JP2011139626A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明はＤＣ−ＤＣコンバータとその制御方法を提供する。
【解決手段】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは出力端に接続された負荷が所定の負荷値以下の軽負荷である時に動作するバーストモード回路と、前記負荷が前記所定の負荷値より大きい重負荷である時に動作するＰＷＭモード回路を備える。
【選択図】図１０

Description

本発明はＤＣ−ＤＣコンバータ及びその制御方法に関する。また、本発明は前記ＤＣ−ＤＣコンバータ及びその制御方法に生成された電力によって駆動される表示装置に関する。

各種電子装置は安定的な直流電源を供給受けるためにＤＣ−ＤＣコンバータ(DC-DC Converter)を含む。ＤＣ−ＤＣコンバータは直流電源を入力受け直流出力を発生する。電圧制御方式で駆動されるＤＣ−ＤＣコンバータは負荷の変動によってパルス幅変調のデューティ比（通電率)を調節しながら直流出力を調整する。

電子装置の待機電力を減らすために、ＤＣ−ＤＣコンバータは負荷が小さい時スイッチング損失を減らすバーストモード(Burst Mode)機能を内蔵している。ＤＣ−ＤＣコンバータのバーストモード動作は図１及び図２のようである。

図１及び図２を参照すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータは第１乃至第３演算増幅器（ＡＭＰ１〜ＡＭＰ３）、ロジック部１０、駆動部１１、及びトランジスタ（Ｑ１）を備える。

第１演算増幅器（ＡＭＰ１）はフィードバック端子（ＦＢ）を通じて入力されるフィードバック電圧と高電位基準電圧（Ｖｒｅｆ＿ｍａｘ）を比べて基準電圧（Ｖｒｅｆ＿ｍａｘ）対比フィードバック電圧の高低を示す出力を発生する。フィードバック端子（ＦＢ）には分圧抵抗回路によって分圧された出力電圧が印加される。第２演算増幅器（ＡＭＰ２）は出力電圧のフィードバック電圧（Ｖｆｂ）と低電位基準電圧（Ｖｒｅｆ＿ｍｉｎ）を比べて基準電圧（Ｖｒｅｆ＿ｍｉｎ）対比フィードバック電圧の高低を示す出力を発生する。第３演算増幅器（ＡＭＰ３）はトランジスタ（Ｑ１）と基底電圧源（ＧＮＤ）の間に接続された抵抗（Ｒ）の両端電圧を比べてトランジスタ（Ｑ１）を通じて流れる電流を感知(sensing)しロジック部１０に出力する。

ロジック部１０は第１及び第２演算増幅器（ＡＭＰ１）の出力を入力受けフィードバック電圧（Ｖｆｂ）が低電位基準電圧（Ｖｒｅｆ＿ｍｉｎ）に到達した後に上昇して高電位基準電圧（Ｖｒｅｆ＿ｍａｘ）に到逹するまでスイッチオンパルスを繰り返し的に発生する。そしてロジック部１０はフィードバック電圧（Ｖｆｂ）が高電位基準電圧（Ｖｒｅｆ＿ｍａｘ）に到達した後に立下りして低電位基準電圧（Ｖｒｅｆ＿ｍｉｎ）に到達されるまでスイッチオンパルス出力を止める。駆動部１１はロジック部１０からのスイッチオンパルスに応答してトランジスタ（Ｑ１）をターン-オンさせる。図２で“ＳＷ”トランジスタ（Ｑ１）のオン／オフによって変わるＳＷ端子の電圧である。出力電圧（Ｖｏｕｔ）にはＳＷ端子とダイオードをパスした電圧が発生する。

表示装置の消費電力を減らすために、図１及び図２のようなバーストモード機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータを表示装置の電力コンバータで適用するとバーストモードで表示パネルに供給される駆動電圧のリップルが高くなり、観察者によって表示パネルに表示される表示画像の搖れる現象が観察されることができる。

有機発光ダイオード表示装置(ＯＬＥＤ)のすべてのピクセルを最大明るさで表示するフルホワイト負荷を１００％であるとする時有機発光ダイオード表示装置に入力されるデータの階調を３０％で調整し、ＤＣ−ＤＣコンバータでバーストモードの出力電圧を有機発光ダイオード表示装置の表示パネルに高電位駆動電圧（ＶＤＤ）で印加すると、その有機発光ダイオード表示装置の表示画像は図３のようになる。この場合に、バーストモードで高電位駆動電圧（Ｖｏｕｔ）のリップル周期が観察者に視認され、観察者は画面に搖れる現象を確実に感じることができる。

有機発光ダイオード表示装置に入力されるデータの階調を１０％に低め、ＤＣ−ＤＣコンバータでバーストモードの出力電圧を有機発光ダイオード表示装置の表示パネルに高電位駆動電圧（ＶＤＤ）で印加すると、その有機発光ダイオード表示装置の表示画像は図４のようになる。この場合に、バーストモードで高電位駆動電圧（Ｖｏｕｔ）のリップル周期が観察者にほとんど視認されないから観察者は画面に搖れる現象を弱く感じることができる。

図５乃至図７はＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧のリップル振幅が同一し、周波数が異なる波形の例を示す波形図である。ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される直流電源は表示装置の輝度高低、輝度均一度に大きい影響を及ぼす。ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される直流電源のリップル振幅差による表示装置の輝度変動は観察者の肉眼にほとんど認識されない。これに比べて、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング区間とノンスイッチング区間の間の時間差で現われる表示装置の輝度変動は直流電源のリップル周波数にしたがって観察者の肉眼で感じることができる。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される直流電源のリップル周波数が図５のように速い場合や図７のように非常に遅い場合、観察者は表示装置の搖れをほとんど感じない。しかしバーストモードで出力される直流電源のリップル周波数（図６）で観察者は表示装置の搖れを感じることができる。

ＤＣ−ＤＣコンバータのバーストモードは表示装置が軽負荷で動作する時適用されていない。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータのバーストモードで出力される電圧を表示装置の待機電力で使ってその表示装置の負荷が軽負荷である時表示品質の低下を防止することができる方法が要求されている

したがって、本発明の目的は、バーストモードで表示装置の表示品質を低下させないで表示装置の軽負荷待機電力を減らすことができるＤＣ−ＤＣコンバータ及びその制御方法とこれを利用した表示装置を提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは出力端に接続された負荷が所定の負荷値以下の軽負荷である時動作するバーストモード回路と、
前記負荷が前記所定の負荷値より大きい重負荷である時動作するＰＷＭモード回路を備える。

前記バーストモード回路は前記出力端から入力されるフィードバック電圧が高電位基準電圧まで上昇する期間に前記出力端の電圧をスイッチングすることと共に、あらかじめ設定された分周値で分周された周波数のスイッチスタート信号を発生し前記スイッチスタート信号によって前記出力端の電圧をスイッチングする。

前記ＰＷＭモード回路はランプ波電圧が前記フィードバック電圧と所定のＰＷＭモード基準電圧の差電圧より大きい期間に前記出力端の電圧をスイッチングする。

前記ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法は前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端に接続された負荷が所定の負荷値以下の軽負荷である時バーストモードに切り替えて前記出力端から入力されるフィードバック電圧が高電位基準電圧まで上昇する期間に前記出力端の電圧をスイッチングすることと共に、あらかじめ設定された分周値で分周された周波数のスイッチスタート信号を発生し前記スイッチスタート信号によって前記出力端の電圧をスイッチングする段階と、前記負荷が前記所定の負荷値より大きい重負荷である時ＰＷＭモードで切り替えてランプ波電圧が前記フィードバック電圧と所定のＰＷＭモード基準電圧の差電圧より大きい期間に前記出力端の電圧をスイッチングする段階を含む。

本発明の表示装置はデータラインとスキャンラインが交差されマトリックス形態に配置されたピクセルを含む表示パネルと、デジタルビデオデータをデータ電圧に変換し前記データラインに供給するデータ駆動部と、前記データ電圧と同期されるスキャンパルスを前記スキャンラインに順次に供給するスキャン駆動部と、前記デジタルビデオデータを前記データ駆動部に供給し前記データ駆動部と前記スキャン駆動部の動作タイミングを制御するタイミングコントローラと、前記表示パネルの駆動に必要な直流電源を発生し前記直流電源を出力端を通じて前記表示パネルに供給する前記ＤＣ−ＤＣコンバータを備える。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは表示装置の直流電源を発生する。本発明の表示装置は前記ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される直流電源で駆動されることができるいずれの表示装置も含むことができる。例えば、本発明の表示装置は液晶表示装置(ＬＣＤ)、有機発光ダイオード表示装置(ＯＬＥＤ)、電気泳動表示装置(Electrophoresis、ＥＰＤ)の中のいずれかとすることができる。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータから直流電源を供給受ける表示装置はバーストモードで出力される直流電源で駆動される時表示品質が低下されないで軽負荷の待機電力を減らすことができる。

ＤＣ−ＤＣコンバータのバーストモード回路を示す回路図である。 図１に示されたバーストモード回路のフィードバック端子の電圧とスイッチ端子の電圧を示す波形図である。 ３０％階調のデータを有機発光ダイオード表示装置に入力し図１に示されたバーストモード回路の出力電圧で有機発光ダイオード表示装置を駆動する時見える画面の搖れた現象を示す図である。 １０％階調のデータを有機発光ダイオード表示装置に入力し図１に示されたバーストモード回路の出力電圧で有機発光ダイオード表示装置を駆動する時見える画面の搖れた現象を示す図面を示す図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧のリップル振幅が同一であり周波数が異なる波形の例を示す波形図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧のリップル振幅が同一であり周波数が異なる波形の例を示す波形図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧のリップル振幅が同一であり周波数が異なる波形の例を示す波形図である。 本発明の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータが集積されたパワーＩＣのチップ見掛けを示す回路図である。 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータでバーストモード回路を示す回路図である。 図９に示されたバーストモードのスイッチオンスタート信号、フィードバック端子の電圧、及びスイッチ端子の電圧を示す波形図である。 図９に示された周波数変換部の動作例を示す図である。 複数のフレーム期間の間バーストモード回路の出力電圧の１つの例を示す波形図である。 図１２に示された周波数の累積電圧リップルを示す平面図である。 本発明のＤＣ−ＤＣコンバータでＰＷＭモード回路を示す回路図である。 図１４に示されたランプ波発生部から出力されるランプ波電圧の一例を示す波形図である。 図１４に示された第１演算増幅器から出力されるギャップ電圧の一例を示す波形図である。 第２演算増幅器から出力されるスイッチオン区間信号の１つの例を示す波形図である。 本発明の実施の形態に係る表示装置を概略的に示すブロック図である。

以下添付された図面を参照して液晶表示装置を中心に本発明に係る望ましい実施の形態を詳しく説明する。明細書全体にかけて同一である参照番号は実質的に同一である構成要素を意味する。以下の説明で、本発明と係わる公知機能あるいは構成に対する具体的な説明が本発明の要旨を不必要に曇ることができると判断される場合、その詳細な説明を省略する。

以下の説明で使われる構成要素の名称は明細書作成の容易さを考慮し選択されたことで、実際製品の名称とは異なることができる。

図８は本発明の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータが集積されたパワーＩＣのチップ見掛けを示す回路図である。

図８を参照すると、本発明の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１００はパワーＩＣチップ形態に具現されることができる。パワーＩＣチップのＶｉｎ端子には直流電圧（Ｖｉｎ）が入力されインダクター（Ｌ）に接続される。パワーＩＣチップのＳＷ端子はインダクター（Ｌ）とジェナーダイオード（Ｄ）のアノード電極に接続される。インダクター（Ｌ）と第３キャパシター（Ｃ３）はローパスフィルターを構成して出力電圧（Ｖｏｕｔ）の高周波ノイズを除去する。出力電圧（Ｖｏｕｔ）は分圧抵抗回路（Ｒ１、Ｒ２）によって分圧されパワーＩＣチップのＦＢ端子にフィードバック入力される。第２キャパシター（Ｃ２）はジェナーダイオード（Ｄ）のカソード電極と分圧抵抗回路の分圧ノードの間に接続されＦＢ端子に入力されるフィードバック電圧のノイズを除去する。

パワーＩＣチップは図９のようなバーストモード回路と図１４のようなＰＷＭモード回路を内蔵する。バーストモード回路は表示装置の負荷を感知して下の表１のように表示装置の負荷がないとか軽負荷である時に駆動される。これに比べて、ＰＷＭモード回路は表示装置の負荷を感知し表示装置の負荷が重負荷である時に駆動される。例えば、バーストモード回路は表示装置の負荷が３０％以下である時動作し、ＰＷＭモード回路は表示装置の負荷が３０％超過１００％以下である時動作する。

既存ＤＣ−ＤＣコンバータのバーストモードで観察者が表示装置の搖れを肉眼で確認することができない位に出力電圧の周波数が早くできるがこの場合にスイッチング損失の増加によって式（１）のように消費電流の損失が発生される。ここで、周波数は式（１）のようにフレーム周波数と表示装置のスキャンライン数を掛けた値である。これに対して、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ１００はバーストモードで既存バーストモードと類似にフィードバック電圧と基準電圧（Ｖｒｅｆ＿ｍａｘ、Ｖｒｅｆ＿ｍｉｎ）の比較を通じてスイッチングを制御することと共に、観察者が表示画像の画面搖れを感じることができないようにスイッチング周波数を不規則に変更する周波数制御方法を実行する。

図９はＤＣ−ＤＣコンバータ１００のバーストモード回路を示す回路図である。図１０は図９に示されたバーストモード回路のスイッチオンスタート信号（ＳＷ＿ＯＮ＿Ｎ）、フィードバック端子の電圧、及びスイッチ端子の電圧を示す波形図である。

図９を参照すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のバーストモード回路は第１演算増幅器９１、第２演算増幅器９２、第３演算増幅器９６、第４演算増幅器９７、周波数生成部９５、周波数変換部９４、ロジック部９３、駆動部９８、及びトランジスタ（Ｑ１）を備える。

第１演算増幅器９１はフィードバック端子（ＦＢ）を通じて入力されるフィードバック電圧と高電位基準電圧（Ｖｒｅｆ＿ｍａｘ）を比較して基準電圧（Ｖｒｅｆ＿ｍａｘ）対フィードバック電圧の高低を示す出力を発生する。第２演算増幅器９２は出力電圧のフィードバック電圧（Ｖｆｂ）と低電位基準電圧（Ｖｒｅｆ＿ｍｉｎ）を比較して基準電圧（Ｖｒｅｆ＿ｍｉｎ）対フィードバック電圧の高低を示す出力を発生する。第３演算増幅器９６はトランジスタ（Ｑ１）と基底電圧源（ＧＮＤ）の間に接続された抵抗（Ｒ９３）の両端電圧を比べてトランジスタ（Ｑ１）を通じて流れる負荷量によって変わる電流を感知して周波数生成部９５に出力する。第４演算増幅器９７はモード基準電圧（ＲＥＦｍｏｄｅ)と第３演算増幅器９６の出力電圧を比べてモード基準電圧（ＲＥＦｍｏｄｅ) 対比出力端電圧のセンシング電圧の高低を示す出力を発生する。

周波数生成部９５は所定周波数のクロック信号（ＩＣＬＫ）と第３演算増幅器９６の出力を入力受けて表示装置の負荷によって周波数が変わる信号を出力する。周波数生成部９５は第３演算増幅器９６の出力電圧が大きいほど、すなわち、表示装置の負荷が大きいほど出力周波数を早くする。反面に、周波数生成部９５は第３演算増幅器９６の出力電圧が低いほど、すなわち、表示装置の負荷が低いほど出力周波数を低める。クロック信号（ＩＣＬＫ）は示さないオシレーターから発生される。周波数変換部９４はあらかじめ設定された分周値を利用して周波数生成部９５から入力される信号の周波数を分周してその信号の周波数を不規則に変換してスイッチスタート信号を発生する。周波数変換部９４からスイッチスタート信号の周波数（Ｆｎｅｗ）は下の式（１）のようである。
Ｆｎｅｗ ＝ Ｆｉｎ／ｎ ---------- 式（１）

ここで、Ｆｎｅｗは周波数変換部９４の出力周波数であり、Ｆｉｎは周波数変換部９４の入力周波数である。ｎは２以上の正の整数として分周値である。

図１０のスイッチオンスタート信号（ＳＷ＿ＯＮ＿Ｎ）は第１演算増幅器９１及び第２演算増幅器９２の出力と周波数変換部９４の出力を論理合演算するＯＲゲートの出力に発生される。ロジック部９３はスイッチオンスタート信号（ＳＷ＿ＯＮ＿Ｎ）のパルスに応答してフィードバック電圧（Ｖｆｂ）が高電位基準電圧（Ｖｒｅｆ＿ｍａｘ）に到逹するまでスイッチオンパルスを繰り返し的に発生する。そしてロジック部９３は分周値によって変わる周波数のスイッチスタート信号に応答してスイッチオンパルスをフィードバック電圧（Ｖｆｂ）が高電位基準電圧（Ｖｒｅｆ＿ｍａｘ）に到逹するまで繰り返し的に発生する。ロジック部９３は第２演算増幅器９２の出力に応答してスイッチオンスタート信号がロー論理を維持する期間、すなわち、フィードバック電圧（Ｖｆｂ）が高電位基準電圧（Ｖｒｅｆ＿ｍａｘ）から漸進的に低くなって周波数変換部９４からスイッチスタート信号が入力されない期間の間にスイッチオンパルスの出力を止める。

ロジック部９３は第４演算増幅器９７の出力を入力受けて表示装置の負荷が軽負荷区間に属する時出力を発生する。一方に、ロジック部９３は表示装置の負荷が重負荷区間に属する時出力を発生しない。

駆動部９８はプッシュプル回路形態に接続されたｎｔｙｐｅ ＭＯＳＦＥＴとｐｔｙｐｅ ＭＯＳＦＥＴを含む。駆動部９８はロジック部９３の出力がハイロジックレベルである時トランジスタ（Ｑ１）をターン-オンさせる反面に、ロジック部９３の出力がローロジックレベルである時トランジスタ（Ｑ１）をターン-オフさせる。トランジスタ（Ｑ１）は駆動部９８から入力されるゲート電圧にしたがってオン/オフされて出力電圧（Ｖｏｕｔ）を調整する。トランジスタ（Ｑ１）のゲート電極は駆動部９８の出力端子に接続されて、そのドレイン端子はＳＷ端子に接続される。トランジスタ（Ｑ１）のソース電極は第３演算増幅器９６の非反転入力端子に接続される。

図１１は図９に示された周波数変換部９４の動作例を示す図である。

図１１を参照すると、周波数変換部９４の分周値が５と７であると５の倍数と７の倍数番目クロック（ＩＣＬＫ）に同期して出力を発生する。周波数変換部４の分周値は５と７に限定されるのではなくいずれか一つの２以上の正の整数またはその整数の組合に設定されることができる。

図１２は複数のフレーム期間の間発生されるバーストモード回路の出力電圧の波形を示す波形図である。図１３は図１２に示された周波数の累積電圧リップルを示す平面図である。

図１２及び図１３を参照すると、バーストモードの出力電圧周波数は毎フレーム期間ごとに周波数変換部９４の分周値と表示装置の負荷量によって変わる。図１２の同じ出力電圧を５個のフレーム期間の間累積するとスイッチング区間とノンスイッチング区間が不規則的に動作するようになる。その結果、観察者は表示装置の負荷が軽負荷でありＤＣ−ＤＣコンバータがバーストモードで動作する時表示画像の揺れ現象をほとんど感じることができない。

図１４は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ１００でＰＷＭモード回路を示す回路図である。

図１４を参照すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００のＰＷＭモード回路は第１演算増幅器１３１、第２演算増幅器１３２、 第３演算増幅器１３５、第４演算増幅器１３６、周波数生成部１３８、ランプ波発生部１３７、ロジック部１３３、駆動部１３４、及びトランジスタ（Ｑ１）を備える。

第１演算増幅器１３１はフィードバック端子（ＦＢ）を通じて入力されるフィードバック電圧と所定の基準電圧（Ｖｒｅｆ）を比べてその差電圧をギャップ電圧(GAP)として出力する。第２演算増幅器１３２は合成器１３９から入力されるランプ波電圧と第１演算増幅器１３１から入力されるギャップ電圧を比べて、ギャップ電圧より高いランプ波電圧区間からスイッチオン区間信号を出力する。図１５はランプ波電圧の１つの例を示す波形図であり、図１６はギャップ電圧の１つの例を示す波形図である。

図１７は第２演算増幅器１３２から出力されるスイッチオン区間信号の１つの例を示す波形図である。

第３演算増幅器１３５はトランジスタ（Ｑ１）と基底電圧源（ＧＮＤ） の間に接続された抵抗（Ｒ１３１）の両端電圧を比べてトランジスタ（Ｑ１）を通じて流れる負荷量によって変わる電流を感知して合成器１３９に出力する。 第４演算増幅器１３６はモード基準電圧（ＲＥＦｍｏｄｅ)と第３演算増幅器１３５の出力電圧を比べてそのモード基準電圧（ＲＥＦｍｏｄｅ) 対比出力端電圧のセンシング電圧の高低を示す出力を発生する。周波数生成部１３８はロジック部１３３の制御の下にクロック信号（ＩＣＬＫ）に合わせて一定である周波数の信号を出力する。周波数生成部１３８の出力周波数はロジック部１３３から入力される周波数制御信号によって可変されることができる。ランプ波発生部１３７は周波数生成部１３８の出力信号を図１５のようなランプ波信号に変換して合成器１３９に出力する。合成器１３９はランプ波発生部１３７から入力されるランプ波信号と第３演算増幅器１３５の出力ランプ信号を合成して第２演算増幅器１３２の非反転端子に入力する。合成器１３９から出力されるランプ波信号のオフセット電圧は第３演算増幅器１３５の出力電圧が高いほど、すなわち、表示装置の負荷が高いほど上昇する。合成器１３９から出力されるランプ波信号のオフセット電圧は第３演算増幅器１３５の出力電圧が低いほど、すなわち、表示装置の負荷が低いほど低くなる。したがって、第２演算増幅器１３２から出力されるスイッチオン区間信号は表示装置の負荷が高いとランプ波電圧が上昇してスイッチオン区間信号のパルス幅が広くなる一方で、表示装置の負荷が低いとランプ波電圧が立下りしてスイッチオン区間信号のパルス幅が細くなる。

ロジック部１３３は第２演算増幅器１３２から入力されるスイッチオン区間信号のハイロジックレベル区間の間スイッチオンパルスを繰り返し的に発生する。ロジック部１３３は第２演算増幅器１３２から入力されるスイッチオン区間信号のローロジックレベル区間の間スイッチオンパルスの出力を止める。

ロジック部１３３は第４演算増幅器１３６の出力を入力受けて表示装置の負荷が重負荷区間に属する時出力を発生する。反面に、ロジック部１３３は表示装置の負荷が軽負荷区間に属する時出力を発生しない。

駆動部１３４はプッシュプル形態に接続されたｎ ｔｙｐｅ ＭＯＳＦＥＴとｐ ｔｙｐｅ ＭＯＳＦＥＴを含む。駆動部１３４はロジック部１３３の出力がハイロジックレベルである時トランジスタ（Ｑ１）をターン-オンさせる反面に、ロジック部１３３の出力がローロジックレベルである時トランジスタ（Ｑ１）をターン-オフさせる。トランジスタ（Ｑ１）は駆動部１３４から入力されるゲート電圧にしたがってオン/オフされて出力電圧（Ｖｏｕｔ）を調整する。トランジスタ（Ｑ１）のゲート電極は駆動部１１の出力端子に接続され、そのドレイン端子はＳＷ端子に接続される。トランジスタ（Ｑ１）のソース電極は第３演算増幅器９６の非反転入力端子に接続される。

図１８は本発明の実施の形態に係る表示装置を示すブロック図である。

図１８を参照すれば、本発明の表示装置は表示パネル１１０、データ駆動部１１１、スキャン駆動部１１２、タイミングコントローラ１１３、及びＤＣ−ＤＣコンバータ１００を備える。

表示パネル１１０にはデータライン（Ｄ１〜Ｄｍ）、データライン（Ｄ１〜Ｄｍ）と交差されるスキャンライン（Ｇ１〜Ｇｎ）、及びマトリックス形態に配置されたピクセルを含む。表示パネル１１０は液晶表示装置（ＬＣＤ）、有機発光ダイオード表示装置（ＯＬＥＤ)、電気泳動表示装置（ＥＰＤ) 中いずれか一つの表示パネルとすることができる。

データ駆動部１１１はタイミングコントローラ１１３から入力されるデジタルビデオデータをガンマ補償電圧に変換してデータ電圧を発生し、そのデータ電圧をデータライン（Ｄ１〜Ｄｍ）に供給する。スキャン駆動部１１２はデータライン（Ｄ１〜Ｄｍ）に供給されるデータ電圧と同期されるスキャンパルスをスキャンライン（Ｇ１〜Ｇｎ）に順次に供給する。タイミングコントローラ１１３は外部から入力されるデジタルビデオデータを再整列してデータ駆動部１１１に送る。タイミングコントローラ１１３は外部から入力される垂直同期信号（Ｖｓｙｎｃ）、水平同期信号（Ｈｓｙｎｃ）、データイネーブル信号(ＤＥ)、ドットクロック（ＤＣＬＫ）などのタイミング信号を利用してデータ駆動部１１１とゲート駆動部１１２の動作タイミングを制御する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は前述のように表示パネル１１０の負荷が軽負荷である時バーストモードで動作し、表示パネル１１０の負荷が重負荷である時ＰＷＭモードで動作して表示パネル１００の駆動に必要な直流電圧（Ｖｏｕｔ）を発生して表示パネル１１０に供給する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は第３演算増幅器（９６、１３５）を通じて出力端の電流を感知して表示パネル１１０の負荷量を感知とその負荷量によってバーストモードとＰＷＭモードを選択する。

前述のように、本発明はＤＣ−ＤＣコンバータのバーストモードでフィードバック電圧が高電位基準電圧に到逹するまで出力端の電圧をスイッチングすることと共に所定の分周値で分周された周波数に発生されるスイッチスタート信号区間に前記出力端の電圧をスイッチングする。その結果、前記ＤＣ−ＤＣコンバータから直流電源を供給受ける表示装置はバーストモードで出力される直流電源で駆動される時表示品質が低減されずに軽負荷の待機電力を減らすことができる。

９１ 第１演算増幅器
９２ 第２演算増幅器
９３ ロジック部
９４ 周波数変換部
９５ 周波数生成部
９６ 第３演算増幅器
９７ 第４演算増幅器
９８ 駆動部

Claims (8)

1. 出力端に接続された負荷が所定の負荷値以下の軽負荷である時に動作するバーストモード回路と、
   前記負荷が前記所定の負荷値より大きい重負荷である時に動作するＰＷＭモード回路を備え、
   前記バーストモード回路は前記出力端から入力されるフィードバック電圧が高電位基準電圧まで上昇する期間に前記出力端の電圧をスイッチングすることと共に、あらかじめ設定された分周値で分周された周波数のスイッチスタート信号を発生し前記スイッチスタート信号によって前記出力端の電圧をスイッチングし、
   前記ＰＷＭモード回路はランプ波電圧が前記フィードバック電圧と所定のＰＷＭモード基準電圧の差電圧より大きい期間に前記出力端の電圧をスイッチングすることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記バーストモード回路は、
   前記高電位基準電圧と前記フィードバック電圧を比較する第１比較器と、
   低電位基準電圧と前記フィードバック電圧を比較する第２比較器と、
   前記出力端と基底電圧源の間で流れる電流を感知する第３比較器と、
   前記第３比較器の出力によって可変される周波数の信号を発生する周波数発生部と、
   前記分周値で前記周波数発生部から入力される信号の周波数を分周して前記スイッチスタート信号を発生する周波数変換部と、
   前記フィードバック電圧が前記高電位基準電圧に到達されるまで上昇する期間と前記周波数変換部の出力に応答してスイッチオンパルスを出力するロジック部と、
   前記ロジック部にから入力されたスイッチオンパルスに応答して前記出力端と基底電圧源の間の電流パスをスイッチングするためのトランジスタをターン-オンさせる駆動部を備えることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記ロジック部は、
   前記フィードバック電圧が立下りし前記周波数変換部の出力がない期間に前記スイッチオンパルスの出力を止めることを特徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記バーストモード回路は、
   所定のモード基準電圧と前記第３演算増幅器の出力電圧を比べてその差にあたる電圧を前記ロジック部に出力する第４演算増幅器をさらに備えることを特徴とする請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記ロジック部は、
   前記第４演算増幅器の出力を入力受けて前記出力端に接続された負荷が軽負荷である時前記スイッチオンパルスの出力を止めることを特徴とする請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端に接続された負荷が所定の負荷値以下の軽負荷である時バーストモードに切り替えて前記出力端から入力されるフィードバック電圧が高電位基準電圧まで上昇する期間に前記出力端の電圧をスイッチングすることと共に、あらかじめ設定された分周値で分周された周波数のスイッチスタート信号を発生し前記スイッチスタート信号によって前記出力端の電圧をスイッチングする段階と、
   前記負荷が前記所定の負荷値より大きい重負荷である時ＰＷＭモードに切り替えてランプ波電圧が前記フィードバック電圧と所定のＰＷＭモード基準電圧の差電圧より大きい期間に前記出力端の電圧をスイッチングする段階を含むことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
7. データラインとスキャンラインが交差されマトリックス形態に配置されたピクセルを含む表示パネルと、
   デジタルビデオデータをデータ電圧で変換し前記データラインに供給するデータ駆動部と、
   前記データ電圧と同期されるスキャンパルスを前記スキャンラインに順次に供給するスキャン駆動部と、
   前記デジタルビデオデータを前記データ駆動部に供給して前記データ駆動部と前記スキャン駆動部の動作タイミングを制御するタイミングコントローラと、
   前記表示パネルの駆動に必要な直流電源を発生し前記直流電源を出力端を通じて前記表示パネルに供給するＤＣ−ＤＣコンバータを備え、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、
   前記出力端に接続された表示パネルの負荷が所定の負荷値以下の軽負荷である時バーストモードで動作して前記出力端から入力されるフィードバック電圧が高電位基準電圧まで上昇する期間に前記出力端の電圧をスイッチングすることと共に、あらかじめ設定された分周値で分周された周波数のスイッチスタート信号を発生して前記スイッチスタート信号によって前記出力端の電圧をスイッチングし、
   前記表示パネルの負荷が前記所定の負荷値より大きい重負荷である時ＰＷＭモードで動作してランプ波電圧が前記フィードバック電圧と所定のＰＷＭモード基準電圧の差電圧より大きい期間に前記出力端の電圧をスイッチングすることを特徴とする表示装置。
8. 前記表示パネルは液晶表示装置（ＬＣＤ）、有機発光ダイオード表示装置（ＯＬＥＤ）、電気泳動表示装置（ＥＰＤ）のうちのいずれか一つの表示パネルであることを特徴とする請求項７記載の表示装置。

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