JP2011149932A - 赤外線検出回路、センサーデバイス及び電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】高い感度で赤外線を検出できる赤外線検出回路、センサーデバイス及び電子機器等の提供。
【解決手段】赤外線検出回路は、赤外線検出素子ＣＦの一端側の読み出しノードＮＲと、タンクノードＮＴとの間に設けられ、赤外線検出素子ＣＦからの電荷をタンクノードＮＴに転送する電荷転送用トランジスターＴＴＲと、電荷転送用トランジスターＴＴＲのゲートを制御するゲート制御回路２０と、電荷転送用トランジスターＴＴＲによる電荷転送時に、タンクノードＮＴを負電位に設定する負電位生成回路３０を含む。
【選択図】図２

Description

本発明は、赤外線検出回路、センサーデバイス及び電子機器等に関する。

従来より、焦電素子を用いた赤外線の検出回路が知られている。例えば人体からは、波長が１０μｍ付近の赤外線が輻射されており、これを検出することで人体の存在や温度の情報を非接触で取得できる。従って、このような赤外線の検出回路を利用することで、侵入検知や物理量計測を実現できる。

赤外線の検出回路の従来技術としては例えば特許文献１、２、３に開示される技術が知られている。

しかしながら、これらの従来技術には、機械式のチョッパーが必要になったり、赤外線検出の高感度化が難しいなどの課題がある。

特開昭５９−１４２４２７号公報 特開２００６−３３０１号公報 特開２００８−２６２４９号公報

本発明の幾つかの態様によれば、高い感度で赤外線を検出できる赤外線検出回路、センサーデバイス及び電子機器等を提供できる。

本発明の一態様は、赤外線検出素子の一端側の読み出しノードと、タンクノードとの間に設けられ、前記赤外線検出素子からの電荷を前記タンクノードに転送する電荷転送用トランジスターと、前記電荷転送用トランジスターのゲートを制御するゲート制御回路と、前記電荷転送用トランジスターによる電荷転送時に、前記タンクノードを負電位に設定する負電位生成回路とを含む赤外線検出回路に関係する。

本発明の一態様によれば、赤外線検出素子の読み出しノードとタンクノードとの間に電荷転送用トランジスターが設けられ、この電荷転送用トランジスターのゲートがゲート制御回路により制御される。そして負電位生成回路によりタンクノードを負電位に設定される。このようにすれば、電荷転送用トランジスターによる電荷転送時にタンクノードが負電位に設定されるため、赤外線検出素子からの電荷を効率的にタンクノードに転送することが可能になる。また赤外線検出素子に印加される電圧を高くすることなどが可能になり、赤外線検出の高感度化を図れる。

また本発明の一態様では、前記ゲート制御回路は、前記電荷転送用トランジスターのしきい値電圧を−ＶＴＨとした場合に、−ＶＴＨに対応するゲート制御電圧を前記電荷転送用トランジスターのゲートに出力してもよい。

このようにすれば、電荷転送用トランジスターを弱いオン状態に設定して、赤外線検出素子からの電荷をタンクノードに転送できるようになる。

また本発明の一態様では、前記赤外線検出素子の前記読み出しノードと第１の電源ノードとの間に設けられ、リセット期間において、前記第１の電源ノードの電圧レベルである第１の電圧レベルに前記読み出しノードをリセットするリセット回路を含んでもよい。

このようにすれば、リセット回路により読み出しノードを第１の電圧レベルにリセットして、赤外線検出素子からの電荷の読み出しの準備を整えることが可能になる。

また本発明の一態様では、前記負電位生成回路が前記タンクノードを負電位に設定した後に、前記電荷転送用トランジスターがオンになり、前記電荷転送用トランジスターがオンになった後に、前記赤外線検出素子の他端側の電圧印加ノードが、第１の電圧レベルから第２の電圧レベルに変化してもよい。

このようにすれば、タンクノードが負電位に設定された後に、電荷転送用トランジスターがオンになり、その後に赤外線検出素子の他端側の電圧印加ノードが第２の電圧レベルに変化するため、赤外線検出素子からの電荷の効率的な読み出し動作を実現できる。

また本発明の一態様では、前記負電位生成回路は、前記タンクノードに一端が接続される第１の負電位生成用キャパシターを含み、前記第１の負電位生成用キャパシターが、前記タンクノードに接続されるタンクキャパシターとして兼用されてもよい。

このようにすれば、第１の負電位生成用キャパシターをタンクキャパシターとしても利用できるようになるため、回路の小規模化等を図れる。

また本発明の一態様では、前記負電位生成回路は、前記タンクノードに一端が接続される第２の負電位生成用キャパシターを含み、前記第２の負電位生成用キャパシターの他端から、前記タンクノードの負電位が正電位に変換された電圧が出力されてもよい。

このようにすれば、第２の負電位生成用キャパシターを利用してレベルシフターを実現できるため、回路の小規模化を図れる。

また本発明の一態様では、前記負電位生成回路は、前記タンクノードに一端が接続される第１の負電位生成用キャパシターと、前記タンクノードに一端が接続され、前記第１の負電位生成用キャパシターよりも容量値が大きい第２の負電位生成用キャパシターと、前記第１の負電位生成用キャパシターの他端を駆動する第１のドライバーと、前記第２の負電位生成用キャパシターの他端を駆動する第２のドライバーとを含み、前記タンクノードを負電位に設定する場合には、前記第１のドライバーが、前記第１の負電位生成用キャパシターの他端を第２の電圧レベルから第１の電圧レベルに変化させると共に、前記第２のドライバーが、前記第２の負電位生成用キャパシターの他端を前記第２の電圧レベルから前記第１の電圧レベルに変化させ、前記第２の負電位生成用キャパシターの他端が前記第１の電圧レベルに変化した後に、前記第２のドライバーが、前記第２の負電位生成用キャパシターの他端をハイインピーダンス状態に設定してもよい。

このようにすれば、第１、第２のドライバーにより第１、第２の負電位生成用キャパシターの他端を第２の電圧レベルから第１の電圧レベルに変化させることで、タンクノードを負電位に設定できる。そして、その後に、第２の負電位生成用キャパシターの他端をハイインピーダンス状態に設定することで、第２の負電位生成用キャパシターの他端から、タンクノードの負電位が正電位に変換された電圧を出力することが可能になる。

また本発明の一態様では、前記赤外線検出素子の前記読み出しノードと前記電荷転送用トランジスターとの間に設けられる制御トランジスターを含み、前記制御トランジスターがオン・オフする動作が複数回行われた後に、前記タンクノードから検出電圧が取得されてもよい。

このようにすれば、電荷の読み出し動作を複数回行うことで、赤外線検出の高感度化を図れるようになる。

また本発明の一態様では、前記タンクノードに一端が接続されるタンクキャパシターを含み、前記制御トランジスターがオン・オフする動作がＮ回行われる場合に、前記タンクキャパシターの容量値は前記赤外線検出素子の容量値のＮ倍以上であってもよい。

このようにすれば、タンクノードの検出電圧が飽和してしまう事態を防止できる。

また本発明の一態様では、前記制御トランジスターがオンである期間に、前記赤外線検出素子の他端側の電圧印加ノードが第１の電圧レベルから第２の電圧レベルに変化し、前記電圧印加ノードが前記第２の電圧レベルに変化した後に、前記制御トランジスターがオフになり、前記制御トランジスターがオフである期間に、前記電圧印加ノードが前記第２の電圧レベルから前記第１の電圧レベルに変化してもよい。

このようにすれば、電圧印加ノードの電圧レベルの変化が、タンクノードに悪影響を与える事態などを防止できる。

また本発明の一態様では、前記制御トランジスターがオフである期間に、前記赤外線検出素子の前記読み出しノードが前記第１の電圧レベルにリセットされてもよい。

このようにすれば、読み出しノードの電圧レベルの変化が、タンクノードに悪影響を与える事態などを防止できる。

また本発明の一態様では、前記電荷転送用トランジスターの前記タンクノードとは異なる側のノードの電位変化を反転させて、前記電荷転送用トランジスターのゲートに出力するフィードバックインバーター回路を含んでもよい。

このようにすれば、フィードバックインバーター回路により電荷転送用トランジスターのゲートを制御することで、より増幅度を上げた読み出し動作を実現できる。

また本発明の他の態様は、複数のセンサーセルが配列されるセンサーアレイと、１又は複数の行線と、１又は複数の列線と、前記１又は複数の行線に接続される行選択回路と、前記１又は複数の列線に接続される読み出し回路とを含み、前記複数のセンサーセルの各センサーセルは、赤外線検出素子と、前記赤外線検出素子と、前記１又は複数の列線のうちの対応する列線との間に設けられ、前記１又は複数の行線のうちの対応する行線によりゲートが制御される選択トランジスターを含み、前記読み出し回路は、前記１又は複数の列線のうちの対応する列線のノードとタンクノードとの間に設けられ、前記赤外線検出素子からの電荷を前記タンクノードに転送する電荷転送用トランジスターと、前記電荷転送用トランジスターのゲートを制御するゲート制御回路と、前記電荷転送用トランジスターによる電荷転送時に、前記タンクノードを負電位に設定する負電位生成回路とを含むセンサーデバイスに関係する。

本発明の他の態様によれば、複数のセンサーセルの各センサーセルには、赤外線検出素子と選択トランジスターが設けられ、センサーアレイの読み出し回路には、電荷転送用トランジスターとゲート制御回路と負電位生成回路が設けられる。そして電荷転送用トランジスターによる電荷転送時にタンクノードが負電位に設定されるため、赤外線検出素子からの電荷を効率的にタンクノードに転送することが可能になる。また赤外線検出素子に印加される電圧を高くすることなどが可能になり、赤外線検出の高感度化を図れる。

また本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載の赤外線検出回路を含む電子機器に関係する。

また本発明の他の態様は、上記に記載のセンサーデバイスを含む電子機器に関係する。

図１（Ａ）、図１（Ｂ）、図１（Ｃ）は比較例の赤外線検出回路の説明図。 本実施形態の赤外線検出回路の第１の構成例。 ゲート制御回路、負電位生成回路、リセット回路の詳細な構成例。 第１の構成例の動作を説明する信号波形例。 焦電素子のヒステリシスループの例。 図６（Ａ）、図６（Ｂ）はセンサーデバイスの構成例。 図７（Ａ）はセンサーセルの構成例、図７（Ｂ）は本実施形態の赤外線検出回路の第２の構成例。 第２の構成例の動作を説明する信号波形例。 負電位生成回路の詳細な他の構成例。 本実施形態の赤外線検出回路の第３の構成例。 第３の構成例の動作を説明する信号波形例。 本実施形態の赤外線検出回路の第４の構成例。 第４の構成例の動作を説明する信号波形例。 本実施形態の電子機器の構成例。

以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。

１．比較例
図１（Ａ）、図１（Ｂ）、図１（Ｃ）に、前述した特許文献１、２、３の従来技術の赤外線検出回路を比較例として示す。

図１（Ａ）は、特許文献１に開示される赤外線検出回路であり、図示しないチョッパーを用いて、焦電素子１への赤外線の照射・遮断を繰り返しながら、焦電素子１からの焦電流を読み出す。例えば焦電素子１に赤外線が入射されて誘電体１ａに温度変化が生じると、自発分極の大きさが変化する。このとき、表面電荷は自発分極ほど速く変化できないため、取り残された表面電荷が生じる。従って、この表面電荷に対応する電流が、焦電素子１の電極１ｂ、１ｃに接続される抵抗ＲＧに流れることで、抵抗ＲＧの両端に電圧が生じる。この電圧を、トランジスター２及び抵抗ＲＳからなる回路を用いて検出する。

しかしながら、図１（Ａ）の検出回路には、チョッパーが機械式であるため、チョッピング周波数の安定性が低かったり、チョッパーとＦＰＡの間の同期をとる必要があったり、チョッパーの寿命が短いなどの課題がある。

図１（Ｂ）は、特許文献２に開示される赤外線検出回路であり、図１（Ａ）で必要であったチョッパーを不要とした誘電ボロメータ型の検出回路である。この検出回路では、赤外線の照射に伴う温度上昇により、キャパシター１０の容量値が変化することを利用している。この場合に、容量値を直接に検出することはできないため、温度によって変化するキャパシター１０と、温度によって変化しない参照用のキャパシター１１を直列接続する。そして直列接続されたキャパシター１０、１１の両端の端子１３、１４に電圧を印加した際の中間の端子１２の電圧の変化を読み取ることで、微少な容量値の変化を検出する。

しかしながら、特許文献１、２のいずれの赤外線検出回路においても、温度変化に対する焦電流の変化や誘電率の変化が非常に微少であるため、赤外線検出の高感度化が困難であるという課題がある。

図１（Ｃ）は、特許文献３に開示される赤外線検出回路であり、図１（Ａ）、図１（Ｂ）の課題である感度向上を実現する検出回路である。この検出回路は、感度向上のために複数回の電荷の読み出しを行うものであり、演算増幅器５１０、リセット用スイッチＳＷＢ、積分用キャパシターＣｉｎｔからなる積分回路５００を含む。また赤外線の照射により容量値が変化するセンサーキャパシターＣＳ（焦電素子）とスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を含む。

スイッチＳＷ１とＳＷ４は同期してオン・オフし、スイッチＳＷ２とＳＷ３は同期してオン・オフする。そしてスイッチＳＷ１、ＳＷ４がオンの時にはＳＷ２、ＳＷ３はオフになり、ＳＷ１、ＳＷ４がオフの時にはＳＷ２、ＳＷ３はオンになる。また端子Ｘ２には、バイアス固定電圧Ｖ１が入力され、端子Ｘ３には、電圧Ｖ１とは異なる駆動電圧Ｖ２が入力される。

積分用キャパシターＣｉｎｔに電荷が蓄積されていない初期状態から、スイッチＳＷ２、ＳＷ３がオンになると、端子Ｘ３の駆動電圧Ｖ２と端子Ｘ２の固定バイアス電圧Ｖ１の電圧差Ｖ２−Ｖ１が、センサーキャパシターＣＳの両端に印加される。これによりセンサーキャパシターＣＳには、ＱＳ＝ＣＳ・（Ｖ２−Ｖ１）の電荷が蓄積される。

次にスイッチＳＷ２、ＳＷ３がオフになり、スイッチＳＷ１、ＳＷ４がオンになると、センサーキャパシターＣＳに蓄積されていた電荷が、積分用キャパシターＣｉｎｔに転送されて蓄積される。この時、ノードＸ１に蓄積される電荷に対応する正負が逆の電荷が演算増幅器５１０から出力され、積分用キャパシターＣｉｎｔに蓄積される。これにより出力電圧はＶＯＵＴ＝ＱＳ／Ｃｉｎｔ＋Ｖ１になる。なお、説明の簡素化のためにキャパシターの名称とその容量値を同じ符号を用いて表している。

図１（Ｃ）の検出回路では、電荷の読み出し動作を複数回繰り返すことで、Ｓ／Ｎ比を向上し、赤外線検出の高感度化を図っている。

しかしながら、図１（Ｃ）の検出回路には以下の４つの課題がある。

第１に、センサーキャパシターＣＳに対しては、充電時にはＶ２−Ｖ１の電圧が印加されるが、読み出し時にはＣｉｎｔとＣＳの分圧比しかかからないため、例えばＶＣＣ／２程度の電圧しかＣＳに印加されていない。従って、センサーキャパシターＣＳに蓄積して読み出される電荷の量が、ＶＣＣのフル電圧を印加する場合に比べて小さくなる。このため、赤外線検出の感度が、ＶＣＣのフル電圧を印加する場合に比べて低下してしまう。

第２に、図１（Ｃ）において例えばＮＭＯＳトランジスターにより構成されるスイッチＳＷ１〜ＳＷ４には、寄生容量（ジャンクション容量）が存在するため、リファレンスキャパシターである積分用キャパシターＣｉｎｔの容量値のセッティングにズレが生じてしまう。従って、センサーキャパシターＣＳへの印加電圧が更に小さくなり、赤外線検出の感度が更に低下してしまう。特にＦＰＡにした場合、積分回路５００は１列に１つ設けられ、ノードＸ１に対してスイッチＳＷ４が行数分だけぶら下がる構成になる。その場合、スイッチＳＷ４のジャンクション容量が膨大になるため、分圧比読出しでは、センサーキャパシターＣＳへの最適な電圧印加が得られにくい。

第３に、ＦＰＡのセンサーアレイの各センサーセル（各画素）には、図１のセンサーキャパシターＣＳと４つのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を配置する必要があり、センサーセルのピッチである画素ピッチの狭小化に不向きな構成になる。

第４に、４つのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４によるスイッチングノイズの悪影響が生じたり、ＳＷ１〜ＳＷ４のスイッチタイミングのズレが起こりやすいという課題もある。

２．構成
以上のような課題を解決できる本実施形態の赤外線検出回路の第１の構成例を図２に示す。図２に示すように、この検出回路は、電荷転送用トランジスターＴＴＲと、ゲート制御回路２０と、負電位生成回路３０を含む。またリセット回路４０やタンクキャパシターＣＴＡを含むことができる。なお本実施形態の検出回路は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部（例えばリセット回路、タンクキャパシター）を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

赤外線検出素子ＣＦ（焦電素子、熱検出素子）は、赤外線を検出するための素子であり、例えば赤外線による温度変化を検出することで赤外線のエネルギー量を検出する。この赤外線検出素子ＣＦは、例えば焦電体（焦電膜）と、焦電体を挟むように両端に設けられる第１、第２の電極とにより構成される。焦電体は、例えばＰＺＴ（チタン酸ジルコン酸鉛）などの強誘電体の膜により形成され、自発分極が発生している。そして赤外線検出素子ＣＦの自発分極の量は温度に応じて変化する。例えば赤外線の照射により温度が高くなると、自発分極の量は小さくなる。また赤外線検出素子ＣＦの容量値も温度に応じて変化する。例えば赤外線の照射により温度が高くなると、赤外線検出素子ＣＦの容量値は大きくなる。このように赤外線検出素子ＣＦは、熱（赤外線エネルギー）を受けて分極量や容量値が変化する素子（センサー）である。

転送用トランジスターＴＴＲは、赤外線検出素子ＣＦの一端側の読み出しノードＮＲと、タンクノードＮＴ（電荷蓄積ノード）との間に設けられる。そして赤外線検出素子ＣＦからの電荷をタンクノードＮＴに転送する。転送用トランジスターＴＴＲは例えばＰ型のトランジスター（ＰＭＯＳトランジスター）であり、そのソースが読み出しノードＮＲに接続され、そのドレインがタンクノードＮＴに接続され、そのゲートがゲートノードＮＧに接続される。またそのバックゲート（基板）が例えばＧＮＤに接続（設定）される。

なお赤外線検出素子ＣＦの他端側の電圧印加ノードＮＩには、例えば０Ｖ（広義には第１の電圧レベル）又はＶＣＣ（広義には第２の電圧レベル）の電圧ＶＩが、図示しない電圧印加回路により印加される。

ゲート制御回路２０（しきい値電圧生成回路）は、電荷転送用トランジスターＴＴＲのゲートを制御する。例えば電荷転送用トランジスターＴＴＲのしきい値電圧を−ＶＴＨとした場合に、ゲート制御回路２０は、−ＶＴＨに対応するゲート制御電圧を生成して、電荷転送用トランジスターＴＴＲのゲートに出力する。ここで、−ＶＴＨに対応するゲート制御電圧は、例えば電荷転送用トランジスターＴＴＲと同様のＰ型のトランジスターのしきい値電圧と同等の電圧である。ゲート制御回路２０が出力するゲート制御電圧（−ＶＴＨ）は、電荷転送用トランジスターＴＴＲのしきい値電圧とほぼ等しくなるが、製造プロセス変動などに応じてＴＴＲのしきい値電圧と若干異なっていてもよい。

負電位生成回路３０（負電位設定回路）は、タンクノードＮＴの電位制御を行い、タンクノードＮＴを負電位に設定する回路である。具体的には、例えば電荷転送用トランジスターＴＴＲによる電荷転送時に、タンクノードＮＴを負電位に設定する。即ちタンクノードＮＴを例えば−ＶＣＣの負電位に設定する。

リセット回路４０は、読み出しノードＮＲのリセット処理を行う。具体的にはリセット回路４０は、赤外線検出素子ＣＦの読み出しノードＮＲとＧＮＤノード（広義には第１の電源ノード）との間に設けられる。そしてリセット期間において、ＧＮＤノードの電圧レベルである０Ｖ（第１の電圧レベル）に読み出しノードＮＲの電圧レベルをリセット（設定）する。

タンクキャパシターＣＴＡは、その一端がタンクノードＮＴに接続される。またタンクキャパシターＣＴＡの他端は例えばＧＮＤノードに接続される。ここでタンクキャパシターＣＴＡの容量値は、例えば赤外線検出素子ＣＦの容量値よりも大きくなっている。また例えば後述するように電荷の読み出し動作がＮ回行われる場合（ＮはＮ≧２となる整数）には、タンクキャパシターＣＴＡの容量値は、赤外線検出素子ＣＦの容量値のＮ倍以上であることが望ましい。なおタンクキャパシターＣＴＡを、例えば負電位生成回路３０などの他の回路に設けられるキャパシターにより兼用してもよい。

そして図２の赤外線検出回路では、負電位生成回路３０がタンクノードＮＴを負電位に設定した後に、電荷転送用トランジスターＴＴＲがオンになる。即ち、ゲート制御回路２０が電荷転送用トランジスターＴＴＲをオンにする。そして電荷転送用トランジスターＴＴＲがオンになった後に、赤外線検出素子ＣＦの他端側の電圧印加ノードＮＩの電圧レベルが、０Ｖ（広義には第１の電圧レベル）からＶＣＣ（広義には第２の電圧レベル）に変化する。即ち、図示しない電圧印加回路が、電圧印加ノードＮＩの電圧レベルを０ＶからＶＣＣに変化させる。こうすることで赤外線検出の感度が高い検出回路を実現できる。

図３にゲート制御回路２０、負電位生成回路３０、リセット回路４０の詳細な構成例を示す。なおゲート制御回路２０、負電位生成回路３０、リセット回路４０の構成は図３に限定されず、種々の変形実施が可能である。

ゲート制御回路２０は、ＶＴＨ（しきい値電圧）生成用のトランジスターＴＡと、負電位生成用のキャパシターＣＡを含む。ＶＴＨ生成用のＰ型のトランジスターＴＡのソースはＧＮＤに接続され、ゲート及びドレインはゲートノードＮＧに接続される。またそのバックゲート（基板）が例えばＧＮＤに接続（設定）される。負電位生成用のキャパシターＣＡの一端はゲートノードＮＧに接続され、他端には負電位生成用の電圧ＶＡが印加される。

例えば電圧ＶＡがＶＣＣ（第２の電圧レベル）から０Ｖ（第１の電圧レベル）に変化すると、ゲートノードＮＧの電位は負電位側に変化する。この時に、ゲートノードＮＧには、いわゆるダイオード接続のＰ型のトランジスターＴＡが接続されているため、ゲートノードＮＧは−ＶＴＨの電圧レベルに設定される。即ち、ゲートノードＮＧは、トランジスターＴＡのしきい値電圧とほぼ等しくなる電圧レベルに設定される。そしてＰ型のトランジスターＴＡと電荷転送用トランジスターＴＴＲは、同様の構造のＰ型トランジスターにより構成されているため、ゲートノードＮＧは、電荷転送用トランジスターＴＴＲのしきい値電圧とほぼ等しい負電位の電圧レベルに設定される。

負電位生成回路３０は、負電位生成用のキャパシターＣＢを含む。負電位生成用のキャパシターＣＢの一端はタンクノードＮＴに接続され、他端には負電位生成用の電圧ＶＢが印加される。そして例えばタンクノードＮＴがハイインピーダンス状態の時に、電圧ＶＢがＶＣＣ（第２の電圧レベル）から０Ｖ（第１の電圧レベル）に変化すると、タンクノードＮＴの電位は負電位側に変化して、例えば−ＶＣＣに設定される。

リセット回路４０は、リセット用のトランジスターＴＲＳを含む。そしてリセット信号ＲＳＴがＨレベル（アクティブ）になると、Ｎ型のトランジスターＴＲＳがオンになり、読み出しノードＮＲが０Ｖにリセットされる。

次に図４の信号波形を用いて、本実施形態の第１の構成例の検出回路の動作を説明する。

まず図４のタイミングｔ１において、リセット信号ＲＳＴを０Ｖに設定して、読み出しノードＮＲをフローティング状態に設定する。またタイミングｔ１において負電位生成回路３０がタンクノードＮＴを−ＶＣＣ付近の負電位に設定する。

次にタイミングｔ２において、ゲート制御回路２０によりゲートノードＮＧを、電荷転送用トランジスターＴＴＲのしきい値電圧に対応する−ＶＴＨに設定する。これにより電荷転送用トランジスターＴＴＲは弱いオン状態になる。

次にタイミングｔ３において、電圧ＶＩを０ＶからＶＣＣに立ち上げる。これにより赤外線検出素子ＣＦから分極量（容量）に応じた電荷が読み出され、図４のＡ１に示すように読み出しノードＮＲの電位が上昇する。そして読み出しノードＮＲの電位が上昇すると、弱くオンしている電荷転送用トランジスターＴＴＲを介して、タンクノードＮＴに電荷が転送される。するとＡ２に示すように、転送された電荷量に応じてタンクノードＮＴの電圧ＶＴＡが上昇すると同時に、読み出しノードＮＲの電位は０Ｖ付近まで下がる。つまり、赤外線検出素子ＣＦから読み出された全電荷がタンクノードＮＴに転送され、赤外線検出素子ＣＦが受けた赤外線のエネルギー量に応じて、タンクノードＮＴの電圧ＶＴＡが変化する。

次にタイミングｔ６で、リセット信号ＲＳＴをＶＣＣに設定して、読み出しノードを０Ｖ（ＧＮＤ）にリセット（ディスチャージ）する。そしてタイミングｔ７で、電圧ＶＩを０Ｖに設定して、読み出し動作を終了する。

ここで図４のＡ３、Ａ４は、Ａ１、Ａ２の場合よりも温度が高い場合の読み出しノードＮＲ、タンクノードＮＴの電位変化を示すものである。即ち赤外線検出素子ＣＦに赤外線が照射されて、その温度が高くなると、ＣＦの自発分極量が減少する。このため、読み出しノードＮＲ、タンクノードＮＴの電位変化も、温度が高くなるにつれて小さくなる。従って、ノードＮＴの電圧レベルを測定することで、赤外線検出素子ＣＦの温度を測定し、赤外線のエネルギー量を測定できるようになる。

例えば図５に赤外線検出素子ＣＦ（焦電素子）のヒステリシスループの例を示す。Ｅ１は低温の場合のヒステリシスループであり、Ｅ２は高温の場合のヒステリシスループである。図５に示すように、高温の場合のヒステリシスループでの自発分極量ＰＲ２（残留分極）は、低温の場合の自発分極量ＰＲ１よりも小さくなる。

また、図５のＥ３、Ｅ４等の各電圧でのヒステリシスループの傾きが、赤外線検出素子ＣＦの容量値（誘電率）の大きさに対応する。そしてＥ３、Ｅ４に示すように、高温のヒステリシスループの各電圧での傾きの方が、低温のヒステリシスループの各電圧での傾きよりも大きくなっている。即ち赤外線検出素子ＣＦの平均的な容量値の大きさは、高温の場合の方が大きくなる。

以上の本実施形態の赤外線検出回路によれば、センサーキャパシターとなる赤外線検出素子ＣＦには、ＶＣＣのフル電圧を印加できるため、より多くの電荷を読み出すことができる。即ち図１（Ｃ）の比較例では、例えばセンサーキャパシターＣＳにはＶＣＣ／２程度の電圧しか印加できないため、１回の読み出し動作で読み出される電荷の量が少ない。これに対して本実施形態では、電圧印加ノードＮＩの電圧ＶＩがＶＣＣである場合に読み出しノードＮＲは０Ｖであるため、赤外線検出素子ＣＦに対してＶＣＣのフル電圧を印加して、図４のＡ１、Ａ３に示すように電荷を読み出すことができる。従って、図１（Ｃ）の比較例に比べて高感度化を図れる。

また図１（Ｃ）の比較例では、多くのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４が必要であるため、これらのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を構成するトランジスターの寄生容量が原因となって、積分用キャパシターＣｉｎｔのセッティングがずれてしまい、センサーキャパシターＣＳへの印加電圧が更に低くなってしまう問題があった。また、特にＦＰＡにした場合にノードＸ１の寄生容量が大きくなり分圧比読出しでは最適値が得られにくい問題があった。またスイッチＳＷ１〜ＳＷ４のスイッチノイズの悪影響やスイッチタイミングのズレが大きいなどの問題があった。これに対して本実施形態では、比較例のような多数のスイッチを必要とせず、電荷転送用トランジスターＴＴＲを用いた簡素な制御で、赤外線検出素子ＣＦからの電荷の読み出しを実現できる。従って、図１（Ｃ）の比較例で生じた問題を解消できる。

また図１（Ｃ）の比較例では、積分回路５００を設ける必要があるため、この積分回路５００において流れる定常電流により、消費電力が大きくなってしまうという問題があった。これに対して本実施形態では、このような積分回路を設ける必要がなく、定常電流が流れる経路もないので、低消費電力化を図れる。

また本実施形態では、図４のタイミングｔ１で、リセット回路４０により読み出しノードＮＲが０Ｖに設定され、負電位生成回路３０によりタンクノードＮＴが負電位に設定された後に、タイミングｔ２で、ゲートノードＮＧが−ＶＴＨに設定されて電荷転送用トランジスターＴＴＲがオンになる。そしてＴＴＲがオンになった後に、タイミングｔ３で、電圧印加ノードＮＩの電圧ＶＩが０ＶからＶＣＣに変化する。

即ち、読み出しノードＮＲが０Ｖに設定されることで、前述のように赤外線検出素子ＣＦにＶＣＣのフル電圧を印加できるようになる。ところが、このとき、タンクノードＮＴが正電位であると、赤外線検出素子ＣＦの電荷を読み出すことが難しくなる。この点、本実施形態では、負電位生成回路３０がタンクノードＮＴを−ＶＣＣの負電位に設定しているため、読み出しノードＮＲが０Ｖであっても、赤外線検出素子ＣＦからの電荷を、負電位のタンクノードＮＴ側に引き寄せて転送することが可能になる。

また読み出しノードＮＲが０Ｖに設定され、タンクノードＮＴが−ＶＣＣに設定されているときに、電荷転送用トランジスターＴＴＲのゲートノードＮＧは−ＶＴＨに設定される。このため、電荷転送用トランジスターＴＴＲは弱いオン状態に設定される。従って、タングノードＮＴの−ＶＣＣの電位に引っ張られて読み出しノードＮＲが０Ｖ以下の電位になってしまう事態を防止できる。即ち、読み出しノードＮＲの電位を０Ｖに維持すると共に、タンクノードＮＴの電位を−ＶＣＣに維持しながら、赤外線検出素子ＣＦからの電荷を、電荷転送用トランジスターＴＴＲを介して、そのままタンクノードＮＴに移動できる。従って、安定且つ正確な電荷の読み出し動作を実現できる。

３．第２の構成例、センサーデバイス
図６（Ａ）に本実施形態のセンサーデバイスの構成例を示す。このセンサーデバイスは、センサーアレイ１００と、行選択回路（行ドライバー）１１０と、読み出し回路１２０を含む。またＡ／Ｄ変換部１３０、カラム走査回路１４０、制御回路１５０を含むことができる。このセンサーデバイスを用いることで、例えばナイトビジョン機器などに用いられる赤外線カメラなどを実現できる。

センサーアレイ１００（焦点面アレイ）には、複数のセンサーセルが配列（配置）される。また複数の行線（ワード線、走査線）と複数の列線（データ線）が設けられる。なお行線及び列線の一方の本数が１本であってもいい。例えば行線が１本である場合には、図６（Ａ）において行線に沿った方向（横方向）に複数のセンサーセルが配列される。一方、列線が１本である場合には、列線に沿った方向（縦方向）に複数のセンサーセルが配列される。

図６（Ｂ）に示すように、センサーアレイ１００の各センサーセルは、各行線と各列線の交差位置に対応する場所に配置（形成）される。例えば図６（Ｂ）のセンサーセルは、行線ＷＬ１と列線ＤＬ１の交差位置に対応する場所に配置されている。他のセンサーセルも同様である。

行選択回路１１０は、１又は複数の行線に接続される。そして各行線の選択動作を行う。例えば図６（Ｂ）のようなＱＶＧＡ（３２０×２４０画素）のセンサーアレイ１００（焦点面アレイ）を例にとれば、行線ＷＬ０、ＷＬ１、ＷＬ２・・・・ＷＬ２３９を順次選択（走査）する動作を行う。即ちこれらの行線を選択する信号（ワード選択信号）をセンサーアレイ１００に出力する。また行選択回路１１０の行ドライバーは、行線に対応して設けられる駆動線に対して駆動信号を出力する。

読み出し回路１２０（プリアンプ）は、１又は複数の列線に接続される。そして各列線の読み出し動作を行う。ＱＶＧＡのセンサーアレイ１００を例にとれば、列線ＤＬ０、ＤＬ１、ＤＬ２・・・・ＤＬ３１９からの検出電荷を読み出す動作を行う。

Ａ／Ｄ変換部１３０は、読み出し回路１２０において取得された検出電圧（測定電圧、到達電圧）をデジタルデータにＡ／Ｄ変換する処理を行う。そしてＡ／Ｄ変換後のデジタルデータＤＯＵＴを出力する。具体的には、Ａ／Ｄ変換部１３０には、複数の列線の各列線に対応して各Ａ／Ｄ変換器が設けられる。そして、各Ａ／Ｄ変換器は、対応する列線において読み出し回路１２０により取得された検出電圧のＡ／Ｄ変換処理を行う。なお、複数の列線に対応して１つのＡ／Ｄ変換器を設け、この１つのＡ／Ｄ変換器を用いて、複数の列線の検出電圧を時分割にＡ／Ｄ変換してもよい。

カラム走査回路１４０は、Ａ／Ｄ変換部１３０にカラム走査信号を出力する。これによりＡ／Ｄ変換部１３０から、シリアルのデジタルデータＤＯＵＴが出力されるようになる。なおカラム走査回路１４０を設けない変形実施も可能である。

制御回路１５０（タイミング生成回路）は、各種の制御信号を生成して、行選択回路１１０、読み出し回路１２０、Ａ／Ｄ変換部１３０、カラム走査回路１４０に出力する。例えば電荷読み出し動作や電圧検出のための各種のタイミング制御信号や、各回路の制御信号を生成して出力する。

図７（Ａ）にセンサーアレイの各センサーセルの構成を示し、図７（Ｂ）に、このようなセンサーデバイスに適用した場合の本実施形態の赤外線検出回路の第２の構成例を示す。

図７（Ａ）に示すように、複数のセンサーセルの各センサーセルは、赤外線検出素子ＣＦと、選択トランジスターＴＳＥＬ（行選択スイッチ）を含む。即ちＱＶＧＡ（３２０×２４０画素）の場合には、赤外線検出素子ＣＦと選択トランジスターＴＳＥＬを含むセンサーセル（画素）が、２４０行、３２０列で配列されることになる。

図７（Ａ）に示すように、選択トランジスターＴＳＥＬは、赤外線検出素子ＣＦの一端側のノードＮＳと１又は複数の列線のうちの対応する列線ＤＬとの間に設けられる。そして選択トランジスターＴＳＥＬは、１又は複数の行線のうちの対応する行線ＷＬにより、そのゲートが制御される。即ち対応する行線ＷＬがＨレベル（アクティブ）になると、Ｎ型の選択トランジスターＴＳＥＬはオンになり、赤外線検出素子ＣＦの一端側のノードＮＳが、対応する列線ＤＬに接続される。

図７（Ｂ）の赤外線検出回路は、図６（Ａ）の読み出し回路１２０に設けられる。即ち、読み出し回路１２０には、１又は複数の列線の各列線に対応して、図７（Ｂ）の構成の赤外線検出回路が設けられる。この赤外線検出回路は、電荷転送用トランジスターＴＴＲと、ゲート制御回路２０と、負電位生成回路３０を含む。更にリセット回路４０、レベルシフター５０、タンクキャパシターＣＴＡを含むことができる。なおこれらの構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

電荷転送用トランジスターＴＴＲは、１又は複数の列線のうちの対応する列線ＤＬのノード（読み出しノードＮＲ）とタンクノードＮＴとの間に設けられる。そして、図７（Ａ）のセンサーセルの赤外線検出素子ＣＦからの電荷をタンクノードＮＴに転送する。そしてゲート制御回路２０は、電荷転送用トランジスターＴＴＲのゲートを制御し、負電位生成回路３０は、ＴＴＲによる電荷転送時にタンクノードＮＴを負電位に設定する。

またリセット回路４０は、ＤＬのノードである読み出しノードＮＲを０Ｖにリセットする。レベルシフター５０は、タンクノードＮＴの検出電圧ＶＴＡを負電位から正電位に変換する。そして正電位に変換された電圧ＣＯＬＱが、図６（Ａ）のＡ／Ｄ変換部１３０に出力される。このようにタンクノードＮＴの検出電圧ＶＴＡをレベルシフター５０により正電位に変換することで、Ａ／Ｄ変換部１３０でのＡ／Ｄ変換を容易化できる。

次に図８の信号波形を用いて、本実施形態の第２の構成例の検出回路の動作を説明する。

まずタイミングｔ１で、行選択回路１１０が行線ＷＬを０ＶからＶＣＣに設定する。これにより図７（Ａ）の選択トランジスターＴＳＥＬがオンになり、対応するセンサーセルが選択される。例えば行線ＷＬ０がＶＣＣになると、行線ＷＬ０に接続される全てのセンサーセルの選択トランジスターＴＳＥＬがオンになり、そのセンサーセルに含まれる赤外線検出素子ＣＦの一端側のノードＮＳが、対応する列線に電気的に接続される。

またタイミングｔ１では、図７（Ａ）の検出回路（読み出し回路）の負電位生成回路３０が、タンクノードＮＴを−ＶＣＣの負電位に設定する。そしてタイミングｔ２で、ゲート制御回路２０がＴＴＲのゲートノードＮＧを−ＶＴＨに設定する。

次にタイミングｔ３で、行選択回路１１０の行ドライバーが、駆動線ＲＤＲを０Ｖ（第１の電圧レベル）からＶＣＣ（第２の電圧レベル）に設定する。これにより図７（Ａ）の赤外線検出素子ＣＦからの電荷が、オンになっている選択トランジスターＴＳＥＬを介して列線ＤＬ（読み出しノードＮＲ）に読み出される。

そして図８のＢ１に示すように読み出された電荷が、弱いオンになっている電荷転送用トランジスターＴＴＲを介してタンクノードＮＴに転送される。これによりＢ２に示すようにタンクノードＮＴの電位が−ＶＣＣから上昇する。そしてレベルシフター５０が、タンクノードＮＴの正電位を負電位に変換し、Ｂ３に示すように正電位に変換された電圧ＣＯＬＱがＡ／Ｄ変換部１３０に出力される。Ａ／Ｄ変換部１３０は、この電圧ＣＯＬＱのＡ／Ｄ変換を行い、Ａ／Ｄ変換により得られたデジタルデータＤＯＵＴを出力する。

例えば図１（Ｃ）の比較例では、各センサーセルに対して、センサーキャパシターＣＳと複数のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を設ける必要があるため、センサーセルのピッチである画素ピッチの狭小化を図ることが難しい。これに対して本実施形態によれば、各センサーセル（各画素）は、例えば１つの赤外線検出素子ＣＦと１つの選択トランジスターＴＳＥＬで構成できるため、画素ピッチの狭小化を実現できる。

４．負電位生成回路
図９に、本実施形態の赤外線検出回路が含む負電位生成回路３０の他の構成例を示す。

図９の負電位生成回路３０は、タンクノードＮＴに一端が接続される第１の負電位生成用キャパシターＣＢ１を含む。そしてこの負電位生成用キャパシターＣＢ１が、タンクノードＮＴに接続されるタンクキャパシターとして兼用される。即ち、ＣＢ１に対して、負電位生成用キャパシターとしての機能（役割）と、タンクキャパシターとしての機能の両方を持たせる。

また負電位生成回路３０は、タンクノードＮＴに一端が接続される第２の負電位生成用キャパシターＣＢ２を含む。この負電位生成用キャパシターＣＢ２は、負電位生成用キャパシターＣＢ１よりも、その容量値が大きくなっている。そして図９では、負電位生成用キャパシターＣＢ２の他端のノードＮＢ２から、タンクノードＮＴの負電位が正電位に変換された電圧ＣＯＬＱが出力される。即ち図７（Ｂ）のレベルシフター５０の機能を、負電位生成回路３０に設けられる負電位生成用キャパシターＣＢ２を利用して実現する。

また図９の負電位生成回路３０は、第１のドライバーＢＦ１と第２のドライバーＢＦ２を含む。ドライバーＢＦ１は、負電位生成用キャパシターＣＢ１の他端のノードＮＢ１を駆動する。ドライバーＢＦ２は、負電位生成用キャパシターＣＢ２の他端のノードＮＢ２を駆動する。

具体的には、タンクノードＮＴを負電位に設定する場合には、ドライバーＢＦ１が、負電位生成用キャパシターＣＢ１の他端をＶＣＣ（第２の電圧レベル）から０Ｖ（第１の電圧レベル）に変化させる。またドライバーＢＦ２が、負電位生成用キャパシターＣＢ２の他端をＶＣＣから０Ｖに変化させる。

即ち、負電位生成用の電圧ＶＢ及び制御電圧ＶＣＴが０ＶからＶＣＣに変化すると、インバーターであるドライバーＢＦ１が、負電位生成用キャパシターＣＢ１の他端のノードＮＢ１をＶＣＣから０Ｖに変化させ、ドライバーＢＦ２が、負電位生成用キャパシターＣＢ２の他端のノードＮＢ２をＶＣＣから０Ｖに変化させる。これにより、ＣＢ１、ＣＢ２が負電位生成用のキャパシターとして機能して、タンクノードＮＴの電位が負電位の−ＶＣＣに設定される。

そして負電位生成用キャパシターＣＢ２の他端のノードＮＢ２の電圧レベルが０Ｖ（第１の電圧レベル）に変化した後に、ドライバーＢＦ２が、負電位生成用キャパシターＣＢ２の他端のノードＮＢ２をハイインピーダンス状態に設定する。即ち制御電圧ＶＣＴがＶＣＣから０Ｖに変化することで、Ｎ型のトランジスターＴＢ２がオフになり、ドライバーＢＦ２の出力がハイインピーダンス状態に設定される。これにより、ＣＢ２がレベルシフター用のキャパシターとして機能して、図８のＢ３のように負電位から正電位に変換された電圧ＣＯＬＱが、ノードＮＢ２から出力されるようになる。

以上のように図９の構成によれば、タンクノードＮＴを負電位に設定する機能と、タンクキャパシターＣＴＡの機能と、レベルシフター５０の機能を、１つの負電位生成回路３０により実現できる。従って、回路のコンパクト化を図れ、レイアウト面積等を縮小化できる。

なお図９では、キャパシターＣＢ２の容量値がＣＢ１の容量値よりも大きくなっている。例えばタンクノードＮＴを負電位に設定する際には、負電位生成用のキャパシターの容量値はなるべく大きい方が望ましい。この点、図９では、ＣＢ１とＣＢ２の両方が負電位生成用のキャパシターとして機能するため、好適な構成となる。

そして、このようにタンクノードＮＴが負電位に設定された後は、キャパシターＣＢ２の他端のノードＮＢ２はハイインピーダンス状態に設定されるため、キャパシターＣＢ１だけがタンクキャパシターとして機能するようになる。このようにすることで、タンクキャパシターの容量値の設定を簡素化できる。

そして、ノードＮＢ２がハイインピーダンス状態に設定されることで、キャパシターＣＢ２をレベルシフター用のキャパシターとして機能させることが可能になり、負電位へのレベルシフト後の電圧ＣＯＬＱをノードＮＢ２から出力できるようになる。

５．第３の構成例
図１０に本実施形態の赤外線検出回路の第３の構成例を示す。図１０の第３の構成例が図７（Ｂ）の第２の構成例と異なるのは、図１０では制御トランジスターＴＣが更に設けられている点である。そしてこの第３の構成例では、電荷の読み出し動作を複数回（Ｎ回）行うことで、高感度読み出しを実現している。

制御トランジスターＴＣは、列線ＤＬのノード（読み出しノードＮＲ）と、電荷転送用トランジスターＴＴＲとの間に設けられる。そして制御信号ＨＳによりオン・オフが制御される。即ち、図示しない制御回路が制御トランジスターＴＣをオン・オフする制御を行う。そして制御トランジスターＴＣがオン・オフする動作が複数回（Ｎ回）行われた後に、タンクノードＮＴから検出電圧ＶＴＡが取得される。即ち、Ａ／Ｄ変換部１３０等の画像取得回路が、検出電圧ＶＴＡを取得する。例えばタンクノードＮＴの検出電圧ＶＴＡがレベルシフター５０により正電位に変換されて、Ａ／Ｄ変換部１３０によりサンプリングされて、デジタルデータＤＯＵＴに変換される。

このように制御トランジスターＴＣがオン・オフする動作がＮ回行われる場合に、タンクキャパシターＣＴＡの容量値は、赤外線検出素子ＣＦの容量値のＮ倍以上であることが望ましい。即ちＣＴＡの容量値をＣＦの容量値の読み出し回数倍以上の容量値にする。こうすることで、タンクノードＮＴの検出電圧が飽和してしまう事態を防止できる。なおこのタンクキャパシターＣＴＡは、図９のように負電位生成回路３０などの他の回路に設けられるキャパシターであってもよい。

次に図１１の信号波形を用いて、本実施形態の第３の構成例の検出回路の動作を説明する。

図１１のタイミングｔ１、ｔ２までの動作は、図８の第２の構成例の動作とほぼ同様である。そしてタイミングｔ３で、駆動線ＲＤＲが０ＶからＶＣＣに変化するときに、制御トランジスターＴＣの制御信号ＨＳはＶＣＣになっており、制御トランジスターＴＣはオンになっている。従って、図１１のＤ１に示すようにセンサーセルから列線ＤＬに読み出された電荷が、Ｄ２に示すように制御トランジスターＴＣ及び電荷転送用トランジスターＴＴＲを介してタンクノードＮＴに転送される。これによりタンクノードＮＴの電位が−ＶＣＣから上昇して、１回目の電荷の読み出し動作が実現される。

次にタイミングｔ５において、駆動線ＲＤＲがＶＣＣのままの状態で、制御信号ＨＳがＶＣＣから０Ｖに変化して、制御トランジスターＴＣがオフになる。この時に、リセット信号ＲＳＴも０ＶからＶＣＣに変化し、ＤＬのノードが０Ｖにリセットされる。

次にタイミングｔ６において、制御トランジスターＴＣがオフの状態で、駆動線ＲＤＲがＶＣＣから０Ｖに変化する。そしてタイミングｔ７で、駆動線ＲＤＲが０Ｖの状態で、制御信号ＨＳが０ＶからＶＣＣに変化し、制御トランジスターＴＣがオンになる。

次にタイミングｔ８で、制御トランジスターＴＣがオンの状態のままで、駆動線ＲＤＲが０ＶからＶＣＣに変化する。従って、Ｄ３に示すようにセンサーセルから列線ＤＬに読み出された電荷が、Ｄ４に示すように制御トランジスターＴＣ及び電荷転送用トランジスターＴＴＲを介してタンクノードＮＴに転送される。これによりタンクノードＮＴの電位が更に上昇して、２回目の電荷の読み出し動作が実現される。同様にしてＤ５、Ｄ６に示すように３回目の電荷の読み出し動作が実現される。

以上のような読み出し動作が複数回（Ｎ回）行われ、最終的に得られたタンクノードＮＴの検出電圧ＶＴＡを正電位の変換した電圧ＣＯＬＱが、Ａ／Ｄ変換部１３０に出力されて、最終的なデジタルデータが取得される。このようにすれば、１回の読み出し動作により赤外線検出素子ＣＦから読み出される電荷の量が少ない場合にも、検出電圧の分解能を高くすることができ、赤外線検出の感度を向上できる。

また読み出し回数をＮ回とした場合に、タンクキャパシターＣＴＡの容量値を赤外線検出素子ＣＦの容量値のＮ倍以上にすることで、図１１のＤ７に示すように、検出電圧ＶＴＡが飽和して、適正な電圧範囲を超えてしまう事態を防止できる。

また図１１では、制御トランジスターＴＣがオンである期間（例えばｔ２〜ｔ４）に、駆動線ＲＤＲの電圧レベル（赤外線検出素子の他端側の電圧印加ノードの電圧レベル）が、０Ｖ（第１の電圧レベル）からＶＣＣ（第２の電圧レベル）に変化する（ｔ３）。即ち、行ドライバー１１０が駆動線ＰＤＲの電圧レベルを０ＶからＶＣＣに変化させる。そして駆動線ＲＤＲがＶＣＣに変化した後に制御トランジスターＴＣがオフになり（ｔ５）、ＴＣがオフである期間（ｔ５〜ｔ７）に、駆動線ＲＤＲ（電圧印加ノード）の電圧レベルがＶＣＣから０Ｖに変化する（ｔ６）。

更に図１１では、制御トランジスターＴＣがオフである期間（ｔ５〜ｔ７）において、列線ＤＬのノード（読み出しノードＮＲ）が０Ｖにリセットされる。

このように制御トランジスターＴＣがオンである期間に、駆動線ＲＤＲをＶＣＣに変化させることで（ｔ３）、赤外線検出素子ＣＦからの電荷をタンクノードＮＴに適正に転送できる。そして、制御トランジスターＴＣがオフである期間に、駆動線ＲＤＲをＶＣＣから０Ｖに変化させることで（ｔ６）、ＲＤＲの電圧レベルの変化がタンクノードＮＴに悪影響を与えて、検出誤差等が生じる事態を防止できる。

また制御トランジスターＴＣがオフである期間（ｔ５〜ｔ７）に、リセット回路４０によりＤＬのノード（読み出しノードＮＲ）を０Ｖにリセットすることで、次の電荷読み出し動作の準備を整えることが可能になる。またＤＬの電圧レベルの変化が、タンクノードＮＴに悪影響を与えて、検出誤差等が生じる事態を防止できる。

６．第４の構成例
図１２に本実施形態の赤外線検出回路の第４の構成例を示す。図１２の第４の構成例が図１０の第３の構成例と異なるのは、図１２ではフィードバックインバーター回路６０が更に設けられている点である。そしてこの第４の構成例においても、電荷の読み出し動作を複数回行うことで、高感度読み出しを実現している。

図１２のフィードバックインバーター回路６０は、電荷転送用トランジスターＴＴＲのタンクノードＮＴとは異なる側のノードＮＨの電位変化を反転させて、電荷転送用トランジスターＴＴＲのゲートノードＮＧに出力する回路である。

フィードバックインバーター回路６０は、インバーターＩＮＶと、フィードバック用のスイッチＳＷと、ＡＣカップリング用のキャパシターＣＣ１、ＣＣ２を含む。スイッチＳＷの一端がインバーターＩＮＶの入力に接続され、ＳＷの他端がインバーターＩＮＶの出力に接続される。そしてスイッチＳＷがオンすることで、インバーターＩＮＶの出力が入力にフィードバックされて、インバーターＩＮＶが、中間電位を増幅する回路として機能するようになる。またキャパシターＣＣ１の一端はノードＮＨに接続され、他端はインバーターＩＮＶの入力に接続される。またキャパシターＣＣ２の一端はゲートノードＮＧに接続され、他端はインバーターＩＮＶの出力に接続される。

このようなフィードバックインバーター回路６０により電位変化を増幅し、電荷転送用トランジスターＴＴＲのゲートをコントロールすることで、より増幅度を上げた読み出し動作を実現できる。

図１３に本実施形態の第４の構成例の検出回路の動作を説明する信号波形を示す。

図１３のタイミングｔ２で、スイッチＳＷの制御信号ＳＳＷが０Ｖになることで、スイッチＳＷがオンになり、フィードバックインバーター回路６０のインバーターＩＮＶの入力と出力が接続され、インバーターＩＮＶが増幅回路として機能するようになる。そして図１３のＦ１、Ｆ２、Ｆ３に示すように列線ＤＬのノードが正電位側に変化すると、フィードバックインバーター回路６０により、Ｆ４、Ｆ５、Ｆ６に示すようにゲートノードＮＧが負電位側に変化するように制御される。これによりＦ７、Ｆ８、Ｆ９に示すように、タンクノードＮＴの検出電圧の電位が増幅され、図１１のＤ２、Ｄ４、Ｄ６に比べて、より増幅度を上げた読み出し動作を実現できる。このようにフィードバックインバーター回路６０を用いて増幅度を上げることで、赤外線検出の更なる高感度化を実現できる。

７．電子機器
図１４に本実施形態のセンサーデバイスや赤外線検出回路を含む電子機器の構成例を示す。この電子機器は、光学系２００、センサーデバイス２１０（赤外線検出回路）、画像処理部２２０、処理部２３０、記憶部２４０、操作部２５０、表示部２６０を含む。なお本実施形態の電子機器は図１４の構成に限定されず、その構成要素の一部（例えば光学系、操作部、表示部等）を省略したり、他の構成要素を追加したりするなどの種々の変形実施が可能である。

光学系２００は、例えば１又は複数のレンズや、これらのレンズを駆動する駆動部などを含む。そしてセンサーデバイス２１０への物体像の結像などを行う。また必要であればフォーカス調整なども行う。

センサーデバイス２１０は、図６（Ａ）等で説明したものであり、物体像の撮像処理を行う。画像処理部２２０は、センサーデバイス２１０からのデジタルの画像データ（画素データ）に基づいて、画像補正処理などの各種の画像処理を行う。なおイメージセンサーとなるセンサーデバイス２１０の代わりに、赤外線検出回路を用いてもよい。

処理部２３０は、電子機器の全体の制御を行ったり、電子機器内の各ブロックの制御を行ったりする。この処理部２３０は、例えばＣＰＵ等により実現される。記憶部２４０は、各種の情報を記憶するものであり、例えば処理部２３０や画像処理部２２０のワーク領域として機能する。操作部２５０は、ユーザが電子機器を操作するためのインターフェースとなるものであり、例えば各種ボタンやＧＵＩ（Graphical User Interface）画面などにより実現される。表示部２６０は、例えばセンサーデバイス２１０により取得された画像やＧＵＩ画面などを表示するものであり、液晶ディスプレイや有機ＥＬディスプレイなどの各種のディスプレイや投写型表示装置などにより実現される。

なお本実施形態は、ＦＰＡ（Focal Plane Array:焦点面アレイ）を用いた赤外線カメラや赤外線カメラを用いた電子機器に適用できる。赤外線カメラを適用した電子機器としては、例えば夜間の物体像を撮像するナイトビジョン機器、物体の温度分布を取得するサーモグラフィー機器、人の侵入を検知する侵入検知機器、物体の物理情報の解析（測定）を行う解析機器（測定機器）、火や発熱を検知するセキュリティー機器、工場などに設けられるＦＡ（Factory Automation）機器などが想定できる。ナイトビジョン機器を車載機器に適用すれば、車の走行時に夜間の人等の姿を検知して表示することができる。またサーモグラフィー機器に適用すれば、インフルエンザ検疫等に利用することができる。

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは、当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語（第１の電源ノード、第２の電源ノード、第１の電圧レベル、第２の電圧レベル等）と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また赤外線検出回路、センサーデバイス、電子機器の構成、動作も本実施形態で説明したものに限定に限定されず、種々の変形実施が可能である。

ＣＦ 赤外線検出素子、ＴＴＲ 電荷転送用トランジスター、ＮＩ 電圧印加ノード、
ＮＲ 読み出しノード、ＮＴ タンクノード、ＣＴＡ タンクキャパシター、
２０ ゲート制御回路、３０ 負電位生成回路、４０ リセット回路、
５０ レベルシフター、６０ フィードバックインバーター回路、
１００ センサーアレイ、１１０ 行選択回路、１２０ 読み出し回路、
１３０ Ａ／Ｄ変換部、１４０ カラム走査回路、１５０ 制御回路

Claims (15)

1. 赤外線検出素子の一端側の読み出しノードと、タンクノードとの間に設けられ、前記赤外線検出素子からの電荷を前記タンクノードに転送する電荷転送用トランジスターと、
   前記電荷転送用トランジスターのゲートを制御するゲート制御回路と、
   前記電荷転送用トランジスターによる電荷転送時に、前記タンクノードを負電位に設定する負電位生成回路と、
   を含むことを特徴とする赤外線検出回路。
2. 請求項１において、
   前記ゲート制御回路は、
   前記電荷転送用トランジスターのしきい値電圧を−ＶＴＨとした場合に、−ＶＴＨに対応するゲート制御電圧を前記電荷転送用トランジスターのゲートに出力することを特徴とする赤外線検出回路。
3. 請求項１又は２において、
   前記赤外線検出素子の前記読み出しノードと第１の電源ノードとの間に設けられ、リセット期間において、前記第１の電源ノードの電圧レベルである第１の電圧レベルに前記読み出しノードをリセットするリセット回路を含むことを特徴とする赤外線検出回路。
4. 請求項１乃至３のいずれかにおいて、
   前記負電位生成回路が前記タンクノードを負電位に設定した後に、前記電荷転送用トランジスターがオンになり、前記電荷転送用トランジスターがオンになった後に、前記赤外線検出素子の他端側の電圧印加ノードが、第１の電圧レベルから第２の電圧レベルに変化することを特徴とする赤外線検出回路。
5. 請求項１乃至４のいずれかにおいて、
   前記負電位生成回路は、
   前記タンクノードに一端が接続される第１の負電位生成用キャパシターを含み、
   前記第１の負電位生成用キャパシターが、前記タンクノードに接続されるタンクキャパシターとして兼用されることを特徴とする赤外線検出回路。
6. 請求項５において、
   前記負電位生成回路は、
   前記タンクノードに一端が接続される第２の負電位生成用キャパシターを含み、
   前記第２の負電位生成用キャパシターの他端から、前記タンクノードの負電位が正電位に変換された電圧が出力されることを特徴とする赤外線検出回路。
7. 請求項１乃至４のいずれかにおいて、
   前記負電位生成回路は、
   前記タンクノードに一端が接続される第１の負電位生成用キャパシターと、
   前記タンクノードに一端が接続され、前記第１の負電位生成用キャパシターよりも容量値が大きい第２の負電位生成用キャパシターと、
   前記第１の負電位生成用キャパシターの他端を駆動する第１のドライバーと、
   前記第２の負電位生成用キャパシターの他端を駆動する第２のドライバーとを含み、
   前記タンクノードを負電位に設定する場合には、前記第１のドライバーが、前記第１の負電位生成用キャパシターの他端を第２の電圧レベルから第１の電圧レベルに変化させると共に、前記第２のドライバーが、前記第２の負電位生成用キャパシターの他端を前記第２の電圧レベルから前記第１の電圧レベルに変化させ、
   前記第２の負電位生成用キャパシターの他端が前記第１の電圧レベルに変化した後に、前記第２のドライバーが、前記第２の負電位生成用キャパシターの他端をハイインピーダンス状態に設定することを特徴とする赤外線検出回路。
8. 請求項１乃至７のいずれかにおいて、
   前記赤外線検出素子の前記読み出しノードと前記電荷転送用トランジスターとの間に設けられる制御トランジスターを含み、
   前記制御トランジスターがオン・オフする動作が複数回行われた後に、前記タンクノードから検出電圧が取得されることを特徴とする赤外線検出回路。
9. 請求項８において、
   前記タンクノードに一端が接続されるタンクキャパシターを含み、
   前記制御トランジスターがオン・オフする動作がＮ回行われる場合に、前記タンクキャパシターの容量値は前記赤外線検出素子の容量値のＮ倍以上であることを特徴とする赤外線検出回路。
10. 請求項８又は９において、
    前記制御トランジスターがオンである期間に、前記赤外線検出素子の他端側の電圧印加ノードが第１の電圧レベルから第２の電圧レベルに変化し、前記電圧印加ノードが前記第２の電圧レベルに変化した後に、前記制御トランジスターがオフになり、前記制御トランジスターがオフである期間に、前記電圧印加ノードが前記第２の電圧レベルから前記第１の電圧レベルに変化することを特徴とする赤外線検出回路。
11. 請求項１０において、
    前記制御トランジスターがオフである期間に、前記赤外線検出素子の前記読み出しノードが前記第１の電圧レベルにリセットされることを特徴とする赤外線検出回路。
12. 請求項１乃至１１のいずれかにおいて、
    前記電荷転送用トランジスターの前記タンクノードとは異なる側のノードの電位変化を反転させて、前記電荷転送用トランジスターのゲートに出力するフィードバックインバーター回路を含むことを特徴とする赤外線検出回路。
13. 複数のセンサーセルが配列されるセンサーアレイと、
    １又は複数の行線と、
    １又は複数の列線と、
    前記１又は複数の行線に接続される行選択回路と、
    前記１又は複数の列線に接続される読み出し回路と、
    を含み、
    前記複数のセンサーセルの各センサーセルは、
    赤外線検出素子と、
    前記赤外線検出素子と、前記１又は複数の列線のうちの対応する列線との間に設けられ、前記１又は複数の行線のうちの対応する行線によりゲートが制御される選択トランジスターを含み、
    前記読み出し回路は、
    前記１又は複数の列線のうちの対応する列線のノードとタンクノードとの間に設けられ、前記赤外線検出素子からの電荷を前記タンクノードに転送する電荷転送用トランジスターと、
    前記電荷転送用トランジスターのゲートを制御するゲート制御回路と、
    前記電荷転送用トランジスターによる電荷転送時に、前記タンクノードを負電位に設定する負電位生成回路と、
    を含むことを特徴とするセンサーデバイス。
14. 請求項１乃至１２のいずれかに記載の赤外線検出回路を含むことを特徴とする電子機器。
15. 請求項１３に記載のセンサーデバイスを含むことを特徴とする電子機器。

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