CN102165743A - Ofdm信号处理 - Google Patents

Abstract

用于从基带信号形成OFDM信号的10A基站布置包括配置成将基带信号样本块分割成子块的分割单元。副载波映射器(2S)将子块映射到OFDM多载波的相邻副载波块上，以便形成对应的未加前缀OFDM符号。循环前缀添加器(24)给每个映射子块添加循环前缀以形成加前缀OFDM符号。相位补偿器(30)执行相位补偿，从而迫使所有随后上变频的加前缀OFDM符号中的未加前缀OFDM符号部分开始于相同相位。上变频器(34，36)将经相位补偿的加前缀OFDM符号上变频到具有保持OFDM多载波结构的中心频率和带宽的相应射频频带。组合器(14)将上变频的经相位补偿的加前缀OFDM符号组合成OFDM信号。

Description

OFDM信号处理

技术领域

本发明通常涉及OFDM信号处理，尤其涉及从基带信号形成OFDM信号以及从OFDM信号形成基带信号。

背景技术

移动通信中当前现有技术的无线电单元(radio)是WCDMA无线电单元。每个WCDMA载波大约5MHz宽，并且现有技术的无线电单元可在20MHz带宽内发送高达4个此类载波。这些基本原理通过图1中的基站进行说明。四个输入信号样本流被转发给相应扩频器10，并且扩频信号被转发给相应无线电单元12。输出信号在加法器14中进行组合以形成要被从基站传送的20MHz输出信号。

没有基于WCDMA但基于OFDM/OFDMA的LTE将需要在高达20MHz的带宽中进行传输。这些基本原理通过图2中的基站进行说明。单个输入样本流被转发给串/并变换器20，该变换器的输出通过一般实现为IFFT块的IDFT块22进行处理。循环前缀添加器24将循环前缀添加到IDFT块22的输出信号，并且所得信号被转发给无线电单元12以供传输。

发明内容

本发明的一个目的是一种从基带信号形成OFDM信号的新方法。

本发明的另一目的是一种从OFDM信号形成基带信号的新方法。

这些目的根据随附权利要求书来实现。

简言之，在始于将基带信号样本块分割为子块的过程中从基带信号形成OFDM信号。这些子块被映射到OFDM多载波的相邻副载波块上。将每个经映射子块转变为对应的未加前缀OFDM符号。将循环前缀添加到每个经映射子块，以便形成加前缀OFDM符号。执行相位补偿，以在随后上变频到射频之后迫使(force)所有加前缀OFDM符号的未加前缀OFDM符号部分开始于相同相位。经相位补偿的加前缀OFDM符号上变频到具有保持OFDM多载波结构的中心频率和带宽的相应射频频带。将上变频的经相位补偿的加前缀OFDM符号组合成OFDM信号。

简言之，在开始于将OFDM信号的部分重叠射频频带下变频到对应加前缀OFDM符号的过程中从OFDM信号形成基带信号。从每个经下变频的加前缀OFDM符号去除循环前缀以形成未加前缀OFDM符号。将未加前缀OFDM符号变换为映射到相邻OFDM副载波块的基带子块。将基带子块从相邻OFDM副载波块去映射。在下变频之后执行相位补偿，使得去映射基带子块将对应于开始于相同相位的未加前缀OFDM符号。将经相位补偿的去映射基带子块组合成基带信号。

具有高达20MHz带宽的LTE传输将通常要求为无线电单元开发新的数字解决方案。因为市场对无线电单元的成本和尺寸非常敏感，因此该数字解决方案将必须被实现为ASIC，从而给出高度的技术风险(对于ASIC始终如此)和长的研制周期(lead time)。本发明的一个优点在于它实现WCDMA无线电ASIC的再使用，这从成本角度以及从研制周期角度而言非常有利。

本发明的另一优点在于它实现通过使用频谱的不同部分经由相同无线电设备的WCDMA或LTE的选择性或者同时使用。

附图说明

本发明及其别的目的与优点通过参考与附图一起进行的以下描述可被最好地理解，附图中：

图1是示出现有技术WCDMA基站的基本原理的框图；

图2是示出现有技术LTE(OFDM)基站的基本原理的框图；

图3是示出参考图1所述类型的WCDMA系统的下行链路功率谱的示图；

图4是示出参考图2所述类型的OFDM系统的下行链路功率谱的示图；

图5是根据本发明示出OFDM系统的下行链路功率谱的示例的示图；

图6是概念上示出LTE下行链路的子帧结构示例的示图。

图7是示出朝本发明的第一步的框图；

图8是示出图7中布置所获信号的特性的示图；

图9是示出朝本发明的第二步的示图；

图10是示出根据本发明用于从基带信号形成OFDM信号的基站布置的实施例的基本原理的框图；

图11是示出根据本发明用于从基带信号形成OFDM信号的方法的实施例的基本原理的流程图；

图12是根据本发明用于从基带信号形成OFDM信号的基站布置的另一实施例的框图；

图13是根据本发明用于从基带信号形成OFDM信号的基站布置的另一实施例的框图；

图14是示出根据本发明用于从OFDM信号形成基带信号的基站布置的实施例的基本原理的框图；

图15是示出根据本发明用于从OFDM信号形成基带信号的方法的实施例的基本原理的框图；

图16是根据本发明用于从OFDM信号形成基带信号的基站布置的另一实施例的框图；

图17是根据本发明用于从OFDM信号形成基带信号的基站布置的另一实施例的框图；

图18是示出根据本发明用于从基带信号形成OFDM信号的基站布置的另一实施例的基本原理的框图；

图19是示出根据本发明用于从OFDM信号形成基带信号的基站布置的另一实施例的基本原理的框图；

图20是示出根据CPRI接口控制本发明实施例中数字受控振荡器的布置的实施例的框图；

图21是示出根据CPRI接口控制并读取本发明实施例中数字受控振荡器的布置的实施例的框图；

图22是示出SC-FDMA上行链路发射器的原理的框图；

图23是示出SC-FDMA上行链路接收器的原理的框图。

具体实施方式

在以下描述中，相同参考标记将用于执行相同或相似功能的元件。

图3是示出参考图1所述类型的WCDMA系统的下行链路功率谱的示图。在该示例中，功率谱由具有中心频率f_1C...f_4C的4个分离频带构成。包含所有4个频带的复合信号的中心频率表示为f_C。

图4是示出参考图2所述类型的OFDM系统的下行链路功率谱的示图。该功率谱具有与图3中功率谱相同的总带宽和中心频率f_C，不过是连续的。指示OFDM副载波结构。

图5是根据本发明示出OFDM系统的下行链路功率谱的示例的示图。它通过稍微扩展图3中分离频带的带宽获得重叠频带并且将中心频率从f_1C...f_4C稍微移到f′_1C...f′_4C以维持与图4中相同的总带宽来形成。以这样的方式选定中心频率f′_1C...f′_4C和带宽，使得OFDM副载波如图4中所示纯OFDM频谱那样均匀分布。

假定20MHz的总带宽并且传递LTE信号，可使用以下值：

$f_{1C}^{\′}=-6.75\mathrm{MHz}$

$f_{2C}^{\′}=-2.25\mathrm{MHz}$

$f_{3C}^{\′}=2.265\mathrm{MHz}$

$f_{4C}^{\′}=6.765\mathrm{MHz}$

每个频带具有300个15kHz的OFDM副载波。注意，f′_3C与f′_4C中的15kHz偏移归因于中心OFDM副载波中故意没有信号。

在图5所示的示例中，有全部具有相同带宽的4个重叠频带。该示例将用于描述本发明。但是，下文所述的原理同样可用于其它情况。因此，可存在更少与更多频带。

图6是示出LTE下行链路的子帧结构示例的示图。每个子帧(具有1ms时长)被分为2个时隙。每个时隙包括7个加前缀OFDM符号。每个加前缀OFDM符号包括含有实际有用信息的未加前缀OFDM符号以及重复未加前缀OFDM符号末尾的循环前缀。

图7是概念上示出朝本发明的第一步的框图。(频域)样本X(k)被转发给副载波映射器26。副载波映射器26包括矩形频率窗口28，每个无线电单元一个。第一窗口由下式定义：

将输入样本X(k)与W₁(k)相乘相当于提取X(k)的前N/4个样本以及高达整个长度N的零填充。在框22中执行IDFT给出：

$x_1\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)W_1\left(k\right)e^{\frac{j2\mathrm{\π}\·k\·n}{N}}=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N/4-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)e^{\frac{j2\mathrm{\π}\·k\·n}{N}},n=0...N-1---\left(2\right)$

因此，在IDFT之后的未加前缀符号x₁(n)表示X(k)中前N/4个样本的IDFT的插值版本。

第二窗口由下式定义：

将输入样本X(k)与W₁(k)相乘，并且在框22中执行IDFT，给出：

$x_2\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)W_2\left(k\right)e^{\frac{j2\mathrm{\π}\·k\·n}{N}}=\frac{1}{N}\underset{k=N/4}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)e^{\frac{j2\mathrm{\π}\·k\·n}{N}},n=0...N-1---\left(4\right)$

通过将求和变量变为m＝k-N/4，这可重写为：

$x_2\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N/4-1}{\mathrm{\Σ}}}X(m+N/4)e^{\frac{j2\mathrm{\π}\·(k+N/4)\·n}{N}}$

$=e^{j\frac{\mathrm{\π}\·n}{2}}\·\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N/4-1}{\mathrm{\Σ}}}X(m+N/4)e^{\frac{j2\mathrm{\π}\·m\·n}{N}},n=0...N-1---\left(5\right)$

因此，在IDFT之后的未加前缀符号x₂(n)表示被

调制的X(k)中样本N/4到N/2-1的IDFT的插值版本。

对未加前缀符号x₃(n)与x₄(n)的类似计算给出：

$x_3\left(n\right)=e^{\mathrm{j\π}\·n}\·\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N/4-1}{\mathrm{\Σ}}}X(m+N/2)e^{\frac{12\mathrm{\π}\·m\·n}{N}},n=0...N-1$

$x_4\left(n\right)=e^{j\frac{3\mathrm{\π}\·n}{2}}\·\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N/4-1}{\mathrm{\Σ}}}X(m+3N/4)e^{\frac{j2\mathrm{\π}\·m\·n}{N}},n=0...N-1---\left(6\right)$

通常，调制函数可写为：

$M(n,\mathrm{Offset})=e^{j\frac{2\mathrm{\π}\·\mathrm{Offset}\·n}{N}}---\left(7\right)$

其中，Offset是窗口从零频率的偏移(频率收集器(bin)数)。因为M(0，Offset)＝1，所以调制函数始终在未加前缀符号的开始处具有相位零而不管Offset的值。

返回图7，未加前缀符号x₁(n)...x₄(n)被转发给相应无线电单元12，用于上变频到RF。来自无线电单元12的信号在加法器14中进行组合。将组合的信号放大和传送。

如果正确选择上变频频率

和带宽，如参考图5所述，则图7中的布置实际上将工作。这将给出没有前缀的OFDM宽带信号。因为OFDM副载波结构必须通过上变频进行保持，所以例如

的频率差必须对应于整数数量的副载波间隔，否则图5中的副载波将被不均匀地分布，这将破坏OFDM结构。这个差值对应于Offset值。

图8是示出图7中布置所获信号的特性的示图。该图示出例如图7中x₂(n)的未加前缀符号的序列。这些信号使用振荡器频率

进行上变频。假定Offset仅是1个频率收集器(1个副载波间隔)。这当然不是实际值(典型值将例如为512)，但它是说明该原理的便利值。这意味着，由于不同振荡器频率

和

导致的连续相对相位旋转将为每未加前缀符号1周期，如示出复数相位旋转的实部的图8下部所示。要注意，采用所选定同步(在子帧开始处的相位零)，每个未加前缀符号开始于零的相对相位旋转。这意味着，不同振荡器频率引起的相对相位旋转以及上述调制函数M(n，Offset)引起的相位旋转在各未加前缀符号x₁(n)...x₄(n)的开始处均为零。这是因为图7中的布置将实际上针对未加前缀OFDM符号工作。

但是，诸如LTE系统的典型OFDM系统包括循环前缀。这种情况在图9中示出。现在，在未加前缀符号之间存在循环前缀。因为振荡器具有与图7布置中相同的频率

并且加前缀符号比未加前缀符号长，所以由于不同振荡器频率导致的连续相对相位旋转在各未加前缀符号的开始处不再为零。这在图9的中间示出。这将破坏组合信号的OFDM多载波结构。但是，根据本发明，OFDM多载波结构可通过在上变频之前给OFDM符号添加相位补偿而恢复。这通过图9下部示出，其中添加的相位补偿已经在每个未加前缀符号的开始处恢复相位零。

例如，对于具有IDFT(IFFT)大小N＝2048、512 Offset和正常循环前缀的LTE系统，子帧上累积的相位补偿在如下的表1中给出：

表1

其中

$\mathrm{\φ}=\frac{2\mathrm{\π}\·\mathrm{Offset}}{N}---\left(8\right)$

在子帧之后，总相位补偿回到零。

图10是根据本发明示出基站布置实施例的基本原理的框图。它与图7的布置区别在于在IDFT框22与无线电单元12之间包括循环前缀添加器24和相位补偿器30。

图11是流程图，示出根据本发明用于从基带信号形成OFDM信号的方法的实施例的基本原理。步骤S1将基带块分割成子块。步骤S2将子块映射到OFDM多载波的相邻副载波块。步骤S3将每个经映射子块变换为对应的未加前缀OFDM符号。步骤S4给每个经映射子块添加循环前缀以形成加前缀OFDM符号。步骤S5执行相位补偿，使得在随后的上变频之后所有加前缀OFDM符号的未加前缀OFDM符号部分开始于相同相位。这补偿由添加将被上变频到不同射频频带的循环前缀所引起的相移。在步骤S6，经相位补偿的加前缀OFDM符号被上变频到具有保持OFDM多载波结构的中心频率和带宽的相应射频(RF)频带。在步骤S7，上变频的经相位补偿的加前缀OFDM符号被组合成OFDM信号。虽然相位补偿步骤S5在步骤S4之后描述，但是要领会，该步骤实际上可在上变频步骤S7之前的任意位置(甚至在分割步骤S1之前)执行。

图12是根据本发明用于从基带信号形成OFDM信号的基站布置的另一实施例的框图。本图(以及后续图)中的点表示例如功率放大器、D/A转换器等元件，它们一般包含在无线电单元中，但对于解释本发明不是必需的。每个无线电单元包括混频器34、36，用于将加前缀OFDM符号上变频。混频器包括工作在频率

的振荡器36。优选地，存在从振荡器36到相位补偿器30的反馈线38，以便追踪振荡器相位Ф₁(t)...Ф₄(t)，如下文将详细描述。优选地，还存在在上变频之前对加前缀OFDM符号进行滤波的低通滤波器32。

图13是根据本发明用于从基带信号形成OFDM信号的基站布置的另一实施例的框图。该实施例与图12中实施例的区别在于，相位补偿器30位于IDFT块22之前而不是之后。实际上，这些相位补偿器的位置非常灵活。由于循环前缀添加与IDFT是线性运算的事实，如通过OFDM符号的未加前缀部分所见，因此相位补偿可位于直到至RF的实际上变频(或者低通滤波，如果可应用的话)的经分割数据流中的任意位置。实际上，通过给未分割输入样本流的不同片段(子块)应用不同相位补偿，相位补偿甚至可在实际分割成分离数据流之前执行。

混频器34、36可在数字域或者模拟域中实现。在数字域中，振荡器36一般实现为数字受控振荡器(NCO)。

描述目前集中于从基带信号形成OFDM符号。但是，类似原理还可应用到逆过程，即从OFDM信号形成基带信号。

图14是示出根据本发明用于从OFDM信号形成基带信号的基站布置实施例的基本原理的框图。在这种情况下，所述步骤本质上按逆序执行，其中相位补偿的符号相反(IDFT还被一般由FFT实现的DFT代替)。

图15是示出根据本发明用于从OFDM信号形成基带信号的方法实施例的基本原理的框图。步骤S11将OFDM信号的部分重叠射频(RF)频带下变频到对应的加前缀OFDM符号。步骤S12从每个经下变频的加前缀OFDM符号去除循环前缀，以便形成未加前缀OFDM符号。步骤S13将未加前缀OFDM符号变换为映射到相邻OFDM副载波块的基带子块。步骤S14将基带子块从相邻OFDM副载波块去映射。步骤S15执行在下变频之后的相位补偿，使得经去映射的基带子块将对应于开始于相同相位的未加前缀OFDM符号。这补偿由去除已从不同射频频带下变频的循环前缀所引起的相移。步骤S 16将经相位补偿的去映射基带子块组合成基带信号。虽然相位补偿步骤S15在步骤S14之后描述，但是要领会，该步骤实际上可在下变频步骤S11之后的任意位置(甚至在组合步骤S16之后)执行。

图16是根据本发明用于从OFDM信号形成基带信号的基站布置的另一实施例的框图。每个无线电单元包括混频器134、136，用于将加前缀OFDM符号下变频。混频器包括工作在频率

的振荡器136。优选地，存在从振荡器136到相位补偿器130的反馈线138，以便追踪振荡器相位Φ₁(t)...Ф₄(t)(要注意，与下行链路相比，相位补偿的符号相反)。优选地，还存在在下变频之后对加前缀OFDM符号进行滤波的低通滤波器132。循环前缀去除器124从每个加前缀OFDM符号去除前缀。未加前缀OFDM符号被转发给DFT块122。DFT块122的输出信号被转发给副载波去映射器126，并且被组合成输出样本流。

图17是根据本发明用于从OFDM信号形成基带信号的基站布置的另一实施例的框图。该实施例与图16中实施例的区别在于相位补偿器130位于DFT块122之后而不是之前。实际上，这些相位补偿器的位置非常灵活。由于循环前缀去除与DFT是线性运算的事实，如通过OFDM符号的未加前缀部分所见，因此相位补偿可位于在从RF的实际下变频(或者低通滤波，如果可应用的话)之后的数据流中的任意位置。实际上，通过给输出样本流的不同片段(子块)应用不同相位补偿，相位补偿甚至可在实际组合成单个数据流之后执行。

混频器134、136可在数字域或者模拟域中实现。在数字域中，振荡器136一般实现为数字受控振荡器(NCO)。

目前描述的实施例基于遵循上文数学描述的全N点IDFT与DFT，其中插值通过零填充来实现，并且抽值(decimation)通过丢弃DFT输出样本块来实现。但是，备选方案是使用较短的例如N/4点IDFT与DFT。在下行链路中，上采样或插值通过在IDFT输出样本之间进行零填充以及低通滤波来执行，如图18中所示。在上行链路中，下采样或抽值通过在DFT之前进行低通滤波以及压缩(跳过样本)来执行，如图19所示。先前描述的实施例中的所有不同相位补偿位置与反馈路径对于基于N/4点IDFT与DFT的实施例也是有效选择。

图18是示出根据本发明用于从基带信号形成OFDM信号的基站布置的另一实施例的基本原理的框图。来自副载波映射器26的信号被转发给N/4点IDFT 50，并且接着在由上采样器52与低通滤波器54构成的插值器中进行插值。在插值之后，信号如在先前所述的实施例中那样进行处理。

图19是示出根据本发明用于从OFDM信号形成基带信号的基站布置的另一实施例的基本原理的框图。未加前缀OFDM符号在由下采样器154与下采样器152构成的抽值器中被抽值。经抽值的信号被转发给N/4点DFT 150，并且接着被去映射和组合。

在上文的描述中，频带均具有相同带宽。但是，这不是必要特征。例如，外部频带可比中间频带窄。这将降低在组合信号频谱的频带边缘实现快速滤波器倾斜所需的滤波器抽头的数量。

实现本发明所述方面的一种便利方式是使用通用公共无线电接口(CPRI)。CPRI接口是为无线电设备控制(REC)与无线电设备(RE)之间无线电基站的关键内部接口定义公共可用规范的行业协作。CPRI规范实现对无线电基站的灵活有效的产品区别以及对RE和REC的独立技术演进。在将REC及RE与CPRI接口连接时，所得实体在WCDMA无线电接入网术语中为节点B。其它关于CPRI的信息以及最新规范可在CPRI Specification V3.0(2006-10-20)中找到。

根据本发明的基站布置的下行链路支路的典型CPRI实现包括：

REC：

●窄带IFFT的数量。

●知晓LTE标准的空中帧结构的基带控制器。

●CPRI接口

RE：

●CPRI接口

●通过一个或多个宽带发射器实现的宽带信道。

●大量窄带信道，每个与以下相关联

○优选用于频谱成形的低通滤波器

○将窄带信道移到宽带信道中正确位置的混频器。

○生成窄带信道的正确频率的数字受控振荡器(NCO)。

此外，将需要相位校正功能，其例如实现为按窄带信道的复数乘法器(RE或REC布局)。

优选地，包含能够在不同时间控制或读取NCO值的NCO控制器。

窄带信号在任何时刻的相位取决于对应NCO在该时间的相位。并不推荐在每个未加前缀OFDM符号开始进行NCO相位的即时设定，因为这将给出相位跳跃，相位跳跃又给出可能不再满足合法RF要求的频谱展宽。相反，优选地在低通滤波器之前对在未加前缀OFDM符号开始的NCO相位进行预测并且进行补偿。每个未加前缀OFDM符号应用一个相位校正值。补偿可在频率平面中应用(在IFFT之前)或者在时域中应用(在IFFT之后)。

在来自IFFT的未加前缀OFDM符号的第一样本的NCO相位在对它进行补偿的位置进行确定。如果在REC中对它进行补偿，则在RE中的NCO相位被传送给REC。这通过以下不同方式进行：

●如果NCO加载有特定值(例如如图20所示的0)则由REC指定某个样本。例如，REC声明在该乘法器消耗来自CPRI中特定基本帧的样本时NCO将加载有0。

●如果将读取NCO则由REC指定某个样本。与上文一样，但是没有对NCO进行加载，读取NCO的值并将其传送给REC。例如，可对CPRI基本帧0(HFN＝0)的样本即每10ms读取NCO值。

●如果NCO相位将被读取或复位则由REC指定某个空中接口时间，如图21所示。例如，RE在收到CPRI帧选通(收到基本帧0，HFN＝0)时给NCO加载值0。

●以上的组合-REC在收到CPRI帧选通之后通知RE在某个时间发送某个基本帧中的样本，并且在该样本到达乘法器时读取NOC的相位偏移。

倘若在RE中进行相位补偿，则与上文所述方法类似的方法用于控制或监视NCO，区别在于不需要将信息发送给REC。另一方面，基带控制器需要向RE发送与哪些样本是未加前缀OFDM符号的第一样本有关的信息。该信息传递可以如下不同方式进行：

●由REC指定哪个CPRI基本帧包含未加前缀OFDM符号的第一样本。例如，REC可对于那个LTE子帧的每个未加前缀OFDM符号部分的开始每隔1ms发送一条包含HFN号与基本帧号的列表。

●由REC指定符号相对空中接口时间位于何处。例如，如果未加前缀OFDM符号与CPRI帧选通相关联地开始则REC可每隔1ms发送一条包含时刻列表的消息。

●以上的组合-其中REC指定未加前缀OFDM符号的第一样本位于哪个CPRI基本帧中，并且与CPRI帧选通相比它将在什么时间到达空中。

根据本发明的基站布置的上行链路支路的典型CPRI实现包括：REC：

●窄带IFFT的数量。

●知晓LTE标准的空中帧结构的基带控制器。

●CPRI接口

RE：

●CPRI接口

●通过一个或多个宽带接收器实现的宽带信道。

●大量窄带信道，每个与以下相关联

○生成窄带信道的正确频率的数字受控振荡器(NCO)。

○将窄带信道移到宽带的混频器。

○优选用于频谱成形的低通滤波器

REC与RE增强有以下功能以便实现本发明：

此外，需要相位校正功能，它例如实现为按窄带信道的复数乘法器(RE或REC布局)。

优选地，包含能够在不同时间控制或读取NCO值的NCO控制器。

用于上行链路的原理与用于下行链路的那些原理类似。相应地，需要知晓在每个FFT的第一样本时间的NCO相位。

至于下行链路，对于纯OFDM系统，相位校正可在RE中或者在REC中进行。对于LTE系统，一些信号进行CDMA编码，并且无法经过逐步相位旋转。因此，在LTE中，相位校正将在REC中应用，因此REC具有对原始信号和相位连续信号的访问。

在本发明的一个实施例中，窄带载波选择得足够宽，以至少覆盖PUCCH与RACH。则不需要窄带载波的组合来对那些信道进行解码。

NCO的相位偏移需要被传送给REC。这可通过以下不同方式进行：

●将某个样本例如标记为跟在同一样本旁边的额外比特，并且被标记样本的偏移在单独消息中通过CPRI接口发送给REC。例如，每当NCO到达0相位，对样本进行标记。

●将置于某个CPRI帧的样本的NCO相位值发送给REC。例如，置于CPRI基本帧0(HFN＝0)的样本的相位值被发送给REC。作为另一示例，RE发送具有两个值-CPRI基本帧号和该帧中样本的相位-的消息。

●REC指示何时将NCO设置为某个值。例如，REC指示NCO将在接收到CPRI帧选通之后在某个时间被加载有0。RE通知REC所接收DL时间(收到CPRI帧选通)与将样本置于上行链路CPRI帧结构之间的映射。

上行链路的描述目前集中于纯OFDMA系统。但是，相同原理还可应用于SC-FDMA，例如如用于LTE上行链路中那样。SC-FDMA的原理通过图22与23简略描述。

图22是示出SC-FDMA上行链路发射器的原理的框图。输入样本被转发给M点DFT块301。输入样本的DFT映射到N点IDFT块22的预定输入，其中N＞M，并且余下的输入填充零。N点IDFT块22的输出被转发给循环前缀添加器24。所得信号被转发给无线电单元12以供传输。

图23是示出SC-FDMA上行链路接收器的原理的框图。它实质上是发射器的逆。无线电单元112接收的信号被转发给循环前缀去除器124，并且所得信号被转发给N点DFT块122。DFT的部分被转发给产生与图22中输入样本对应的输出样本的M点IDFT块303。

从图22与图23可见，SD-FDMA实质上是在发射器侧进行预处理并且在接收器侧进行后处理的OFDM。因为该原因，它还被称为预编码OFDM。这是将用于本描述的术语。因此，要领会，在预编码OFDM中，与针对纯OFDM相同的原理可在包括M点IDFT的后处理之前用于上行链路上。

本发明的优点在于，它实现通过使用频谱的不同部分经由相同无线电设备的WCDMA或者LTE的选择性或者同时使用。例如，一个或两个窄带信道可用于WCDMA，而余下信道可用于LTE。

尽管已经参考WCDMA设备的再使用描述了本发明，但是这不是严格必需的。可使用本发明的另一应用是实现例如100MHz带宽LTE系统的极宽带OFDM系统。根据上文略述的原理，此类系统可实现为5个20MHz LTE系统的组合。与纯100MHz系统相比，此类实现的优点是对20MHz系统的无线电设备的不严格要求。在此类实施例中，RE将实现各自实现20MHz窄带信道从而形成100MHz带宽信道的多个发射器或者接收器。不同RE中的模拟振荡器OSC必须被控制到已知相位值。在数字OSC和模拟OSC相位同步之后，可计算对于每个20MHz子带的新“相位补偿”值。

上述对于不同块的实现细节的示例是：

●窄带信道功能可在ASIC和/或FPGA中实现。

●宽带信道可在ASIC中和/或在分立与集成模拟组件中实现。

●CPRI接口可在FPGA中实现。

●REC与RE之间的控制通信可由FPGA和/或CPU处理。

●DFT/IDFT与副载波映射可在ASIC和/或在DSP软件中实现。

●下行链路上的循环前缀去除器可在FPGA中实现。

●上行链路上的循环前缀去除器可在ASIC和/或在DSP软件中实现。

本领域技术人员要理解，可对本发明在不脱离其由随附权利要求书限定的范围的情况下进行各种修改与改变。

缩略词：

ASIC：专用集成电路

CPRI：通用公共无线电接口

DFT：离散傅立叶变换

FFT：快速傅立叶变换

FPGA：现场可编程门阵列

HFN：超帧号

IDFT：逆离散傅立叶变换

IFFT：逆FFT

LTE：长期演进

NCO：数字受控振荡器(基于计数器与表查找的振荡器的数字实现)

OFDM：正交频分复用

OFDMA：正交频分复用接入

RE：无线电设备(CPRI术语中的无线电单元)

REC：无线电设备控制器(CPRI术语中的基带和控制部分)

PUCCH：物理上行链路控制信道，置于LTE频谱外部的～1MHz的非基于OFDM信道.

RACH：随机接入信道，置于LTE频谱外部的～1MHz的非基于OFDM信道.

WCDMA：宽带码分多址接入

Claims (22)

1.一种从基带信号形成OFDM信号的方法，包括以下步骤：

将基带信号样本块分割(S1)成子块；

将所述子块映射(S2)到OFDM多载波的相邻副载波块；

将每个映射子块变换(S3)为对应的未加前缀OFDM符号；

给每个未加前缀OFDM符号添加(S4)循环前缀以形成加前缀OFDM符号；

执行(S5)相位补偿，从而迫使所有加前缀OFDM符号的未加前缀OFDM符号部分在随后上变频到射频之后开始于相同相位；

将经相位补偿的加前缀OFDM符号上变频(S6)到具有保持OFDM多载波结构的中心频率和带宽的相应射频频带；

将上变频的经相位补偿的加前缀OFDM符号组合(S7)成OFDM信号。

2.如权利要求1所述的方法，其中执行的相位补偿受来自用于上变频的振荡器的反馈信号控制。

3.如权利要求1或2所述的方法，其中相位补偿在所述变换步骤(S3)之前执行。

4.如权利要求1或2所述的方法，其中相位补偿在所述变换步骤(S3)与所述上变频步骤(S6)之间执行。

5.如前述权利要求中任一项所述的方法，其中所述变换步骤包括后面有插值的逆离散傅立叶变换。

6.一种从OFDM信号形成基带信号的方法，包括以下步骤：

将所述OFDM信号的部分重叠射频频带下变频(S11)到对应的加前缀OFDM符号；

从每个经下变频的加前缀OFDM符号去除(S12)循环前缀，以形成未加前缀OFDM符号；

将所述未加前缀OFDM符号变换(S13)为映射到相邻OFDM副载波块的基带子块；

将所述基带子块从所述相邻OFDM副载波块去映射(S14)；

在下变频之后执行(S15)相位补偿，使得所述去映射基带子块将对应于开始于相同相位的未加前缀OFDM符号；

将经相位补偿的去映射基带子块组合(S16)成基带信号。

7.如权利要求6所述的方法，其中所述OFDM信号是预编码的OFDM信号。

8.如权利要求6或7所述的方法，其中执行的相位补偿受来自用于下变频的振荡器的反馈信号控制。

9.如权利要求6、7或8所述的方法，其中相位补偿在所述下变频步骤(11)与所述变换步骤(S13)之间执行。

10.如权利要求6、7或8所述的方法，其中相位补偿在所述变换步骤(S13)之后执行。

11.如前述权利要求6-9中任一项所述的方法，其中所述变换步骤(S13)包括后面有离散傅立叶变换的抽值。

12.一种用于从基带信号形成OFDM信号的基站布置，包括：

分割单元(28)，配置成将基带信号样本块分割成子块；

副载波映射器(26)，配置成将所述子块映射到OFDM多载波的相邻副载波块；

变换单元(22；50、52、54)，配置成将每个映射子块变换为对应的未加前缀OFDM符号；

循环前缀添加器(24)，配置成给每个映射子块添加循环前缀以形成加前缀OFDM符号；

相位补偿器(30)，配置成执行相位补偿，从而迫使所有加前缀OFDM符号的未加前缀OFDM符号部分在随后上变频到射频之后开始于相同相位；

上变频器(34、36)，配置成将经相位补偿的加前缀OFDM符号上变频到具有保持OFDM多载波结构的中心频率和带宽的相应射频频带；

组合器(14)，配置成将上变频的经相位补偿的加前缀OFDM符号组合成OFDM信号。

13.如权利要求12所述的基站布置，其中所述相位补偿(30)受来自用于上变频的振荡器(36)的反馈信号(38)控制。

14.如权利要求12或13所述的基站布置，其中所述相位补偿器(30)位于所述变换单元(22；50、52、54)之前。

15.如权利要求12或13所述的基站布置，其中所述相位补偿器(30)位于所述变换单元(22；50、52、54)与所述上变频器(34、36)之间。

16.如权利要求12-15中任一项所述的基站布置，其中每个变换单元(50、52、54)包括后面有插值器(52、54)的逆离散傅立叶变换器(50)。

17.一种用于从OFDM信号形成基带信号的基站布置，包括：

下变频器(134、136)，配置成将所述OFDM信号的部分重叠射频频带下变频到对应的加前缀OFDM符号；

循环前缀去除器(124)，配置成从每个经下变频的加前缀OFDM符号去除循环前缀，以形成未加前缀OFDM符号；

变换单元(122；150、152、154)，配置成将所述未加前缀OFDM符号变换成映射到相邻OFDM副载波块的基带子块；

副载波去映射器(126)，配置成将所述基带子块从所述相邻OFDM副载波块去映射；

相位补偿器(130)，配置成在下变频之后执行相位补偿，使得所述去映射基带子块将对应于开始于相同相位的未加前缀OFDM符号；

组合器(140；120)，配置成将经相位补偿的去映射基带子块组合成基带信号。

18.如权利要求17所述的基站布置，包括用于对所述基带信号进行后处理的逆离散傅立叶变换单元(303)。

19.如权利要求17或18所述的基站布置，其中所述相位补偿器(130)受来自用于下变频的振荡器(136)的反馈(138)信号控制。

20.如权利要求17、18或19所述的基站布置，其中所述相位补偿器(130)位于所述下变频器(134、136)与所述变换单元(122；150、152、154)之间。

21.如权利要求17、18或19所述的基站布置，其中所述相位补偿器(130)位于所述变换单元(122；150、152、154)之后。

22.如权利要求17-21中任一项所述的基站布置，其中每个变换单元(150、152、154)包括后面有离散傅立叶变换器(150)的抽值(152、154)。

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