施OFDM生成方法的计算机程序。

本发明特别涉及广播领域，特别是数字视频广播(DVB)领域，尤其涉及根据DVB-C2标准或者即将出现的DVB-NGH标准的设备、系统和方法。

背景技术

根据在DVB-C2技术规范(DVB蓝皮书A138“Digital Video Broadcasting(DVB)；Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital transmission system for cable systems(DVB-C2)”)中描述的DVB-C2标准的广播系统应用了绝对OFDM的概念，其中，相对于绝对频率0MHz而不是信号中心频率来看所有OFDM子载波。在DVB-C2中应用绝对OFDM以及跨介质频谱的唯一导频模式的原因是为了避免重复在频域中的OFDM子载波分配，这种重复将导致增大的PAPR(峰均功率比)。绝对OFDM信号被在最后的RF频域中描述。但是，这意味着在利用RF载波频率进行OFDM生成期间，无法在混频步骤之后不在OFDM符号之间引入公共相位旋转(common phase rotation)的情况下，将基带信号移动到任何RF载波频率(下文中也称为“混频频率”)。

发明内容

本发明的一个目的是提供对相继OFDM符号的OFDM子载波的公共相位旋转的问题进行处理的OFDM生成装置和方法，特别地，通过该OFDM生成装置和方法，这种公共相位旋转得以避免或补偿。

本发明的又一个目的是提供相应的发送装置和方法、相应的接收装置和方法、数据传输系统以及计算机程序。

根据本发明一个方面，提供了一种OFDM生成装置，用于从OFDM符号生成OFDM传输信号以供在多载波数据传输系统中传输，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波，所述OFDM生成装置包括：

逆DFT装置，用于将OFDM符号逆离散傅立叶变换为复时域样本，和

混频装置，用于通过使用混频频率将所述OFDM符号的所述复时域样本从基带频率上变频到(mix...up to)通带频率，以获得所述OFDM传输信号，

其中，所述混频频率被选择为使得所述OFDM符号相对于所述OFDM传输信号中的相邻OFDM符号的OFDM子载波公共相位旋转在所述混频之后被避免或补偿。

根据本发明另一方面，提供了一种OFDM生成装置，用于从OFDM符号生成OFDM传输信号以供在多载波数据传输系统中传输，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波，所述OFDM生成装置包括：

逆DFT装置，用于将OFDM符号逆离散傅立叶变换为复时域样本，其中，所述OFDM符号被映射到具有信道带宽的帧结构的帧上，所述帧具有在频域中被分段成各自覆盖所述信道带宽的一部分带宽的数据分段的有效载荷部分，并且其中，数据符号被映射到所述数据分段上，

混频装置，用于通过使用发送器混频频率将所述OFDM符号的所述复时域样本从基带频率上变频到通带频率以获得所述OFDM传输信号，和

接收器混频频率确定装置，用于确定接收器混频频率，所述接收器混频频率用于在接收器中通过使用一接收器混频频率将所接收的OFDM传输信号从通带频率下变频到基带频率以获得数据符号的复时域样本，

其中，接收器混频频率被选择为使得在通过使用所述接收器混频频率将所接收的OFDM传输信号从通带频率下变频到基带频率之后，数据符号相对于同一数据分段中的相邻数据符号的OFDM子载波公共相位旋转被避免或者补偿。

根据本发明又一方面，提供了一种OFDM生成装置，用于从OFDM符号生成OFDM传输信号以供在多载波数据传输系统中传输，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波，所述OFDM生成装置包括：

乘法单元，用于将所述OFDM符号乘以用于对所述OFDM符号的OFDM子载波的公共相位旋转进行补偿的乘法因子，所述OFDM符号的OFDM子载波的公共相位旋转是通过使用混频频率将所述OFDM符号的复时域样本从基带频率上变频到通带频率而引入的，

混频装置，用于使用所述混频频率将所述OFDM符号的所述复时域样本从基带频率上变频到通带频率，以获得所述OFDM传输信号。

根据本发明又一个方面，提供了一种OFDM解码装置，用于将在多载波数据传输系统中接收到的OFDM传输信号解码成OFDM符号，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波，所述OFDM解码装置包括：

混频装置，用于通过使用混频频率将所述OFDM传输信号从通带频率下变频到基带频率以获得OFDM符号的复时域样本，和

DFT装置，用于将所述复时域样本离散傅立叶变换成数据符号，

其中，所述混频频率被选择为使得所述OFDM符号的OFDM子载波的公共相位旋转被避免或补偿。

混频装置，用于通过使用接收器混频频率将所述OFDM传输信号从通带频率下变频到基带频率以获得数据符号的复时域样本，其中，所述OFDM符号被映射到具有信道带宽的帧结构的帧上，所述帧具有在频域中被分段成各自覆盖所述信道带宽的一部分带宽的数据分段的有效载荷部分，并且其中，数据符号被映射到所述数据分段上，和

其中，所述混频频率被选择为使得所述数据符号的OFDM子载波的公共相位旋转被避免或者补偿。

根据本发明其它方面，提供了相应的OFDM生成方法和OFDM解码方法、发送装置和方法、接收装置和方法、数据传输系统以及包括程序装置的计算机程序，当所述计算机程序在计算机上被执行时，致使计算机执行如上所述OFDM生成方法或所述OFDM解码方法的步骤。

在从属权利要求中限定了本发明的优选实施例。应当了解，要求保护的设备、方法、系统和计算机程序具有如限定OFDM生成装置的优选实施例的从属权利要求所述的相似和/或相同优选实施例。

本发明基于共同的发明构思，即，通过利用与用来对复时域样本进行混频的载波频率相关的适当度量来避免或补偿数据符号(在此情况中，使用分段的OFDM，例如如根据DVB-C2标准的)或OFDM符号的OFDM子载波的不希望的公共相位旋转。这对于应用绝对OFDM的根据DVB-C2标准的系统特别重要，这是因为所生成的OFDM信号被在通带中描述，并且不包含相邻OFDM符号之间的任何相位旋转。应当了解，在通带中生成OFDM信号是非常复杂且昂贵的。因此，在等效基带中生成信号并利用合适的混频频率将其混频到通带中是有益的。但是，通常，这一混频处理在OFDM符号之间产生所描述的相位旋转。

为了克服此问题，根据本发明，载波频率被选择为使得这种公共相位旋转被完全避免或补偿。根据另一方案，基于相同的构思，OFDM符号被与乘法因子相乘，这人为地在基带信号中引入OFDM符号之间的公共相位旋转，却平衡了通过使用混频频率将OFDM符号的复时域样本从基带频率上变频到通带频率而导致的相位旋转，从而最终没有公共相位旋转出现在通带信号中(即，绝对OFDM信号不包含在OFDM符号之间的相位旋转)。因此，根据本发明，可以实现：能够生成遵循相关标准的信号，如果存在要遵循的任何标准的话。

应当注意，这里的术语“载波”和“子载波”可互换使用并且应当携带相同含义。

附图说明

本发明的这些和其它方面将从下文中所描述的实施例清楚可见，并且参考下文中所述的实施例在下面得到更详细说明。在如下附图中：

图1示出了根据本发明的数据传输系统的框图，

图2示出了根据本发明的OFDM生成器的第一实施例的框图，

图3示出了图示补零的示图，

图4示出了图示保护间隔的生成的示图，

图5示出了图示数字信号及其假信号(alias)的示图，

图6图示了如根据DVB-C2所使用的分段帧结构，

图7示出了根据本发明的OFDM生成器的第二实施例的框图，

图8示出了根据本发明的OFDM生成器的第三实施例的框图，

图9示出了根据本发明的OFDM解码器的第一实施例的框图，和

图10示出了根据本发明的OFDM解码器的第二实施例的框图。

具体实施方式

DVB-C2技术规范引入了绝对OFDM的新概念，其中，相对于绝对频率0MHz而不是信号中心频率来看所有OFDM子载波。特别地，L1第2部分的信令块开始于绝对频率0MHz，并以7.61MHz的步长进行分割。与其它DVB标准相比，不可能将C2基带信号移动到任何RF混频频率，而是以对于整个线缆频谱唯一的方式进行定义。尤其，OFDM信号的导频序列对于所有不同频率都是不同的。该行为的原因是为了避免在频域中的不想要的重复，这种不想要的重复可能导致OFDM信号在时域中的不想要的高峰值。此外，明确的导频序列使得可以进行容易且可靠的同步和偏移量补偿。虽然L1第2部分的块分割和相关导频序列是针对整个线缆频谱进行定义的，但是仅在存在数据片段(data slice)的那些频率中传输L1块。

DVB-C2技术规范的第10.1章节给出的、定义从OFDM生成器发射的通带信号的公式具有精确的理论数学描述，但是对于实际实施却不切实际。OFDM信号生成的实际实施通常基于逆快速傅立叶变换和信号的等效低通表示。但是，使用等效低通表示的标准兼容DVB-C2信号的生成需要额外的考虑。否则，可能在相邻OFDM符号之间生成不想要的相位跳变，这会扰乱接收器内的同步过程。因此，根据本发明提议了基于逆快速傅立叶变换和等效低通表示的切合实际的实施方式。

由于绝对OFDM的应用，使得通带内的直接信号生成较为复杂或者甚至不切实际。因此，提议了使用等效低通表示的OFDM生成。信号在低频处被生成，之后被移动到最后的频率。

根据DVB-C2技术规范，通过如下表达式来描述所发射的通带信号：

s (t) = Re {Σ_{m = 0}^{\infty} [\frac{1}{\sqrt{K_{total}}} Σ_{l = 0}^{L_{F} - 1} Σ_{{k = K}_{\min}}^{K_{\max}} c_{m, l, k} \times ψ_{m, l, k} (t)]}

其中

并且

k 表示载波编号；

l 表示从0(用于帧的第一个前导码符号)开始的OFDM符号编号；

m 表示C2帧编号；

K_total 是所发送载波的数目，即，K_total＝K_max-K_min+1；

L_F 每一帧的OFDM符号(包括前导码)的总数；

T_S 是所有符号的总的符号持续时段，并且T_S＝T_U+Δ；

T_U 是活动符号的持续时段；

Δ 是保护间隔的持续时段；

c_m，l，k 是编号为m的C2帧中编号为l的OFDM符号的载波k的复调制值；

T_F 是帧的持续时段，T_F＝L_FT_S；

K_min 第一个(最低频率)活动载波的载波索引；以及

K_max 最后一个(最高频率)活动载波的载波索引。

为了使用等效低通表示来生成此信号，添加了用于移动频率的载波，其在Ψ的方程式内被补偿：

s (t) = \frac{1}{\sqrt{K_{total}}} \cdot Re {e^{j 2 π f_{c} t} \cdot Σ_{m = 0}^{\infty} Σ_{l = 0}^{L_{F} - 1} Σ_{k = K_{\min}}^{K_{\max}} c_{m, l, k} \times {ψ^{'}}_{m, l, k} (t)} - - - (1)

其中

方程式(2)不能直接变换成从DVT-T2技术规范(ETSI EN 302 755V1.1.1(2009-09)“Digital Video Broadcasting(DVB)：Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system(DVB-T2)”)的第9.5章节获悉的、定义由如根据DVB-T2标准的发送机中使用的OFDM生成器发射的信号的方程式。原因在于第二指数项。虽然在DVT-T2技术规范第9.5章节中定义的方程式与实际的混频频率f_c无关，但是这最初将导致DVB-C2信号的OFDM符号之间的相位跳变。但是，这种影响可通过适当选择的混频频率f_c来避免。因此，混频频率将定义如下：

f_{c} = \frac{k_{c}}{T_{U}}

其中，1/T_U是OFDM子载波间距，k_c是在混频频率处的OFDM子载波索引。此外，k将由k＝k′+k_c替代。这得到：

其可重新公式化为：

(4)

方程式(4)看起来类似于DVB-T2技术规范第9.5章节中所述的DVB-T2信号的信号定义。但是，这两个方程式的最后一个指数项并不相同。该项与时间t无关，并且对给定OFDM符号的所有OFDM子载波引起恒定的相位旋转。一般而言，可以自由选择k_c(并因而自由选择f_c)并补偿该相位旋转。不过，该项可通过恰当地选择k_c来避免。为了此目的，方程式(4)可如下书写：

其中，(Δ/T_U)是相对保护间隔持续时段(例如，对于DVB-C2的1/64或1/128)。对(5)进行进一步简化，得到：

因此，这得到了相继OFDM符号之间的所有OFDM子载波的公共相位旋转：

该公共相位旋转取决于对相对保护间隔持续时段(Δ/T_U)(例如，对于DVB-C2的1/64或1/128)和混频频率处的OFDM子载波k_c的选择。

如果k_c(Δ/T_U)是整数，则可从方程式去除相位旋转，因为其为2π的倍数。因此，如果k_c对于保护间隔1/128为128的倍数，或者对于保护间隔1/64是64的倍数，则方程式(6)可书写如下：

该方程式(8)与用于生成DVB-T2信号的方程式相似。但是，必须注意，在大多数情况下，混频频率f_c因而不是信号的中心频率。

如上所述，取决于混频频率，可能人工将公共相位旋转引入系统。根据本发明一个实施例，该公共相位旋转被补偿以便获得如DVB-C2技术规范中所定义的输出信号。可替代地，根据另一实施例，可通过仔细地选择混频频率f_c来避免该公共相位旋转。因此，混频频率f_c处的OFDM子载波k_c将选择如下：

其中，(Δ/T_U)是相对保护间隔持续时段(即，DVB-C2中的1/64或1/128)。特别地，方程式(9)获得了最接近中心OFDM子载波(K_max+K_min)/2的载波k_c，并且另外在上述方程式(7)中生成了2π的倍数。这里，算子

表示下取整运算(floor operation)(不大于x的最大整数)。更一般地，将混频频率f_c选择为其中，混频频率f_c处的OFDM子载波k_c被选择为接近或尽可能接近所述OFDM符号的子载波中的中心子载波。这里，“接近”应当如下理解：混频频率f_c不必然位于尽可能接近中心子载波的位置，而是也可位于更远离的位置。例如，也可选择满足上述k_c(Δ/T_U)为整数的条件的接下去的可能混频频率中的一个(从中心子载波的频率看)。

因此，所获得的混频频率为：

f_{c} = \frac{k_{c}}{T_{U}} - - - (10)

其中，1/T_U是OFDM子载波间距。这里，在大多数情况下，得到的混频频率f_c不是OFDM信号的中心频率。

在更一般的一个实施例中，将混频频率f_c选择为其中，混频频率f_c处的OFDM子载波k_c被选择为尽可能接近所述OFDM符号的子载波中的中心子载波，其中，T_U是有用的OFDM符号持续时段。换言之，混频频率f_c被选择为使得所选择的混频频率f_c处的OFDM子载波k_c最接近：

k_{c} = \frac{K_{\max} + K_{\min}}{2} .

下面，假设如以上在方程式(9)和(10)中所述地选择混频频率f_c。因此，所传输的信号可描述如下：

其中

并且

其中

k_c 表示混频频率f_c处的OFDM子载波

k′ 表示相对于混频频率f_c处的OFDM子载波的载波编号，即，k′＝k-k_c；

表示根据方程式(7)计算出的、两个相继OFDM符号之间的相位跳变；并且

其中，其它参数具有上述含义。

实际上，这一生成等效于如上所示出的DVB-T2信号的生成。仅有的区别在于附加的相位校正项

该相位校正项线性地增大每一OFDM符号，并补偿所生成的输出信号中不想要的相位旋转。用于计算逆FFT的数据c′_k是方程式(11)的内括号，即，

现在将描述发送器的可能实施方式的实施例。首先，在图1中，示出了根据本发明，尤其是根据DVB-C2标准的多载波数据传输系统，这里是广播系统。多载波广播系统包括用于发送数据的发送器1和用于从所述发送器1接收数据的一个或多于一个接收器2。

发送器1被提供用于处理输入数据以获得OFDM传输信号，输入数据例如是一个或多于一个MPEG-2传送流和/或一个或多于一个一般流，OFDM传输信号被馈入与所述接收器2相连接的线缆网络3。出于此目的，发送器特别包括OFDM生成器10，该OFDM生成器10用于根据以输入数据的形式获得的或者从发送器1的输入数据生成的OFDM符号生成所述OFDM传输信号(为了该目的，发送器1可额外包括其它元件，例如，如DVB-C2标准中所述的)。此外，发送器1包括发送单元11，该发送单元11用于将所获得的OFDM传输信号馈入线缆网络3。

接收器2各自包括接收单元20和OFDM解码器21，接收单元20用于从线缆网络3接收所述OFDM传输信号，OFDM解码器21用于将OFDM传输信号解码成OFDM符号，这些OFDM符号随后被输出以供进一步处理或者直接在接收器2中被进一步处理(为了此目的，接收器2可额外包括其它元件，例如，如DVB-C2标准中所述的)。

图2示出了用于生成OFDM信号s(t)(下面将详细描述)的OFDM生成器10a的实施例的示意框图。简言之，首先对输入到OFDM生成器的输入信号进行补零，以为逆快速傅立叶变换(IFFT)作准备。然后，添加保护间隔，将信号从数字转换为模拟，最后将信号移动到想要的通带频率。

补零单元12中的补零优选地被提供来对信号进行预调节以便使用逆快速傅立叶变换将频域信号变换到时域。首先，信号被填充以符合IFFT大小N。其次，进行子载波位置的重新排列以能够使用IFFT。

为了例如基于基为2的运算来使用逆快速傅立叶变换，必须保持N＝2^p，p＝1、2、3、4......。一般而言，取代使用快速傅立叶变换，还可以使用离散傅立叶变换(DFT)。此外，值N应当比所使用的OFDM子载波的实际数目大得多，以避免假信号影响，即：

K_total＝K_max-K_min+1≤N＝K_total+x (13)

其中，x对于根据DVB-C2的实际实施方式应当优选地至少为512，但是对于WLAN应用也可更低，例如64。

图3示出了补零的原理。原则上，对实际使用的OFDM子载波实现循环移位运算，并向其余位置插入零。数学上，这个运算可描述为：

对于0≤n＜N (14)

其中，X(n)_m，l(或者缩写X_n)是随后的IFFT单元13的N元素输入信号。

补零单元12的输出信号X_n已在频域内被生成。IFFT单元13的任务是计算相应的时间信号。这对于0≤n′＜N通过如下方式来实现：

x {(n^{'})}_{m, l} = \frac{1}{\sqrt{K_{total}}} Σ_{n = 0}^{N - 1} x {(n)}_{m, l} \cdot e^{j 2 π \frac{n^{'} \cdot n}{N}} - - - (15)

其中，m是OFDM符号，l是C2帧编号，K_total是活动的OFDM子载波的总数。

从IFFT单元13输出的时域信号x_k(其是在用k来替代n′的情况下，(15)中的x(n′)_m，l的缩写标记)被提供给保护间隔插入单元14。图4示出了在OFDM符号之间插入保护间隔。保护间隔是对有用的OFDM符号部分的最后一部分的循环复制，其被复制到开头。数学上，包括保护间隔的OFDM符号x′(n)(在图4中称为x′_k)被获得为：

x^{'} {(n)}_{m, l} = \{\begin{matrix} x (n + N - N \cdot \frac{Δ}{T_{U}}) & 0 \leq n < N \cdot \frac{Δ}{T_{U}} \\ x (n - N \cdot \frac{Δ}{T_{U}}) & N \cdot \frac{Δ}{T_{U}} \leq n < N + N \cdot \frac{Δ}{T_{U}} \end{matrix} - - - (16)

已经在数字域进行了前面的计算。D/A&低通滤波单元15的任务是转换成模拟信号。因此，必须逐一OFDM符号地将用采样率N/T_U进行采样的信号x′(n)_m，l模拟化。这导致了如图5所示在采样率的倍数处的假信号，这些假信号通过单元15中包括的低通滤波器来去除。这种滤波对于想要信号与假信号信号之间的距离越大则越简单，这正是用于补零(参见方程式(13))的x的小值不切合实际的原因。

最后，从单元15输出的等效低通信号被混频器16移动到想要的通带。混频器16将单元15的信号输出与混频频率f_c进行混频，其等效于信号与

的复数乘法。混频频率f_c被如上所述地计算用于此目的，以避免或者至少补偿OFDM符号的OFDM子载波的任意公共相位旋转。从该结果，实部被在实部选择单元17中确定，该实部随后被最终从OFDM生成器10a输出以供发送。

可选择地，可确定正确的混频频率并将其存储在存储装置18(例如，存储单元)中。另外，或者作为替代，可提供频率计算装置19来计算混频频率。

以上说明的相同原理也可适用于使用分段帧结构的系统中，正如DVB-C2系统中的情况。所述帧结构(称为“C2帧结构”)在图6中示出。C2帧结构包括L_P个前导码符号(L_P≥1)以及后跟的L_data个数据符号(C2帧中包括L_data个数据符号的部分也称为“有效载荷部分”)。前导码符号在频率方向上被划分为相同带宽(3408个子载波或者近似7.61MHz)的L1块符号。数据片段(也称为“数据分段”)具有作为导频模式具体粒度(granularity)的倍数的任意带宽，但是该任意带宽不应超过L1块符号带宽。可跨C2帧向C2信号中插入频率槽(frequency notch)。

可作为分离信道来对待数据片段，并且在不同数据片段之间没有执行交织。每一个数据片段由起始OFDM载波K_DS，min和结尾OFDM载波K_DS，max来标识。因此，K_DS，min是与所述混频频率混频的数据符号映射在其上的数据分段的具有最低频率的第一活动载波的载波索引，并且K_DS，max是与所述混频频率混频的数据符号映射在其上的数据分段的具有最高频率的最后一个活动载波的载波索引。

在发送器侧，通过使用发送器混频频率(可自由选择或者根据上述实施例选择)照常对OFDM符号进行IFFT和混频。但是，另外，(除了发送器混频频率之外)接收器混频频率也被确定并被从发送器用信号通知给接收器以供接收器使用，特别是供OFDM解码装置使用。这些接收器混频频率是针对每一个数据分段或者数据分段群组来确定的。换言之，如果具有某一信道带宽的信道被细分为覆盖该信道带宽的带宽部分的多个数据分段，则这些数据分段被接收器中的OFDM解码器独立对待，并且对于每一个数据分段(或者数据分段群组)，单独的接收器混频频率被确定。

因此，在如图7所示的实施例10b中，接收器混频频率确定装置30被提供来确定接收器混频频率，用于在接收器中通过使用一接收器混频频率f_DS，c将所接收的OFDM传输信号从通带频率下变频到基带频率以获得数据符号的复时域样本。其中，接收器混频频率f_DS，c被选择为使得在所接收的OFDM传输信号被使用所述接收器混频频率f_DS，c从通带频率下变频到基带频率之后，一数据符号相对于同一数据分段中的相邻数据符号的OFDM子载波公共相位旋转被避免或者被补偿。

所述接收器混频频率f_DS，c被这样为各个数据分段确定(或者，可替代地，如果数据符号延续多个数据分段，则为所述多个数据分段的群组确定)，这是因为在使用这种分段帧结构的系统中，接收器，特别是接收器的OFDM解码器也分别处理数据分段(或者数据分段的群组)。

特别地，在一个实施例中，数据分段(数据片段)的接收器混频频率f_DS，c被选择作为

其中，混频频率f_DS，c处的OFDM子载波k_DS，c满足

为整数的条件，其中，T_U是有用OFDM符号的持续时段，Δ是保护间隔的持续时段。此外，在另一实施例中，数据分段(数据片段)的混频频率f_DS，c被选择作为其中，混频频率f_DS，c处的OFDM子载波k_DS，c被选择为

更一般地，接收器混频频率被选择为

其中，接收器混频频率f_DS，c处的OFDM子载波k_DS，c被选择为接近或者尽可能接近所述数据符号的子载波中的中心子载波。

如图7所示，接收器混频频率f_DS，c被提供给(一般已知的)帧构建器35，该帧构建器35不是OFDM生成器的一部分。所述帧构建器35从所接收的数据、信令信息和所述接收器混频频率f_DS，c构建根据预定帧结构的帧，这些帧于是被用信号通知给接收器以供在OFDM解码时在其中使用，如下面将说明的。

图8示出了OFDM生成器的另一实施例10c。除了图2所示实施例中提供的一般单元12至17之外，在此实施例中还提供了乘法单元31，用于将基带OFDM符号乘以乘法因子M以补偿所述OFDM符号的OFDM子载波的公共相位旋转，这些公共相位旋转可能是通过使用混频频率将所述OFDM符号的所述复时域样本从基带频率上变频到通带频率而引入的。因此，所述乘法因子M预期可能的公共相位旋转，并代表用于在发送器中抵消这些公共相位旋转的度量。所描述的运算应当被视为基带信号的相位预矫正，以允许在相继OFDM符号之间不具有相位旋转的通带信号。

因此，可预先计算出，公共相位旋转

被生成，其可通过经由所述乘法因子故意引入“相反的”公共相位旋转来补偿，所述乘法因子于是在一个实施例中可被选择为

其中，

如上面的方程式(12a)所示地定义。

图9示出了OFDM解码器21a的一个实施例的框图。其接收所接收的OFDM信号s′(t)，该信号随后被提供给如在OFDM生成器10中提供的类似单元，具体是混频器41、低通滤波器和模数转换器42、保护间隔去除器43、FFT单元44和零去除器45。如在OFDM解码器中一般设置的这些单元的大体布局是已知的，因此这里不再描述其细节。

混频器41是适合用于通过使用混频频率f_c将接收的OFDM传输信号(s′(t))从通带频率下变频到基带频率以获得OFDM符号的复时域样本的装置。也已由OFDM生成器使用的且优选地已从发送器用信号通知接收器的混频频率f_c被选择为使得所述OFDM符号相对于所述OFDM传输信号s′(t)中的相邻OFDM符号的OFDM子载波公共相位旋转被避免或补偿。

如图10示意性地示出的，在OFDM解码器21b的特别适用使用分段帧结构的情况的另一实施例中，混频器41适用于通过使用接收器混频频率f_DS，c(已参考图7在上面说明)将所述接收的OFDM传输信号s′(t)从通带频率下变频到基带频率，以获得数据符号的复时域样本，即，分段帧的数据分段被分别(或者成组地)与各个接收器混频频率f_DS，c混频。特别地，接收器混频频率f_DS，c被选择为使得在通过使用所述接收器混频频率f_DS，c将所接收的OFDM传输信号s′(t)从通带频率下变频到基带频率之后，数据符号相对于同一数据分段中的相邻数据符号的OFDM子载波公共相位旋转被避免或补偿。在此实施例中，可能必须按需采用零去除器45′以去除数据符号中的零。

根据另一实施例，数据分段相对于混频频率的调谐位置可被适当选择以使得OFDM符号之间没有不想要的相位旋转出现在接收器中。此外，这缓解了在多个OFDM符号上的时间交织，这种时间交织在诸如即将到来的DVB-NGH(下一代手持)标准之类的移动OFDM系统中具有特殊重要性。

此外，在一个实施例中，应用类似的思想，数据分段的下边沿频率和上边沿频率可被适当选择以使得当接收器调谐在所述上边沿频率和下边沿频率之间的中心频率时，没有公共相位旋转生成。

一般而言，本发明适用于面临上述在发送器侧的混频步骤期间生成不想要的公共相位旋转的问题的任何数据传输系统。特别地，该问题可能出现在使用绝对OFDM概念的任何系统中，如在DVB-C2广播系统中应用的。因此，本发明可应用于利用绝对OFDM概念的所有数据传输系统中，优选地应用于广播系统中。

已经在附图和前述描述中详细图示并描述了本发明，但是这种图示和描述应当视为是示意性或者例示性的，而不是限制性的。本发明不限于所公开的实施例。本领域技术人员在实施要求保护的发明时通过研习附图、公开内容和所附权利要求可理解并实现所公开的实施例的其它变体。

在权利要求中，词“包括”并不排除其它元件或步骤，并且不定冠词“一”并不排除多个。单个元件或其它单元可满足权利要求中记载的若干项的功能。某些度量被记载在相互不同的从属权利要求中的事实并不表明不能有利地使用这些度量的组合。

计算机程序可存储/分发在合适介质(例如，与其它硬件一起或者作为其它硬件的一部分来提供的光存储介质或固态介质)上，不过也可用其它形式(例如，经由因特网或其它的有线或无线电信系统)来分发。

权利要求中的任何标号都不应解释为限制范围。

Claims

1.一种OFDM生成装置，用于从OFDM符号生成OFDM传输信号s(t)以供在多载波数据传输系统中传输，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波，所述OFDM生成装置包括：

混频装置，用于通过使用混频频率f_c将所述OFDM符号的所述复时域样本从基带频率上变频到通带频率，以获得所述OFDM传输信号s(t)，

其中，所述混频频率f_c被选择为使得所述OFDM符号相对于所述OFDM传输信号s(t)中的相邻OFDM符号的OFDM子载波公共相位旋转在所述混频之后被避免或补偿。

2.根据权利要求1所述的OFDM生成装置，

其中，所述混频频率f_c被选择为

其中在混频频率f_c处的OFDM子载波k_c满足

为整数的条件，其中，T_U是有用OFDM符号的持续时段，Δ是保护间隔的持续时段。

3.根据权利要求1或2所述的OFDM生成装置，

其中，所述混频频率f_c被选择为其中在混频频率f_c处的OFDM子载波k_c被选择为接近或尽可能接近所述OFDM符号的子载波中的中心子载波，其中，T_U是有用OFDM符号的持续时段。

4.根据任一项在前权利要求所述的OFDM生成装置，

其中，所述混频频率f_c被选择为

其中在混频频率f_c处的OFDM子载波k_c被选择为

其中，T_U是有用OFDM符号的持续时段，Δ是保护间隔的持续时段，K_min是具有最低频率的第一活动载波的载波索引，K_max是具有最高频率的最后一个活动载波的载波索引。

5.一种OFDM生成装置，用于从OFDM符号生成OFDM传输信号s(t)以供在多载波数据传输系统中传输，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波，所述OFDM生成装置包括：

混频装置，用于通过使用发送器混频频率f_c将所述OFDM符号的所述复时域样本从基带频率上变频到通带频率以获得所述OFDM传输信号s(t)，和

接收器混频频率确定装置，用于确定接收器混频频率，所述接收器混频频率用于在接收器中通过使用一接收器混频频率f_DS，c将所接收的OFDM传输信号s(t)从通带频率下变频到基带频率以获得数据符号的复时域样本，

其中，所述接收器混频频率f_DS，c被选择为使得在通过使用所述接收器混频频率f_DS，c将所接收的OFDM传输信号s(t)从通带频率下变频到基带频率之后，数据符号相对于同一数据分段中的相邻数据符号的OFDM子载波公共相位旋转被避免或者补偿。

6.根据权利要求5所述的OFDM生成装置，

其中，接收器混频频率f_DS，c被选择为

其中在接收器混频频率f_DS，c处的OFDM子载波k_DS，c满足为整数的条件，其中，T_U是有用OFDM符号的持续时段，Δ是保护间隔的持续时段。

7.根据权利要求5或6所述的OFDM生成装置，

其中，接收器混频频率f_DS，c被选择为

其中在接收器混频频率f_DS，c处的OFDM子载波k_DS，c被选择为接近或尽可能接近所述数据符号的子载波中的中心子载波，其中，T_U是有用OFDM符号的持续时段。

8.根据权利要求5、6或7所述的OFDM生成装置，

其中，接收器混频频率f_DS，c被选择为其中在接收器混频频率f_DS，c处的OFDM子载波k_DS，c被选择为

其中，T_U是有用OFDM符号的持续时段，Δ是保护间隔的持续时段，K_DS，min是与所述混频频率混频的数据符号被映射到的数据分段中具有最低频率的第一活动载波的载波索引，K_DS，max是与所述混频频率混频的数据符号被映射到的数据分段中具有最高频率的最后一个活动载波的载波索引。

9.一种OFDM生成装置，用于从OFDM符号生成OFDM传输信号s(t)以供在多载波数据传输系统中传输，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波，所述OFDM生成装置包括：

乘法单元，用于将所述OFDM符号乘以用于对所述OFDM符号的OFDM子载波的公共相位旋转进行补偿的乘法因子，所述OFDM符号的OFDM子载波的公共相位旋转是通过使用混频频率f_c将所述OFDM符号的复时域样本从基带频率上变频到通带频率而引入的，

混频装置，用于使用所述混频频率f_c将所述OFDM符号的所述复时域样本从基带频率上变频到通带频率，以获得所述OFDM传输信号s(t)。

10.根据任一项在前权利要求所述的OFDM生成装置，

还包括用于存储所述混频频率的存储装置。

11.根据任一项在前权利要求所述的OFDM生成装置，

还包括用于计算所述混频频率的频率计算装置。

12.根据任一项在前权利要求所述的OFDM生成装置，

其中，所述混频频率是取决于插入在OFDM符号之间的保护间隔的持续时段和有用OFDM符号的持续时段来选择的。

13.一种OFDM生成方法，用于从OFDM符号生成OFDM传输信号s(t)以供在多载波数据传输系统中传输，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波，所述方法包括以下步骤：

将OFDM符号逆离散傅立叶变换为复时域样本，和

通过使用混频频率f_c将所述OFDM符号的所述复时域样本从基带频率上变频到通带频率，以获得所述OFDM传输信号s(t)，

14.一种OFDM生成方法，用于从OFDM符号生成OFDM传输信号s(t)以供在多载波数据传输系统中传输，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波，所述方法包括以下步骤：

将OFDM符号逆离散傅立叶变换为复时域样本，

通过使用发送器混频频率f_c将所述OFDM符号的所述复时域样本从基带频率上变频到通带频率以获得所述OFDM传输信号s(t)，其中，所述OFDM符号被映射到具有信道带宽的帧结构的帧上，所述帧具有在频域中被分段成各自覆盖所述信道带宽的一部分带宽的数据分段的有效载荷部分，并且其中，数据符号被映射到所述数据分段上，和

确定接收器混频频率，所述接收器混频频率用于在接收器中通过使用一接收器混频频率f_DS，c将所接收的OFDM传输信号s(t)从通带频率下变频到基带频率以获得数据符号的复时域样本，

15.一种OFDM生成方法，用于从OFDM符号生成OFDM传输信号s(t)以供在多载波数据传输系统中传输，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波，所述方法包括以下步骤：

将所述OFDM符号乘以用于对所述OFDM符号的OFDM子载波的公共相位旋转进行补偿的乘法因子，所述OFDM符号的OFDM子载波的公共相位旋转是通过使用混频频率f_c将所述OFDM符号的复时域样本从基带频率上变频到通带频率而引入的，

将OFDM符号逆离散傅立叶变换为复时域样本，和

通过使用所述混频频率f_c将所述OFDM符号的所述复时域样本从基带频率上变频到通带频率，以获得所述OFDM传输信号s(t)。

16.一种用于在多载波数据传输系统中发送数据的发送装置，包括：

根据权利要求1至12中任一项所述的OFDM生成装置，用于从OFDM符号生成OFDM传输信号s(t)以供在多载波数据传输系统中传输，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波，和

发送单元，用于发送所述OFDM传输信号s(t)。

17.一种用于在多载波数据传输系统中发送数据的发送方法，包括以下步骤：

根据权利要求13至15中任一项所述的OFDM生成方法，用于从OFDM符号生成OFDM传输信号s(t)以供在多载波数据传输系统中传输，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波，和

发送步骤，用于发送所述OFDM传输信号s(t)。

18.一种OFDM解码装置，用于将在多载波数据传输系统中接收到的OFDM传输信号s′(t)解码成OFDM符号，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波，所述OFDM解码装置包括：

混频装置，用于通过使用混频频率f_c将所述OFDM传输信号s′(t)从通带频率下变频到基带频率以获得OFDM符号的复时域样本，和

其中，所述混频频率f_c被选择为使得所述OFDM符号相对于所述OFDM传输信号s′(t)中的相邻OFDM符号的OFDM子载波公共相位旋转被避免或补偿。

19.一种OFDM解码装置，用于将在多载波数据传输系统中接收到的OFDM传输信号s′(t)解码成OFDM符号，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波，所述OFDM解码装置包括：

混频装置，用于通过使用接收器混频频率f_DS，c将所述OFDM传输信号s′(t)从通带频率下变频到基带频率以获得数据符号的复时域样本，其中，所述OFDM符号被映射到具有信道带宽的帧结构的帧上，所述帧具有在频域中被分段成各自覆盖所述信道带宽的一部分带宽的数据分段的有效载荷部分，并且其中，数据符号被映射到所述数据分段上，和

其中，所述接收器混频频率f_DS，c被选择为使得在通过使用所述接收器混频频率f_DS，c将所接收的OFDM传输信号s′(t)从通带频率下变频到基带频率之后，数据符号相对于同一数据分段中的相邻数据符号的OFDM子载波公共相位旋转被避免或者补偿。

20.一种OFDM解码方法，用于将在多载波数据传输系统中接收到的OFDM传输信号s′(t)解码成OFDM符号，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波，所述方法包括以下步骤：

通过使用混频频率f_c将所述OFDM传输信号s′(t)从通带频率下变频到基带频率以获得OFDM符号的复时域样本，和

将所述复时域样本离散傅立叶变换成数据符号，

21.一种OFDM解码方法，用于将在多载波数据传输系统中接收到的OFDM传输信号s′(t)解码成OFDM符号，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波，所述方法包括以下步骤：

通过使用接收器混频频率f_DS，c将所述OFDM传输信号s′(t)从通带频率下变频到基带频率以获得数据符号的复时域样本，其中，所述OFDM符号被映射到具有信道带宽的帧结构的帧上，所述帧具有在频域中被分段成各自覆盖所述信道带宽的一部分带宽的数据分段的有效载荷部分，并且其中，数据符号被映射到所述数据分段上，和

将所述复时域样本离散傅立叶变换成数据符号，

22.一种用于在多载波数据传输系统中接收数据的接收装置，包括：

接收单元，用于接收所述OFDM传输信号s(t)，和

根据权利要求18或19所述的OFDM解码装置，用于将在多载波数据传输系统中接收到的OFDM传输信号s(t)解码成OFDM符号，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波。

23.一种用于在多载波数据传输系统中接收数据的接收方法，包括以下步骤：

接收所述OFDM传输信号s(t)，和

根据权利要求20或21所述的OFDM解码方法，用于将在多载波数据传输系统中接收到的OFDM传输信号s(t)解码成OFDM符号，每一个所述OFDM符号包括多个OFDM子载波。

24.一种多载波数据传输系统，包括：

根据权利要求16所述的用于发送数据的发送装置，和

根据权利要求22所述的用于从所述发送装置接收数据的一个或多个接收装置。

25.一种包括程序代码装置的计算机程序，用于在所述计算机程序被在计算机上执行时致使计算机执行根据权利要求13、14、15、20或21所述的方法的步骤。