KR20110086522A - 다중 반송파 데이터 송신 시스템의 ｏｆｄｍ 생성 장치 - Google Patents

다중 반송파 데이터 송신 시스템의 ｏｆｄｍ 생성 장치 Download PDF

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KR20110086522A
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나빌 무하마드
로타르 슈타델마이어
외르크 로베르트
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소니 주식회사
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Abstract

본 발명은 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 송신을 위해 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로부터 OFDM 송신 신호(s(t))를 생성하기 위한 OFDM 생성 장치 및 방법에 관한 것이다. 제안된 장치 및 방법의 실시 형태는 혼합 주파수(fc)의 사용에 의해 기저 대역 주파수로부터 통과 대역 주파수까지 상기 OFDM 심볼의 복소 시간-도메인 샘플을 혼합하여 상기 OFDM 송신 신호(s(t))를 취득하기 위해 선택된 혼합 주파수를 사용하도록 적응되며, 상기 혼합 주파수(fc)는 상기 혼합 이후에 상기 OFDM 송신 신호(s(t))의 인접한 OFDM 심볼에 대해 상기 OFDM 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전이 방지되거나 보상되도록 선택된다. 이러한 공통 위상 회전의 방지 또는 보상을 위한 다른 실시 형태가 제공된다.

Description

다중 반송파 데이터 송신 시스템의 ＯＦＤＭ 생성 장치{OFDM GENERATION APPARATUS IN A MULTI-CARRIER DATA TRANSMISSION SYSTEM}
본 발명은 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 송신을 위해 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로부터 OFDM 송신 신호를 생성하는 OFDM 생성 장치 및 방법에 관한 것이다.
본 발명은 또한 송신 장치 및 방법, 대응하는 수신 장치 및 방법, 데이터 송신 시스템 및 컴퓨터 상에서 OFDM 생성 방법을 구현하는 컴퓨터 프로그램에 관한 것이다.
본 발명은 특히 방송 분야, 특히 디지털 비디오 방송(DVB), 구체적으로 DVB-C2 표준 또는 공개 예정인 DVB-NGH 표준에 따른 장치, 시스템 및 방법에 관한 것이다.
DVB-C2 규격(DVB BlueBook A138 "디지털 비디오 방송(DVB); 케이블 시스템용 2세대 디지털 송신 시스템을 위한 프레임 구조 채널 코딩 및 변조(DVB-C2)")에서 규정된 DVB-C2 표준에 따른 방송 시스템은 Absolute OFDM의 개념을 적용하고, 여기서, 모든 OFDM 부반송파는 신호 중심 주파수 대신에 절대 주파수 0 MHz에 대해 보여진다. DVB-C2의 매체 스펙트럼 전역에 걸쳐 Absolute OFDM과 고유 파일럿 패턴을 적용하는 이유는, PAPR(피그 대 평균 전력비)의 증가를 가져오는 주파수 도메인에서의 OFDM 부반송파 할당의 반복을 방지하기 위해서이다. Absolute OFDM 신호는 최종 RF 주파수 도메인에 나타난다. 그러나, 이는 RF 반송파 주파수의 사용에 의한 OFDM 생성 중의 혼합 단계 이후에 OFDM 심볼들 사이에 공통 위상 회전(common phase rotation)이 도입되지 않아도 기저 대역 신호(baseband signal)가 임의의 RF 반송파 주파수(이하, "혼합 주파수"라고도 함)로 시프트될 수 없는 것을 의미한다.
본 발명의 목적은 연속적인 OFDM 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전에 대한 문제를 다루는, 특히 이러한 공통 위상 회전을 방지하거나 또는 보상하는 OFDM 생성 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 대응하는 송신 장치 및 방법, 대응하는 수신 장치 및 방법, 데이터 송신 시스템 및 컴퓨터 프로그램을 제공하는 것이다.
본 발명의 측면에 따르면, 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 송신을 위해 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로부터 OFDM 송신 신호를 생성하기 위한 OFDM 생성 장치가 제공되고, 상기 OFDM 생성 장치는,
- OFDM 심볼을 복소 시간-도메인 샘플로 역 이산 푸리에 변환하기 위한 역 DFT 수단과,
- 혼합 주파수의 사용에 의해 기저 대역 주파수로부터 통과 대역 주파수까지 상기 OFDM 심볼의 상기 복소 시간-도메인 샘플을 혼합하여 상기 OFDM 송신 신호를 취득하는 주파수 혼합 수단을 포함하고,
상기 혼합 주파수는 상기 혼합 이후에 상기 OFDM 송신 신호의 인접한 OFDM 심볼에 대해 상기 OFDM 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전이 방지되거나 보상되도록 선택된다.
본 발명의 다른 측면에 따르면, 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 송신을 위해 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로부터 OFDM 송신 신호를 생성하는 OFDM 생성 장치가 제공되고, 상기 OFDM 생성 장치는,
- OFDM 심볼을 복소 시간-도메인 샘플로 역 이산 푸리에 변환하기 위한 역 DFT 수단 - 여기서, OFDM 심볼은 채널 대역폭을 가진 프레임 구조의 프레임 상에 맵핑되고, 상기 프레임은 주파수 도메인에서 각각이 상기 채널 대역폭의 대역폭 일부를 커버하는 데이터 세그먼트들로 세그먼트되는 페이로드 부분을 갖고, 상기 데이터 심볼은 상기 데이터 세그먼트 상에 맵핑됨-과,
- 송신기 혼합 주파수의 사용에 의해 기저 대역 주파수로부터 통과 대역 주파수까지 상기 OFDM 심볼의 상기 복소 시간-도메인 샘플을 혼합하여 상기 OFDM 송신 신호를 취득하는 주파수 혼합 수단과,
- 수신기 혼합 주파수의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 수신된 OFDM 송신 신호를 혼합하여 수신기에서 데이터 심볼의 복소 시간-도메인 샘플을 취득하도록 수신기 혼합 주파수를 결정하는 수신기 혼합 주파수 결정 수단을 포함하고,
상기 수신기 혼합 주파수는 상기 수신기 혼합 주파수의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 수신된 OFDM 송신 신호를 혼합한 후, 동일한 데이터 세그먼트의 인접한 데이터 심볼에 대해 데이터 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전이 방지되거나 보상되도록 선택된다.
본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 송신을 위해 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로부터 OFDM 송신 신호를 생성하기 위한 OFDM 생성 장치가 제공되고, 상기 OFDM 생성 장치는,
- 혼합 주파수의 사용에 의해 상기 OFDM 심볼의 상기 복소 시간-도메인 샘플을 기저 대역 주파수로부터 통과 대역 주파수까지 혼합함으로써 도입될 수 있는, 상기 OFDM 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전을 보상하기 위해 OFDM 심볼을 곱셈 인자와 곱하는 곱셈 유닛과,
- OFDM 심볼을 복소 시간-도메인 샘플로 역 이산 푸리에 변환하기 위한 역 DFT 수단과,
- 상기 혼합 주파수의 사용에 의해 기저 대역 주파수로부터 통과 대역 주파수까지 상기 OFDM 심볼의 상기 복소 시간-도메인 샘플을 혼합하여 상기 OFDM 송신 신호를 취득하는 주파수 혼합 수단을 포함한다.
본 발명의 또 다른 측면에 따르면, OFDM 송신 신호를 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 수신되고, 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로 디코딩하는 OFDM 디코딩 장치가 제공되고, 상기 OFDM 디코딩 장치는,
- 혼합 주파수의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 상기 OFDM 송신 신호를 혼합하여 OFDM 심볼의 복소 시간-도메인 샘플을 취득하는 주파수 혼합 수단과,
- 상기 복소 시간-도메인 샘플을 데이터 심볼로 이산 푸리에 변환하는 DFT 수단을 포함하고,
상기 혼합 주파수는 상기 OFDM 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전이 방지되거나 보상되도록 선택된다.
본 발명의 또 다른 측면에 따르면, OFDM 송신 신호를 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 수신되고, 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로 디코딩하는 OFDM 디코딩 장치가 제공되고, 상기 OFDM 디코딩 장치는,
- 혼합 주파수의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 상기 OFDM 송신 신호를 혼합하여 데이터 심볼의 복소 시간-도메인 샘플을 취득하는 주파수 혼합 수단 -여기서, OFDM 심볼은 채널 대역폭을 가진 프레임 구조의 프레임 상에 맵핑되고, 상기 프레임은 각각이 상기 채널 대역폭의 대역폭 일부를 커버하는 데이터 세그먼트들로 세그먼트되는 페이로드 부분을 갖고, 상기 OFDM 심볼은 상기 데이터 세그먼트 상에 맵핑된 데이터 심볼로 세분되고-과,
상기 복소 시간-도메인 샘플을 데이터 심볼로 이산 푸리에 변환하는 DFT 수단을 포함하고,
상기 혼합 주파수는 상기 데이터 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전이 방지되거나 보상되도록 선택된다.
본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 대응하는 OFDM 생성 방법 및 OFDM 디코딩 방법, 송신 장치 및 방법, 수신 장치 및 방법, 데이터 송신 시스템 및 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터에서 실행될 때 컴퓨터로 하여금 상술한 바와 같은 상기 OFDM 생성 방법 또는 상기 OFDM 디코딩 방법의 단계들을 수행하게 하는 프로그램 수단을 포함하는 컴퓨터 프로그램을 제공한다.
본 발명의 바람직한 실시 형태는, 종속항에서 정의된다. 청구된 장치, 방법, 시스템 및 컴퓨터 프로그램은 OFDM 생성 장치의 바람직한 실시 형태를 정의하는 종속에서 정의된 바와 같이 유사하거나 동일한 바람직한 실시 형태를 갖는다는 것을 이해해야 한다.
본 발명은 OFDM 심볼 또는 데이터 심볼의 OFDM 부반송파의 바람직하지 않는 공통 위상 회전(예를 들어, DVB-C2 표준에 따라 세그먼트된 OFDM을 사용한 경우)이 복소 시간-도메인 샘플을 혼합시키는 반송파 주파수에 관련된 적절한 조치를 취함으로써 방지되거나 또는 보상된다는 일반적인 신규한 개념을 기초로 한다. 이는 생성된 OFDM 신호가 통과 대역에 도시되지만 인접한 OFDM 심볼 사이에 어떤 위상 회전도 포함하지 않기 때문에 Absolute OFDM을 적용하는 DVB-C2 표준에 따른 시스템에 특히 중요하다. 통과 대역에 OFDM 신호를 생성하는 것은 매우 복잡하고 비용이 든다는 것을 이해해야 한다. 따라서, 등가의 기저 대역에 이 신호를 생성하여 이를 적절한 혼합 주파수로 통과 대역에서 혼합하는 것이 유익하다. 그러나, 보통 이러한 혼합 과정은 OFDM 심볼들 사이에 설명된 위상 회전을 가져온다.
이러한 문제를 해결하기 위해, 본 발명에 따르면, 이러한 공통 위상 회전이 완전히 방지되거나 또는 보상되도록 반송파 주파수가 선택된다. 다른 해결책에 따르면, 동일한 개념에 기초하여, OFDM 심볼과 곱셈 인자를 곱해 기저 대역 신호에서 OFDM 심볼들 사이에 공통 위상 회전을 인위적으로 도입시키지만, 혼합 주파수의 사용에 의해 기저 대역 주파수로부터 통과 대역 주파수까지 OFDM 심볼의 복소 시간-도메인 샘플을 혼합하여 야기된 위상 회전을 상쇄하여(balance) 최종적으로 통과 대역 신호에 어떤 공통 위상 회전도 나타나지 않는다(즉, Absolute OFDM 신호는 OFDM 심볼들 사이에 어떤 위상 회전도 포함되지 않는다.). 이에 따라, 본 발명에 따르면, 준수해야 하는 어떤 표준이 있는 경우, 관련된 표준과 일치하는 신호를 생성할 수 있는 것이 가능하다.
"반송파" 및 "부반송파"라는 용어는 상호 교환가능하게 사용되어 동일한 의미를 가질 수 있다는 점을 이해해야 한다.
본 발명의 이러한 및 다른 측면은 이후 설명될 실시 형태로부터 명확하고 이를 참조하여 더 상세히 설명된다. 도면은 후술된다.
본 발명에 따르면, 준수해야 하는 어떤 표준이 있는 경우, 관련된 표준과 일치하는 신호를 생성할 수 있는 것이 가능한 효과를 제공한다.
도 1은 본 발명에 따른 데이터 송신 시스템의 블록도.
도 2는 본 발명에 따른 OFDM 생성기의 제1 실시 형태의 블록도.
도 3은 제로 패딩(zero padding)을 도시한 도면.
도 4는 보호 구간(guard interval)의 생성을 도시한 도면.
도 5는 디지털 신호 및 그 위신호(aliases)를 도시한 도면.
도 6은 DVB-C2에 따라 사용되는 세그먼트된 프레임 구조.
도 7은 본 발명에 따른 OFDM 생성기의 제2 실시 형태의 블록도.
도 8은 본 발명에 따른 OFDM 생성기의 제3 실시 형태의 블록도.
도 9는 본 발명에 따른 OFDM 디코더의 제1 실시 형태의 블록도.
도 10은 본 발명에 따른 OFDM 디코더의 제2 실시 형태의 블록도.
DVB-C2 규격에서는 신호 중심 주파수 대신에 절대 주파수 0 MHz에 대해 모든 OFDM 부반송파가 보여지는 새로운 개념의 Absolute OFDM을 도입한다. 특히, L1 파트 2 시그널링 블록은 0 MHz의 절대 주파수에서 시작하고 7.61 MHz의 단계에서 분할된다. 다른 DVB 표준과는 달리, 전체 케이블 스펙트럼에 대해 고유 방식으로 정의되기 보다 C2 기저 대역 신호를 임의의 RF 혼합 주파수로 시프트할 수 없다. 구체적으로, OFDM 신호의 파일럿 시퀀스는 모든 상이한 주파수마다 상이하다. 그런 행태(behavior)의 이유는 시간-도메인에서 OFDM 신호의 원치않는 높은 피크값을 야기할 수 있는 주파수 도메인에서의 원치않는 반복을 방지하기 위함이다. 또한, 명확한 파일럿 시퀀스는 쉽고 신뢰성있는 동기화 및 오프셋 보상을 하게 한다. L1 파트 2 블록 분할 및 관련 파일럿 시퀀스가 전체 케이블 스펙트럼에 대해 정의되더라도, L1 블록은 데이터 슬라이스가 존재하는 주파수에서만 송신된다.
OFDM 생성기로부터 송출된 통과 대역 신호를 정의하는 DVB-C2 규격의 섹션 10.1에 제공된 공식은 정확한 이론적인 수학적 설명이지만, 실제 구현에서는 비실용적이다. OFDM 신호 생성에 대한 실제 구현은 보통은 신호의 역 고속 푸리에 변환 및 등가 저역 통과 표현에 기초한다. 그러나, 등가 저역 통과 표현을 사용한 표준 순응(compliant) DVB-C2 신호의 생성은 추가적으로 고려할 사항이 요구된다. 이와는 달리, 원치않는 수신기 내의 동기화 절차를 방해할 수 있는 인접한 OFDM 신호들 사이에 위상 점프가 발생될 수 있다. 따라서, 역 고속 푸리에 변환 및 등가 저역 통과 표현에 기초한 실제적인 구현이 본 발명에 따라서 제안된다.
Absolute OFDM의 적용으로 인해, 통과 대역 내의 다이렉트 신호 생성은 복잡하거나 심지어 비실용적이다. 따라서, 등가 저역 통과 표현을 사용한 OFDM 생성이 제안된다. 이 신호는 저주파수에서 생성되어 이후 최종 주파수로 시프트된다.
DVB-C2 규격에 따르면, 송출된 통과 대역 신호는 다음의 식으로 설명된다.
Figure pat00001
k: 반송파 넘버를 나타냄.
l: 프레임의 제1 프리앰블 심볼에 대해 0부터 시작하는 OFDM 심볼 넘버를 나타냄.
m: C2 프레임 넘버를 나타냄.
Ktotal은 송신된 반송파의 수, 즉, Ktotal=Kmax-Kmin+1이다.
LF: (프리앰블을 포함하는) 프레임당 OFDM 심볼의 전체 수
TS: 모든 심볼에 대한 전체 심볼 기간(duration), 및 TS=TU+Δ
TU: 유효(active) 심볼 기간이다.
Δ: 보호 구간의 기간이다.
Cm,l,k: C2 프레임 넘버 m에서 OFDM 심볼 넘버 l의 반송파 k에 대한 복소 변조값이다.
TF는 프레임의 기간, TF=LFTS이다.
Kmax: 제1(최저 주파수) 유효(active) 반송파의 반송파 지수
Kmin: 최종(최고 주파수) 유효 반송파의 반송파 지수
등가 저역 통과 표현을 사용하여 내부에 신호를 생성하기 위해, 주파수를 시프트하는 반송파가 추가되고, 이는 Ψ의 식 내에서 보상된다.
[식(1)]
Figure pat00002
여기서,
[식(2)]
Figure pat00003
식(2)는 DVB-T2 표준에 따른 송신기에서 사용되는 바와 같이 OFDM 생성기에 의해 송출된 신호를 정의하는 DVB-T2 규격(ETSI EN 302 755 V.1.1.1 (2009-09)"디지털 비디오 방송(DVB): 2세대 디지털 지상파 텔레비전 방송 시스템(DVB-T2)을 위한 프레임 구조 채널 코딩 및 변조")의 섹션 9.5에서 공지된 식으로 직접 변환될 수 없다. 그 이유는, 두 번째의 지수항 때문이다. DVB-T2의 섹션 9.5에서 정의된 식은 실제 혼합 주파수 fc와 무관하지만, 이는 초기에 DVB-C2 신호의 OFDM 심볼들 사이에서 위상 점프(phase jumps)를 유발시킬 것이다. 그러나, 이러한 영향은 잘 선택된 혼합 주파수 fc에 의해 방지될 수 있다. 따라서, 혼합 주파수는 다음과 같이 정의해야 한다.
Figure pat00004
여기서, 1/Tu는 OFDM 부반송파 이격 거리(spacing)이고, kc는 혼합 주파수에서의 OFDM 부반송파 지수이다. 또한, k는 k=k'+kc로 대체된다. 이는 다음과 같이 된다.
[식(3)]
Figure pat00005
이는 다음과 같이 재공식화될 수 있다.
[식(4)]
Figure pat00006
식(4)는 DVB-T2 규격의 섹션 9.5에서 설명된 바와 같은 DVB-T2 신호의 신호 정의와 유사하게 보인다. 그러나, 양쪽 식은 마지막 지수항이 상이하다. 이 항은 시간 t와 무관하고 소정의 OFDM 심볼의 모든 OFDM 부반송파에 대해 일정한 위상 회전을 야기한다. 일반적으로, kc(및 이에 따라 fc)를 자유롭게 선택하여 이 위상 회전을 보상할 수 있다. 그러나, 이 항은 kc를 적절하게 선택함으로써 방지될 수 있다. 이를 위해, 식(4)는 다음과 같이 표현될 수 있다.
[식(5)]
Figure pat00007
여기서, (Δ/Tu)는 상대적 보호 구간 기간(예를 들어, DVB-C2의 경우 1/64 또는 1/128)이다. 식(5)의 추가적인 간략화는 다음과 같다.
[식(6)]
Figure pat00008
이에 따라, 이는 2개의 연속적인 OFDM 심볼들 사이의 모든 OFDM 부반송파에 대해서 다음과 같은 공통 위상 회전을 유도하며,
[식(7)]
Figure pat00009
이는 상대적 보호 구간 기간(Δ/Tu)(예를 들어, DVB-C2의 경우 1/64 또는 1/128)과 혼합 주파수에서의 OFDM 부반송파 kc 중의 선택에 의존한다.
만약 kc(Δ/Tu)가 정수이면, 위상 시프트는 2π의 배수가 됨에 따라 이 식으로부터 제거될 수 있다. 이에 따라, 만약 kc가 보호 구간 1/128에 대해 128의 배수 또는 보호 구간 1/64에 대해 64의 배수이면, 식(6)은 다음과 같이 표현될 수 있다.
[식(8)]
Figure pat00010
이는 DVB-T2 신호의 생성에 대한 식과 유사하다. 그러나, 결과적으로 혼합 주파수 fc는 대부분의 경우 신호의 중심 주파수가 아니라는 것을 이해해야 한다.
상술한 바와 같이, 공통 위상 회전은 혼합 주파수에 의존하여 시스템에 인위적으로 도입될 수 있다. 이러한 공통 위상 회전은 DVB-C2 규격에서 정의된 출력 신호를 취득하기 위해 본 발명의 실시 형태에 따라 보상된다. 이와 달리, 다른 실시 형태에 따르면, 이러한 공통 위상 회전은 혼합 주파수 fc를 주의깊게 선택함으로써 방지될 수 있다. 따라서, 혼합 주파수 fc에서의 OFDM 부반송파 kc는 다음과 같이 선택되어야 한다.
[식(9)]
Figure pat00011
여기서, (Δ/Tu)는 상대적 보호 구간 기간(예를 들어, DVB-C2에서 1/64 또는 1/128)이다. 실제적으로, 식(9)는 중심 OFDM 부반송파(Kmax+Kmin)/2에 최근접한 반송파 kc를 취득하고, 추가적으로, 상기 식(7)에서 2π의 배수를 생성한다. 여기서, 연산
Figure pat00012
는 플로워 연산(floor operation; x보다 크지 않은 가장 큰 정수)을 나타낸다. 더 일반적으로, 혼합 주파수 fc는 fc=kc/Tu로서 선택되며, 여기서, 혼합 주파수 fc에서의 OFDM 부반송파 kc는 상기 OFDM 심볼의 부반송파 중에서 중심 부반송파에 근접하게 또는 가능한 근접하게 선택된다. 여기서, "근접한"은 반드시 혼합 주파수 fc가 중심 부반송파에 가능한 근접하게 위치되어야 하는 것이 아니라, 더 떨어져 위치될 수도 있는 것으로 이해해야 한다. 예를 들어, kc(Δ/Tu)는 정수라는 상기 언급된 조건을 충족시키는 다음으로 가능한 혼합 주파수(중심 부반송파의 주파수로부터 보여짐) 중 하나가 또한 선택될 수 있다.
결과적으로, 취득되는 혼합 주파수 fc는 다음과 같다.
[식(10)]
fc=kc/Tu
여기서, 1/Tu는 OFDM 부반송파 이격 거리이다. 여기서, 최종 혼합 주파수 fc는 대부분의 경우 OFDM 신호의 중심 주파수가 아니다.
더 일반적인 실시 형태에서, 혼합 주파수 fc는 fc=kc/Tu로서 선택되며, 여기서, 혼합 주파수 fc에서의 OFDM 부반송파 kc는 상기 OFDM 심볼의 부반송파들 중 중심 부반송파에 가능한 근접하게 선택되는 되고, Tu는 유용한 OFDM 심볼 기간이다. 다시 말해, 혼합 주파수 fc는 혼합 주파수 fc에서의 OFDM 부반송파 kc가 다음 식에 가장 가깝게 선택되도록 선택된다.
Figure pat00013
다음에서, 혼합 주파수 fc는 식(9) 및 식(10)에서 상술된 바와 같이 선택된다고 가정한다. 이에 따라, 송신된 신호는 다음과 같이 설명될 수 있다.
[식(11)]
Figure pat00014
여기서,
[식(12)]
Figure pat00015
및
[식(12a)]
Figure pat00016
여기서,
kc는 혼합 주파수 fc에서의 OFDM 부반송파를 나타낸다.
k'는 혼합 주파수 fc에서의 OFDM 부반송파에 대한 반송파 넘버, 즉, k'=k-kc를 나타낸다.
φkc는 식(7)에 따라 계산된 2개의 연속된 OFDM 심볼들 사이의 위상 점프를 나타내고, 다른 파라미터는 상술한 의미를 갖는다.
실제적으로, 이러한 생성은 위에서 개시된 바와 같은 DVB-T2 신호의 생성과 동등하다. 유일한 차이는 모든 OFDM 심볼을 선형으로 증가시키고 생성된 출력 신호에서 원치않는 위상 회전을 보상하는 추가적인 위상 교정항 φm,l이다. 역 FFT를 계산하기 위해 사용되는 데이터 c'k는 식(11)의 내부 둥근 괄호, 즉,
Figure pat00017
이다.
송신기의 가능한 구현에 대한 실시 형태가 이제 설명된다. 먼저, 도 1에서, 본 발명에 따른 다중 반송파 데이터 송신 시스템, 여기서는 방송 시스템이 특히 DVB-C2 표준에 따라 도시된다. 다중 반송파 방송 시스템은 데이터를 송신하는 송신기(1) 및 상기 송신기(1)로부터 데이터를 수신하는 하나 이상의 수신기(2)를 포함한다.
송신기(1)는 입력 데이터, 예를 들어, 하나 이상의 MPEG-2 트랜스포트 스트림 및/또는 하나 이상의 제네릭 스트림을 처리하여 상기 수신기(2)에 연결된 케이블 네트워크(3)에 공급되는 OFDM 송신 신호를 취득하기 위해 구비된다. 이를 위해, 송신기는 구체적으로 입력 데이터로 취득되거나 또는 송신기(1)의 입력 데이터로부터 생성된 OFDM 심볼로부터 상기 OFDM 송신 신호를 생성하기 위한 OFDM 생성기(10)를 포함한다(이를 위해 송신기(1)는 예를 들어, DVB-C2 표준에서 설명된 다른 엘리먼트를 추가적으로 포함할 수 있다). 또한, 송신기(1)는 취득된 OFDM 송신 신호를 케이블 네트워크(3)에 공급하기 위한 송신기 유닛(11)을 포함한다.
수신기(2)는 각각 케이블 네트워크(3)로부터 상기 OFDM 송신 신호를 수신하기 위한 수신기 유닛(20) 및 OFDM 송신 신호를 OFDM 심볼로 디코드하기 위한 OFDM 디코더(21)를 포함하고, 이후 OFDM 심볼은 더 처리를 위해 출력되거나 수신기(2)에서 직접 더 처리된다(이를 위해, 수신기(2)는 예를 들어, DVB-C2 표준에서 설명된 다른 엘리먼트를 추가적으로 포함할 수 있다).
도 2는 다음에 상세히 설명될 OFDM 신호 s(t)의 생성을 위한 OFDM 생성기(10a)의 실시 형태의 개략적인 블록도를 도시한다. 간략히 요약하면, OFDM 생성기로의 입력 신호는 먼저 역 고속 푸리에 변환(IFFT)의 준비를 위해 제로 패딩(zero padded)된다. 그 후, 보호 구간이 더해지고, 이 신호는 디지털에서 아날로그로 변환되어, 최종적으로, 원하는 통과대역 주파수로 시프트된다.
제로 패딩 유닛(zero padding unit; 12)에서의 제로 패딩은 바람직하게 역 고속 푸리에 변환을 사용하여 주파수 도메인 신호를 시간-도메인으로 변환하기 위한 신호를 미리 조절하도록 구비된다. 첫 째, 이 신호는 IFFT 크기 N을 맞추도록 스터핑된다(be stuffed). 둘 째, IFFT를 사용할 수 있도록 부반송파 위치의 재정렬이 행해진다.
역 고속 푸리에 변환을 사용하기 위해, 예를 들어, 라딕스(Radix) 2 알고리듬을 기초로, N=2p를 유지해야 하고, p=1,2,3,4,....이다. 일반적으로, 고속 푸리에 변환을 사용하는 대신, 또한 이산 푸리에 변환(DFT)을 사용할 수 있다. 또한, 값 N은 위신호 영향을 방지하기 위해 사용되는 OFDM 부반송파의 실제 수보다 상당히 높아야 한다. 즉,
[식(13)]
Figure pat00018
여기서, x는 DVB-C2에 따라 실제 구현을 위해 적어도 512인 것이 바람직하지만, 또한 WLAN 적용의 경우, 예를 들어, 64처럼 낮게 될 수도 있다.
도 3은 제로 패딩의 원리를 도시한다. 원칙적으로, 이는 실제 사용되는 OFDM 부반송파에 대해 사이클 시프트 연산을 실현하고 남은 위치에 제로를 삽입한다. 수학적으로, 이 연산은 다음과 같이 기술될 수 있다.
[식(14)]
Figure pat00019
여기서, X(n)m,l(또는, 축약하여 Xn)은 이후의 IFFT 유닛(13)의 N 엘리먼트 입력 신호이다.
제로 패딩 유닛(12)의 출력 신호(Xn)는 주파수 도메인 내에서 생성된다. IFFT 유닛(13)의 역할은 대응하는 시간 신호의 계산이다. 이는 다음 식에 의해 달성된다.
[식(15)]
Figure pat00020
0≤n'<N의 경우, m은 OFDM 심볼이고, l은 C2 프레임 넘버이고, Ktotal은 유효 OFDM 부반송파의 전체 수이다.
IFFT 유닛(13)으로부터 출력되는 시간-도메인 신호 xk(이는 n'가 k로 대체되면 식(15)에서 x(n')m,l에 대한 속기적 표기법임)는 보호 구간 삽입 유닛(14)에 제공된다. 도 4는 OFDM 심볼들 사이의 보호 구간의 삽입을 도시한다. 보호 구간은 시작부에 카피되는, 유용한 OFDM 심볼 부분의 최종 부분의 주기적 카피이다. 수학적으로, 보호 구간 x'(n)(도 4에서 x'k라고 칭함)을 포함하는 OFDM 심볼은 다음과 같이 취득한다.
[식(16)]
Figure pat00021
이전 계산은 디지털 도메인에서 행했다. D/A & 저역 통과 필터링 유닛(15)의 역할은 아날로그 신호로의 변환이다. 따라서, 샘플링 비 N/Tu로 샘플링된 신호 x'(n)m,l은 OFDM 심볼별로 아날로그화되어야 한다. 이는 유닛(15)에 포함된 저역 통과 필터에 의해 제거되는 도 5에 도시된 바와 같은 샘플링 비의 배수에서 위신호를 야기한다. 이런 필터링은 원하는 신호와 위신호들 사이의 거리가 클수록 더 간단하며, 이는 제로 패딩을 위한 x의 작은 값이(식(13) 참조) 비실용적이기 때문이다.
최종적으로, 유닛(15)으로부터 출력되는 등가 저역 통과 신호는 혼합기(16)에 의해 원하는 통과 대역으로 시프트된다. 혼합기(16)는 ej2 π fct 가 곱해진 신호의 복소수 곱셈에 등가인 혼합 주파수 fc와 유닛(15)의 신호 출력을 혼합한다. 혼합 주파수 fc는 이러한 목적으로 OFDM 심볼의 OFDM 부반송파의 임의의 공통 위상 회전을 방지하거나 또는 적어도 보상하기 위해 상술된 바와 같이 계산된다. 그 결과로부터, 실수는 실수 선택 유닛(17)에서 결정되고, 이는 이후 최종적으로 OFDM 생성기(10a)로부터 출력되어 송신된다.
교정 혼합 주파수는 선택적으로 미리결정되어 저장 수단(18), 예를 들어, 메모리 유닛에 저장될 수 있다. 추가적으로 또는 대체예로서, 주파수 계산 수단(19)이 혼합 주파수를 계산하기 위해 구비될 수 있다.
상술된 동일한 원리가 DVB-C2 시스템의 경우에서와 마찬가지로 세그먼트된 프레임 구조를 사용한 시스템에도 적용될 수 있다. 상기 프레임 구조("C2 프레임 구조"라 함)는 도 6에 도시된다. C2 프레임 구조는 Ldata 데이터 심볼이 뒤따르는 Lp 프리앰블 심볼(Lp≥1)을 포함한다(Ldata 데이터 심볼을 포함하는 C2 프레임의 부분은 "페이로드 부분"이라고도 함). 프리앰블 심볼은 주파수 방향으로 동일한 대역폭(3408 부반송파 또는 약 7.61MHz)의 L1 블록 심볼로 분할된다. 데이터 슬라이스("데이터 세그먼트"라고도 함)는 파일럿 패턴별 입도(granularity)의 배수로서 임의의 대역폭을 갖지만, L1 블록 심볼 대역폭을 초과하지 않는다. 주파수 노치가 C2 프레임 전역에 걸쳐 C2 신호에 삽입될 수 있다.
데이터 슬라이스는 독립된 채널로 취급될 수 있고 상이한 데이터 슬라이스 사이에 어떤 인터리빙도 수행되지 않는다. 각각의 데이터 슬라이스는 개시 OFDM 반송파, KDS , min 및 종료 OFDM 반송파 KDS , max에 의해 식별된다. 이에 따라, KDS , min는 데이터 세그먼트의 제1 유효 반송파의 반송파 지수이고, 이 데이터 세그먼트 위에는 최저 주파수를 갖는, 상기 혼합 주파수와 혼합된 데이터 심볼이 맵핑되며, KDS , max는 데이터 세그먼트의 최종 유효 반송파의 반송파 지수이고, 이 데이터 세그먼트 위에는 최고 주파수를 갖는, 상기 혼합 주파수와 혼합된 데이터 심볼이 맵핑된다.
송신기측에서, OFDM 심볼에 대한 IFFT 및 혼합은 상술된 실시 형태에 따라 자유롭게 선택될 수 있는, 송신기 혼합 주파수의 사용에 의해 통상적으로 행해진다. 그러나, 또한, 수신기 혼합 주파수가 결정되어 수신기, 특히 OFDM 디코딩 장치에 의해 사용을 위해 (송신기 혼합 주파수에 더하여)송신기로부터 수신기에 신호가 보내진다. 이러한 수신기 혼합 주파수는 각각의 데이터 세그먼트 또는 데이터 세그먼트 그룹마다 결정된다. 다시 말해, 만약 임의의 채널 대역폭을 갖는 채널이 상기 채널 대역폭의 대역폭 일부를 커버하는 다중 데이터 세그먼트로 세분되면, 이러한 데이터 세그먼트는 수신기의 OFDM 디코더에 의해 독립적으로 취급되고, 각각의 데이터 세그먼트(또는 데이터 세그먼트의 그룹)마다, 각각의 수신기 혼합 주파수가 결정된다.
따라서, 도 7에 도시된 실시 형태 (10b)에서, 수신기 혼합 주파수 결정 수단(30)은 수신기 혼합 주파수 fDS ,c의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 수신된 OFDM 송신 신호를 혼합하여 수신기에서 데이터 심볼의 복소 시간-도메인 샘플을 취득하도록 수신기 혼합 주파수를 결정하기 위해 제공된다. 여기서, 수신기 혼합 주파수 fDS ,c는 수신된 OFDM 송신 신호를 상기 수신기 혼합 주파수 fDS ,c의 사용에 의해 통과 대역 주파수에서 기저 대역 주파수까지 혼합한 후, 동일한 데이터 세그먼트의 인접한 데이터 심볼에 대해 데이터 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전이 방지되거나 보상되도록 선택된다.
수신기, 특히 수신기의 OFDM 디코더가 또한 이러한 세그먼트된 프레임 구조를 사용한 시스템에서 개별적으로 데이터 세그먼트(또는 데이터 세그먼트의 그룹)를 다루기 때문에 상기 수신기 혼합 주파수 fDS ,c는 이와 같이 개별적인 데이터 세그먼트마다(또는, 이와 달리, 만약 데이터 심볼이 상기 다중 데이터 세그먼트의 그룹마다 다중 데이터 세그먼트로 확장되면) 결정된다.
특히, 실시 형태에서, 데이터 세그먼트(데이터 슬라이스) DS의 수신기 혼합 주파수 fDS ,c는 fDS ,c=kDS ,c/Tu로서 선택되며, 여기서, 혼합 주파수 fDS ,c의 OFDM 부반송파 kDS ,c는 kDS ,cㆍ(Δ/Tu)가 정수라는 조건을 충족하고, Tu는 유용한 OFDM 심볼 기간이고, Δ는 보호 구간의 기간이다. 또한, 다른 실시 형태에서, 데이터 세그먼트(데이터 슬라이스) DS의 혼합 주파수 fDS ,c는 fDS ,c=kDS ,c/Tu로서 선택되며, 여기서, 혼합 주파수 fDS ,c에서의 OFDM 부반송파 kDS ,c는
Figure pat00022
으로 선택된다. 더 일반적으로, 수신기 혼합 주파수 fDS ,c는 fDS ,c=kDS ,c/Tu로서 선택되며, 여기서, 수신기 혼합 주파수 fDS ,c의 OFDM 부반송파 kDS ,c는 상기 데이터 심볼의 부반송파들 중 중심 부반송파에 근접하게 또는 가능한 근접하게 되도록 선택된다.
도 7에 도시된 바와 같이, 수신기 혼합 주파수 fDS ,c는 OFDM 생성기의 일부가 아닌 (일반적으로 공지된) 프레임 빌더(35)에 제공된다. 상기 프레임 빌더(35)는 수신된 데이터로부터의 미리결정된 프레이밍 구조, 시그널링 정보 및 상기 수신기 혼합 주파수 fDS ,c에 따라 프레임을 구축하고, 이에 따라 후술될 바와 같이 OFDM 디코딩에서 사용하도록 수신기에 시그널링된다.
OFDM 생성기의 다른 실시 형태 (10c)는 도 8에 도시된다. 도 2에 도시된 실시 형태에서 제공되는 일반적 유닛(12 내지 17)에 더하여, 곱셈 유닛(31)은 혼합 주파수의 사용에 의해 기저 대역 주파수로부터 통과 대역 주파수까지 상기 OFDM 심볼의 상기 복소 시간-도메인 샘플을 혼합함으로써 도입될 수 있는 상기 OFDM 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전을 보상하기 위해 기저 대역 OFDM 심볼과 곱셈 인자 M을 곱하도록 본 실시 형태에 제공된다. 이에 따라, 상기 곱셈 인자 M은 가능한 공통 위상 회전을 예상할 수 있고 송신기에서 공통 위상 회전에 대해 반작용하는 수단을 표시한다. 상술된 연산은 기저 대역 신호의 위상 프리디스토션(phase predistortion)으로서 보여지고 연속된 OFDM 심볼들 사이에서 위상 회전없이 통과 대역 신호를 허용한다.
따라서,
Figure pat00023
의 공통 위상 회전이 생성되는 것을 미리 계산할 수 있고, 이는 이후 M=ej Φ m,l로서 실시 형태에서 선택될 수 있는 상기 곱셈 인자에 의해 고의로 "반대의" 공통 위상 회전을 도입함으로써 보상될 수 있고, 여기서, Φm,l는 식(12a)에서 상술한 바와 같이 정의된다.
OFDM 디코더(21a)의 실시 형태의 블록도가 도 9에 도시된다. OFDM 생성기(10), 특히 혼합기(41), 저역 통과 필터 및 아날로그-디지털 변환기(42), 보호 구간 제거기(43), FFT 유닛(44) 및 제로 제거기(45)에 제공된 것과 유사한 유닛에 순차적으로 제공되는 수신된 OFDM 신호 s'(t)를 수신한다. OFDM 디코더에 일반적으로 제공되는 이러한 유닛의 일반적 레이아웃은 공지되어 있으므로 그 상세한 설명은 여기서, 설명되지 않는다.
혼합기(41)는 OFDM 심볼의 복소 시간-도메인 샘플을 취득하기 위해 혼합 주파수 fc의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 수신된 OFDM 송신 신호(s'(t))를 혼합하기 위한 수단으로 적응된다. OFDM 생성기에 의해 사용되기도 하고 바람직하게 송신기로부터 수신기까지 시그널링된 혼합 주파수 fc는 상기 OFDM 송신 신호 s'(t)의 인접한 OFDM 심볼에 대해 상기 OFDM 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전이 방지되거나 보상되도록 선택된다.
세그먼트된 프레임 구조가 사용될 때 특히 적용되는 도 10에 개략적으로 도시된 OFDM 디코더(21b)의 다른 실시 형태에서, 혼합기(41)는 도 7을 참조하여 상술된, 수신기 혼합 주파수 fDS ,c의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 상기 수신된 OFDM 송신 신호 s'(t)를 혼합하여, 데이터 심볼의 복소 시간-도메인 샘플을 얻도록 적응되는데, 즉, 세그먼트된 프레임의 데이터 세그먼트는 개별 수신기 혼합 주파수 fDS ,c와 개별적으로(또는 그룹으로) 혼합된다. 특히, 수신기 혼합 주파수 fDS ,c는 상기 수신기 혼합 주파수 fDS ,c의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 수신된 OFDM 송신 신호 s'(t)를 혼합한 후, 동일한 데이터 세그먼트의 인접한 데이터 심볼에 대해 데이터 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전이 방지되거나 또는 보상될 수 있도록 선택된다. 본 실시 형태에서 제로 제거기(45')는 데이터 심볼에서 제로를 제거할 필요성 때문에 채용되었을 수 있다.
다른 실시 형태에 따르면, 혼합 주파수에 대한 데이터 세그먼트의 동조 위치는 OFDM 심볼들 사이의 원치않는 위상 회전이 수신기에 생성되지 않도록 적절히 선택될 수 있다. 또한, 이는 공개 예정인 DVB-NGH(Next Generation Handheld) 표준과 같은 모바일 OFDM 시스템에서 특히 중요한 다중 OFDM 심볼에 대해 시간 보간을 경감시킨다.
또한, 실시 형태에서, 유사한 개념을 데이터 세그먼트의 상하부 경계 주파수에 적용하는 것은, 상기 상하부 경계 주파수들 사이의 중간 주파수에 수신기가 동조되는 경우, 어떤 공통 위상 회전도 생성되지 않도록 적절하게 선택될 수 있다.
본 발명은 송신기측 상의 혼합 단계 중에 원치않는 공통 위상 회전의 생성에 대한 상술한 문제에 직면한 임의의 데이터 송신 시스템에도 일반적으로 적용가능하다. 이 문제는 DVB-C2 방송 시스템에 적용되는 것과 마찬가지로, 구체적으로 Absolute OFDM의 개념을 사용한 임의의 시스템에 나타날 수 있다. 이에 따라, Absolute OFDM의 개념을 사용하는 모든 데이터 송신 시스템에, 바람직하게는 방송 시스템에 본 발명을 적용할 수 있다.
본 발명은 도면 및 이전의 설명에서 상세히 도시되고 설명되었지만, 이러한 도면 및 설명은 도시적 또는 예시적인 것일 뿐, 이에 제한하려는 것은 아니다. 본 발명은 개시된 실시 형태에 제한되지 않는다. 개시된 실시 형태에 대한 다른 변화는 도면, 개시 내용 및 첨부된 청구범위의 학습을로부터 청구된 발명을 실현할 때 본 기술분야의 당업자가 이해하여 실행시킬 수 있다.
청구범위에서, "포함하는"이라는 용어는 다른 요소 또는 단계를 제외하는 것은 아니고, 부정관사 "a(단수)"또는 "an"은 복수를 제외하는 것은 아니다. 단일 요소 또는 다른 유닛이 청구범위에서 언급된 몇몇 항목의 기능을 이행할 수 있다. 상호 상이한 종속 청구항에서 임의의 수단이 인용된 것은 이러한 수단의 조합이 장점으로 사용될 수 없다는 것을 나타내지는 않는다.
컴퓨터 프로그램은 다른 하드웨어와 함께 또는 다른 하드웨어의 일부로서 제공되는 광저장 매체 또는 고상 매체(solid-state medium)와 같은 적절한 매체 상에 저장/배포될 수 있지만, 예를 들어 인터넷 또는 다른 유선 또는 무선 원거리통신 시스템을 통해서 다른 형태로 배포될 수도 있다.
특허청구범위의 임의의 참조 표시는 그 범위를 제한하는 것으로 해석되어서는 않된다.
2 : 수신기
3 : 케이블 네트워크
20 : 수신기 유닛
21 : OFDM 디코더
30 : 수신기 혼합 주파수 결정 수단

Claims (25)

  1. 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 송신을 위해 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로부터 OFDM 송신 신호(s(t))를 생성하기 위한 OFDM 생성 장치로서, 상기 OFDM 생성 장치는,
    - OFDM 심볼을 복소 시간-도메인 샘플로 역 이산 푸리에 변환하기 위한 역 DFT 수단과,
    - 혼합 주파수(fc)의 사용에 의해 기저 대역 주파수로부터 통과 대역 주파수까지 상기 OFDM 심볼의 상기 복소 시간-도메인 샘플을 혼합하여 상기 OFDM 송신 신호(s(t))를 취득하는 주파수 혼합 수단을 포함하고,
    상기 혼합 주파수(fc)는, 상기 혼합 이후에 상기 OFDM 송신 신호(s(t))의 인접한 OFDM 심볼에 대해 상기 OFDM 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전이 방지되거나 보상되도록 선택되는, OFDM 생성 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 혼합 주파수(fc)는 fc=kc/Tu로서 선택되고, 여기서, 혼합 주파수(fc)에서의 OFDM 부반송파 kc는 kcㆍ(Δ/Tu)가 정수인 조건을 충족하며, Tu는 유용한 OFDM 심볼 기간이고, Δ는 보호 구간의 기간인, OFDM 생성 장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 혼합 주파수(fc)는 fc=kc/Tu로서 선택되고, 여기서, 혼합 주파수(fc)에서의 OFDM 부반송파 kc는 상기 OFDM 심볼의 부반송파들 중 중심 부반송파에 근접하거나 또는 가능한 근접하도록 선택되고, Tu는 유용한 OFDM 심볼 기간인, OFDM 생성 장치.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 혼합 주파수(fc)는 fc=kc/Tu로서 선택되고, 여기서, 혼합 주파수(fc)에서의 OFDM 부반송파 kc는
    Figure pat00024
    로서 선택되고, Tu는 유용한 OFDM 심볼 기간이고, Δ는 보호 구간의 기간이고, Kmin은 최저 주파수를 가진 제1 유효 반송파의 반송파 지수이고, Kmax는 최고 주파수를 가진 최종 유효 반송파의 반송파 지수인, OFDM 생성 장치.
  5. 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 송신을 위해 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로부터 OFDM 송신 신호(s(t))를 생성하기 위한 OFDM 생성 장치로서, 상기 OFDM 생성 장치는,
    - OFDM 심볼을 복소 시간-도메인 샘플로 역 이산 푸리에 변환하기 위한 역 DFT 수단 - 여기서, OFDM 심볼은 채널 대역폭을 가진 프레임 구조의 프레임 상에 맵핑되고, 상기 프레임은 주파수 도메인에서 각각이 상기 채널 대역폭의 대역폭 일부를 커버하는 데이터 세그먼트로 세그먼트되는 페이로드 부분을 갖고, 데이터 심볼은 상기 데이터 세그먼트 상에 맵핑됨-과,
    - 송신기 혼합 주파수(fc)의 사용에 의해 기저 대역 주파수로부터 통과 대역 주파수까지 상기 OFDM 심볼의 상기 복소 시간-도메인 샘플을 혼합하여 상기 OFDM 송신 신호(s(t))를 취득하는 주파수 혼합 수단과,
    - 수신기 혼합 주파수(fDS ,c)의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 수신된 OFDM 송신 신호(s(t))를 혼합하여 수신기에서 데이터 심볼의 복소 시간-도메인 샘플을 취득하도록 수신기 혼합 주파수를 결정하는 수신기 혼합 주파수 결정 수단을 포함하고,
    상기 수신기 혼합 주파수(fDS ,c)는, 상기 수신기 혼합 주파수(fDS ,c)의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 수신된 OFDM 송신 신호(s(t))를 혼합한 후, 동일한 데이터 세그먼트의 인접한 데이터 심볼에 대해 데이터 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전이 방지되거나 보상되도록 선택되는, OFDM 생성 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    수신기 혼합 주파수(fDS ,c)는 fDS ,c=kDS ,c/Tu로서 선택되고, 여기서, 상기 수신기 혼합 주파수(fDS ,c)에서의 OFDM 부반송파 kDS ,c는 kDS ,cㆍ(Δ/Tu)가 정수인 조건을 충족하며, Tu는 유용한 OFDM 심볼 기간이고, Δ는 보호 구간의 기간인, OFDM 생성 장치.
  7. 제5항 또는 제6항에 있어서,
    수신기 혼합 주파수(fDS ,c)는 fDS ,c=kDS ,c/Tu로서 선택되고, 여기서, 상기 수신기 혼합 주파수(fDS ,c)에서의 OFDM 부반송파 kDS ,c는 상기 데이터 심볼의 부반송파들 중 중심 부반송파에 근접하거나 또는 가능한 근접하도록 선택되고, Tu는 유용한 OFDM 심볼 기간인, OFDM 생성 장치.
  8. 제5항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 수신기 혼합 주파수(fDS ,c)는 fDS ,c=kDS ,c/Tu로서 선택되고, 여기서, 상기 수신기 혼합 주파수(fDS ,c)에서의 OFDM 부반송파 kDS ,c는
    Figure pat00025
    로서 선택되고, Tu는 유용한 OFDM 심볼 기간이고, Δ는 보호 구간의 기간이고, KDS , min은 상기 혼합 주파수와 혼합된 데이터 심볼이 맵핑되고 최저 주파수를 가진 데이터 세그먼트의 제1 유효 반송파의 반송파 지수이고, KDS , max는 상기 혼합 주파수와 혼합된 데이터 심볼이 맵핑되고 최고 주파수를 가진 데이터 세그먼트의 최종 유효 반송파의 반송파 지수인, OFDM 생성 장치.
  9. 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 송신을 위해 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로부터 OFDM 송신 신호(s(t))를 생성하기 위한 OFDM 생성 장치로서, 상기 OFDM 생성 장치는,
    - 혼합 주파수(fc)의 사용에 의해 상기 OFDM 심볼의 상기 복소 시간-도메인 샘플을 기저 대역 주파수로부터 통과 대역 주파수까지 혼합함으로써 도입될 수 있는, 상기 OFDM 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전을 보상하기 위해 OFDM 심볼을 곱셈 인자와 곱하는 곱셈 유닛과,
    - OFDM 심볼을 복소 시간-도메인 샘플로 역 이산 푸리에 변환하기 위한 역 DFT 수단과,
    - 상기 혼합 주파수(fc)의 사용에 의해 기저 대역 주파수로부터 통과 대역 주파수까지 상기 OFDM 심볼의 상기 복소 시간-도메인 샘플을 혼합하여 상기 OFDM 송신 신호(s(t))를 취득하는 주파수 혼합 수단을 포함하는, OFDM 생성 장치.
  10. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 혼합 주파수를 저장하기 위한 저장 수단을 더 포함하는, OFDM 생성 장치.
  11. 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 혼합 주파수를 계산하기 위한 주파수 계산 수단을 더 포함하는, OFDM 생성 장치.
  12. 제1항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 혼합 주파수는 OFDM 심볼과 유용한 OFDM 심볼 기간 사이에 삽입되는 보호 구간의 기간에 따라 선택되는, OFDM 생성 장치.
  13. 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 송신을 위해 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로부터 OFDM 송신 신호(s(t))를 생성하기 위한 OFDM 생성 방법으로서, 상기 OFDM 생성 방법은,
    - OFDM 심볼을 복소 시간-도메인 샘플로 역 이산 푸리에 변환하는 단계와,
    - 혼합 주파수(fc)의 사용에 의해 기저 대역 주파수로부터 통과 대역 주파수까지 상기 OFDM 심볼의 상기 복소 시간-도메인 샘플을 혼합하여 상기 OFDM 송신 신호(s(t))를 취득하는 단계를 포함하고,
    상기 혼합 주파수(fc)는, 상기 혼합 이후에 상기 OFDM 송신 신호(s(t))의 인접한 OFDM 심볼에 대해 상기 OFDM 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전이 방지되거나 보상되도록 선택되는, OFDM 생성 장치.
  14. 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 송신을 위해 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로부터 OFDM 송신 신호(s(t))를 생성하기 위한 OFDM 생성 방법으로서, 상기 OFDM 생성 방법은,
    - OFDM 심볼을 복소 시간-도메인 샘플로 역 이산 푸리에 변환하는 단계와,
    - 송신기 혼합 주파수(fc)의 사용에 의해 기저 대역 주파수로부터 통과 대역 주파수까지 상기 OFDM 심볼의 상기 복소 시간-도메인 샘플을 혼합하여 상기 OFDM 송신 신호(s(t))를 취득하는 단계-여기서, OFDM 심볼은 채널 대역폭을 가진 프레임 구조의 프레임 상에 맵핑되고, 상기 프레임은 주파수 도메인에서 각각이 상기 채널 대역폭의 대역폭 일부를 커버하는 데이터 세그먼트로 세그먼트되는 페이로드 부분을 갖고, 데이터 심볼은 상기 데이터 세그먼트 상에 맵핑됨-와,
    - 수신기 혼합 주파수(fDS ,c)의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 수신된 OFDM 송신 신호(s(t))를 혼합하여 수신기에서 데이터 심볼의 복소 시간-도메인 샘플을 취득하도록 수신기 혼합 주파수를 결정하는 단계를 포함하고,
    상기 수신기 혼합 주파수(fDS ,c)는, 상기 수신기 혼합 주파수(fDS ,c)의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 수신된 OFDM 송신 신호(s(t))를 혼합한 후, 동일한 데이터 세그먼트의 인접한 데이터 심볼에 대해 데이터 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전이 방지되거나 보상되도록 선택되는, OFDM 생성 방법.
  15. 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 송신을 위해 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로부터 OFDM 송신 신호(s(t))를 생성하기 위한 OFDM 생성 방법으로서, 상기 OFDM 생성 방법은,
    - 혼합 주파수(fc)의 사용에 의해 상기 OFDM 심볼의 상기 복소 시간-도메인 샘플을 기저 대역 주파수로부터 통과 대역 주파수까지 혼합함으로써 도입될 수 있는, 상기 OFDM 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전을 보상하기 위해 OFDM 심볼을 곱셈 인자와 곱하는 단계와,
    - OFDM 심볼을 복소 시간-도메인 샘플로 역 이산 푸리에 변환하는 단계와,
    - 혼합 주파수(fc)의 사용에 의해 기저 대역 주파수로부터 통과 대역 주파수까지 상기 OFDM 심볼의 상기 복소 시간-도메인 샘플을 혼합하여 상기 OFDM 송신 신호(s(t))를 취득하는 단계를 포함하는, OFDM 생성 방법.
  16. 다중 반송파 데이터 송신 시스템 내에서 데이터를 송신하기 위한 송신 장치로서,
    - 다중 반송파 데이터 송신 시스템의 송신을 위해 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로부터 OFDM 송신 신호(s(t))를 생성하기 위한 제1항 내지 제12항 중 어느 한 항에 따른 OFDM 생성 장치와,
    - 상기 OFDM 송신 신호(s(t))를 송신하기 위한 송신기 유닛을 포함하는, 송신 장치.
  17. 다중 반송파 데이터 송신 시스템 내에서 데이터를 송신하기 위한 송신 방법으로서,
    - 다중 반송파 데이터 송신 시스템의 송신을 위해 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로부터 OFDM 송신 신호(s(t))를 생성하기 위한 제13항 내지 제15항 중 어느 한 항에 따른 OFDM 생성 방법과,
    - 상기 OFDM 송신 신호(s(t))를 송신하기 위한 송신 단계를 포함하는, 송신 방법.
  18. OFDM 송신 신호(s'(t))를 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 수신되고, 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로 디코딩하는 OFDM 디코딩 장치로서, 상기 OFDM 디코딩 장치는,
    - 혼합 주파수(fc)의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 상기 OFDM 송신 신호(s'(t))를 혼합하여 OFDM 심볼의 복소 시간-도메인 샘플을 취득하는 주파수 혼합 수단과,
    - 상기 복소 시간-도메인 샘플을 데이터 심볼로 이산 푸리에 변환하는 DFT 수단을 포함하고,
    상기 혼합 주파수(fc)는, 상기 OFDM 송신 신호(s'(t))의 인접한 OFDM 심볼에 대해 상기 OFDM 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전이 방지되거나 보상되도록 선택되는, OFDM 디코딩 장치.
  19. OFDM 송신 신호(s'(t))를 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 수신되고, 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로 디코딩하는 OFDM 디코딩 장치로서, 상기 OFDM 디코딩 장치는,
    - 수신기 혼합 주파수(fDS ,c)의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 상기 OFDM 송신 신호(s'(t))를 혼합하여 데이터 심볼의 복소 시간-도메인 샘플을 취득하는 주파수 혼합 수단 -여기서, OFDM 심볼은 채널 대역폭을 가진 프레임 구조의 프레임 상에 맵핑되고, 상기 프레임은 주파수 도메인에서 각각이 상기 채널 대역폭의 대역폭 일부를 커버하는 데이터 세그먼트로 세그먼트되는 페이로드 부분을 갖고, 데이터 심볼은 상기 데이터 세그먼트 상에 맵핑됨-과,
    - 상기 복소 시간-도메인 샘플을 데이터 심볼로 이산 푸리에 변환하는 DFT 수단을 포함하고,
    상기 수신기 혼합 주파수(fDS ,c)는, 상기 수신기 혼합 주파수(fDS ,c)의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 수신된 OFDM 송신 신호(s'(t))를 혼합한 후, 동일한 데이터 세그먼트의 인접한 데이터 심볼에 대해 데이터 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전이 방지되거나 보상되도록 선택되는, OFDM 디코딩 장치.
  20. OFDM 송신 신호(s'(t))를 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 수신되고, 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로 디코딩하는 OFDM 디코딩 방법으로서, 상기 OFDM 디코딩 방법은,
    - 혼합 주파수(fc)의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 상기 OFDM 송신 신호(s'(t))를 혼합하여 OFDM 심볼의 복소 시간-도메인 샘플을 취득하는 단계와,
    - 상기 복소 시간-도메인 샘플을 데이터 심볼로 이산 푸리에 변환하는 단계를 포함하고,
    상기 혼합 주파수(fc)는, 상기 OFDM 송신 신호(s'(t))의 인접한 OFDM 심볼에 대해 상기 OFDM 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전이 방지되거나 보상되도록 선택되는, OFDM 디코딩 방법.
  21. OFDM 송신 신호(s'(t))를 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 수신되고, 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로 디코딩하는, 특히 제16항에 따른 OFDM 디코딩 방법으로서, 상기 OFDM 디코딩 방법은,
    - 수신기 혼합 주파수(fDS ,c)의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 상기 OFDM 송신 신호(s(t))를 혼합하여 데이터 심볼의 복소 시간-도메인 샘플을 취득하는 단계 -여기서, OFDM 심볼은 채널 대역폭을 가진 프레임 구조의 프레임 상에 맵핑되고, 상기 프레임은 주파수 도메인에서 각각이 상기 채널 대역폭의 대역폭 일부를 커버하는 데이터 세그먼트로 세그먼트되는 페이로드 부분을 갖고, 상기 데이터 심볼은 상기 데이터 세그먼트 상에 맵핑됨-와,
    - 상기 복소 시간-도메인 샘플을 데이터 심볼로 이산 푸리에 변환하는 단계를 포함하고,
    상기 수신기 혼합 주파수(fDS ,c)는, 상기 수신기 혼합 주파수(fDS ,c)의 사용에 의해 통과 대역 주파수로부터 기저 대역 주파수까지 수신된 OFDM 송신 신호(s'(t))를 혼합한 후, 동일한 데이터 세그먼트의 인접한 데이터 심볼에 대해 데이터 심볼의 OFDM 부반송파의 공통 위상 회전이 방지되거나 보상되도록 선택되는, OFDM 디코딩 방법.
  22. 다중 반송파 데이터 송신 시스템 내에서 데이터를 수신하는 수신 장치로서, 상기 수신 장치는,
    -상기 OFDM 송신 신호(s(t))를 수신하는 수신기 유닛과,
    - OFDM 송신 신호(s(t))를 상기 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 수신되고, 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로 디코딩하는 제18항 또는 제19항에 따른 OFDM 디코딩 장치를 포함하는, 수신 장치.
  23. 다중 반송파 데이터 송신 시스템 내에서 데이터를 수신하는 수신 방법으로서, 상기 데이터 수신 방법은,
    - 상기 OFDM 송신 신호(s(t))를 수신하는 단계와,
    - OFDM 송신 신호(s(t))를 상기 다중 반송파 데이터 송신 시스템에서 수신되고, 각각이 복수의 OFDM 부반송파를 포함하는 OFDM 심볼들로 디코딩하는 제20항 또는 제21항에 따른 OFDM 디코딩 방법을 포함하는, 데이터 수신 방법.
  24. 다중 반송파 데이터 송신 시스템으로서,
    - 데이터를 송신하기 위한 제16항에 기재된 송신 장치와,
    - 상기 송신 장치로부터 데이터를 수신하기 위한 제22항에 기재된 하나 이상의 수신 장치를 포함하는, 다중 반송파 데이터 송신 시스템.
  25. 컴퓨터 프로그램으로서,
    상기 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터 상에서 실행될 때, 제13항, 제14항, 제15항, 제20항 또는 제21항에 기재된 방법의 단계를 컴퓨터로 하여금 실행하게 하는 프로그램 코드 수단을 포함하는, 컴퓨터 프로그램.
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Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8089858B2 (en) 2008-08-14 2012-01-03 Sony Corporation Frame and signalling pattern structure for multi-carrier systems
US8665691B2 (en) * 2009-02-05 2014-03-04 Sony Corporation Frame and data pattern structure for multi-carrier systems
TWI536778B (zh) * 2010-01-22 2016-06-01 新力股份有限公司 多載波資料傳輸系統中之正交分頻多工（ｏｆｄｍ）產生設備
CN102792655B (zh) 2010-01-22 2016-10-12 索尼公司 多载波数据传输系统中的ofdm传输和接收设备、方法及系统
EP2533453B1 (en) 2011-06-10 2015-08-19 Sony Corporation Apparatus and method for transmitting and receiving in a multi carrier transmission system
WO2013152249A1 (en) * 2012-04-05 2013-10-10 Interdigital Patent Holdings, Inc. Systems and methods for providing and/or using an ofdm-oqam structure
US9374736B2 (en) * 2012-05-08 2016-06-21 Electronics And Telecommunications Research Institute Apparatus and method of indicating bandwidth in wireless communication system
US8947993B2 (en) * 2012-07-24 2015-02-03 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Methods of transmitting using filtering in the time domain and related devices
TWI467976B (zh) * 2012-09-28 2015-01-01 Mstar Semiconductor Inc 多載波通信系統的頻率偏補估計方法與相關裝置
EP2728829A1 (en) * 2012-10-30 2014-05-07 Thomson Licensing Method for downloading content according to communication parameters, and associated content receiver
WO2015198139A1 (en) 2014-06-27 2015-12-30 Techflux, Ltd. Method and device for transmitting data unit
EP3161990A4 (en) 2014-06-27 2018-03-14 Techflux Ltd. Bandwidth signaling
EP3178181B1 (en) * 2014-08-07 2021-06-02 One Media, LLC Dynamic configuration of a flexible orthogonal frequency division multiplexing phy transport data frame
EP3178187A1 (en) 2014-08-07 2017-06-14 Coherent Logix, Incorporated Multi-partition radio frames
WO2016078089A1 (zh) * 2014-11-21 2016-05-26 华为技术有限公司 发送信号、处理信号的设备及方法
US9722843B2 (en) * 2015-03-24 2017-08-01 Maxlinear, Inc. Aliasing enhanced OFDM communications
CN106685874B (zh) * 2015-11-06 2020-02-14 华为技术有限公司 基于ofdm的数据传输方法及装置
EP3282662B1 (en) * 2016-08-12 2021-05-12 Institut Mines Telecom / Telecom Bretagne Reduced complexity transmitter for universal filtered ofdm
US20210105069A1 (en) * 2017-04-13 2021-04-08 Nokia Technologies Oy Processing multiple carrier visible light communication signals
WO2018196954A1 (en) * 2017-04-25 2018-11-01 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Generating an fsk signal comprised in an ofdm signal
US10693698B2 (en) * 2017-06-21 2020-06-23 Qualcomm Incorporated Techniques for carrier sharing between radio access technologies
US10841143B2 (en) * 2017-12-12 2020-11-17 Qualcomm Incorporated Phase tracking reference signal for sub-symbol phase tracking
CN117289202B (zh) * 2023-11-27 2024-02-13 中国航天科工集团八五一一研究所 一种自适应相位差测量方法

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4440050B2 (ja) * 2004-09-08 2010-03-24 パナソニック株式会社 受信装置
KR101298641B1 (ko) * 2006-11-10 2013-08-21 삼성전자주식회사 Ｏｆｄｍ 통신 장치 및 방법
CN105049159B (zh) * 2008-04-21 2019-06-04 苹果公司 用于harq协议的方法和系统
US8055234B2 (en) * 2008-06-27 2011-11-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and apparatus for suppressing strong-signal interference in low-IF receivers
US8290458B2 (en) * 2008-06-30 2012-10-16 Entropic Communications, Inc. System and method for IQ imbalance estimation using loopback with frequency offset
US8396144B2 (en) * 2008-12-31 2013-03-12 Intel Corporation Method and system for OFDM symbol timing recovery
US8665691B2 (en) 2009-02-05 2014-03-04 Sony Corporation Frame and data pattern structure for multi-carrier systems
US8340222B2 (en) * 2009-12-24 2012-12-25 Intel Corporation Parameter and scattered pilot based symbol timing recovery
CN102792655B (zh) * 2010-01-22 2016-10-12 索尼公司 多载波数据传输系统中的ofdm传输和接收设备、方法及系统
TWI536778B (zh) * 2010-01-22 2016-06-01 新力股份有限公司 多載波資料傳輸系統中之正交分頻多工（ｏｆｄｍ）產生設備

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