JP4343144B2 - 赤外線センサ - Google Patents

Description

本発明は赤外線センサに関するものであり、特に高感度かつワイドダイナミックレンジの非冷却型赤外線センサに関する。

赤外線撮像は、昼夜にかかわらず撮像可能であるとともに、可視光よりも煙、霧に対して透過性が高いという特長がある。さらに赤外線撮像は、被写体の温度情報をも得ることができる。従って、赤外線撮像は、防衛分野をはじめ監視カメラや火災検知カメラとして広い応用範囲を有する。

従来の主流素子である量子型赤外線固体撮像装置の最大の欠点は、低温動作のための冷却機構を必要としていたことである。近年、この冷却機構を必要としない「非冷却型赤外線固体撮像素子」の開発が盛んになってきている。非冷却型すなわち熱型の赤外線固体撮像装置は、波長１０μｍ程度の入射赤外線を吸収構造により熱に変換した上で、この微弱な熱により生じる感熱部の温度変化をなんらかの熱電変換手段により電気的信号に変換する。熱型の赤外線固体撮像装置は、この電気的信号を読み出すことで赤外線画像情報を得ている。たとえば、一定の順方向電流により温度変化を電圧変化に変換するシリコンｐｎ接合を用いた赤外線センサ（非特許文献１参照）が報告されている。

このシリコンｐｎ接合型の非冷却型赤外線センサにおける信号の読み出しは、各画素に配置され、基板と熱的に分離されたｐｎ接合に順方向電流を流したときに、ｐｎ接合部の温度により変化する動作点に応じた電圧を読み出すという方法をとる。この方式では、半導体基板にＳＯＩ（Silicon on Insulator）基板を用いることで、製造工程上ではシリコンＬＳＩ工程のみで製造できるという特長があり、量産に適している。また、熱電変換手段であるシリコンｐｎ接合の整流特性を利用して、行選択の機能を実現しているので画素構造が極めてシンプルに構成できるという特長もある。

赤外線センサの性能をあらわす指標のひとつは、赤外線センサの温度分解能を表すＮＥＴＤ（Noise Equivalent Temperature Differnece：等価雑音温度差）である。

このＮＥＴＤ、すなわち雑音と等しくなる温度差を小さくすることが赤外線センサにとって重要である。そのためには信号である感度を高くすることと、雑音を低減することが必要になる。雑音を低減するためには電流ショット雑音の低減策としてバイアス電流を大きくすることが有効である。それは、ｐｎ接合の微分抵抗が低減できるからである。

ところが、バイアス電流の増加に伴い、次の問題が発生する。

すなわち、選択された行の行選択線には同一行に並列に配置されている画素を流れるバイアス電流が集中し電圧降下が発生することである。この電圧降下により行選択線内部に電圧分布が発生し、水平方向に出力信号の傾き、いわゆるシェーディングが発生してしまうという問題である。

このシェーディングをなくすために、行選択線と同じ電圧分布を持つ基準電圧ラインを設け、この基準電圧ラインと出力信号との差分をとる方法が提案されている（特許文献１参照）。

（特許文献１参照）
特開２００３−２２２５５５公報 Tomohiro Ishikawa, et al., Proc. SPIE Vol.3698, p.556, 1999

しかしながら、特許文献１のような非冷却型赤外線固体撮像素子には次のような問題がある。すなわち、ｐｎ接合にバイアス電流を流すことによりｐｎ接合にジュール熱が発生する。これに起因して、ｐｎ接合に自己過熱が発生する。例えば、被写体温度変化が１Ｋであった場合の画素ｐｎ接合の温度変化は高々数ｍＫに過ぎない。しかし、この自己加熱は数〜数十Ｋにもなり、信号成分を埋もれさせてしまう。その結果、読み出し回路のダイナミックレンジの大部分を消費し、実際のダイナミックレンジが抑圧されてしまう。

他に特許文献１によれば専用の基準電圧ライン（バイアス線）を設け、各カラムに定電流源、差動増幅回路を設けることが必要である。従って、読み出し回路を複雑にするという欠点がある。よって、よりスマートなシェーディング補正方法が求められている。

本願発明は、上記問題点、すなわち読み出し回路が複雑にならず、広帯域のダイナミックレンジを確保できる非冷却型赤外線固体撮像素子を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために本発明による実施形態に従った赤外線センサは、半導体基板上に赤外線検出画素が配列され、少なくとも熱的無感度画素行と、光学的無感度画素行をそれぞれ一行ずつ有し、かつ、前記熱的無感度画素行と光学的無感度画素行を除く領域において、少なくとも一列の光学的無感度画素列を有する撮像領域と、前記撮像領域内に行方向に配置される行選択線と、前記撮像領域内に列方向に配置される信号線と、前記行選択線に接続される行選択回路と、前記信号線がゲートと第１の結合容量を介して接続されている第１の増幅トランジスタ、前記第１の増幅トランジスタのゲート電圧を所定の電圧にクランプするための第１のクランプ回路、前記第１の増幅トランジスタのドレインに接続される積分容量、及び前記第１の増幅トランジスタのドレインおよび前記積分容量の蓄積ノードに接続されるリセット手段を有し、前記信号線のそれぞれに接続され、前記信号線に発生した信号電圧を増幅するカラムアンプと、駆動トランジスタを有し、前記駆動トランジスタのドレインが前記第１の増幅トランジスタのソースに接続されたカラムバッファと、前記積分容量の蓄積ノードに接続され、前記カラムアンプからの出力信号を読み出すための読み出し回路と、前記カラムアンプと同等の回路構成を有し、前記第１の増幅トランジスタと同等な第２の増幅トランジスタのゲートが前記駆動トランジスタのゲートと接続されている光学的無感度画素列信号生成回路とを具備することを特徴とする。

また、本発明による実施形態に従った赤外線センサの駆動方法は、熱的無感度画素行、光学的無感度画素行、有効画素行に接続された信号線がゲートと容量結合されている増幅トランジスタ、前記増幅トランジスタのゲート電圧を所定の電圧にクランプするためのクランプ回路、前記増幅トランジスタのドレインに接続され、この増幅トランジスタからの信号電荷を蓄積する容量、及び前記増幅トランジスタのドレイン電位および蓄積容量の電位をリセットするリセット手段とを有し、前記信号線のそれぞれに接続され、前記信号線に発生した信号電圧を増幅するカラムアンプを有する赤外線センサにおいて、前記熱的無感度画素行の選択時にのみ前記クランプ回路を導通させるステップを具備することを特徴とする。

本発明による他の実施形態に従った赤外線センサの駆動方法は熱的無感度画素行、光学的無感度画素行、有効画素行に接続された信号線がゲートと容量結合されている第１の増幅トランジスタ、前記第１の増幅トランジスタのゲート電圧を所定の電圧にクランプするためのクランプ回路、前記第１の増幅トランジスタのドレインに接続され、該第１の増幅トランジスタからの信号電荷を蓄積する容量、該第１の増幅トランジスタのドレイン電位および蓄積容量の電位をリセットするリセット手段、前記信号線のそれぞれに接続され、前記信号線に発生した信号電圧を増幅するカラムアンプ、光学的無感度画素列の信号線に接続された第１の電流源、および、有効画素列の信号線に接続された第２の電流源を備えた赤外線センサにおいて、
前記熱的無感度画素行の選択時に、前記クランプ回路を導通させるステップであって、前記クランプ回路の動作と同期して、前記第１の電流源からの電流をパルス状に制御するステップを具備する。

本発明によれば、光学的無感度画素列に発生する自己加熱成分をカラム増幅回路における増幅トランジスタのソース電圧にフィードバックする構造をとっているので、信号成分よりはるかに大きい自己加熱成分をキャンセルすることができる。したがって、カラム増幅回路のダイナミックレンジをフルに活用することが可能となるのでワイドダイナミックレンジ特性を有する非冷却型赤外線センサを得ることができる。

さらに、無感度画素行を選択しながらカラム増幅回路における増幅トランジスタのゲート電圧をクランプする構造をとっているので、行選択動作に伴い発生する行選択線の電圧分布はキャンセルされ、その結果水平方向のシェーディングを防止することができる。したがって、熱電変換機能を有する画素ｐｎ接合の順バイアス電流を増加させることが可能となり低雑音・高感度な非冷却型赤外線センサを得ることができる。

以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。

図１は、本発明の実施例１に関する赤外線センサの全体構成を説明するための図である。図１は４行４列１６画素のセンサを表しており、そのうち１行目の４画素が熱的無感度画素２（ＴＢ：Ｔｈｅｒｍａｌ Ｂｌａｃｋ）、２行目の４画素が光学的無感度画素３（ＯＢ：Ｏｐｔｉｃａｌ Ｂｌａｃｋ）、３行目および４行目の３つの列にある６画素が有効画素１、そして有効画素行の右に３行目および４行目の他の１つの列に光学的無感度画素３が配置されている。

各有効画素１、各熱的無感度画素２、及び各光学的無感度画素３にはｐｎ接合４が形成されており行選択線５と垂直信号線６との間に接続されている。行選択線５は行選択回路５０に接続され、選択する行にパルス電圧を印加することで選択行の画素のｐｎ接合を順バイアスし行選択動作を行う。垂直信号線６には定電流源６０が接続されており、選択された行の画素のｐｎ接合を順バイアスして垂直信号線６に出力電圧を発生させる。このとき、非選択行の画素のｐｎ接合はすべて逆バイアスされるので垂直信号線６から分離される。

有効画素１を含む三列の垂直信号線６はカラムアンプ７に、光学的無感度画素列の垂直信号線は熱的無感度（ＯＢ）信号生成器８に各々接続されている。カラムアンプ７、ＯＢ信号生成器８のいずれもクランプ動作を行うための制御入力７２を持ち、クランプ入力９５より供給されるクランプパルスによりその動作を行う。ＯＢ信号生成器８から発生する自己過熱情報信号は各カラムに配置されたカラムバッファ９に入力される。そしてカラムバッファ９にてバッファリングされた電圧ＶＳが各列のカラムアンプ７に供給されている。カラムバッファ９は共通入力としてバイアス入力（ＢＩＡＳ）９２を備える構成になっている。カラムアンプ７からの出力は水平読み出し回路１１によって順次出力される。

図２は有効画素１の平面図であり、図３は図２の２Ｂ−２Ｂ断面図である。有効画素１は図３に示すように半導体基板表面１０６に設けられた空洞１０７上に支持されている。図３上部より入射した赤外線は表面側の吸収層１１８、１２０において吸収され熱エネルギーとなり中空上に支持されたｐｎ接合を含む熱電変換部１０１の温度を上昇させる。

図４に光学的無感度画素の断面図を示す。図３と同一構成の部分は同一符号を付している。光学的無感度画素３は、有効画素１の表面側に、たとえばアルミニウム等の金属層からなる遮光膜１２１を形成した、入射赤外線を吸収しない構造であり、赤外線感度は無いがバイアス電流を流すことによる発熱である自己過熱は起きる構造である。

図５に熱的無感度画素の断面図を示す。図３と同一構成の部分は同一符号を付している。熱的無感度画素４は、有効画素、光学的無感度画素とは異なり、空洞部１０７、エッチングホール部１１９を形成せず、半導体基板１０６との間に熱分離構造を有さない構造となっている。入射赤外線に対する感度もなく、またバイアス電流を流すことにより発生するジュール熱は速やかに基板に逃げるので自己過熱も発生しない構造である。

次に、図１におけるカラムアンプ７、カラムバッファ９、ＯＢ信号生成器８、および水平読み出し回路１１の回路構成の一例を各々図６〜９に示す。

図６に示したカラムアンプは、垂直信号線６からの入力を第１の結合容量７１で受け、クランプトランジスタ７６のゲートであるクランプ入力（ＣＬＡＭＰ）７２が高レベルになったときにゲート電圧ＶＧをクランプ電圧ＶＣＬにクランプする構造になっている。そしてこのゲート電圧ＶＧを入力とした増幅トランジスタ７５、及びリセットパルスにより積分容量７３を充電するリセットトランジスタ７７を含むＧＭＩ（Gate Modulation Integration）回路が構成されており、リセットパルス（ＲＥＳＥＴ）が高レベルになることで積分容量Ｃｓ７３をリセット電圧ＶＲＳにリセットし、リセットパルスがローになったのちはＶＧにより生成する増幅トランジスタ７５のドレイン電流が流れ、信号電荷が積分された電位が蓄積電位ＶＮとして現れる。カラムアンプ７における増幅トランジスタ７５のソース電圧はカラムバッファ９から供給されている。

図７に示したカラムバッファ９は、いわゆるソースフォロア回路であり、負荷トランジスタ９１のゲート入力を外部からのバイアス入力９２とし、駆動トランジスタ９３のゲート９４はＯＢ信号生成器８からの信号を入力とし、出力はカラムアンプ７の増幅トランジスタのソース端子７４に接続されている。

図８に示したＯＢ信号生成器８は、図６のカラムアンプ７と類似の構造をしており、クランプ入力（ＣＬＡＭＰ）７２´より入力されたクランプパルスにより、クランプトランジスタ７６´のドレイン電圧ＶＧ（ＯＢ）をクランプ電圧ＶＣＬにクランプする構造となっている。このゲート電圧ＶＧ（ＯＢ）が出力信号であり、カラムバッファ９の駆動トランジスタ９３のゲート入力９４に供給される。

図９に示した水平読み出し回路１１では、カラムアンプ７の出力である積分容量７３の蓄積電極端子の電圧ＶＮが水平選択トランジスタ１２を介して読み出し線１３に出力される。水平選択トランジスタの選択動作は水平シフトレジスタ１４により行われ、読み出し線１３に発生した出力信号はソースフォロア回路１５を介して出力される。

図９における出力ソースフォロア回路１５は、あるいはインバータアンプ回路であっても構わないし、その他のバッファ回路であってもよい。

次に本実施例の赤外線センサの駆動方法について、図１０、１１を用いて説明する。図１の赤外線センサを駆動するタイミングチャートの一例を図１０に示す。

図６に示すそれぞれの列のカラムアンプ７の積分容量７３をリセットパルス（ＲＥＳＥＴ）によりリセットしたのちに、ＴＢ画素行である一行目（Ｖ１）に対応する行選択回路５０の行選択パルスが高レベルになり、垂直信号線にはＶsig(TB)なる電圧が発生する。このＶsig(TB)は熱的無感度画素行を選択した際に発生する電圧で、光学的無度画素行、有効画素行の電圧のバックグラウンドとなる電圧である。この行選択パルスと同時にクランプパルスを高レベルにすることで、カラムアンプ７およびＯＢ信号生成器８のゲート電圧ＶＧ，ＶＧ（ＯＢ）はクランプ電圧ＶＣＬにクランプされる。

したがって、熱的無感度画素行を選択した場合、増幅トランジスタ７５のゲート電圧はクランプ電圧ＶＣＬとなる。このとき、ＯＢ信号生成器８の出力もクランプ電圧ＶＣＬであり、カラムバッファ９中の駆動トランジスタ９３のゲート電圧として与えられる。カラムバッファ９の駆動トランジスタ９３の閾値をＶｔｈとしたときに、カラムバッファ９の出力ＶＳ（ａｍｐ）はＶＣＬ−Ｖｔｈとなり、この電圧がカラムアンプ７のソース電圧として与えられる。そのときカラムアンプ内部の増幅トランジスタ７５におけるゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは、ＶＣＬ−（ＶＣＬ−Ｖｔｈ）＝Ｖｔｈとなり、このＶｇｓと増幅トランジスタ７５の閾値との関係に応じた電流がカラムアンプ７に流れ積分容量７３の蓄積電極の端子電圧ＶＮを変化させる。このとき、増幅トランジスタ７５と、駆動トランジスタ９３との閾値が同一であれば、カラムアンプには電流が流れないので積分容量７３の電圧はリセット電圧ＶＲＳのままであり、ＶＮ＝ＶＲＳとなる。以下の説明では増幅トランジスタ７５と駆動トランジスタ９５との閾値が同一であるものとして説明を進める。

Ｖ１パルスの立下りと同時に、水平シフトレジスタ１４が動作し、三列分の出力パルスＨ１，Ｈ２，Ｈ３を三列分の垂直信号線６に対応する水平選択トランジスタ１２に順次与える。水平リセットパルス（ＨＲＥＳＥＴ）は水平シフトレジスタにより読み出し線１３に読み出された電圧信号をリセットするためのパルスであり、Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３による信号読み出しの後にハイレベルとなり読み出し線電圧をリセットしている。すなわち、図１０の出力信号のフローチャートにおいて、リセット状態では読み出し線１３はＶＤＤの電位を保っているが、信号電圧出力時には、読み出し線13にVN（この一行目においてはVRS
）が発生することになる。１行目の出力は増幅トランジスタ７５のゲート電圧がクランプ電圧ＶＣＬに相当する場合の出力であり、基準となる無信号状態の暗時出力を得ることになる。

水平シフトレジスタ１４により水平選択トランジスタ１２を選択していない期間、ＨＲＥＳＥＴはハイレベルになっており、読み出し線１３にはリセット電圧（ＶＤＤ）が出力されている。出力には、読み出し線１３の電位を入力としたソースフォロア回路の出力が発生しており、その挙動は読み出し線電位の挙動と一致する。

次に、再度ＲＥＳＥＴにより積分容量をリセットしてすべてのカラムアンプを同じ状態にした後、光学的無感度画素行である２行目の行選択パルスＶ２を高レベルにする。このとき垂直信号線６にはＶsig(TB)に自己過熱成分ＶＳＨ（ｔ）が加わった電圧が発生する。第１の結合容量７１を介したＶＧノードの電位は、第１の結合容量７１の容量値が十分大きければＶＣＬ＋ＶＳＨ（ｔ）となる。一方、ＯＢ信号生成回路８のＶＧ（ＯＢ）ノードもほぼＶＣＬ＋ＶＳＨ（ｔ）となるため、１行目と同様、増幅トランジスタ７５のＶgsはＶthと等しくなる。よって、ＶＮ＝ＶＲＳの状態が保持され、ＶＳＨ（ｔ）が垂直信号線６の電圧成分に加わったとしても、ＶＮノード電圧は１行目のときと変化はなく、出力端子からは無信号状態の暗時出力、すなわち読み出し線１３の電位がＶＲＳである場合に対応した出力が得られる。

このときのＶＮは１行目と同様の暗時出力であるが、１行目では自己過熱がなく定常的な電圧が垂直信号線に発生していたのに対して、２行目では自己過熱により短時間に急激に変化する垂直信号線電圧によりカラムアンプ７、ＯＢ信号生成器８、およびカラムバッファ９が動作しており、以下の有効画素行の信号読み出しに対する基準となる出力を得ることになる。

ふたたび、ＲＥＳＥＴによりカラムアンプ内の積分容量電圧をリセットした後に、３行目の選択パルスＶ３が高レベルとなり有効画素行が選択される。このとき、ＯＢ信号生成器８に接続された垂直信号線には熱的無感度画素行選択時の垂直信号線電圧に光学的無感度画素からの自己加熱信号ＶＳＨ（ｔ）が加わった電圧、すなわちＶsig(TB)＋ＶＳＨ（ｔ）が発生する。カラムアンプ７に接続された垂直信号線には、熱的無感度画素行選択時の垂直信号線電圧、有効画素からの自己加熱信号ＶＳＨ（ｔ）、及び有効信号Ｖｓｉｇを加算した電圧Ｖsig(TB)＋ＶＳＨ（ｔ）＋Ｖｓｉｇが発生している。したがって、熱的無感度画素行選択時の垂直信号線電圧Ｖsig(TB)および自己加熱信号ＶＳＨ（ｔ）の成分がキャンセルされる。これにより、カラムアンプ内の増幅トランジスタのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは、Ｖｇｓ＝Ｖｓｉｇ＋Ｖｔｈとなり、Ｖｓｉｇに応じた電流がカラムアンプを流れ、積分容量の電位を変調する。Ｖ３パルスの発生後は、１行目と同様に水平シフトレジスタ１４が動作し、Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３のパルスを発生し、各列のカラムアンプに発生した電圧信号ＶＮが順次出力される。４行目の動作は、３行目と同一である。

以上では、各入力端子に入力される信号のタイミングを基にして、各回路の動作を説明した。図１１を参照して、自己加熱信号等（Ｖsig(TB)およびＶＳＨ（ｔ））がキャンセルされる過程およびシェーディングが防止される過程を説明する。図１１は行選択パルスを基準にして、各列の垂直信号線に発生する電圧を示す。すなわち、光学的無感度画素列の垂直信号線に発生する電圧ＳＬ（ＯＢ）、行選択回路側の列の有効画素列の垂直信号線に発生する電圧ＳＬＲ、中央列の垂直信号線に発生する電圧ＳＬＭ，行選択回路から最も離れた列の垂直信号線に発生する電圧ＳＬＬである。同様に、各列におけるカラムアンプおよびＯＢ信号生成器内の増幅トランジスタ７５、７５´のゲート電圧はそれぞれ、ＶＧ（ＯＢ）、ＶＧＲ，ＶＧＭ，ＶＧＬで表現する。そして、カラムバッファの出力が入力されるカラムアンプのソース電圧ＶＳ（ａｍｐ）と、行選択回路側の列に対応するカラムアンプ７２の積分容量電圧ＶＮＲ，中央の列に対応するカラムアンプ７２の積分容量電圧ＶＮＭ、そして行選択回路から最も離れた列に対応するカラムアンプ７２の積分容量電圧ＶＮＬをタイミングチャートで示す。

１行目の選択パルスＶ１（ＴＢ）が高レベルになり、垂直信号線出力ＳＬにはバイアス電流に応じた電圧出力が現れる。このとき、ＳＬ（ＯＢ）、ＳＬＲ、ＳＬＭ、ＳＬＬに示すように、すべての列のバイアス電流は同一行の行選択線を流れるので行選択線５内部の電圧降下により電圧分布が発生し、それが垂直信号線６に現れる。これら電位分布は図１１中のＳＬＲ、ＳＬＭ、ＳＬＬの信号波形中の矢印に示すとおりである。行選択回路に最も近い列の垂直信号線出力ＳＬＲが最も高く、以下ＳＬＭ，ＳＬＬの順に垂直信号線出力は逓減してしまう。これがシェーディングである。

このとき、クランプパルスも同時に高レベルになっているので、図１１に示すように、ＯＢ信号生成器、カラムアンプにおけるゲート電圧ＶＧＲ、ＶＧＭ、ＶＧＬ、ＶＧ（ＯＢ）はいずれもクランプ電圧ＶＣＬにクランプされる。すなわち行選択回路との距離に関係なく全ての列においてカラムアンプ、ＯＢ信号生成器の増幅トランジスタのゲート電圧が同一の電圧（ＶＣＬ）となり、シェーディングの影響を受けないこととなる。

カラムバッファ９の出力電圧ＶＳ(amp)はＶＧ−Ｖｔｈとなるため、ＶＣＬ−Ｖｔｈという安定した電圧が発生し、カラムアンプ７の増幅トランジスタ７５のゲート・ソース間電圧ＶｇｓはＶｔｈとなりカラムアンプに電流は流れない。したがって、それぞれの列のカラムアンプ７の積分容量７３の蓄積電極の電圧、ＶＮＲ、ＶＮＭ、ＶＮＬはいずれもリセット電圧ＶＲＳで一定であり、これらの電圧が水平読み出し回路１１中の水平選択トランジスタ１２に供給される。

次に、再びリセットパルスを高レベルにした後、２行目の光学的無感度画素行を選択するパルスＶ２（ＯＢ）が高レベルになる。２行目においてはすべての画素が光学的無感度画素であるので自己加熱による時間的に変化する信号ＶＳＨ（ｔ）を含んだ電圧が垂直信号線に発生し、ＳＬ（ＯＢ），ＳＬＲ，ＳＬＭ，ＳＬＬに現れる。このとき、１行目と同様にバイアス電流が行選択線に集中してしまうことによるシェーディングが発生していることがわかる。

しかし、１行目と同様、カラムアンプおよびＯＢ信号生成器のゲート電圧ＶＧＲ、ＶＧＭ、ＶＧＲ、ＶＧ（ＯＢ）は、１行目選択時にクランプ動作を行っている。よって、シェーディングはキャンセルされ、ゲート電圧ＶＧＲ、ＶＧＭ、ＶＧＲ、ＶＧ（ＯＢ）のいずれにおいてもＶＣＬ＋ＶＳＨ（ｔ）が発生する。このとき、ＯＢ信号生成器８の出力ＶＳ（ａｍｐ）はＶＣＬ＋ＶＳＨ（ｔ）−Ｖｔｈとなる。従って、Ｖｇｓ（Ｖｇｓ＝ＶＧ−ＶＳ（ａｍｐ））は、Ｖｔｈとなる。即ち、カラムアンプ７内部の増幅トランジスタのＶｇｓからＶsig(TB)、ＶＳＨ（ｔ）が相殺され、自己過熱成分がキャンセルされる。

２行目においては、すべての列が光学的無感度画素であるのでカラムアンプに電流は流れず、積分容量電圧ＶＮＲ，ＶＮＭ，ＶＮＬはいずれもリセット電圧ＶＲＳのままである。２行目は１行目とは異なり、時間的に変化する自己過熱成分を含む光学的無感度画素列出力を基準とした動作をおこなっているので、この２行目から得られる出力を暗時出力として使用することが好ましい。

再度、リセット動作を行ったのちに有効画素を含む３行目の行選択パルスＶ３を高レベルにする。ＳＬ（ＯＢ）、ＶＧ（ＯＢ），ＶＳ（ａｍｐ）はいずれも２行目選択時と同じであり、光学的無感度画素出力に応じた出力が発生している。

一方、図では表現できないほどの微弱な量であるが、垂直信号線ＳＬＲ，ＳＬＭ，ＳＬＬには自己加熱成分ＶＳＨ（ｔ）のほかに信号成分Ｖｓｉｇが発生している。従って、ゲート電圧ＶＧは、ＶＣＬ＋ＶＳＨ（ｔ）＋Ｖｓｉｇとなる。ソース電圧ＶＳ(ａｍｐ)は、２行目の駆動時と同様であり、ＶＣＬ＋ＶＳＨ（ｔ）−Ｖｔｈとなる。また、前述のように１行目におけるクランプ動作により、ＶＧＲ，ＶＧＭ，ＶＧＬではシェーディングがキャンセルされている。

このような状態において、カラムアンプ７の増幅トランジスタ７５のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは、Ｖｓｉｇ＋Ｖｔｈとなる。さらに、上述のように、増幅トランジスタ７５および駆動トランジスタ９３の各閾値電圧が等しい。従って、自己加熱成分ＶＳＨ（ｔ）がキャンセルされたＶｓｉｇ＋Ｖｔｈが発生する。したがって、Ｖｓｉｇに応じた電流がカラムアンプに流れ、積分容量の電圧ＶＮＲ、ＶＮＭ、ＶＮＬが変調される。

４行目においても３行目と同様の動作により自己加熱の影響およびシェーディングは排除されることになる。

このように、本実施例によれば、自己加熱線分を含むソース電圧ＶＳ（ａｍｐ）がカラムアンプ７に入力されている。これにより、カラムアンプ７は、自己過熱成分を含まない信号成分のみを水平読出し回路１１へ出力することができる。また、シェーディングも発生しないので、カラムアンプのダイナミックレンジをフルに活用することが可能となる。さらに、バイアス電流を増すことによる低雑音化も可能であるので、高感度、ワイドダイナミックレンジの赤外線センサを得ることができる。

次に本発明の実施例２について説明する。図１２〜１４は、本発明の実施例２に関する赤外線センサのカラムアンプ、カラムバッファ、ＯＢ信号生成器の回路構成を説明するための図であり、実施例１における図６〜８に対応するものである。図１２〜１４及び図６〜８それぞれにおいて、同一構成には同一符号を付している。赤外線センサの全体構成は図１と同様である。図１２、１４に示されるように本実施例においては、カラムアンプとＯＢ信号生成器のそれぞれにおいて、クランプ動作時のクランプ電圧を外部から供給するのではなく内部で生成している点が実施例１と異なる。

図１２に示したカラムアンプ７では、クランプトランジスタ７６の一端を外部ではなく増幅トランジスタ７５のドレインに接続している。図１４に示したＯＢ信号生成器８も同様である。

本実施例における駆動タイミングチャートを図１５、１６に示す。図１５は実施例１の図１０に示すタイミングチャートとほぼ同様であるので説明を省略する。図１６は実施例１の図１１に相当するものであり、その多くの部分は内容も同一であるが、本実施例ではクランプ動作中の挙動が異なるので、その部分について説明する。

クランプ動作は、第一実施例と同様に１行目の熱的無感度画素行を用いて行う。

垂直信号線の出力は、ＳＬＲ，ＳＬＭ，ＳＬＬに示されるようにシェーディングを含んだ形で現れる。

このときクランプパルスが高レベルになっているのでカラムアンプ７およびＯＢ信号生成器８においてクランプトランジスタ７６、７６´がオン状態になり増幅トランジスタ７５、７５´のゲートはクランプトランジスタ７６、７６´のドレインと短絡する。クランプトランジスタ７６、７６´のドレイン電圧はリセットパルスによりリセット電圧ＶＲＳに初期化されているので増幅トランジスタはオンとなりドレイン電流が流れ、積分容量電圧、ＶＮＲ，ＶＮＭ，ＶＮＬの電圧を変調する。

一定時間が経過すると積分容量電圧ＶＮＲ，ＶＮＭ，ＶＮＬは増幅トランジスタの閾値にまで低下し、そのとき増幅トランジスタの電流が停止し、増幅トランジスタのゲート電圧は、各増幅トランジスタの閾値電圧にクランプされる。

このときの各ゲート電圧の様子をＶＧ（ＯＢ），ＶＧＲ，ＶＧＭ，ＶＧＬに示しており、このクランプ動作によりシェーディング情報がキャンセルされていることがわかる。

また、ＶＧ（ＯＢ）も閾値電圧にクランプされているので、ＶＳ（ａｍｐ）は、ゼロになる。従って、Ｖｇｓ（Ｖｇｓ＝ＶＧ−ＶＳ（ａｍｐ））は、増幅トランジスタ７５の閾値電圧となる。尚、駆動ドライバ９３および増幅トランジスタ７５’の各閾値電圧は等しいものとする。

２行目以降は、第一実施例とほぼ同様にシェーディングが排除されるのでシェーディングに関する説明を省略する。

２行目においては、自己過熱成分を考慮しなければならない。ゲート電圧ＶＧＲ、ＶＧＭ、ＶＧＲ、ＶＧ（ＯＢ）のいずれにおいてもＶｔｈ＋ＶＳＨ（ｔ）が発生する。従って、ＯＢ信号生成器８の出力ＶＳ（ａｍｐ）はＶｔｈ＋ＶＳＨ（ｔ）−Ｖｔｈ＝ＶＳＨ（ｔ）となる。従って、Ｖｇｓ（Ｖｇｓ＝ＶＧ−ＶＳ（ａｍｐ））は、Ｖｔｈとなる。即ち、カラムアンプ７内部の増幅トランジスタのＶｇｓから自己過熱成分ＶＳＨ（ｔ）がキャンセルされる。

３行目においては、自己過熱成分および信号成分を考慮しなければならない。ゲート電圧ＶＧＲ、ＶＧＭ、ＶＧＲには、Ｖｔｈ＋ＶＳＨ（ｔ）＋Ｖｓｉｇが発生する。ＶＧ（ＯＢ）は、２行目選択時のＶＧ（ＯＢ）と同じである。よって、出力ＶＳ（ａｍｐ）はＶＳＨ（ｔ）となる。従って、Ｖｇｓ（Ｖｇｓ＝ＶＧ−ＶＳ（ａｍｐ））は、Ｖｔｈ＋Ｖｓｉｇとなる。よって、第２の実施形態も、第１の実施形態と同様に、カラムアンプ７内部の増幅トランジスタのＶｇｓから自己過熱成分ＶＳＨ（ｔ）がキャンセルされ、信号成分Ｖｓｉｇを検出することができる。

４行目以降においても３行目と同様の動作により自己加熱の影響は排除される。

本実施例によれば、クランプ電圧を外部から供給することなく、クランプ動作を行うことが可能である。また、クランプ動作時に各増幅トランジスタのしきい値情報とカラムバッファ９の駆動トランジスタ９３のしきい値情報とをクランプすることが可能である。従って、増幅トランジスタのしきい値ばらつき、およびカラムバッファ９の駆動トランジスタ９３のしきい値ばらつきに起因する固定パターン雑音をチップ内で除去することも可能となるのでより好ましいといえる。

次に、本発明の実施例３について説明する。図１７は本発明の実施例３に係る赤外線センサの全体構成を示した図であり、実施例１の図１に相当するものである。

本実施例では、２つの部分で実施例１と異なっている。１つは、１行目の熱的無感度画素行の選択を、他の行の選択で使用する行選択回路５０とは異なるパルス発生器５１で行っており、かつパルス発生器５１の発生するパルスは常にその他の行の行選択パルスのタイミングより早く発生している。すなわち、ある行を選択する前には１行目の熱的無感度画素行の選択を行う構造になっている。もう１つは、カラムアンプに二つのクランプパルス入力があることである。

本実施例におけるカラムアンプの構成を図１８に示す。図６の構成と同一の部分には同一の符号を付している。実施例１の図６と比較すると、第二のクランプ入力に関係する部分が追加された構造になっている。

第２のクランプトランジスタ７９は、ソースが外部入力のクランプ電圧ＶＣＬ２に接続され、ドレインが第２の結合容量８１を介して増幅トランジスタ７５のドレインに接続され、さらにクランプ容量８２を介して接地されている。本実施例におけるＯＢ信号生成器８、カラムバッファ９、水平信号読み出し回路１１は第一実施例におけるものと同一でよく、各々図７、８、９の構成をそのまま用いることが可能である。

本実施例におけるタイミングチャートを図２０に示す。

まずリセットパルス（ＲＥＳＥＴ）によりカラムアンプを初期化し、それに続き熱的無感度画素行である１行目の選択パルスＶ１が高レベルになり、同時にクランプパルス（ＣＬＡＭＰ）と第２のクランプパルス（ＣＬＡＭＰ２）とが高レベルになる。熱的無感度画素行を選択した状態でのクランプ動作により、行選択線５内部に発生している電圧分布情報を取り込んだ形でゲート電圧ＶＧ，ＶＧ（ＯＢ）がクランプ電圧ＶＣＬにクランプされる。それと同時にクランプ容量の電圧ＶＮ２はＶＣＬ２にクランプされる。よって、行選択線の電圧分布に起因したシェーディングを消すことができる。この動作は、実施例１と同様である。

このとき、ＯＢ信号生成器においては第一の実施例と同様にゲート電圧ＶＧ（ＯＢ）がＶＣＬにクランプされており、このゲート電圧ＶＧ（ＯＢ）がカラムバッファ９の駆動トランジスタ９３のゲートに入力される。よって、カラムアンプ７の増幅トランジスタ７５のゲート・ソース間電圧ＶｇｓはＶｔｈとなりドレイン電流は流れず、増幅トランジスタ７５のドレイン電圧ＶＮ１はＶＲＳのままである。１行目選択Ｖ１パルス、第一クランプパルス、第二クランプパルスが低レベルになった後に、水平読み出し回路が動作し三列分の出力が順次出力される。このとき出力されるのはＶＣＬ２にクランプされたＶＮ２であり、出力はＶＣＬ２になる。

以上の第１行選択とクランプ動作の目的は、実施例１と同様であり、垂直信号線にシェーディングが発生した状態において、カラムアンプおよびＯＢ信号生成器のゲート電圧ＶＧ，ＶＧ（ＯＢ）をＶＣＬ１にクランプすることである。ＨＲＥＳＥＴの動作は実施例１と同じである。

リセットパルスによりカラムアンプを初期化した後に、１行目の熱的無感度画素行を選択するＶ１（ＴＢ）パルスが高レベルになり、第２クランプパルスのみが同時に高レベルになる。

垂直信号線の電位は先のクランプ動作を行ったときと同一の行を選択しているので、Ｖｏが発生しておりゲート電圧ＶＧ，ＶＧ（ＯＢ）にはＶＣＬが現れる。よって、増幅トランジスタ７５に電流は流れず、ドレイン電圧ＶＮ１はＶＲＳを維持し、クランプ動作によりＶＮ２はＶＣＬ２に保持される。したがって、ＶＮ１＝ＶＲＳの状態である暗時情報が第２、３の結合容量８１、８２に保持されることになる。

そして、ＲＥＳＥＴによりカラムアンプ７を初期化して、２行目の光学的無感度画素を選択するＶ２パルスが高レベルになり、垂直信号線には自己過熱成分を含む電圧（Ｖｏ＋ＶＳＨ（ｔ））が発生する。しかし、ＯＢ信号生成器８からカラムバッファ９を介して増幅トランジスタ７５のソース電圧が変調されるので自己過熱成分ＶＳＨ（ｔ）がキャンセルされる。これにより、カラムアンプ７には電流は流れずＶＮ１＝ＶＲＳの暗時レベルが発生する。

熱的無感度画素行を選択した時と光学的無感度画素行を選択した時において同様に暗時レベルが安定して得られるのであれば、出力ＶＮ２はＶＣＬ２のままである。３行目、４行目の有効画素行を選択する際の動作は、基本的に２行目選択時と同じであり、その場合には出力ＶＮ２にはＶＣＬ２ではなく、有効画素における信号出力に応じた変化を含んだ出力が現れることになる。この場合も、上述のとおり、自己過熱成分ＶＳＨ（ｔ）がキャンセルされる。

この第二のクランプを行うことによる効果は、第一のクランプにおけるゲート電圧ＶＧのゆらぎの影響を排除できることにある。すなわち、各々の列においてクランプする増幅トランジスタ７５のゲート電圧は厳密にはＶＣＬではなく、統計的に揺らいでしまう。ゲート電圧が列ごとに揺らぐということは、縦筋状の固定パターン雑音の原因となる。これは実施例１、実施例２のいずれにおいても発生する現象であり、いずれも固定パターン雑音が発生している。

しかし、増幅トランジスタ７５のゲート電圧クランプ動作は毎フレームに一度であるので、この固定パターン雑音はフレーム内で相関を持っており、相関二重サンプリング等の方法により外部回路による除去が可能である。

すなわち、第一実施例、第二実施例における第二行目の出力は光学的無感度画素の暗時情報出力であり、本来はすべての列において、リセットレベルの電圧が発生するはずである。しかし、上述の揺らぎのために各列の出力は固定パターン雑音を含んでいる。したがって、この固定パターン雑音を含んだ暗時出力を外部回路により一行分保持、記憶し、三行目以降の有効画素出力から減算することでフレーム内で相関のある固定パターン雑音を除去することが可能である。

本実施例では、毎行の行選択に先立ち熱的無感度画素行の選択と同時に第二のクランプ動作を行うことにより、VN1に熱的無感度画素から得られる暗時出力信号が発生しているときにVN2をVCL2にクランプしている。よって、第二の結合容量８１には、上述の固定パターン雑音の原因となっている電位揺らぎの情報を含んだ暗時出力情報が保持されることになる。そして、第二のクランプトランジスタ７９がオフされてVN2がフローティングになった状態で、光学的無感度画素行あるいは有効画素行が選択される。そのときのVN1電位の変化分に比例した電位変化がVN2に発生する。したがって、VN2には上述の電位揺らぎの影響がない信号電圧が発生することになる。すなわち、第一のクランプ動作において発生するゲート電位の揺らぎに起因する固定パターン雑音は除去される。

この実施例３では、外部回路による固定パターン除去を必要としないということが特長である。すなわち、各行の選択・増幅動作の直前に熱的無感度画素行を用いて統計的な揺らぎ情報を含んだ暗時情報がＶＮ１に発生した状態でＶＮ２をＶＣＬ２にクランプし、それに続いて光学的無感度画素行を選択し、同一の統計的揺らぎを保持したカラムアンプを動作させＶＮ１の変動ΔＶＮ１があれば、その変動量に応じた変動量ΔＶＮ２が発生し出力を変調する。前述したシェーディング情報のキャンセルと同様の原理によりＶＮ２をクランプすることによりＶＧをクランプした電位の揺らぎをキャンセルすることが可能とな
り、有効画素信号と暗時出力信号との差分に応じた電圧変動がＶＮ２には現れることになる。

したがって、本実施例によれば高感度でダイナミックレンジの広い赤外線センサを得ることができる。

本発明の実施例４に係るカラムアンプの構成を図１９に示す。本実施例に係る赤外線センサの全体構成は実施例３の図１５と同一であり、カラムアンプ７、ＯＢ信号生成器８、および、カラムバッファ９の構成が実施例３と異なる。

本実施例は実施例３に実施例２を組み合わせた構成となっているので、カラムアンプの基本構造は実施例３の図１８と同様であるが、クランプ電圧（ＣＬＡＭＰ）を外部から供給するのではなく図１２に示した実施例２と同様にカラムアンプ内部でＣＬＡＭＰを決定している。そのため、クランプトランジスタは増幅トランジスタのゲートとドレイン間に配置される。実施例２と同様に、このクランプ電圧は増幅トランジスタ９５の閾値電圧になる。また、ＯＢ信号生成器８、カラムバッファ９については図１３、１４に示した実施例２と同一の構成を用いることができ、その機能、動作については実施例２と同一である。

本実施例の駆動は、基本的に実施例３と同一であり、図２０に示したタイミングチャートを用いて動作させることができる。まず、１行目の読み出しパルスを高レベルにし、熱的無感度画素行を選択し、垂直信号線５にシェーディングを含む電圧を発生させる。それと同時に第一のクランプパルス（ＣＬＡＭＰ）、第二のクランプパルス（ＣＬＡＭＰ２）を高レベルにし、ゲート電圧ＶＧ，ＶＧ（ＯＢ）を増幅トランジスタの閾値電圧にクランプする。これらの動作は実施例２の動作原理と同じである。ゲート電圧ＶＧ，ＶＧ（ＯＢ）に増幅トランジスタの閾値電圧がクランプされることを除けば、その動作は実施例３と同一である。

本実施例は、実施例３と同様に、外部回路による固定パターン除去を必要としないということが特長である。さらに第二実施例と同様に、増幅トランジスタのしきい電圧ばらつき、及びカラムバッファ回路の駆動トランジスタのしきい値電圧ばらつきの影響を排除できる。よって、高感度でダイナミックレンジの広い赤外線センサを得ることができる。

本発明の実施例５の赤外線センサは、実施例３、実施例４に示したデバイス構成をとったうえで、図２１に示すタイミングチャートで駆動する赤外線センサである。

図２１に示したタイミングチャートの基本的な動作は図２０のタイミングチャートと同一である。はじめの熱的無感度画素行選択時に第一のクランプ電圧による第１のクランプ動作を行う。カラムアンプ７およびＯＢ信号生成器８の増幅トランジスタ９５、９５´のゲート電圧ＶＧ，ＶＧ（ＯＢ）にＶＣＬをクランプする。この動作により水平方向のシェーディングをキャンセルするという効果がある。また、２行目以降の行選択動作に先立ち第２のクランプ動作を行いながら熱的無感度画素行を選択する動作を行う。この動作で第１のクランプ動作にともなうクランプ電圧の揺らぎの影響をキャンセルするという効果がある。そしてＯＢ信号生成器８から得られる自己過熱情報を、カラムバッファを介してカラムアンプに供給することで自己加熱信号成分をキャンセルするという効果がある。これらの効果は実施例４と共通している。

図２０においては毎フレーム読み出しの先頭行選択においてのみ第一のクランプ動作を行い、その第一のクランプ電圧を１フレーム期間保持し使用する。これに対して、図２１では毎行の読み出しに先立つ熱的無感度画素行選択を二回行い、最初の熱的無感度画素行選択において第一のクランプ動作を毎行で行う。このような点で実施例５と実施例４とは異なっている。

本実施例では、クランプ動作に伴うクランプ電圧の保持期間が１水平期間程度と短く、したがって第１のクランプトランジスタ７６のリーク特性等に対する仕様が大幅に緩和される。その結果、製造プロセスのばらつき等によりリーク電流が多少高いレベルであっても赤外線センサとしての使用に耐えることができ、したがって製造歩留まりを大幅に向上することが可能である。

以上の説明においては、カラムアンプ出力が直接水平読み出し回路に接続される構成について説明したが、カラムアンプ出力と水平読み出し回路との間にサンプルホールド回路を設けることも可能である。その場合には、駆動タイミングチャートは図１０、図１５、図２０、図２１の形に限定されず、水平読み出し回路が動作している期間も行選択を行うことが可能となり、行選択パルス幅を拡大し信号帯域を制限することが可能であり、低雑音化できるという意味でより好ましいと言える。

（第６の実施形態）
図２２は、本発明による第６の実施形態に従った非冷却赤外線センサの全体構成図である。第６の実施形態は、ＯＢ画素列の垂直信号線に接続された第1の電流源ＣＳ１と、その他の有感度画素列の垂直信号線に接続された第２の電流源ＣＳ２とが別個に設けられている点で第２の実施形態と異なる。第1の電流源ＣＳ１および第２の電流源ＣＳ２は、互いに独立して制御可能である。また、第６の実施形態は、ＯＢ信号生成器８の増幅トランジスタ７５’のソースに接地電位（０Ｖ）よりも高いソース電圧Ｖｓ（ＯＢ）が印加される点で第２の実施形態と異なる。第６の実施形態の他の構成は、第２の実施形態と同様でよい。従って、カラムアンプ７、ＯＢ信号生成器およびカラムバッファ９については、図１２〜図１４を参照して説明する。尚、図１４の増幅トランジスタ７５’のソースには、ＧＮＤに代えてソース電圧Ｖｓ（ＯＢ）が接続されている。

第１の電流源ＣＳ１は、負荷トランジスタＬＴ１を備えている。負荷トランジスタＬＴ１のゲートには、ゲート信号Ｖｇｌ（ＯＢ）が入力される。ゲート信号Ｖｇｌ（ＯＢ）は、図２３に示すようにクランプ信号ＣＬＡＭＰと同期しており、クランプ期間に低電圧パルスを出力し、それ以外の期間では通常の所定電圧値に戻る。これにより、ゲート信号Ｖｇｌ（ＯＢ）は負荷トランジスタＬＴ１をパルス駆動し、負荷トランジスタＬＴ１の電流を制御することができる。

一方、第２の電流源ＣＳ２は、負荷トランジスタＴＬＲ、ＴＬＭおよびＴＬＬを備えている。負荷トランジスタＴＬＲ、ＴＬＭおよびＴＬＬの各ゲートには、ゲート信号Ｖｇｌが入力される。ゲート信号Ｖｇｌは、図２３に示すように一定電圧を出力する。この一定電圧は、ゲート信号Ｖｇｌ（ＯＢ）の所定電圧値と同電圧である。これにより、負荷トランジスタＴＬＲ、ＴＬＭおよびＴＬＬには、定電流が流れる。即ち、電流源ＣＳ２は、定電流源として作用する。

このように、クランプ期間において、ゲート信号Ｖｇｌ（ＯＢ）のみが所定電圧よりも低い電圧になり、それ以外の期間においては、ゲート信号Ｖｇｌ（ＯＢ）は、ゲート信号Ｖｇｌと等しい所定電圧に戻る。

尚、第２の実施形態では、ゲート信号Ｖｇｌ（ＯＢ）およびゲート信号Ｖｇｌに相当する信号は共通に所定電圧を出力している。図１６ではこれらに相当する信号を省略している。

図２３は、第６の実施形態による赤外線センサの動作の流れを示すタイミングチャートである。破線で示した信号線は、第２の実施形態による赤外線センサの動作を示している。理解を容易にするために第６の実施形態による赤外線センサの動作を第２の実施形態のそれと比較して説明する。

まず、ゲート信号Ｖｇｌ（ＯＢ）は、クランプパルスＣＬＡＭＰと同期して、クランプ期間に低電圧になる。クランプ期間以外の期間では、ゲート信号Ｖｇｌ（ＯＢ）は所定電圧となっている。このクランプ期間以外の期間における第1の電流源ＣＳ１の動作は、第２の実施形態の定電流源の動作と同様でよい。換言すると、第1の電流源ＣＳ１は、クランプ期間のみパルス駆動され、それ以外の期間では第２の電流源ＣＳ２と同じ定電流源とみなすことができる。

ゲート信号Ｖｇｌ（ＯＢ）が低電圧パルスを出力しているときには、図２２に示すＶｄ（ｄｉｏｄｅ）からダイオードＴＢおよび負荷トランジスタＬＴ１を通過して電源Ｖｓ（ｄｉｏｄｅ）へ流れ込む電流は、比較的小さい。

ここで、ＯＢ画素列の垂直信号線のカラム電圧ＳＬ（ＯＢ）は、Ｖｄ（ｄｉｏｄｅ）−Ｖｄｉｏｄｅと表わされる。Ｖｄｉｏｄｅは、ダイオードＴＢまたはＯＢに掛かる電圧である。ＶｄｉｏｄｅはダイオードＴＢを流れる電流Ｉｄｉｏｄｅにより変化し、正の相関を有する。

上述のように、ダイオードＴＢを流れる電流が小さいと、ダイオードＴＢでの電圧降下、即ち、Ｖｄｉｏｄｅが小さくなる。よって、垂直信号線の電圧ＳＬ（ＯＢ）（ＳＬ（ＯＢ）＝Ｖｄ（ｄｉｏｄｅ）−Ｖｄｉｏｄｅ）が高くなる。その結果、図２３に示すようにクランプ期間におけるＯＢ画素列のカラム電圧ＳＬ（ＯＢ）は、第２の実施形態のそれよりも大きくなる。第６の実施形態のクランプ期間における電圧ＳＬ（ＯＢ）と第２の実施形態のクランプ期間における電圧ＳＬ（ＯＢ）との差をＶｓ（ＯＢ）とする。

第２の実施形態と同様に、クランプ期間の当初、図１４のクランプトランジスタ７６´のドレイン電圧はリセットパルスによりリセット電圧ＶＲＳに初期化されているので、増幅トランジスタ７５’はオンとなる。クランプ開始後、一定時間が経過すると、電圧ＶＧ（ＯＢ）はＶｓ（ＯＢ）＋Ｖｔｈまで低下する。これにより増幅トランジスタ７５’がオフする。その結果、電圧ＶＧ（ＯＢ）はＶｓ（ＯＢ）＋Ｖｔｈにクランプされる。

また、クランプ期間において、外部からＶｓ（ＯＢ）にほぼ等しい電圧をＯＢ信号生成器８の増幅トランジスタ７５’のソースに印加する。これにより、ＶＧ（ＯＢ）は、第２の実施形態のそれよりもＶｓ（ＯＢ）だけ高い電位となる。なお、ＶＧ（ＯＢ）がＶｔｈよりもＶｓ（ＯＢ）だけ高いので、増幅トランジスタ７５’をオンにするために、リセット電圧ＶＲＳは、Ｖｓ（ＯＢ）＋Ｖｔｈよりも高い電圧である。

電圧ＶＧ（ＯＢ）がＶｓ（ＯＢ）＋Ｖｔｈにクランプされているので、図１２のソース電圧ＶＳ（ａｍｐ）は、（Ｖｓ（ＯＢ）＋Ｖｔｈ）−Ｖｔｈ＝Ｖｓ（ＯＢ）となる。その結果、各カラムアンプ７の増幅トランジスタ７５のゲート電圧ＶＧＲ、ＶＧＭおよびＶＧＬは、Ｖｓ（ＯＢ）＋Ｖｔｈにクランプされる。

ここで、ゲート電圧ＶＧＲ、ＶＧＭおよびＶＧＬは、第２の実施形態では、閾値電圧Ｖｔｈにクランプされていた。しかし、第６の実施形態では、ゲート電圧ＶＧＲ、ＶＧＭおよびＶＧＬが閾値電圧Ｖｔｈよりも高いＶｔｈ＋Ｖｓ（ＯＢ）にクランプされていることに留意されたい。

尚、クランプ期間においてゲート信号Ｖｇｌは所定電圧に維持されている。よって、有感度画素列の垂直信号線の電圧ＳＬＲ、ＳＬＭおよびＳＬＬは、第２の実施形態のそれと同じ動作をする。

クランプ期間の後、電圧Ｖｇｌ（ＯＢ）は、低電圧から所定電圧に戻る。即ち、第１の電流源ＣＳ１からの電流は第２の電流源ＣＳ２からの電流と等しくなる。この状態で、第２行目から第４行目の画素が駆動される。第２行目から第４行目の画素の駆動方法は、第２の実施形態と同様である。

しかし、各カラムアンプ７の増幅トランジスタ７５のゲート電圧ＶＧは、Ｖｔｈ＋Ｖｓ（ＯＢ）にクランプされている。従って、ゲート電圧ＶＧＲ、ＶＧＭおよびＶＧＬは、第２の実施形態のそれらの電圧レベルにＶｓ（ＯＢ）を足した電圧レベルとなる。

よって、第２行目において、Ｖｇｓ（Ｖｇｓ＝ＶＧ−ＶＳ（ａｍｐ））は、Ｖｔｈ＋Ｖｓ（ＯＢ）となる。即ち、自己過熱成分ＶＳＨ（ｔ）はカラムアンプ７のＶｇｓからキャンセルされ、尚且つ、Ｖｇｓは、閾値電圧ＶｔｈよりもＶｓ（ＯＢ）だけ高くなる。従って、第２の実施形態と異なり増幅トランジスタを流れる電流が発生し、積分容量電圧ＶＮＲ、ＶＮＭおよびＶＮＬには、電圧変化が現れる。

第３行目において、Ｖｇｓ（Ｖｇｓ＝ＶＧ−ＶＳ（ａｍｐ））は、Ｖｔｈ＋Ｖｓｉｇ＋Ｖｓ（ＯＢ）となる。即ち、自己過熱成分ＶＳＨ（ｔ）はカラムアンプ７のＶｇｓからキャンセルされ、尚且つ、Ｖｇｓは、閾値電圧Ｖｔｈ＋Ｖｓ（ＯＢ）に信号成分Ｖｓｉｇを含む電圧である。従って、積分容量電圧ＶＮＲ、ＶＮＭおよびＶＮＬには、第２行目の電圧変化に加えてＶｓｉｇに応じた電圧変化が現れる。

第４行目については、第３行目と同様であるので、その説明を省略する。

次に、カラムアンプ７のゲインを説明しつつ、第６の実施形態の効果を説明する。一般に、カラムアンプ７のゲインは、式１のように表わされる。
Ｇａｉｎ＝（Ｔｉ／Ｃｓ）・ｇｍ （式１）
ここで、Ｃｓは、積分容量７３の容量値、Ｔｉは、積分容量７３の積分時間、ｇｍは、増幅トランジスタ７５のコンダクタンスである。さらに、ｇｍは、（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）に比例する。

よって、第６の実施形態のように、Ｖｓ（ＯＢ）だけオフセットを与え、Ｖｇｓ＝Ｖｔｈ＋Ｖｓ（ＯＢ）とすると、カラムアンプ７のゲインが大きくなる。その結果、微小な信号成分Ｖｓｉｇを高い感度で検出することができる。

さらに、第６の実施形態は、第２の実施形態の効果を有する。

第６の実施形態において、増幅トランジスタ７５’のソース電圧には、一定の電圧Ｖｓ(ＯＢ)が印加された。しかし、このソース電圧は、必ずしも一定電圧である必要はなく、クランプ期間にＶｓ(ＯＢ)程度の電圧を印加すれば足り、その他の期間において、増幅トランジスタ７５’のソース電圧は特に限定しない。クランプ期間以外の期間では、増幅トランジスタ７５’のソース電圧は、接地電圧（０Ｖ）でもよい。

ただし、クランプ期間以外の期間に、不要な電流をＯＢ信号生成器８に流さないためには、クランプ期間以外の期間において、Ｖｓ(ＯＢ)はクランプ期間の電圧Ｖｓ(ＯＢ)と同じか、それより高い電圧であることが望ましい。

また、第６の実施形態において、Ｖｇｓのオフセット量は、第１の電流源ＣＳ１のクランプ時の電流を変化させることによって任意に設定可能である。これにより、カラムアンプ７の増幅トランジスタ７５のＶｇｓに、任意のオフセットαを与えることができる。即ち、Ｖｇｓ＝Ｖｔｈ＋αとすることができる。これにより、信号成分Ｖｓｉｇに応じた適切なゲインを有するカラムアンプ７を実現することができる。

(第７の実施形態)
図２４は、本発明に係る第７の実施形態に従った赤外線センサのカラムアンプの回路図である。図２５は、第７の実施形態に従った赤外線センサのカラムバッファの回路図である。第７の実施形態は、増幅トランジスタ７５のＶｇｓにオフセットを与える手法において第６の実施形態と異なる。

図２４および図２５に示すように、スイッチング素子ＳＷ１がカラムアンプ７とカラムアンプ８との間に配置されている。また、スイッチング素子ＳＷ２がカラムアンプ７と電源Ｖｓｓとの間に配置されている。スイッチング素子ＳＷ１およびＳＷ２はＭＯＳＦＥＴでよい。

より詳細には、図２４のＶｓ(ａｍｐ)端子と図２５のＶｓ(ａｍｐ)端子との間にスイッチング素子ＳＷ１が設けられている。クランプパルスＣＬＡＭＰと同期して、スイッチ素子ＳＷ１をオフする。これにより、カラムアンプ７とカラムバッファ８とを分離する。

さらに、図２４のＶｓ(ａｍｐ)端子と電源Ｖｓｓとの間にスイッチング素子ＳＷ２が設けられている。クランプパルスＣＬＡＭＰと同期して、スイッチング素子ＳＷ２をオンする。これにより、クランプ期間にのみカラムアンプ７のソース電圧Ｖｓ(ａｍｐ)を電源Ｖｓｓに接続することができる。

電源Ｖｓｓは任意に設定可能である。従って、ソース電圧Ｖｓ(ａｍｐ)をクランプ期間にのみ低電圧にすることによって、第７の実施形態は、第６の実施形態と同様にＶｇｓにオフセットを与えることができる。

従って、第７の実施形態は、第６の実施形態と同様の効果を有する。

しかしながら、第７の実施形態の構成では新たな問題が発生する。それは、タテスジ状の固定パターン雑音である。その原因は以下のとおりである。

第７の実施形態によれば、クランプ時にはＶｓ(ａｍｐ)に直接的に正電圧Ｖｓｓを印加する。これに対し、増幅動作時にはカラムバッファ８を介して自己加熱成分を含む電圧をＶｓ(ａｍｐ)に供給する。

このとき、カラムバッファ８から供給される電圧には、画素列に対応するカラムバッファ８における駆動トランジスタ９３の閾値電圧のばらつきが反映される。これにより、増幅動作時において、駆動トランジスタ９３の閾値電圧のばらつきが増幅トランジスタ７５のＶｇｓに反映する。その結果、タテスジ状の固定パターン雑音が出力電圧ＶＮＲ，ＶＮＭおよびＶＮＬに現れる。

この問題を考慮した場合、第６の実施形態の方が第７の実施形態よりも好ましい。第６の実施形態によれば、クランプ時においても、カラムバッファ８からＶｓ(ａｍｐ)を供給している。従って、駆動トランジスタ９３の閾値電圧のばらつきを含んだ電圧が、カラムアンプ７の増幅トランジスタ７５にクランプされる。

その結果、増幅動作時において、駆動トランジスタ９３の閾値電圧のばらつき成分は相殺され、カラムアンプ７の出力電圧ＶＮＲ，ＶＮＭおよびＶＮＬには上記雑音が表れない。

したがって、第６の実施形態は、固定パターン雑音の増加を招くことなく、カラムアンプ７のゲインを調整可能となる点で第７の実施形態よりも好ましい。

なお、上述した各実施例は、この発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、この発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を実施例に開示されたもののみに特定するものではない。本発明はその要旨を逸脱しない範囲で、種々変形して実施することができるものである。

本発明の実施例１、２に係る赤外線センサの全体構成図である。 本発明の実施例に係る赤外線検出画素の構造を示す平面図である。 図２の２Ｂ−２Ｂにおける断面図である。 本発明の実施例に係る、光学的無感度画素の構造を示す断面図である。 本発明の実施例に係る、熱的無感度画素の構造を示す断面図である。 本発明の実施例１に係るカラムアンプの回路構成図である。 本発明の実施例１に係るカラムバッファの回路構成図である。 本発明の実施例１に係るＯＢ信号生成器の回路構成図である。 本発明の実施例に係る水平読み出し回路の回路構成図である。 本発明の実施例１に係る赤外線センサの駆動タイミングチャートである。 本発明の実施例１に係る赤外線センサの駆動において、シェーディングや自己加熱情報がキャンセルされる様子を説明するための駆動タイミングチャートである。 本発明の実施例２に係る赤外線センサのカラムアンプの回路構成図である。 本発明の実施例２に係る赤外線センサのカラムバッファの回路構成図である。 本発明の実施例２に係る赤外線センサのＯＢ信号生成器の回路構成図である。 本発明の実施例２に係る赤外線センサの駆動タイミングチャートである。 本発明の実施例２に係る赤外線センサの駆動において、シェーディングや自己加熱情報がキャンセルされる様子を説明するための駆動タイミングチャートである。 本発明の実施例３、４に係る赤外線センサの全体構成図である。 本発明の実施例３に係る赤外線センサのカラムアンプの回路構成図である。 本発明の実施例４に係る赤外線センサのカラムアンプの回路構成図である。 本発明の実施例３、４に係る赤外線センサの駆動タイミングチャートである。 本発明の実施例５に係る赤外線センサの駆動タイミングチャートである。 本発明による第６の実施形態に従った非冷却赤外線センサの全体構成図。 第６の実施形態に従った非冷却赤外線センサの動作の流れを示すタイミング図。 発明に係る第７の実施形態に従った赤外線センサのカラムアンプの回路図。 ７の実施形態に従った赤外線センサのカラムバッファの回路図。

符号の説明

１ … 赤外線検出画素
２ … 熱的無感度画素
３ … 光学的無感度画素
４ … ｐｎ接合
５ … 行選択線
５０ … 行選択回路
６ … 垂直信号線
７ … カラムアンプ
８ … ＯＢ信号生成器
９ … カラムバッファ
１１ … 水平読み出し回路
１２ … 水平選択トランジスタ
１３ … 水平信号線
１４ … 水平シフトレジスタ
７１ … 第１の結合容量
７２ … クランプ入力
７３ … 積分容量
７５ … 増幅トランジスタ
７６ … クランプトランジスタ
７７ … リセットトランジスタ
７９ … 第２のクランプトランジスタ
８１ … 第２の結合容量
８２ … クランプ容量
９１ … 負荷トランジスタ
９２ … バイアス入力
９３ … 駆動トランジスタ
９４ … ＯＢ信号入力端子

Claims (17)

1. 半導体基板上に赤外線検出画素が配列され、少なくとも熱的無感度画素行と、光学的無感度画素行をそれぞれ一行ずつ有し、かつ、前記熱的無感度画素行と光学的無感度画素行を除く領域において、少なくとも一列の光学的無感度画素列を有する撮像領域と、
   前記撮像領域内に行方向に配置される行選択線と、
   前記撮像領域内に列方向に配置される信号線と、
   前記行選択線に接続される行選択回路と、
   第１の結合容量を介してゲートが前記信号線に接続されている第１の増幅トランジスタ、前記第１の増幅トランジスタのゲート電圧を所定の電圧にクランプするための第１のクランプ回路、前記第１の増幅トランジスタのドレインに接続される積分容量、及び前記第１の増幅トランジスタのドレインおよび前記積分容量の蓄積ノードに接続されるリセット手段を有し、前記信号線のそれぞれに接続され、前記信号線に発生した信号電圧を増幅するカラムアンプと、
   駆動トランジスタを有し、前記駆動トランジスタのドレインが前記第１の増幅トランジスタのソースに接続されたカラムバッファと、
   前記積分容量の蓄積ノードに接続され、前記カラムアンプからの出力信号を読み出すための読み出し回路と、
   前記カラムアンプと同等の回路構成を有し、前記第１の増幅トランジスタと同等な第２の増幅トランジスタのゲートが前記駆動トランジスタのゲートと接続されている光学的無感度画素列信号生成回路とを具備することを特徴とする赤外線センサ。
2. 前記カラムバッファが、前記第２の増幅トランジスタのゲート電圧を入力としたソースフォロア回路であることを特徴とする請求項１に記載の赤外線センサ。
3. 前記駆動トランジスタのしきい値が、前記増幅トランジスタのしきい値と同等であることを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載の赤外線センサ。
4. 前記第１のクランプ回路は第１のクランプトランジスタからなり、そのクランプ電圧が前記増幅トランジスタの閾値電圧であることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の赤外線センサ。
5. 前記カラムアンプは第２のクランプ回路をさらに有し、前記第２のクランプ回路は前記増幅トランジスタのドレインに接続された第２の結合容量とクランプ容量と、前記第２の結合容量及びクランプ容量との接続部に接続された第２のクランプトランジスタにより構成されていることを特徴とする、請求項１から請求項４のいずれかに記載の赤外線センサ。
6. 前記光学的無感度画素列の信号線に接続された第１の電流源と、前記光学的無感度画素列以外の有感度画素列の信号線に接続された第２の電流源とをさらに備え、
   前記第１の電流源は前記第２の電流源とは独立に制御されることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の赤外線センサ。
7. 前記第１の増幅トランジスタのゲート電圧をクランプするときに、前記第１の電流源は前記第２の電流源よりも小さい電流を供給することを特徴とする請求項６に記載の赤外線センサ。
8. 前記第１の増幅トランジスタのゲート電圧をクランプするときに、前記第２の増幅トランジスタのソース電圧に正電圧が印加されることを特徴とする請求項６に記載の赤外線センサ。
9. 前記第２の増幅トランジスタのソース電圧に印加される正電圧は、前記光学無感度画素列に接続された信号線の電位と前記有感度画素列に接続された信号線の電位との差に等しいことを特徴とする請求項８に記載の赤外線センサ。
10. 前記駆動トランジスタのドレインと前記第１の増幅トランジスタのソースとの間に設けられた第１のスイッチング素子と、
    前記第１の増幅トランジスタのソースと可変の電圧を供給可能な電源との間に設けられた第２のスイッチング素子とをさらに備え、
    前記第１の増幅トランジスタのゲート電圧をクランプするときに、前記第１のスイッチング素子はオフであり、前記第２のスイッチング素子はオンであることを特徴とする請求項１に記載の赤外線センサ。
11. 熱的無感度画素行、光学的無感度画素行、有効画素行に接続された信号線がゲートと容量結合されている増幅トランジスタ、前記増幅トランジスタのゲート電圧を所定の電圧にクランプするためのクランプ回路、前記増幅トランジスタのドレインに接続され、この増幅トランジスタからの信号電荷を蓄積する容量、前記増幅トランジスタのドレイン電位および蓄積容量の電位をリセットするリセット手段、及び、前記信号線のそれぞれに接続され、前記信号線に発生した信号電圧を増幅するカラムアンプを備えた赤外線センサにおいて、
    前記熱的無感度画素行の選択時にのみ前記クランプ回路を導通させるステップを具備することを特徴とする赤外線センサの駆動方法。
12. 熱的無感度画素行、光学的無感度画素行、有効画素行に接続された信号線がゲートと容量結合されている第１の増幅トランジスタ、前記第１の増幅トランジスタのゲート電圧を所定の電圧にクランプするためのクランプ回路、前記第１の増幅トランジスタのドレインに接続され、該第１の増幅トランジスタからの信号電荷を蓄積する容量、該第１の増幅トランジスタのドレイン電位および蓄積容量の電位をリセットするリセット手段、前記信号線のそれぞれに接続され、前記信号線に発生した信号電圧を増幅するカラムアンプ、光学的無感度画素列の信号線に接続された第１の電流源、および、有効画素列の信号線に接続された第２の電流源を備えた赤外線センサにおいて、
    前記熱的無感度画素行の選択時に、前記クランプ回路を導通させるステップであって、前記クランプ回路の動作と同期して、前記第１の電流源からの電流をパルス状に制御するステップを具備した赤外線センサの駆動方法。
13. 前記第１の電流源は前記第２の電流源とは独立に制御されることを特徴とする請求項１２に記載の赤外線センサの駆動方法。
14. 前記第１の増幅トランジスタのゲート電圧をクランプするときに、前記第１の電流源は前記第２の電流源よりも小さい電流を供給することを特徴とする請求項１２に記載の赤外線センサの駆動方法。
15. 駆動トランジスタを有し、前記駆動トランジスタのドレインが前記第１の増幅トランジスタのソースに接続されたカラムバッファと、
    前記第１の増幅トランジスタと同じ構成を有する第２の増幅トランジスタのゲートが前記駆動トランジスタのゲートと接続されている光学的無感度画素列信号生成回路とをさらに備え、
    前記第１の増幅トランジスタのゲート電圧をクランプするときに、前記第２の増幅トランジスタのソース電圧に正電圧が印加されることを特徴とする請求項１２に記載の赤外線センサの駆動方法。
16. 前記第２の増幅トランジスタのソース電圧に印加される正電圧は、前記光学無感度画素列に接続された信号線の電位と前記有効画素列に接続された信号線の電位との電位差に等しいことを特徴とする請求項１５に記載の赤外線センサの駆動方法。
17. 前記駆動トランジスタのドレインと前記第１の増幅トランジスタのソースとの間に設けられた第１のスイッチング素子と、
    前記第１の増幅トランジスタのソースと電源との間に設けられた第２のスイッチング素子とをさらに備え、
    前記第１の増幅トランジスタのゲート電圧をクランプするときに、前記第１のスイッチング素子をオフとし、前記第２のスイッチング素子をオンにすることを特徴とする請求項１２に記載の赤外線センサの駆動方法。

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