JP2011114785A

JP2011114785A - 固体撮像装置

Info

Publication number: JP2011114785A
Application number: JP2009271617A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Kato; 宏加藤; Gen Morishita; 玄森下; Katsumi Dosaka; 勝己堂阪
Original assignee: Renesas Electronics Corp
Current assignee: Renesas Electronics Corp
Priority date: 2009-11-30
Filing date: 2009-11-30
Publication date: 2011-06-09

Abstract

【課題】２ステージ積分型ＡＤ変換器を搭載する固体撮像装置において、オーバーレンジのアナログデジタル変換において、隣接する２つのサブレンジの境界付近における入出力特性の不連続性を低減することができる固体撮像装置を提供する。
【解決手段】固体撮像装置の各コラムＡＤＣ１２は、Ｆｉｎｅ変換ステージにおいて、画素の信号が保持されるノードと容量結合される第１の容量素子を含む。ＤＡＣ９６は、Ｆｉｎｅ変換ステージにおいて、クロックに同期して階段状に変化するランプ電圧を生成して、第１の容量素子の対極に供給する。シーケンサ９３は、キャリブレーション時に、ＤＡＣ９６から出力されるランプ電圧の時間変化パターンを調整する。
【選択図】図９

Description

本発明は、アナログ／デジタル変換器（以下、ＡＤＣ（Analog/Digital Converter）と呼ぶ。）を内蔵した固体撮像装置に関し、特に、限られたスペースに配置することが可能なＡＤＣを内蔵した固体撮像装置に関する。

従来、カメラといえばフィルム型のものが主流であったが、最近になってデジタル型のカメラがそれに取って代わりだしている。さらに、デジタルカメラにおける画質の向上は著しく、最新型のデジタルカメラは、フィルムカメラの性能をもしのぐような状況になってきている。また、デジタルカメラには、ＣＣＤ（Charge Coupled Device）やＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）イメージセンサといった方式があるが、カメラの高性能化の観点から、ＣＭＯＳデバイスを搭載しやすいＣＭＯＳイメージセンサ（固体撮像装置）に対する注目が高まっている。

ＣＭＯＳイメージセンサには、アナログイメージセンサとデジタルイメージセンサとの２種類がある。どちらも一長一短があるものの、データ処理速度の観点からデジタルイメージセンサへの期待が大きい。具体的には、デジタルイメージセンサを用いると動画の撮影が可能となるだけではなく、後段の画像処理と組合わせて様々な応用が考えられる。

たとえば、テニスラケットにボールが当たる瞬間や、運動会で運動場を回りながらゴールする子供の顔写真のアップを、その方向にカメラを向けておくだけで、カメラが自動的にシャッターチャンスを判定し、自動的にシャッターを押してくれるようなことも可能となる。こうした処理を実現するためには、撮影した画像を瞬時に画像処理ＩＰ（Intellectual Property）に転送する必要があり、アナログ情報である撮影情報をデジタル情報である画像処理用情報に変換することが必要となる。

このような背景から、デジタルカメラ向けのＡＤＣの研究開発が盛んに行なわれてきている。ＣＭＯＳイメージセンサにおける最も大きな問題は、画素の情報をすべてデジタル値に変換するため、データ処理量が非常に多いことである。単純に１つのＡＤＣで処理するとし、たとえば画素数が１０００万画素であり、一般的な動画処理レートである３０ｆｐｓ（frame per second）で処理を行なうとすると、３ｎｓの間に１画素の情報をＡ／Ｄ変換、データ転送する必要があり、非現実的なものとなる。このため、行列状に配置された画素の信号を、列ごとに配線された垂直読出線を介してＡＤＣに取り込み、選択された行の画素の信号を順次Ａ／Ｄ変換する構成がとられている。

ところで、特許文献１には、複数段階に分けてアナログ信号をデジタル信号に変換する方式のＡＤＣおよびその出力値の補正方法が開示されている。

特許文献１に記載のＡＤＣは、複数段のアナログデジタル変換回路段と、各変換回路段に設けられた減算回路の出力をそれぞれ次段のアナログデジタル変換段に与える。基準電圧補正回路部は、減算回路の出力から期待される次段のアナログデジタル変換回路段の変換出力と、実際にアナログデジタル変換回路段から出力される変換出力との差分値に基づいて、減算回路の基準電圧および減算回路の次段に位置するアナログデジタル変換回路段の基準電圧を補正する。

特開平７−２２１６４５号公報

しかしながら、特許文献１に記載のＡＤＣは、オーバーレンジのデジタルアナログ変換器ではない。つまり、特許文献１に記載のＡＤＣでは、第２段のＡ／Ｄ変換において、第１のＡ／Ｄ変換で特定されたサブレンジ内だけでなく隣接するサブレンジも含めて、デジタル値がいずれに属するかを決定していない。

このようなオーバーレンジのアナログデジタル変換器において、隣接する２つのサブレンジの境界付近における入出力特性が不連続になる場合があり、性能が劣化する。

それゆえに、本発明の目的は、オーバーレンジのアナログデジタル変換において、隣接する２つのサブレンジの境界付近における入出力特性の不連続性を低減することができる固体撮像装置を提供することである。

本発明の一実施形態は、固体撮像装置であって、光信号を電気信号に変換する光電変換素子を含む画素が複数行列状に配置され、各画素を行ごとに順次走査しながら選択行の各画素の信号を列ごとに配線された複数の垂直読出線を介して出力する撮像部と、垂直読出線を介して出力された各画素の信号を保持し、保持した画素の信号をアナログ信号からデジタル値に変換する複数の変換部とを備え、複数の変換部のそれぞれは、第１の変換ステージにおいて、保持した画素の信号に応じて、デジタル値が複数個のサブレンジのうちのいずれに属するかを特定し、特定したサブレンジを表わす上位ビット（最下位から第ｍビット目以上のビット）を生成し、第２の変換ステージにおいて、保持した画素の信号に応じて、デジタル値が特定されたサブレンジの全領域および隣接するサブレンジの所定のオーバーレンジ領域のいずれの位置にあるかを特定し、特定した位置を表わす下位ビット（最下位から第ｎビット目以下のビット（ｎ≧ｍ））を生成し、第１の変換ステージによって生成された上位ビットと第２の変換ステージによって生成された下位ビットとに基づいて、デジタル値を出力し、第２の変換ステージにおいて、画素の信号が保持されるノードと容量結合される第１の容量素子を含み、固体撮像装置は、さらに、第２の変換ステージにおいて、クロックに同期して階段状に変化するランプ電圧を生成して、第１の容量素子の対極に供給する第１の電圧制御部と、キャリブレーション時に、第１の電圧制御部から出力されるランプ電圧の時間変化パターンを制御するシーケンサとを備える。

この実施例によれば、隣接する２つのサブレンジの境界付近における入出力特性の不連続性を低減することができる。

ＣＭＯＳイメージセンサの概略的な構成例を示す図である。ＣＭＯＳイメージセンサの主要部の配置例を示す図である。図２に示すＣＭＯＳイメージセンサの画素アレイおよびコラム回路の部分を拡大した図である。図３に示す画素ＰＸの電気的等価回路を示す図である。図４に示す画素ＰＸの信号読出時の動作を説明するためのタイミングチャートである。図３の画素アレイの要部の構成を示す図である。図３に示す画素アレイのデータ読出時の動作を示すタイミングチャートである。本発明の実施形態のカメラシステムの構成を表わす図である。第１の実施形態のＣＭＯＳイメージセンサの構成例を示す図である。制御回路内の２つのカウンタを表わす図である。本発明の第１の実施の形態におけるＡＤＣおよびＰＧＡの構成例を示す図である。本発明の第１の実施形態のカメラシステムの処理手順を表わすフローチャートである。図１２のステップＳ４０８〜Ｓ４１１の動作を説明するためのタイミングチャートである。図１３のタイミングチャートに示す動作をさらに詳細に説明するためのタイミングチャートである。ＤＡＣの構成を表わす図である。図１２のステップＳ４０５のキャリブレーションの手順を表わすフローチャートである。サブレンジ１合込み時の１回のＡＤ変換の動作を説明するためのタイミングチャートである。サブレンジ０合込み時の１回のＡＤ変換の動作を説明するためのタイミングチャートである。キャリブレーション過程におけるＡＤ変換の入出力特性の変化を説明するための図である。図１５のＤＡＣに含まれるテスト電圧生成回路の構成を表わす図である。図１５のＤＡＣに含まれるランプ電圧生成回路の構成を表わす図である。Ｆｉｎｅ変換ステージにおける、ランプ電圧Ｖｒａｍｐの時間変化と、下位カウンタの時間変化との関係を図である。（ａ）は、第１の実施形態の適用前のＡＤＣの入出力特性を表わす図である。（ｂ）は、第１の実施形態によるキャリブレーション処理を実行後の大半のコラムのＡＤＣの入力特性を表わす図である。（ｃ）は、第１の実施形態によるキャリブレーション処理を実行後の一部のコラムのＡＤＣの入力特性を表わす図である。本発明の第２の実施形態の制御回路内の２つのカウンタを表わす図である。クロック制御回路の構成を表わす図である。２の実施形態のランプ電圧Ｖｒａｍｐの時間変化と下位カウンタのカウンタ値の時間変化を表わす図である。（ａ）は、第２の実施形態のＡＤＣの入出力特性を表わす図である。（ｂ）は、（ａ）における領域Ｌ０１を拡大した図である。第２の実施形態によって段差が解消されないパターンを示す図である。本発明の第３の実施の形態におけるＣＭＯＳイメージセンサの構成例を示す図である。本発明の第３の実施形態のカメラシステムの処理手順を表わすフローチャートである。

本発明の実施の形態における固体撮像装置の詳細を説明する前に、その背景となる技術について説明する。

（ＣＭＯＳイメージセンサ）
図１は、ＣＭＯＳイメージセンサの概略的な構成例を示す図である。

このＣＭＯＳイメージセンサ２００は、デジタルイメージセンサであって、画素アレイ２１０と、垂直方向に画素の走査を行なうＶ−Ｓｃａｎｎｅｒ２２０と、列（コラム）ごとに配置されるコラムアンプ（コラムAmp.）２３０と、コラムアンプ２３０から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するコラムＡＤＣ２４０とを含む。

コラムアンプ２３０は、Ｖ−Ｓｃａｎｎｅｒ２２０による走査によって順次送られてくる画素の信号を増幅してコラムＡＤＣ２４０に出力する。

コラムＡＤＣ２４０は、コラムアンプ２３０から出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換してチップ外部に出力する。

このようなデジタルイメージセンサは、デジタル転送のため高速化が可能であるとともに、既存のＬＶＤＳ（Low Voltage Differential Signaling）などのデータ出力Ｉ／Ｆ（Interface）を流用可能であるといった利点がある。また、コラムＡＤＣ２４０がコラムアンプ２３０に直結されるため低ノイズ、かつ高精度設計が可能であるといった利点もある。たとえば、アナログイメージセンサであれば１２ビット精度（２５０μＶ）のところをこのデジタルイメージセンサによれば、１４ビット精度（６０μＶ）にすることができる。一方、コラムＡＤＣごとの特性ばらつきが発生するといった欠点がある。

（ＣＭＯＳイメージセンサの配置例）
図２は、ＣＭＯＳイメージセンサの主要部の配置例を示す図である。

このＣＭＯＳイメージセンサ１０は、画素アレイ１１と、画素の列ごとに配置されたコラムＡＤＣ１２およびＰＧＡ（ProgrammableGain Amplifier）１６と、ＣＭＯＳイメージセンサ１０の全体的な制御および画素アレイ１１の行方向の選択処理を行なう制御回路／ロウデコーダ（Ｖ−Ｓｃａｎｎｅｒ）１３と、コラムＡＤＣ１２から出力されるデジタル信号を水平方向に転送するＨ−Ｓｃａｎｎｅｒ１４と、Ｈ−Ｓｃａｎｎｅｒ１４によって転送されたデジタル信号をチップ外部に出力するＩＯ（Input Output）部１５とを含む。

この固体撮像装置１０の幅は４０ｍｍ程度であり、そのうち３６ｍｍの幅に水平方向の６０００画素分のセンサが配置されている。また固定撮像装置１０の高さは３０ｍｍ程度であり、そのうち２３．９ｍｍの高さに垂直方向の４０００画素分のセンサが配置されている。

コラムＡＤＣ１２は、画素アレイ１１の上下に配置されており、２列の画素の幅に１つのコラムＡＤＣ１２が配置される構成となっている。したがって、コラムＡＤＣ１２は、画素アレイ１１を挟んで上下に各３０００個が配置される。

このコラムＡＤＣ１２およびＰＧＡ１６の横幅は画素ピッチの２倍であるため、１０〜２０μｍ程度の幅となる。また、コラムＡＤＣ１２とＰＧＡ１６との高さの和は２ｍｍ程度であるため、非常に細長い形状となってしまう。この制約のもとでコラムＡＤＣ１２を設計しなければならないため、小面積で簡単な回路構成であり、省電力化が可能であることが必須となる。

（ＣＭＯＳイメージセンサの画素のデータの読出し）
図３は、図２に示すＣＭＯＳイメージセンサ１０の画素アレイ１１およびコラム回路の部分を拡大した図である。

図３に示すように、画素アレイ１１の画素ＰＸの２列に対して１個のコラム回路が設けられている。それぞれのコラム回路は、ＡＤＣ１２と、ＰＧＡ（Programmable Gain Amplifier）１６と、データラッチ／転送回路１７とを含む。

ＰＧＡ１６は、列方向の画素ＰＸから順次送られてくる画素出力を増幅してＡＤＣ１２に出力する。

ＡＤＣ１２は、ＰＧＡ１６から受けたアナログ信号をデジタル信号に変換してデータラッチ／転送回路１７に出力する。

データラッチ／転送回路１７は、行方向の画素出力のデジタル値を順次シフトし、３０００画素分のデジタル信号を外部に出力する。なお、画素アレイ１１の上部にも同様の回路が配置される。

（ＣＭＯＳイメージセンサの画素）
図４は、図３に示す画素ＰＸの電気的等価回路を示す図である。

画素ＰＸは、光信号を電気信号に変換するフォトダイオード３と、転送制御線上の転送制御信号ＴＸに従ってフォトダイオード３によって生成された電気信号を伝達する転送トランジスタ２と、リセット制御線上のリセット制御信号ＲＸに従ってフローティングディフュージョン７を所定の電圧レベルにリセットするリセットトランジスタ１とを含む。

さらに、画素ＰＸは、フローティングディフュージョン７上の信号電位に従って電源ノード上の電源電圧ＶＤＤをソースフォロアモードで伝達するソースフォロアトランジスタ４と、行選択制御線上の行選択信号ＳＬに従ってソースフォロアトランジスタ４により伝達された信号を垂直読出線９上に伝達する行選択トランジスタ５とを含む。トランジスタ１，２，４および５は、一例として、ＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成される。したがって、この画素ＰＸはＣＭＯＳイメージセンサの画素である。

（画素の読出し動作）
図５は、図４に示す画素ＰＸの信号読出時の動作を説明するためのタイミングチャートである。以下、図５を参照して、図４に示す画素ＰＸの信号読出動作について説明する。

期間ＰＴ１において、リセット制御信号ＲＸがハイレベル（以下、Ｈレベルと略す。）の状態で、転送制御信号ＴＸがＨレベルに設定される。リセットトランジスタ１および転送トランジスタ２がともにオン状態となり、フォトダイオード３により変換された電気信号が初期化される。すなわち、フォトダイオード３において、先のサイクルにおいて光電変換により蓄積された電荷が放出される。

次に、転送制御信号ＴＸがロウレベル（以下、Ｌレベルと略す。）となり、転送トランジスタ２がオフ状態となると、フォトダイオード３における光電変換動作が再び行なわれ、信号電荷が蓄積される。この状態において、リセット制御信号ＲＸはＨレベルを維持し、リセットトランジスタ１はオン状態を維持する。リセット制御信号ＲＸが電源電圧ＶＤＤレベルのとき、フローティングディフュージョン７は、電源電圧ＶＤＤから、このリセットトランジスタ１のしきい値電圧分低い電圧レベルに維持される。

次に、まず行選択信号ＳＬがＨレベルとなり、行選択トランジスタ５が導通し、ソースフォロアトランジスタ４によるソースフォロア動作により、このフローティングディフュージョン７上の電位に応じた電位の信号が垂直読出線９上に伝達される。この後、画素読出期間ＰＴ５が開始される。

画素読出期間ＰＴ５においては、まず、期間ＰＴ２において、リセット制御信号ＲＸがＬレベルとなり、リセットトランジスタ１がオフ状態となる。フローティングディフュージョン７上の信号電位に応じた信号が、垂直読出線９上に伝達され、図示しない読出回路に含まれる参照用の容量素子が充電される。この期間ＰＴ２において、画素ＰＸの信号の参照電位の設定が行なわれる。これは、後述する画素の暗状態の情報のサンプリングに相当する。

次に、期間ＰＴ３において、転送制御信号ＴＸがＨレベルとなり、転送トランジスタ２が導通し、フォトダイオード３により光電変換されて蓄積された電荷が、フローティングディフュージョン７へ伝達される。これに応じて、垂直読出線９の電位が画素からの電荷に応じた電位に変化する。転送制御信号ＴＸがＬレベルとなると、垂直読出線９上の電位に従って、図示しない読出回路に含まれる信号電荷蓄積容量素子が期間ＰＴ４において充電される。これは、後述する画素の明状態の情報のサンプリングに相当する。

次に、期間ＰＴ２およびＰＴ４においてそれぞれ読出された参照電位および信号電位が差動増幅されて、画素ＰＸの信号（画素信号）が読出される。

１つの画素に対して２回サンプリングを行ない、初期電位および信号電位を比較することにより、いわゆる相関二重サンプリング動作を行なって、画素ＰＸにおけるノイズの影響を相殺し、フォトダイオード３により生成された電気信号を読出す。

画素ＰＸの信号の読出が完了すると、次に行選択信号ＳＬがＬレベルとなり、行選択トランジスタ５がオフ状態となる。

画素ＰＸは行列状に配列されており、１行の画素について、並列に、画素信号の読出が行なわれる。画素ＰＸにおいては、リセット期間ＰＴ１の完了後、この読出期間ＰＴ５が完了するまでの期間ＰＴ６の間、フォトダイオード３においては、光信号を電気信号に変換して、信号電荷を生成する。

図４に示すように、画素ＰＸは、フォトダイオード３と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成されており、垂直読出線９上には、行選択トランジスタ５を介して画素信号が読出される。したがって、ＣＣＤイメージセンサと異なり、この行選択トランジスタ５および垂直読出線９の選択順序はランダムに設定することができる。

（画素アレイの構成）
図６は、図３の画素アレイの要部の構成を示す図である。図６においては、第Ｎ行から第（Ｎ＋３）行および第Ｍ列から第（Ｍ＋３）列の４行４列に配列される画素ＰＸを代表的に示す。画素ＰＸは、図４に示す画素ＰＸと同一の構成を有する。

画素ＰＸが行列状に配列されており、各行それぞれごとに、リセット制御信号ＲＸ［ｉ］、転送制御信号ＴＸ［ｉ］および行選択制御信号ＳＬ［ｉ］の組が与えられる。ここで、ｉはＮからＮ＋３のいずれかである。画素列それぞれに対応して、垂直読出線９が配置される。

（画素アレイのデータ読出し動作）
図７は、図３に示す画素アレイ１１のデータ読出時の動作を示すタイミングチャートである。以下、図７を参照して、図３に示す画素アレイ１１の画素信号読出動作について説明する。

時刻Ｔ１において、第Ｎ行および第（Ｎ＋１）行に対する転送制御信号ＴＸ［Ｎ］およびＴＸ［Ｎ＋１］がＨレベルへ駆動される。リセット制御信号ＲＸ［Ｎ］およびＲＸ［Ｎ+１］はＨレベルであり、リセットトランジスタ１はオン状態にある。時刻Ｔ１から始まる期間Ａ１およびＡ４において、第Ｎ行および第（Ｎ＋１）行において、フォトダイオード３の蓄積電荷の放出が行なわれ、これに応じて、これらの第Ｎ行および第（Ｎ+１）行において、図４に示すフローティングディフュージョン７が、所定の初期電圧レベルにリセットされる。

所定時間が経過すると、時刻Ｔ２において、第Ｎ行に対する行選択信号ＳＬ［Ｎ］がＨレベルに立上がる。これにより、第Ｎ行において、画素ＰＸ内の行選択トランジスタ５がオン状態となり、対応の垂直読出線９にソースフォロアトランジスタ４が結合される。

次に、リセット制御信号ＲＸ［Ｎ］がＬレベルに立下がり、第Ｎ行において各画素内においてリセットトランジスタ１がオフ状態となり、フローティングディフュージョン７がリセット電位レベルに維持される。

時刻Ｔ４において、転送制御信号ＴＸ［Ｎ］がＨレベルとなり、第Ｎ行の画素において転送トランジスタ２がオン状態となり、フォトダイオード３により生成された信号電荷が、フローティングディフュージョン７に伝達される。このとき、行選択信号ＳＬ［Ｎ］がＨレベルであり、各垂直読出線９に、このフローティングディフュージョン７の電位に従って画素信号が読出される。

この第Ｎ行の画素の読出動作完了後、リセット制御信号ＲＸ［Ｎ］がＨレベルとなり、再びフローティングディフュージョン７が、初期電圧レベルにリセットトランジスタ１を介して充電される。

時刻Ｔ６において、行選択信号ＳＬ［Ｎ］がＬレベルとなり、行選択トランジスタ５がオフ状態となり、その第Ｎ行の画素の信号電荷の読出が完了する。

次に、第（Ｎ＋１）行の画素の信号の読出が行なわれる。すなわち、時刻Ｔ７において、行選択信号ＳＬ［Ｎ＋１］がＨレベルに立上がり、この第（Ｎ＋１）行の画素ＰＸのソースフォロアトランジスタが、対応の垂直読出線９に結合される。

次に時刻Ｔ８において、リセット制御信号ＲＸ［Ｎ＋１］がＬレベルとなり、フローティングディフュージョン７に対する追加動作が完了する。

時刻Ｔ９において、転送制御信号ＴＸ［Ｎ＋１］がＨレベルとなり、フォトダイオード３の生成した信号電荷に従ってフローティングディフュージョン７の電位が変化し、この電位に従って画素信号が垂直読出線９上に読出される。

時刻Ｔ１１において、行選択信号ＳＬ［Ｎ＋１］がＬレベルに立下がり、第Ｎ行および第（Ｎ＋１）行の画素に対する読出が完了する。以上の動作を繰り返すことにより、列方向の画素の情報が順次ＰＧＡ１６に出力される。

（カメラシステムの構成）
図８は、本発明の実施形態のカメラシステムの構成を表わす図である。

図８を参照して、このカメラシステム１０００は、電源チップ６１と、ラインバッファ６２と、ＣＰＵ（Central Processing Unit）７６３と、フラッシュメモリ７６４と、ＴＧ７６５と、ＣＭＯＳイメージセンサ２００と、ＤＦＥ（Digital Front End）７６７と、画像処理エンジン６９と、ＬＣＤ（Liquid Crystal Display）７２と、フレームバッファ７３と、メモリカードＩ／Ｆ７４と、レジスタ７６６とを備える。

電源チップ６１は、電源を制御する。
ラインバッファ６２は、１行の画像データを一時的に記憶する。

ＣＰＵ７６３は、カメラシステム１０００の全体を制御する。
フラッシュメモリ７６４は、欠陥位置を表わすデータなどを記憶する。

ＴＧ７６５は、イメージセンサを制御するための制御信号を生成し、イメージセンサに供給する。

ＣＭＯＳイメージセンサ２００は、以下の実施形態において詳説する。
レジスタ７６６は、各種の設定データを記憶する。

ＤＦＥ７６７は、つなぎ補正などを実行する。
画像処理エンジン６９は、補正部７０と、符号化部７１とを含む。補正部７０は、欠陥補正およびホワイトバランスを実行して、符号化前のデータ（ＲＡＷデータ）を出力する。符号化部７１は、ベイヤ補間、ガンマ補正、およびＪＰＥＧ（Joint Photographic Experts Group）エンコードを実行して、ＪＰＥＧデータを出力する。

ＬＣＤ７２は、画像データなどを表示する。
フレームバッファ７３は、ＤＤＲ−ＳＤＲＡＭ（Double-Data-Rate Synchronous Dynamic Random Access Memory）によって構成される。フレームバッファ７３は、ＡＤ変換して生成されたデジタル画像データを一時的に記憶する。

メモリカードＩ／Ｆ７４は、メモリカードとの間でデータの授受を行なう。
［第１の実施形態］
（ＣＭＯＳイメージセンサの構成）
図９は、第１の実施形態のＣＭＯＳイメージセンサの構成例を示す図である。

図９を参照して、このＣＭＯＳイメージセンサ２００は、入力バッファ９１と、制御回路９４と、ロウデコーダ９５と、画素アレイ１１と、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）９６と、ＰＧＡ１６と、コラムＡＤＣ１２と、Ｈ−Ｓｃａｎｎｅｒ１４と、パラレル／シリアル変換器９３と、シーケンサ９７と、出力バッファ９２とを備える。

ＰＧＡ１６およびコラムＡＤＣ１２は、画素アレイ１１の列ごとに設けられる。
画素アレイ１１の偶数列（０，２，４，・・・）に対応するＰＧＡ１６およびコラムＡＤＣ１２は、画素アレイの上側に配置され、画素アレイ１１の奇数列（１，３，５，・・・）に対応するＰＧＡ１６およびコラムＡＤＣ１２は、画素アレイの下側に配置される。

Ｈ−Ｓｃａｎｎｅｒ１４およびＤＡＣ９６は、画素アレイの奇数列と偶数列に対して、それぞれ１個設けられている。

入力バッファ９１は、外部からのコマンド（Ｃｏｍｍａｎｄ）および入力データ（Ｉｎｐｕｔ）を受付ける。

制御回路９４は、ＣＭＯＳイメージセンサ全体の動作を制御する。
ロウデコーダ９５は、画素アレイ１１内の行を選択する。

画素アレイ１１は、図３で説明したように撮像部として機能する。画素アレイ１１は、光信号を電気信号に変換する光電変換素子を含む画素が複数行列状に配置される。画素アレイ１１は、ロウデコーダ９５によって各画素を行ごとに順次走査しながら選択行の各画素の信号を列ごとに配線された複数の垂直読出線を介して出力する。

ＰＧＡ１６は、垂直読出線を介して出力された各画素の信号をサンプリングする。
コラムＡＤＣ１２は、ＰＧＡ１６でサンプリングされた各画素の信号を保持し、保持した画素の信号をアナログ信号からデジタル値に変換する。コラムＡＤＣは、２段階でＡＤ変換を実行する。コラムＡＤＣは、Ｃｏａｒｓｅ変換ステージにおいて、保持される画素の信号に応じて、デジタル値が複数個のサブレンジのうちのいずれに属するかを特定し、特定したサブレンジを表わす上位ビット（最下位から第ｍビット目以上のビット）を生成する。コラムＡＤＣは、Ｆｉｎｅ変換ステージにおいて、保持される画素の信号に応じて、デジタル値が特定されたサブレンジの全領域および隣接するサブレンジの所定のオーバーレンジ領域のいずれの位置にあるかを特定し、特定した位置を表わす下位ビット（最下位から第ｎビット目以下のビット（ｎ≧ｍ））を生成する。コラムＡＤＣは、Ｃｏａｒｓｅ変換ステージによって生成された上位ビットとＦｉｎｅ変換ステージによって生成された下位ビットとに基づいて、デジタル値を出力する。

Ｈ−Ｓｃａｎｎｅｒ１４は、画素アレイ１１の各列に対応するコラムＡＤＣ１２から出力されるデジタル信号を水平方向にパラレルに転送する。

パラレル／シリアル変換器９３は、Ｈ−Ｓｃａｎｎｅｒ１４によって転送されるパラレルデータをシリアルデータに変換して、出力バッファへ出力する。

出力バッファ９２は、外部へ出力データ（Ｏｕｔｐｕｔ）を出力する。
ＤＡＣ９６は、Ｃｏａｒｓｅ変換ステージにおいて、高電圧Ｖｒｔおよび低電圧Ｖｂｔを発生する。ＤＡＣ９６は、Ｆｉｎｅ変換ステージにおいて、ＣＬＫ２に同期して階段状に変化するランプ電圧Ｖｒａｍｐを発生する。ＤＡＣ９６は、キャリブレーション処理時（図１２のＳ４０３）において、テスト電圧Ｖｔｅｓｔを生成する。

シーケンサ９７は、キャリブレーション時に、ＤＡＣ９６から出力されるランプ電圧の時間変化パターンを制御する。

（制御回路内のカウンタ）
図１０は、制御回路９４内の２つのカウンタを表わす図である。

図１０を参照して、制御回路９４は、上位カウンタ１８１と、下位カウンタ１８２を有する。

上位カウンタ１８１は、３ビットのカウンタ値ｃｎｔｍ［１３：１１］を出力する。上位カウンタ１８１は、クロックＣＬＫ１に同期してカウンタ値を更新する。

下位カウンタ１８２は、１２ビットのカウンタ値ｃｎｔｌ［１１：０］を出力する。下位カウンタ１８２は、クロックＣＬＫ２に同期してカウンタ値を更新する。

（ＡＤＣおよびＰＧＡの構成）
図１１は、本発明の第１の実施の形態におけるＡＤＣおよびＰＧＡの構成例を示す図である。

このＡＤＣは、サブレンジの大きさを２０４８とし、デジタル値が０〜２０４７をサブレンジ０、２０４８〜４０９５をサブレンジ１、４０９６〜６１４３をサブレンジ２、６１４４〜８１９１をサブレンジ３、８１９２〜１０２３９をサブレンジ４、１０２４０〜１２２８７をサブレンジ５、１２２８８〜１４３３５をサブレンジ６、１４３３６〜１６３８３をサブレンジ７とする。また、オーバーレンジを考慮して、−２５６〜―１をサブレンジ（−１）、１６３８４〜１６６４０をサブレンジ８とする。

図１１を参照して、ＰＧＡ（Pin Grid Array）１６は、スイッチＳＷ１と、差動増幅器（ａｍｐ）２１と、スイッチ２２と、コンデンサＣ１と、可変コンデンサＣ２とを含む。

スイッチＳＷ１は、垂直読出線を介して出力された画素入力信号が入力されたときには、この画素入力信号を出力し、キャリブレーション時にテスト電圧Ｖｔｅｓｔが入力されたときには、このテスト電圧Ｖｔｅｓｔを出力する。

差動増幅器２１の正入力にはリファレンス電圧ｐｇａｒｅｆが接続され、負入力にはコンデンサＣ１を介して画素入力信号Ｖｉｎまたはテスト電圧Ｖｔｅｓｔが接続される。差動増幅器２１の出力は、負帰還用の可変コンデンサＣ２およびスイッチ２２に接続されるとともに、ＡＤＣ１２内のスイッチ３１に接続される。また、可変コンデンサＣ２によってＰＧＡ１６のゲインを変更可能である。

ＡＤＣ１２は、スイッチ３１〜３４および５１〜５３と、比較器（ｃｏｍｐａｒａｔｏｒ）３５と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ３６および３７と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ３８および５４〜６２と、保持回路３９および６９と、ＮＡＮＤ回路６３および６６と、フリップフロップ（ＦＦ）６４および６７と、加算器６５と、グレイ−バイナリ変換器６８と、コンデンサＣ３〜Ｃ４およびＣ４０〜Ｃ４６とを含む。

比較器３５の正入力には、ＰＧＡ１６から出力される増幅された画素入力がスイッチ３１および３２を介して接続される。また、比較器３５の負入力には、比較器３５の出力がスイッチ３４を介して接続されるとともに、画素の暗状態の情報を保持するコンデンサＣ３が接続される。

ＦＦ６４は、制御回路９４内の上位カウンタ１８１の３ビットのカウント値を保持するものである。比較器３５の正入力と負入力とが一致し、ｃｏａｒｓｅラッチ信号ｃｒｓ＿ｌａｔがＨレベルに変化するときに上位カウンタ１８１の３ビットのカウンタ値ｃｎｔｍ［１３：１１］を保持して加算器６５に出力する。上位カウンタ１８１の３ビットのカウンタ値は、ＡＤ変換後のデジタル値の上位３ビットに相当し、バイナリコードである。

ＦＦ６７は、制御回路９４内の下位カウンタ１８２の１２ビットのカウンタ値を保持するものである。比較器３５の正入力と負入力とが一致し、ｒａｍｐ＿ｏｎ信号がＨレベルのときに下位カウンタ１８２の１２ビットのカウンタ値ｃｎｔｌ［１１：０］を保持して出力する。下位カウンタ１８２の１２ビットのカウンタ値は、１ビットのオーバーレンジを含んでおり、ＡＤ変換後のデジタル値の下位１１ビットに相当し、グレイコードである。

グレイ−バイナリ変換器６８は、ＦＦ６７から出力される１２ビットのグレイコードをバイナリコードＱｌ［１１：０］に変換して、加算器６５に出力する。

加算器６５は、ＦＦ６４から出力される３ビットのＱｍ［１３：１１］と、ＦＦ６７から出力される１２ビットのＱｌ［１１：０］とを加算し、Ｈ−ｓｃａｎｎｅｒ１４に出力する。

コンデンサＣ４およびＣ４０〜Ｃ４６は等しい電気容量を有しており、ノードｃｍと容量結合されている。制御回路９４およびＤＡＣ９６は、後述のＣｏａｒｓｅ変換ステージにおいて、これらのコンデンサに接続されるスイッチ５１〜５３を順次切替えることにより、コンデンサＣ４およびＣ４０〜Ｃ４６の対極の電圧をＶｒｔからＶｒｂに順次切替えて、ノードｃｍの電位Ｖｃｍが８つのサブレンジのどこに属するかを判定する。また、トランジスタ５４〜６２は、スイッチ５１および５２の切替えを制御するものであるが、動作の詳細については後述する。トランジスタ５４〜６２は、スイッチ５１〜５３は、Ｃｏａｒｓｅ変換ステージにおいて、コンデンサＣ４，Ｃ４０〜Ｃ４６の対極の電圧を順次切替える切替部を構成する。

なお、図１１に示すφｓｐｌ、φｔｓｗ、φａｄｃ＿ａｚ、ｃｍｐｅ、ｃｍｐｅ＿ｎ、ｃｍｐ＿ｒｓｔ、φｓｗｒｐ、φｓｗｒｎ、φｓｗｄａ、ｓｒｃｎｔ０〜ｓｒｃｎｔ６、Ｖｒｔ、Ｖｒｂ、Ｖｒａｍｐ、ｃｒｓ＿ｒｓｔ、ｃｒｓ＿ｌａｔ、ｒａｍｐ＿ｏｎ、ｒｓｔ＿ｎなどの信号、カウンタ値ｃｎｔｍ［１３：１１］、ｃｎｔｍ［１１：０］は、図９に示す制御回路９４によって生成される信号である。また、電圧Ｖｒｔ、Ｖｔｂ、Ｖｒａｍｐは、図９に示すＤＡＣ９６によって生成される電圧である。これらの信号および電圧は、上下各３０００個のコラムＡＤＣ１２に共通に与えられる。

（カメラシステムの処理手順）
図１２は、本発明の第１の実施形態のカメラシステムの処理手順を表わすフローチャートである。

図１２を参照して、まず、電源がオンにされる（ステップＳ４０１）。
次に、レジスタ７６６に初期値が設定される（ステップＳ４０２）。

次に、ユーザがカメラのシャッターを押し下げる。シャッターの半押し状態で、カメラ使用環境に依存する以下のステップＳ４０４〜Ｓ４０６が実行される（ステップＳ４０３）。

次に、レジスタ７６６に撮像時の値が設定される（ステップＳ４０４）。
次に、キャリブレーションが実行される（ステップＳ４０５）。

次に、画素がリセットされる（ステップＳ４０６）。
次に、画素アレイ（撮像部）１１が露光される（ステップＳ４０７）。

次に、サンプル＆ホールドが実行される（ステップＳ４０８）。
次に、Ｃｏａｒｓｅ変換が実行される（ステップＳ４０９）。

次に、Ｆｉｎｅ変換が実行される（ステップＳ４１０）。
次に、上位ビットと下位ビットが加算され、オーバーレンジ量２５６が減算される（ステップＳ４１１）。

以後、カメラシステムの電源がオンの間、ユーザがカメラのシャッターを押下げるごとに処理が繰り返される（ステップＳ４０３〜Ｓ４１１）。

キャリブレーションをシャッター半押し状態中に行うこととしたのは、電源オンの直後でもよいが、使用環境(気温、湿度、バッテリー状態など)に応じて最適なキャリブレーションを実施するには、極力撮像直前に補正するのが望ましいからである。キャリブレーションに要する時間はおおよそ数ｍｓ程度と短時間であるため、シャッター半押し状態期間に挿入することができる。

（ＡＤＣによる画素信号の読出し動作）
図１３は、図１２のステップＳ４０８〜Ｓ４１１の動作を説明するためのタイミングチャートである。

図１３を参照して、この読み出し動作は、サンプル＆ホールド、ＡＤ変換およびデータ出力（ＤａｔａＯｕｔｐｕｔ）の３ステージによって構成され、ｉ行の画素情報の読み出し動作を示している。また、ＡＤ変換ステージは、Ｃｏａｒｓｅ変換ステージおよびＦｉｎｅ変換ステージの２段階に分けられる。

まず、時刻Ｔ１においてサンプル＆ホールドステージが開始され、ＰＧＡオートゼロ信号φｐｇａ＿ａｚ、ＡＤＣオートゼロ信号φａｄｃ＿ａｚ、およびサンプリング信号φｓｐｌがＨレベルになると、スイッチ２２，３１，３２および３４がオン状態になる。このとき、ノードｃｍには画素の暗状態の情報がサンプリングされて保持される。比較器３５は、コンデンサＣ３の正極電位（ｖｄｒｋ）に画素の暗状態の情報を電位として保持させる。

次に、時刻Ｔ２において、再度ｓｐｌ信号がＨレベルになると、ＰＧＡ１６から出力される画素の明状態の情報がノードｃｍに電位Ｖｃｍとしてサンプリングされて保持される。このとき、ｖｆ＿ｅｎ信号およびｃｍｐｅ信号がＬレベルとなる。ｖｆ＿ｅｎ信号は、比較器３５をオペアンプとして動作させるか、コンパレータとして動作させるかを選択するための信号であり、ｖｆ＿ｅｎ信号がＨレベルのときにオペアンプとして動作させ、Ｌレベルのときにコンパレータとして動作させる。また、ｃｍｐｅ信号は、Ｈレベルのときに比較器３５の出力をイネーブルとする信号である。

次に、時刻Ｔ３において、φｔｓｗ信号がＬレベルからＨレベルに変化し、スイッチ３３をオン状態にすることによりＰＧＡ１６の出力を初期化する。そして、時刻Ｔ４において、ｒｓｔ＿ｎ信号がＬレベルになると、ＦＦ６４および６７がクリアされる。

次に、時刻Ｔ５において、Ｃｏａｒｓｅ変換ステージが開始され、φｓｗｒｐ信号がＨレベルからＬレベルに変化すると共に、φｓｗｒｎ信号がＬレベルからＨレベルに変化することにより、コンデンサＣ４に接続されるスイッチ５１がオン状態からオフ状態に変化するとともにスイッチ５２がオフ状態からオン状態に変化する。その結果、ノードｃｍと容量結合されたコンデンサＣ４の対極ＰがＶｒｔ（２．０Ｖ）からＶｒｂ（１．０Ｖ）に変化する。このとき、ノードｃｍの電位Ｖｃｍが（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／８だけ下降する。

また、ｃｒｓ＿ｒｓｔ信号がＨレベルからＬレベルに変化するが、保持回路６９のそれぞれの右側端子がＬレベルを保持し、左側端子がＨレベルを保持しており、コンデンサＣ４０〜４６のそれぞれに接続されるトランジスタ５１がオン状態を維持し、トランジスタ５２がオフ状態を維持する。

次に、時刻Ｔ５以降、上位カウンタ１８１の３ビットのカウンタ値ｃｎｔｍ［１３：１１］の変化に同期して（つまり、クロックＣＬＫ１に同期して）、ｃｒｓ＿ｌａｔ信号、ｃｍｐｅ信号およびｃｍｐｅ＿ｎ信号のそれぞれに８パルスが出力される。

次に、時刻Ｔ６において、ｓｒｃｎｔ０信号がＬレベルからＨレベルに変化すると、トランジスタ５４がオン状態となる。このとき、トランジスタ６２はオン状態となっているため、コンデンサＣ４０に接続されるスイッチ５１がオフ状態となり、スイッチ５２がオン状態となる。その結果、ノードｃｍと容量結合されたコンデンサＣ４０の対極の電位がＶｒｔ（２．０Ｖ）からＶｒｂ（１．０Ｖ）に変化し、ノードｃｍの電位Ｖｃｍがさらに（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／８だけ下降する。

次に、時刻Ｔ７において、さらにｓｒｃｎｔ１信号がＬレベルからＨレベルに変化すると、トランジスタ５５がオン状態となる。このとき、トランジスタ６２はオン状態となっているため、コンデンサＣ４１に接続されるスイッチ５１がオフ状態となり、スイッチ５２がオン状態となる。その結果、ノードｃｍと容量結合されたコンデンサＣ４１の対極の電位がＶｒｔ（２．０Ｖ）からＶｒｂ（１．０Ｖ）に変化し、ノードｃｍの電位Ｖｃｍがさらに（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／８だけ下降する。

時刻Ｔ８〜Ｔ１２において同様の動作が行なわれ、ノードｃｍの電位Ｖｃｍを（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／８ずつ下降させる。そして、ノードｃｍの電位Ｖｃｍがｖｄｒｋの電位よりも低くなると、比較器３５はＬレベルを出力する。このとき、トランジスタ３６がオン状態となり、保持回路３９はｃｍｐ信号をＨレベルからＬレベルに変化させる。ＦＦ６４は、ＮＡＮＤ回路６３から出力される信号の立ち上がりで上位カウンタ１８１の３ビットのカウンタ値ｃｎｔｍ［１３：１１］の値を保持する。

次に、時刻Ｔ１３において、φｓｗｒｐ信号がＬレベルからＨレベルに変化すると共に、φｓｗｒｎ信号がＨレベルからＬレベルに変化することにより、コンデンサＣ４に接続されるスイッチ５１がオフ状態からオン状態に変化すると共にスイッチ５２がオン状態からオフ状態に変化する。その結果、ノードｃｍと容量結合されたコンデンサＣ４の対極Ｐの電位ＶｐがＶｒｂ（１．０Ｖ）からＶｒｔ（２．０Ｖ）に変化する。

次に、時刻Ｔ１４において、Ｆｉｎｅ変換ステージが開始されると、ｃｍｐ＿ｒｓｔ信号がＨレベルになり、保持回路３９がｃｍｐ信号をＨレベルにする。

次に、時刻Ｔ１５において、ｃｍｐ＿ｒｓｔ信号をＬレベルにし、ｃｍｐｅ信号をＨレベルにする。そして、時刻Ｔ１６において、ｃｍｐｅ＿ｎ信号をＬレベルにし、ｒａｍｐ＿ｏｎ信号をＨレベルにする。

（ＡＤＣによる画素信号の読出し動作の詳細）
図１４は、図１３のタイミングチャートに示す動作をさらに詳細に説明するためのタイミングチャートである。

図１４を参照して、まず、時刻Ｔ１において、ＰＧＡオートゼロ信号φｐｇａ＿ａｚ、ＡＤＣオートゼロ信号φａｄｃ＿ａｚ、およびサンプリング信号φｓｐｌがＨレベルになると、比較器３５は、コンデンサＣ３の正極電位（ｖｄｒｋ）に画素の暗状態の情報を電位として保持させる。

次に、時刻Ｔ２において、再度ｓｐｌ信号がＨレベルになると、ＰＧＡ１６から出力される画素の明状態の情報がノードｃｍに電位Ｖｃｍとしてサンプリングされて保持される。図１４においては、画素の暗状態の電位をＶａ、画素の明状態の電位をＶｂとしている。

次に、時刻Ｔ３において、ノードｃｍと容量結合されたコンデンサＣ４の対極Ｐの電位ＶｐがＶｒｔ（２．０Ｖ）からＶｒｂ（１．０Ｖ）に変化する。このとき、ノードｃｍの電位Ｖｃｍが（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／８だけ下降する。また、上位カウンタ１８１の３ビットのカウンタ値ｃｎｔｍ［１３：１１］は、“０”となっている。

次に、時刻Ｔ４において、ノードｃｍと容量結合されたコンデンサＣ４０の対極ＰがＶｒｔ（２．０Ｖ）からＶｒｂ（１．０Ｖ）に変化する。このとき、ノードｃｍの電位Ｖｃｍがさらに（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／８だけ下降する。また、３ビットのカウンタ値ｃｎｔｍ［１３：１１］は、“１”となっている。

次に、時刻Ｔ５〜Ｔ９において同様の動作が行なわれ、時刻Ｔ１０においてノードｃｍの電位Ｖｃｍがさらに（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／８だけ下降したときに、ノードｃｍの電位Ｖｃｍがｖｄｒｋの電位Ｖａよりも低くなり、保持回路３９がノードｃｍｐにＬレベルの（Ｖｃｍｐ信号を出力する。このとき、上位カウンタ１８１の３ビットのカウンタ値ｃｎｔｍ［１３：１１］の値“１１１”が、ＡＤ変換後のデジタル値の上位３ビットとして決定される。このことは、この画素情報のデジタル値がサブレンジ７、サブレンジ７に隣接するサブレンジ６内のオーバーレンジ領域、サブレンジ７に隣接するサブレンジ８内のオーバーレンジ領域に属すること、すなわち、１４０８０（＝２０４８×７―２５６）≦画素情報≦１６６３９（＝２０４８×８−１＋２５６）であることを示している。以降の説明では、Ｃｏａｒｓｅ変換終了時点の上位カウンタ１８１のカウンタ値ｃｎｔｍ［１３：１１］をＣｏａｒｓｅ変換のコードと呼ぶこともある。

次に、時刻Ｔ１０以降において、Ｆｉｎｅ変換ステージが実施され、画素情報が上記範囲のいずれにあるかが判定される。時刻Ｔ１１において、φｓｗｄａをＨレベルにしてスイッチ５３をオン状態にすると共に、コンデンサＣ４の対極Ｐの電位Ｖｐをランプ電圧Ｖｒａｍｐに変化させる。

まず、ランプ電圧Ｖｒａｍｐの電位をＶｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｘ）×（２５６／２０４８）に引き上げる。これにより、ノードｃｍの電位Ｖｃｍが、Ｃｏａｒｓｅ変換ステージ終了時点よりも｛（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）＋（Ｖｒｔ−Ｖｘ）（２５６／２０４８）｝×（１／８）だけ引き上げられた状態となる。このとき、制御回路９４内に設けられた下位カウンタ１８２が１０進数換算で“０”からカウントアップを開始する。

それ以降、ランプ電圧Ｖｒａｍｐの電位をＶｒｂ−（Ｖｒｔ−Ｖｘ）×（２５５／２０４８）までスロープ状に引き下げる。これにより、ノードｃｍの電位Ｖｃｍの電位がスロープ状に下降し、Ｃｏａｒｓｅ変換ステージ終了時点よりも｛−（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）＋（Ｖｒｔ−Ｖｘ）×２３３３／２０４８｝×（１／８）だけ引き下げられた状態に達する。コンデンサＣ４の対極電位Ｖｐの下降終了時点で、下位カウンタ１８２の１２ビットのカウンタ値ｃｎｔｌ［１１：０］が１０進数換算で“２５５９”となる。以降の説明では、Ｆｉｎｅ変換終了時点の下位カウンタ１８２のカウンタ値ｃｎｔｌ［１１：０］から２５６を減算した値をＦｉｎｅ変換のコードと呼ぶこともある。

ノードｃｍの電位ｖｃｍがｖｄｒｋの電位よりも低くなると、比較器３５はＬレベルを出力する。このとき、トランジスタ３６がオン状態となり、保持回路３９はｃｍｐ信号をＨレベルからＬレベルに変化させる。

ＦＦ６７は、ＮＡＮＤ回路６６から出力される信号の立ち上がりで下位カウンタ１８２の１２ビットのカウンタ値ｃｎｔｌ［１１：０］の値を保持する。図１４においては、ＦＦ６７によって１０進数換算で“１２０２”が保持される。グレイ−バイナリ変換器６８は、ＦＦ６７から出力されるグレイコードを受け、バイナリコードＱｌ［１１：０］に変換して加算器６５に出力する。

Ｃｏａｒｓｅ変換ステージにおいてデジタル値の上位３ビットが確定し、Ｆｉｎｅ変換ステージにおいて１ビットのオーバーレンジを含むデジタル値の下位１２ビットが確定する。図１４においては、１０進数換算でそれぞれ“１４３３６”および“１２０２”であるので、加算器６５は、Ｄ［１３：０］＝Ｑｍ［１３：１１］＋Ｑｌ［１１：０］−２５６を演算することにより、１０進数換算で“１５２８２”を出力する。

（ＤＡＣ）
図１５は、ＤＡＣの構成を表わす図である。

図１５を参照して、このＤＡＣ９６は、上側バッファ１９２と、下側バッファ１９４と、テスト電圧生成回路１９１と、ランプ電圧生成回路１９３とを備える。

上側バッファ１９２は、外部から入力される高電圧Ｖｈｉｇｈを受け、Ｖｈｉｇｈとほぼ等しい高電圧Ｖｒｔを出力する。

下側バッファ１９４は、外部から入力される低電圧Ｖｌｏｗを受け、Ｖｌｏｗとほぼ等しい低電圧Ｖｒｂを出力する。

テスト電圧生成回路１９１は、外部から入力される高電圧ＶｈｉｇｈとＶｌｏｗとから、テスト電圧Ｖｔｅｓｔを生成して出力する。

ランプ電圧生成回路１９３は、外部から入力される高電圧ＶｈｉｇｈとＶｌｏｗとから、ランプ電圧Ｖｒａｍｐを生成して出力する。

なお、従来から使用されていると想定されるＤＡＣ９６は、キャリブレーションを行わないため、テスト電圧生成回路１９１を含まず、ランプ電圧生成回路１９３で生成されるランプ電圧もキャリブレーションできないものとなっている。

（キャリブレーション処理の手順）
図１６は、図１２のステップＳ４０５のキャリブレーションの手順を表わすフローチャートである。

図１６を参照して、まず、ステップＳ５０１〜Ｓ５０５のサブレンジ１合込が行われ、次に、ステップＳ５０６〜Ｓ５１１のサブレンジ０合込が行われる。サブレンジ０合込のステップＳ５０８でＹＥＳの場合には、終了するが、Ｓ５０８でＮＯの場合には、さらにＳ５０９〜Ｓ５１１が実行され、その後、再びサブレンジ１合込が行われる。

まず、シーケンサ９７は、コラムＡＤＣをサブレンジ１に固定する（ステップＳ５０１）。

次に、シーケンサ９７は、ＤＡＣ９６内のテスト電圧生成回路１９１に、テスト電圧Ｖｔｅｓｔを発生させる。このテスト電圧Ｖｔｅｓｔは、サブレンジ０とサブレンジ１の境界の理想的な電圧である。たとえば、入力画素の電圧と、画素の暗状態の電圧（ｖｄｒｋ）との差が０〜１．０Ｖの場合で、上述のようにＣｏａｒｓｅ変換で８個のサブレンジのうちのいずれかに分類するときには、テスト電圧として「０．１２５Ｖ」を与える（ステップＳ５０２）。

次に、サンプル＆ホールドが実行され、ＡＤ変換が実行される（ステップＳ５０３）。
次に、シーケンサ９７は、サブレンジ１に固定し、かつランプ電圧生成回路１９３によるランプ電圧Ｖｒａｍｐの時間変化パターンを固定（最初はデフォルトの初期値とする）し、Ｆｉｎｅ変換のコードが「０」（これは、下位カウンタ１８２のカウンタ値が「２５６」、加算器６５の出力が「２０４８」であって、サブレンジ１内の最小値を表わす）であるかどうかを調べ、「０」でない場合には（ステップＳ５０４でＮＯ）、テスト電圧生成回路１９１に対してテスト電圧Ｖｔｅｓｔの値を変化させる指示を送る（ステップＳ５０５）、ステップＳ５０２に戻る。

シーケンサ９７は、テスト電圧Ｖｔｅｓｔを調整することによって、サブレンジ１固定でのＦｉｎｅ変換のコードが「０」になった場合には（ステップＳ５０４でＹＥＳ）、コラムＡＤＣをサブレンジ０に固定し、ランプ電圧Ｖｒａｍｐの時間変化パターンをサブレンジ１合込時と同一に固定し、テスト電圧ＶｔｅｓｔをステップＳ５０５で調整された値に固定する（ステップＳ５０６）。

次に、サンプル＆ホールドが実行され、ＡＤ変換が実行される（ステップＳ５０７）。
次に、シーケンサ９７は、サブレンジ０固定でのＦｉｎｅ変換のコードが「２０４８」（これは、下位カウンタ１８２のカウンタ値が「２３０４」、加算器６５の出力が「２０４８」であって、サブレンジ０内の最大値を表わす）であるかどうかを調べ、「２０４８」である場合には（ステップＳ５０８でＹＥＳ）、ランプ電圧生成回路１９３によるランプ電圧Ｖｒａｍｐの時間変化パターンを撮像時のパターンとして固定し（つまり、図１２のステップＳ４１０で用いるランプ電圧Ｖｒａｍｐの時間変化パターンとする）、キャリブレーションを終了する。

一方、シーケンサ９７は、サブレンジ０固定でのＦｉｎｅ変換のコードが「２０４８」でない場合には（ステップＳ５０８でＮＯ）、ランプ電圧生成回路１９３に対してランプ電圧Ｖｒａｍｐの時間変化パターンを変化させる指令を送る（ステップＳ５０９）。

次に、サンプル＆ホールドが実行され、ＡＤ変換が実行される（ステップＳ５１０）。
次に、シーケンサ９７は、サブレンジ０固定でのＦｉｎｅ変換のコードが「２０４８」であるかどうかを調べ、「２０４８」でない場合には（ステップＳ５１１でＮＯ）、ステップＳ５０９に戻り、ランプ電圧Ｖｒａｍｐの調整を繰返させる。

一方、シーケンサ９７は、サブレンジ０固定でのＦｉｎｅ変換のコードが「２０４８」の場合には（ステップＳ５１１でＹＥＳ）、ランプ電圧生成回路１９３のランプ電圧Ｖｒａｍｐの時間変化パターンを調整した値に固定し、ステップＳ５０１に戻って、サブレンジ１合込処理を繰返させる。

ここでは、サブレンジ０固定でのＦｉｎｅ変換のコードが「２０４８」になったときのみキャリブレーションを終了させるようにしたが、例えば、サブレンジ０固定でのＦｉｎｅ変換のコードが「２０４８±１０」の範囲に入ったときにキャリブレーションを終了させるようにしてもよい。このように、サブレンジ０固定でのＦｉｎｅ変換のコードが、サブレンジ間のずれが許容できる範囲に収まったときにキャリブレーションを終了させることで、キャリブレーション処理の短縮が見込める。

（サブレンジ１合込み時のＡＤ変換動作）
図１７は、サブレンジ１合込み時の１回のＡＤ変換の動作を説明するためのタイミングチャートである。

図１７を参照して、まず、時刻Ｔ１において、ＰＧＡオートゼロ信号φｐｇａ＿ａｚ、ＡＤＣオートゼロ信号φａｄｃ＿ａｚ、およびサンプリング信号φｓｐｌがＨレベルになると、比較器３５は、コンデンサＣ３の正極電位（ｖｄｒｋ）に画素の暗状態の情報を電位として保持させる。

次に、時刻Ｔ２において、再度ｓｐｌ信号がＨレベルになると、ＰＧＡ１６から出力されるテスト電圧Ｖｔｅｓｔがノードｃｍに電位Ｖｃｍとしてサンプリングされて保持される。図１７においては、画素の暗状態の電位をＶａとしている。

次に、時刻Ｔ４において、ノードｃｍと容量結合されたコンデンサＣ４０の対極ＰがＶｒｔ（２．０Ｖ）からＶｒｂ（１．０Ｖ）に変化する。このとき、ノードｃｍの電位Ｖｃｍがさらに（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／８だけ下降する。また、３ビットのカウンタ値ｃｎｔｍ［１３：１１］は、“１”となっている。
時刻Ｔ４において、ノードｃｍの電位Ｖｃｍがｖｄｒｋの電位Ｖａよりも低くなり、保持回路３９がノードｃｍｐにＬレベルのＶｃｍｐ信号を出力する。このとき、上位カウンタ１８１の３ビットのカウンタ値ｃｎｔｍ［１３：１１］の値“００１”が、ＡＤ変換後のデジタル値の上位３ビットとして決定される。このことは、このテスト電圧Ｖｔｅｓｔのデジタル値がサブレンジ１，サブレンジ１に隣接するサブレンジ０内のオーバーレンジ領域、またはサブレンジ１に隣接するサブレンジ２内のオーバーレンジ領域に属すること、１８９２（＝２０４８×１―２５６）≦画素情報≦４３５１（＝２０４８×２−１＋２５６）であることを示している。

次に、時刻Ｔ１１以降において、Ｆｉｎｅ変換ステージが実施され、画素情報が上記範囲のいずれにあるかが判定される。時刻Ｔ１１において、φｓｗｄａをＨレベルにしてスイッチ５３をオン状態にすると共に、コンデンサＣ４の対極Ｐの電位Ｖｐをランプ電圧Ｖｒａｍｐに変化させる。

それ以降、ランプ電圧Ｖｒａｍｐの電位をＶｒｂ−（Ｖｒｔ−Ｖｘ）×（２５５／２０４８）までスロープ状に引き下げる。これにより、ノードｃｍの電位Ｖｃｍの電位がスロープ状に下降し、Ｃｏａｒｓｅ変換ステージ終了時点よりも｛−（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）＋（Ｖｒｔ−Ｖｘ）×２３３３／２０４８｝×（１／８）だけ引き下げられた状態に達する。コンデンサＣ４の対極電位Ｖｐの下降終了時点で、下位カウンタ１８２の１２ビットのカウンタ値ｃｎｔｌ［１１：０］が１０進数換算で“２５５９”となる。

ＦＦ６７は、ＮＡＮＤ回路６６から出力される信号の立ち上がりで下位カウンタ１８２の１２ビットのカウンタ値ｃｎｔｌ［１１：０］の値を保持する。図１７においては、ＦＦ６７によって１０進数換算で“２９０”が保持される。グレイ−バイナリ変換器６８は、ＦＦ６７から出力されるグレイコードを受け、バイナリコードＱｌ［１１：０］に変換して加算器６５に出力する。

Ｃｏａｒｓｅ変換ステージにおいてデジタル値の上位３ビットが確定し、Ｆｉｎｅ変換ステージにおいて１ビットのオーバーレンジを含むデジタル値の下位１２ビットが確定する。図１７においては、１０進数換算でそれぞれ“２０４８”および“２９０”であるので、加算器６５は、Ｄ［１３：０］＝Ｑｍ［１３：１１］＋Ｑｌ［１１：０］−２５６を演算することにより、１０進数換算で“２０８２”を出力する。

シーケンサ９７は、加算器６５から出力値“２０８２”を受ける。シーケンサ９７は、加算器６５の出力値が“２０４８”となるように、つまり、Ｆｉｎｅ変換のコードが“０”（カウンタ値ｃｎｔｌ［１１：０］が１０進数換算で“２５６”）となるような、テスト電圧Ｖｔｅｓｔの大きさを推定して、ＤＡＣ９６に指示する。

（サブレンジ０合込み時のＡＤ変換動作）
図１８は、サブレンジ０合込み時の１回のＡＤ変換の動作を説明するためのタイミングチャートである。

図１８を参照して、まず、時刻Ｔ１において、ＰＧＡオートゼロ信号φｐｇａ＿ａｚ、ＡＤＣオートゼロ信号φａｄｃ＿ａｚ、およびサンプリング信号φｓｐｌがＨレベルになると、比較器３５は、コンデンサＣ３の正極電位（ｖｄｒｋ）に画素の暗状態の情報を電位として保持させる。

次に、時刻Ｔ２において、再度ｓｐｌ信号がＨレベルになると、ＰＧＡ１６から出力されるテスト電圧Ｖｔｅｓｔがノードｃｍに電位Ｖｃｍとしてサンプリングされて保持される。図１８においては、画素の暗状態の電位をＶａとしている。

次に、時刻Ｔ３において、ノードｃｍと容量結合されたコンデンサＣ４の対極Ｐの電位ＶｐがＶｒｔ（２．０Ｖ）からＶｒｂ（１．０Ｖ）に変化する。このとき、ノードｃｍの電位Ｖｃｍが（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／８だけ下降する。また、上位カウンタ１８１の３ビットのカウンタ値ｃｎｔｍ［１３：１１］は、“０”となっている。
時刻Ｔ３において、ノードｃｍの電位Ｖｃｍがｖｄｒｋの電位Ｖａよりも低くなり、保持回路３９がノードｃｍｐにＬレベルのＶｃｍｐ信号を出力する。このとき、上位カウンタ１８１の３ビットのカウンタ値ｃｎｔｍ［１３：１１］の値“０００”が、ＡＤ変換後のデジタル値の上位３ビットとして決定される。このことは、このテスト電圧Ｖｔｅｓｔのデジタル値がサブレンジ０、サブレンジ０に隣接するサブレンジ１内のオーバーレンジ領域に属すること、またはサブレンジ０に隣接するサブレンジ−１内のオーバーレンジ領域、すなわち、−２５６（＝２０４８×０−２５６）≦画素情報≦２３０３（＝２０４８×１−１＋２５６）であることを示している。

ＦＦ６７は、ＮＡＮＤ回路６６から出力される信号の立ち上がりで下位カウンタ１８２の１２ビットのカウンタ値ｃｎｔｌ［１１：０］の値を保持する。図１８においては、ＦＦ６７によって１０進数換算で“２３０６”が保持される。グレイ−バイナリ変換器６８は、ＦＦ６７から出力されるグレイコードを受け、バイナリコードＱｌ［１１：０］に変換して加算器６５に出力する。

Ｃｏａｒｓｅ変換ステージにおいてデジタル値の上位３ビットが確定し、Ｆｉｎｅ変換ステージにおいて１ビットのオーバーレンジを含むデジタル値の下位１２ビットが確定する。図１８においては、１０進数換算でそれぞれ“０”および“２３０６”であるので、加算器６５は、Ｄ［１３：０］＝Ｑｍ［１３：１１］＋Ｑｌ［１１：０］−２５６を演算することにより、１０進数換算で“２０５０”を出力する。

シーケンサ９７は、加算器６５から出力値“２０５０”を受ける。シーケンサ９７は、加算器６５の出力値が“２０４８”となるように、つまり、Ｆｉｎｅ変換のコードが“２０４８”（カウンタ値ｃｎｔｌ［１１：０］が１０進数換算で“２３０４”）となるような、電圧Ｖｘの大きさを推定して、ＤＡＣ９６に指示する。

（キャリブレーションの過程における入出力特性）
図１９は、キャリブレーション過程におけるＡＤ変換の入出力特性の変化を説明するための図である。

図１９（ａ）に示すように、最初に、サブレンジ１合込において、ランプ電圧Ｖｒａｍｐの値を初期値に設定し、サブレンジ１に固定して、Ｆｉｎｅ変換のコードが「０」となるように、テスト電圧Ｖｔｅｓｔの値を調整する。図１９（ｂ）に示すように、サブレンジ１合込において、テスト電圧Ｖｔｅｓｔが「０．１２２」に設定される。

次に、サブレンジ０合込において、ランプ電圧Ｖｒａｍｐの値を初期値に設定し、サブレンジ０に固定し、テスト電圧Ｖｔｅｓｔの値を「０．１２２」に設定すると、Ｆｉｎｅ変換のコードが「２０５０」であり、「２０４８」と相違する。
したがって、さらに、サブレンジ０に固定し、テスト電圧Ｖｔｅｓｔの値を「０．１２２」に設定して、Ｆｉｎｅ変換のコードが「２０４８」となるようにランプ電圧Ｖｒａｍｐの値を調整する。ランプ電圧Ｖｒａｍｐの調整によって、図１９（ｃ）に示すように、サブレンジ０の入出力特性（直線の傾き）およびサブレンジ１の入出力特性（直線の傾き）が変化する。サブレンジ０の入出力特性の変化によって、サブレンジ０において、テスト電圧Ｖｔｅｓｔの値が「０．１２２」でＦｉｎｅ変換のコードが「２０４８」になる。しかし、サブレンジ１の入出力特性も同時に変化するので、サブレンジ１において、テスト電圧Ｖｔｅｓｔの値が「０．１２２」でＦｉｎｅ変換のコードが「０」にならない。

したがって、再度サブレンジ１合込からの処理が繰り返される。
最終的には、図１９（ｄ）に示すように、あるテスト電圧の値（図１９（ｄ）では「０．１２４」）のときに、サブレンジ１に固定したときのＦｉｎｅ変換のコードが「０」であり、かつサブレンジ０に固定したときのＦｉｎｅ変換のコードが「２０４８」となるようなランプ電圧Ｖｒａｍｐの時間変化パターンが特定されたとき（つまり、後述する図２０のロジック回路の出力値Ｌ１が特定されたとき）にキャリブレーションが終了する。

（テスト電圧生成回路）
図２０は、図１５のＤＡＣ９６に含まれるテスト電圧生成回路の構成を表わす図である。

図２０を参照して、テスト電圧生成回路１９１は、種電流生成部６１１と、拡張部６１２と、第２ロジック回路１５９とを備える。

種電流生成部６１１は、高電圧Ｖｈｉgｈを受けるアンプ回路１５１と、ゲートがアンプ回路の出力に接続されるＭＯＳトランジスタ１５２と、ノードＮ３″とノードＮ２″との間に接続される抵抗値がＲ０／８である抵抗１５４と、ノードＮ２″とノードＮ１″との間に接続される抵抗値がＲ０である抵抗１５５とを備える。

さらに、種電流生成部６１１は、低電圧ＶｌｏｗとノードＮ１″の電圧を受けるアンプ回路１５７と、ゲートがアンプ回路１５７の出力に接続されるＭＯＳトランジスタ１５８と、ノードＮ１″とＭＯＳトランジスタ１５８との間に接続されるＭＯＳトランジスタ１５６とを備える。

種電流生成部６１１は、ノードＮ２″とノードＮ１″間を流れる種電流Ｉ０″（＝（Ｖｒｔ-Ｖｒｂ)／Ｒ０）を発生する。ここで、ＶｒｔはＶｈｉｇｈとほぼと等しい電圧であり、ＶｒｂはＶｌｏｗとほぼ等しい電圧である。

拡張部６１２は、ノードＮ４″とノードＮ５″との間に接続された抵抗値Ｒ０／８の抵抗、ノードＮ３″とノードＮ４″に接続されるアンプ回路１５３と、ノードＮ５″とＭＯＳトランジスタのゲート１５６とＭＯＳトランジスタ１５８のゲートに接続される電流セル群１６０を含む。

電流セル群１６０は、２５６０個の電流セルを含む。それぞれの電流セルは、飽和領域動作のトランジスタのサイズ比によって種電流ｉ０″からミラー電流Ｉ″（＝Ｉ０″/２５６）を生成する。ロジック回路の出力値がＬ２のときに、電流セル群内のＬ２個の電流セルに電流Ｉ″が流れる。

第２ロジック回路１５９の出力値Ｌ２は、１２ビットであり、０≦Ｌ２≦２５５９の値をとる。第２ロジック回路１５９は、シーケンサ９７から指定された値を出力する。

第２ロジック回路１５９の出力値がＬ２の場合に、生成電流Ｉｃ″はＩ″×Ｌ２となる。このときノードＮ５′でのテスト電圧Ｖｔｅｓｔは、次の式で表わされる。

Ｖｔｅｓｔ＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／８−Ｒ×Ｉｃ″
＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／８−（Ｒ０／８）×Ｉ″×Ｌ２
＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／８−（Ｒ０／８）×｛（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／Ｒ０｝／２５６｝×Ｌ２
＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）×（２５６−Ｌ２）／２０４８・・・（１）
第２ロジック回路１５９の出力値Ｌ２が１だけ変化すると、テスト電圧Ｖｔｅｓｔは以下のΔＶｔｅｓｔだけ変化する。

ΔＶｔｅｓｔ＝（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／２０４８・・・（２）
図１６のステップＳ５０５においては、シーケンサ９７が、テスト電圧発生回路内の第２ロジック回路１５９の出力値Ｌ２を調整することによって、テスト電圧Ｖｔｅｓｔの値を調整している。

上記説明したテスト電圧生成回路１９１は、最小分解能が（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／２¹¹という高分解能を実現することができ、ＡＤ変換の結果を１ＬＳＢレベルで合わせこむことができる。また、このテスト電圧生成回路１９１は、従来から使用されていると想定されるランプ電圧生成回路と同一の構成である。したがって、従来の既存回路を流用でき、実質的に新たな設計業務の負担がない。

（ランプ電圧生成回路）
図２１は、図１５のＤＡＣ９６に含まれるランプ電圧生成回路の構成を表わす図である。

図２１を参照して、ランプ電圧生成回路１９３は、可変部６１３と、ランプ部６１４とを含む。

可変部６１３は、種電流生成部６１５と、拡張部６１６と、第１ロジック回路１７１とを備える。

種電流生成部６１５は、高電圧Ｖｈｉgｈを受けるアンプ回路１６２と、ゲートがアンプ回路１６２の出力に接続されるＭＯＳトランジスタ６１９と、ノードＮ３′とノードＮ２′との間に接続される抵抗値がＲ０／８である抵抗１６３と、ノードＮ２′とノードＮ１′との間に接続される抵抗値がＲ０である抵抗１６４とを備える。

さらに、種電流生成部６１５は、低電圧ＶｌｏｗとノードＮ１′の電圧を受けるアンプ回路１６７と、ゲートがアンプ回路１６７の出力に接続されるＭＯＳトランジスタ１６８と、ノードＮ１′とＭＯＳトランジスタ１６８との間に接続されるＭＯＳトランジスタ１６６とを備える。

種電流生成部６１５は、ノードＮ２′とノードＮ１′間を流れる種電流Ｉ０′（＝（Ｖｒｔ-Ｖｒｂ)／Ｒ０）を発生する。ここで、ＶｒｔはＶｈｉｇｈとほぼと等しい電圧であり、ＶｒｂはＶｌｏｗとほぼ等しい電圧である。

拡張部６１６は、電流セル群１６９と、ノードＮ４′とノードＮ５′との間に接続された抵抗値Ｒ０／８の抵抗、ノードＮ３′とノードＮ４′に接続されるアンプ回路１６５と、ノードＮ５′とＭＯＳトランジスタ１６６のゲートとＭＯＳトランジスタ１６８のゲートに接続される電流セル群１６９を含む。

電流セル群１６９は、２５６０個の電流セルを含む。それぞれの電流セルは、飽和領域動作のトランジスタのサイズ比によって種電流ｉ０′からミラー電流Ｉ′（＝Ｉ０′/２５６）を生成する。第１ロジック回路１７１の出力値がＬ１のときに、電流セル群内のＬ１個の電流セルに電流Ｉ′が流れる。

第１ロジック回路１７１の出力値Ｌ１は、１２ビットであり、０≦Ｌ１≦２５５９の値をとる。第１ロジック回路１７１は、図１２のステップＳ４０５のキャリブレーション時にシーケンサ９７から指定された値を出力する。第１ロジック回路１７１は、キャリブレーション終了時の出力値Ｌ２を記憶し、図１２のステップＳ４１０のＦｉｎｅ変換において、記憶しているＬ１の値を出力する。

第１ロジック回路１７１の出力値がＬ１の場合に、生成電流Ｉｃ′はＩ′×Ｌ２となる。このときノードＮ５′での可変電圧Ｖｘは、次の式で表わされる。

Ｖｘ＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／８−Ｒ×Ｉｃ′
＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／８−（Ｒ０／８）×Ｉ′×Ｌ１
＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／８−（Ｒ０／８）×｛（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／Ｒ０｝／２５６｝×Ｌ１
＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）×（２５６−Ｌ１）／２０４８・・・（３）
第１ロジック回路１７１の出力値Ｌ１が１だけ変化すると、Ｖｘは以下のΔＶｘだけ変化する。

ΔＶｘ＝（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／２０４８・・・（４）
ランプ部６１４は、種電流生成部６１７と、拡張部６１８と、ランプカウンタ７８２とを備える。

種電流生成部６１７は、高電圧Ｖｈｉgｈを受けるアンプ回路１７５と、ゲートがアンプ回路１７１の出力に接続されるＭＯＳトランジスタ１７６と、ノードＮ３とノードＮ２との間に接続される抵抗値がＲ０／８である抵抗１７７と、ノードＮ２とノードＮ１との間に接続される抵抗値がＲ０である抵抗と１７８を備える。

さらに、種電流生成部６１７は、可変電圧ＶｘとノードＮ１の電圧を受けるアンプ回路１７２と、ゲートがアンプ回路１７２の出力に接続されるＭＯＳトランジスタ１７４と、ノードＮ１とＭＯＳトランジスタ１７４との間に接続されるＭＯＳトランジスタ１７３とを備える。

種電流生成部６１７は、ノードＮ２とノードＮ１間を流れる種電流Ｉ０（＝（Ｖｒｔ-Ｖｘ)／Ｒ０）を発生する。ここで、ＶｒｔはＶｈｉｇｈとほぼと等しい電圧である。

拡張部６１８は、ノードＮ４とノードＮ５との間に接続された抵抗値Ｒ０／８の抵抗、ノードＮ３とノードＮ４に接続されるアンプ回路１７９と、ノードＮ５とＭＯＳトランジスタ１７４のゲートとＭＯＳトランジスタ１７３のゲートに接続される電流セル群１８１を含む。

電流セル群１８１は、２５６０個の電流セルを含む。それぞれの電流セルは、飽和領域動作のトランジスタのサイズ比によって種電流ｉ０からミラー電流Ｉ（＝Ｉ０/２５６）を生成する。ランプカウンタ７８２のカウンタ値がＫのときに、電流セル群１８１内のＫ個の電流セルに電流Ｉが流れる。

ランプカウンタ７８２のカウンタ値Ｋは、１２ビットであり、０≦Ｋ≦２５５９の値をとる。初期状態ではＫ＝０である。制御回路９４からのクロックＣＬＫ２が入力されるごとに、ランプカウンタ７８２のカウンタ値Ｋの値が順次増加する。

ランプカウンタ７８２の出力がＫの場合に、生成電流ＩｃはＩ×Ｋとなる。このときノードＮ５でのランプ電圧Ｖｒａｍｐは、次の式で表わされる。

Ｖｒａｍｐ＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｘ）／８−Ｒ×Ｉｃ
＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｘ）／８−（Ｒ０／８）×Ｉ×Ｋ
＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｘ）／８−（Ｒ０／８）×｛（Ｖｒｔ−Ｖｘ）／Ｒ０｝／２５６｝×Ｋ
＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｘ）×（２５６−Ｋ）／２０４８・・・（５）
ランプカウンタ７８２のカウンタ値Ｋが１だけ変化すると、ランプ電圧Ｖｒａｍｐは以下のΔＶｒだけ変化する。

ΔＶｒ＝（Ｖｒｔ−Ｖｘ）／２０４８・・・（６）
式（５）に式（３）を代入すると、ランプ電圧Ｖｒａmｐは、以下の式で表わされる。

Ｖｒａｍｐ＝Ｖｒｔ−（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）×（２５６−Ｋ）×（２５６−Ｌ１）／（２０４８×２０４８）・・・（７）
式（６）に式（３）を代入すると、ΔＶｒは、以下の式で表わされる。

ΔＶｒ＝−（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）×（２５６−Ｌ１）／（２０４８×２０４８）・・・（８）
図１６のステップＳ５０９においては、シーケンサ９７が、ランプ電圧生成回路１９３内の第１ロジック回路１７１の出力値Ｌ１を調整することによって、Ｖｘの値を調整することによって、ランプ電圧Ｖｒａｍｐの時間変化パターン（初期値、変化幅ΔＶｒなど）を調整している。

なお、従来から使用されていると想定されるランプ電圧生成回路は、図２１のランプ部６１のみからなる。したがって、従来のランプ電圧生成回路は、種電流Ｉ０が固定であり、ランプ電圧Ｖｒａｍｐの時間変化パターンを調整できない。これに対して、図２１のランプ電圧生成回路１９３は、種電流Ｉ０は可変量であり、可変電圧Ｖｘは、Ｖｒｂ−（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／８〜Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／８まで２¹¹段階で調整可能である。

また、図２１のランプ電圧生成回路１９３のランプ部６１４は、従来のランプ電圧生成回路と同一の構成であり、可変部６１３は従来のランプ電圧生成回路とほぼ同一の構成である。したがって、従来の既存回路を流用でき、実質的に新たな設計業務の負担がない。

（Ｖｒａｍｐの時間変化）
図２２は、Ｆｉｎｅ変換ステージにおける、ランプ電圧Ｖｒａｍｐの時間変化と、下位カウンタの時間変化との関係を図である。

ランプ電圧Ｖｒａｍｐの初期値は、Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｘ）／８である。下位カウンタ１８２のカウント値ｃｎｔｌ［１１：０］の初期値は「０」（Ｆｉｎｅ変換のコードが「−２５６」）である。

ランプ電圧Ｖｒａｍｐは、クロックＣＬＫ２に同期して、変化幅ΔＶｒ（＝（Ｖｒｔ−Ｖｘ）／２０４８）ずつ減少する。この階段波形を巨視的な時間スケールで見ると、図１４、図１７、図１８のように、単調現象の滑らかなスロープとなる。下位カウンタ１８２は、クロックＣＬＫ２に同期して、カウント値ｃｎｔｌ［１１：０］を更新する。

下位カウンタ１８２のカウント値ｃｎｔｌ［１１：０］が「２５６」（Ｆｉｎｅ変換のコードが「０」）のときに、ランプ電圧Ｖｒａｍｐの値は、Ｖｒｔとなる。

下位カウンタ１８２のカウント値ｃｎｔｌ［１１：０］が「２３０３」（Ｆｉｎｅ変換のコードが「２０４７」）のときに、ランプ電圧Ｖｒａｍｐの値は、Ｖｘとなる。

また、下位カウンタ１８２のカウント値ｃｎｔｌ［１１：０］が「２５５９」（Ｆｉｎｅ変換のコードが「２３３３」）のときに、ランプ電圧Ｖｒａｍｐの値は、Ｖｘ−（Ｖｒｔ−Ｖｘ）／８となる。

図１６のステップＳ５０９においては、シーケンサ９７が、ランプ電圧生成回路１９３内の第１ロジック回路１７１の出力値Ｌ１を変化させることによって、Ｖｘの値が変化し、ランプ電圧Ｖｒａｍｐの時間変化パターン（初期値、変化幅ΔＶｒなど）が変化する。

以上説明したように、本実施の形態における固定撮像装置によれば、コンデンサＣ３の正極電位（ｖｄｒｋ）に画素の暗状態の情報を電位として保持させることによりＡＤ変換を行なうようにしたので、個々のＡＤＣの回路構成を簡略化することができ、限られたスペースに搭載することが可能となった。また、上述の回路構成とすることによって、消費電力を削減することが可能となった。またさらに、本実施の形態における固体撮像装置によれば、Ｃｏａｒｓｅ変換ステージにおいて画素情報の上位ビットを決定し、ＦｉｎｅＡＤ変換ステージにおいて画素情報の下位ビットを決定するようにしたので、ＡＤ変換をさらに高速に行なうことが可能となった。

（実験結果）
図２３（ａ）は、第１の実施形態の適用前のＡＤＣの入出力特性を表わす図である。

図２３（ｂ）は、第１の実施形態によるキャリブレーション処理を実行後の大半のコラムのＡＤＣの入力特性を表わす図である。

図２３（ｃ）は、第１の実施形態によるキャリブレーション処理を実行後の一部のコラムのＡＤＣの入力特性を表わす図である。

図２３（ａ）〜（ｃ）は、説明の便宜のため、画素の暗状態の電位（ｖｄｒｋ）を「０」としている。

図２３（ｂ）に示されるように、第１の実施形態によるキャリブレーションにより、大半のコラムＡＤＣに関しては、サブレンジ０とサブレンジ１との間の接続部での不連続は解消される。しかしながら、図２３（ｃ）に示すように、ごく一部のコラムＡＤＣにおいては、キャリブレーションの実施後も不連続性が残ることがある。

この原因は、キャパシタの製造バラつきに依るものである。すなわち、図１１の各コラムＡＤＣに存在する８つのキャパシタＣ４，Ｃ４０〜Ｃ４６が厳密に同じ電気容量値に仕上がるとは限らないからである。特に、図１１のキャパシタＣ４とキャパシタＣ４０の間にバラつきが存在すると、隣接するサブレンジ間の接続部に不連続性が残ることになる。次に説明する第２および第３の実施形態では、この問題を解決する手段を提示する。

以上のように、本発明の実施形態では、Ｆｉｎｅ変換ステージでキャパシタＣ４に与えるランプ電圧Ｖｒａｍｐの時間変化パターンをキャリブレーション時に調整することによって、隣接する２つのサブレンジの境界付近における入出力特性の不連続性を低減することができる。

［第２の実施形態］
（制御回路内のカウンタ）
図２４は、本発明の第２の実施形態の制御回路内の２つのカウンタを表わす図である。

図２４を参照して、制御回路９４は、上位カウンタ１８１と、下位カウンタ５８２を有する。

下位カウンタ５８２は、１２ビットのカウンタ値ｃｎｔｌ［１１：０］を出力する。下位カウンタ５８２は、クロックＣＬＫ３に同期してカウンタ値を更新する。

また、第２の実施形態では、図２５のクロック制御回路を含む。
図２５を参照して、クロック制御回路８１は、クロックＣＬＫ２を受けて、ランプ電圧生成回路１９３へ出力する。また、クロック制御回路８１は、カウント別クロック生成器８２を備える。

カウント別クロック生成器８２は、クロックＣＬＫ２を受ける。
カウント別クロック生成器８２は、Ｃｏａｒｓｅ変換で特定されたサブレンジに隣接するサブレンジの所定のオーバーレンジ領域、および特定されたサブレンジ内の隣接するサブレンジに隣接するオーバーレンジと同一のサイズの領域をカウントする場合には、入力されたクロックＣＬＫ２を２分周した、ＣＬＫ２の周期の２倍の周期を有するＣＬＫ２′をクロックＣＬＫ３として出力する。

カウント別クロック生成器８２は、Ｃｏａｒｓｅ変換で特定されたサブレンジ内の残りの領域をカウントする場合には、入力されたクロックＣＬＫ２をクロックＣＬＫ３として下位カウンタ５８２へ出力する。

（下位カウンタのカウンタ値とランプ電圧Ｖｒａｍｐとの関係）
図２６は、第２の実施形態のランプ電圧Ｖｒａｍｐの時間変化と下位カウンタ１８２のカウンタ値ｃｎｔｌ［１１：０］の時間変化を表わす図である。

図２６（ａ）および図２６（ｂ）を参照して、ランプ電圧Ｖｒａｍｐは、ＣＬＫ２に同期して変化する。

下位カウンタ５８２のカウンタ値ｃｎｔｌ［１１：０］は、Ｃｏａｒｓｅ変換で特定されたサブレンジに隣接するサブレンジのオーバーレンジ領域（ｃｎｔｌ［１１：０］が０〜１２７、１９２０〜２０４７）、および特定されたサブレンジ内の隣接するサブレンジに隣接するオーバーレンジと同一のサイズの領域（ｃｎｔｌ［１１：０］が１２８〜２５５、１７９２〜１９１９）では、ＣＬＫ２の２倍の周期のＣＬＫ２′に同期して変化する。

下位カウンタ５８２のカウンタ値ｃｎｔｌ［１１：０］は、Ｃｏａｒｓｅ変換で特定されたサブレンジ内の残りの領域（ｃｎｔｌ［１１：０］が２５６〜１７９１）では、ランプ電圧Ｖｒａｍｐと同様にＣＬＫ２に同期して変化する。

（入出力特性）
図２７（ａ）は、第２の実施形態のＡＤＣの入出力特性を表わす図である。

図２７（ｂ）は、図２７（ａ）における領域Ｌ０１を拡大した図である。
図２７（ａ）および（ｂ）に示すように、サブレンジの境界付近Ｌ０１において、アナログ入力に対するデジタルコードの感度が半分になる。これにより隣接するサブレンジ間の不連続性が解消される。

以上のように、本発明の実施形態では、Ｆｉｎｅ変換ステージにおいて、サブレンジ境界付近の下位カウンタの更新周期を、サブレンジの中央部分よりも長くすることによって、隣接する２つのサブレンジの境界付近における入出力特性の不連続性を第１の実施形態よりもより一層低減することができる。

［第３の実施形態］
第２の実施形態によって、サブレンジ接続部での不連続性は大幅に解消される。しかしながら、ごく一部のコラムＡＤＣは、第２の実施形態によっても、サブレンジジ接続部での不連続性（段差）が解消されないことがある。第２の実施形態によって段差が解消されない場合は、図２８に示す４つのパターンがある。

図２８（ａ）〜（ｄ）は、第２の実施形態によるＡＤＣの入出力特性を表わすである。ここでは、段差量±４ＬＳＢの仕様を想定する
図２８（ａ）では、段差が仕様の範囲内ある。この場合には、さらなる補正は不要である。

図２８（ｂ）では、段差量が４ＬＳＢ以上かつ１２ＬＳＢ以下である。
この場合には、サブレンジ接続付近の出力コードに−４を加算する補正を適用すると、入出力特性が変化し、サブレンジ接続部の段差が仕様範囲内(この例では±４ＬＳＢ以内)となる。

図２８（ｃ）では、段差量が１２ＬＳＢよりも大きい。
この場合に、サブレンジ接続付近の出力コードに−４を加算する補正を適用してもサブレンジ接続部の段差を仕様範囲内にすることはできない。

図２８（ｄ）では、サブレンジ接続付近で、低い方のサブレンジの出力コードが高い方のサブレンジの出力コードよりも小さい。

この場合にも、サブレンジ付近の出力コードに−４を加算する補正を適用してもサブレンジ接続部の段差を仕様範囲内にすることはできない。

したがって、図２８（ｃ）のように段差量が１２ＬＳＢより大きい場合、および図２８（ｄ）のようにラムが存在するチップは、仕様未達で不良として出荷しないこととする。

一方、図２８（ａ）のように、段差量が４ＬＳＢ未満の場合には、出荷可能であり、かつサブレンジ付近の出力コードに−４を加算する補正は不要である。

また、図２８（ｂ）のように、段差量が４ＬＳＢ以上１２ＬＳＢ以下の場合は、出荷可能かつサブレンジ付近の出力コードに−４を加算する補正が必要である。この場合、補正が必要なコラムのアドレスを出荷時に付与して出荷し、使用時において、そのコラムのＡＤＣから出力コードに対してのみ、第１および第２の実施形態とは別の新たな補正を適用することとする。

（構成）
図２９は、本発明の第３の実施の形態におけるＣＭＯＳイメージセンサの構成例を示す図である。

図２９の第３の実施形態と、図９の第１の実施形態とが相違する点は、以下である。
図２９のＣＭＯＳイメージセンサ４１４のＨ−Ｓｃａｎｎｅｒ１４のレジスタ４１４には、コラムごとの補正データがロードされる。補正データは、補正が必要な場合に「１」の値を示し、補正が不要な場合に「０」の値を示すこととする。

また、このＣＭＯＳイメージセンサは、加算器４１０を備える。
加算器４１０は、レジスタ４１４から補正データを読出し、補正データが「０」であるコラムに対しては、Ｈ−Ｓｃａｎｎｅｒ１４から出力されるＡＤ変換されたデジタルデータをそのままパラレル／シリアル変換器９３に出力する。

加算器４１０は、補正データが「１」であるコラムに対しては、Ｈ−Ｓｃａｎｎｅｒ１４から出力されるＡＤ変換されたデジタルデータがサブレンジ付近のコードであれば、そのコードに「−４」を加算した上でパラレル／シリアル変換器９３に出力する。

加算器４１０は、補正データが「１」であるコラムに対しては、Ｈ−Ｓｃａｎｎｅｒ１４から出力されるＡＤ変換されたデジタルデータがサブレンジ付近のコードでない場合には、そのコードをそのままパラレル／シリアル変換器９３に出力する。

ここで、サブレンジ付近のコードとは、たとえば、サブレンジの境界を含む前後２５６の範囲、すなわち、−２５６〜２５６、２０４８−２５６〜２０４８＋２５６、４０９６−２５６〜４０９６〜２５６・・・に設定することができる。

（カメラシステムの処理手順）
図３０は、本発明の第３の実施形態のカメラシステムの処理手順を表わすフローチャートである。

図３０を参照して、まず、電源がオンにされる（ステップＳ３０１）。
次に、レジスタ７６６に初期値が設定される（ステップＳ３０２）。

次に、補正データがＨ−Ｓｃａｎｎｅｒ１４内のレジスタ４１４にロードされる（ステップＳ３０３）。

次に、ユーザがカメラのシャッターを押し下げる（ステップＳ３０４）。
次に、レジスタ７６６に撮像時の値が設定される（ステップＳ３０５）。

次に、キャリブレーションが実行される（ステップＳ３０６）。
次に、画素がリセットされる（ステップＳ３０７）。

次に、画素アレイ１１（撮像部）が露光される（ステップＳ３０８）。
次に、サンプル＆ホールドが実行される（ステップＳ３０９）。

次に、Ｃｏａｒｓｅ変換が実行される（ステップＳ３１０）。
次に、Ｆｉｎｅ変換が実行される（ステップＳ３１１）。

次に、上位ビットと下位ビットが加算され、オーバーレンジ量「２５６」が減算される（ステップＳ３１２）。

次に、加算器４１０によって、Ｈ−Ｓｃａｎｎｅｒ１４内のレジスタ４１１に記憶されたコラムごとに補正データに基づいて、補正処理が行われる（ステップＳ３１３）。

以上のように、本発明の実施形態では、第２の実施形態によっても隣接するサブレンジの境界付近の入出力特性の不連続性が低減できないコラムに対しては、ＡＤ変換後のＣＭＯＳイメージセンサの外部へ出力時に補正することによって、これらのコラムについても不連続性を低減することができる。

（変形例）
本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、たとえば以下のような変形例も含まれる。

（１）サブレンジの大きさ、およびオーバーレンジ領域の大きさ
本発明の実施形態では、Ｃｏａｒｓｅ変換ステージにおいて、特定したサブレンジを表わす上位ビット（最下位から第１２ビット目以上のビット）を生成し（したがって、サブレンジの大きさは２¹¹＝「２０４８」）、隣接するサブレンジのオーバーレンジ領域の大きさを「２５６」としたが、これに限定するものではない。

Ｃｏａｒｓｅ変換ステージにおいて、特定したサブレンジを表わす上位ビット（最下位から第ｍビット目以上のビット）を生成し、Ｆｉｎｅ変換ステージにおいて、隣接するサブレンジのオーバーレンジ領域の大きさをＯＶとしたときには、式（３）の基準電圧Ｖｘおよび式（５）のランプ電圧は、以下のように変形される。

Ｖｘ＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｂｔ）×（ＯＶ−Ｌ１）／２^m-1 ・・・（３）′
Ｖｒａｍｐ＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｘ）×（ＯＶ−Ｋ）／２^m-1 ・・・（５）′
ただし、Ｋは、０〜２^m-1＋２×ＯＶ−１である。

式（３）′および（５）′は、図２１のランプ電圧生成回路１９３に含まれる抵抗の抵抗値、および電流セル群に含まれる電流セルの数を調整することによって実現できる。

テスト電圧生成回路も、上記変形したランプ電圧生成回路と同様の抵抗値および電流セルの個数を採用する場合には、式（１）のテスト電圧Ｖｔｅｓｔは、以下のように変形される。

Ｖｔｅｓｔ＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）×（ＯＶ−Ｌ２）／２^m-1 ・・・（１）
（２）サブレンジ
本発明の実施形態では、サブレンジ０とサブレンジ１の間の不連続性を解消するキャリブレーション処理を実行し、これによって、他の隣接するサブレンジ間の不連続性のほとんどが解消されたが、キャリブレーション処理を実行する２つのサブレンジは、サブレンジ０とサブレンジ１に限定されるものではない。たとえば、サブレンジ４とサブレンジ５の間の不連続性を解消するキャリブレーション処理を実行するものとしてもよい。

（３）テスト電圧Ｖｔｅｓｔ
本発明の実施形態では、最小分解能が（Ｖｒｔ−Ｖｒｂ）／２¹¹を実現できたが、ＡＤ変換器の出力換算では、８ＬＳＢの分解能までしか実現できない。図１６に示すような１ＬＳＢの合込み処理を現実的な時間で完了するためには、図１０の下位カウンタにスタートタイミング調整機構を追加したり、図１６のサブレンジ１合込の帰還ループに帰還回数制限を設けたりしてもよい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１，２，４，５，３６〜３８，５４〜６２，１５２，１５６，１５８，１６６，１６８，１７３，１７４，１７６，６１９ＭＯＳトランジスタ、３フォトダイオード、９垂直読出線、１０，２００，４１２ＣＭＯＳイメージセンサ、１１，２１０画素アレイ、１２，２４０コラムＡＤＣ、１３制御回路／ロウデコーダ、１４Ｈ−Ｓｃａｎｎｅｒ、１５ＩＯ部、１７データ／ラッチ転送回路、２１差動増幅器、２２，３１〜３４，５１〜５３，ＳＷスイッチ、３９，６９保持回路、６１電源チップ、６２ラインバッファ、６３，６６ＮＡＮＤ回路、６４，６７ＦＦ、６５，４１０加算器、６８グレイ−バイナリ変換器、６９画像処理エンジン、７０補正部、７１符号化部、７２ＬＣＤ、７３フレームバッファ、７４メモリカードＩ／Ｆ、８１クロック制御回路、８２カウント別クロック制御回路、９１入力バッファ、９２出力バッファ、９３パラレル／シリアル変換器、９４制御回路、９５ロウデコーダ、９６ＤＡＣ、９７シーケンサ、１５１，１５３，１５７，１６２，１６５，１６７，１７２，１７５，１７９アンプ回路、１５４，１５５，１６１，１６３，１６４，１７０，１７７，１７８，１８０抵抗、１５９第２ロジック回路、１６０，１６９，１８１電流セル群、１７１第１ロジック回路、１８１上位カウンタ、１８２，５８２下位カウンタ、１９１テスト電圧生成回路、１９２上側バッファ、１９３ランプ電圧生成回路、１９４下側バッファ、２２０Ｖ−Ｓｃａｎｎｅｒ、２３０コラムアンプ、４１４，７６６レジスタ、６１１，６１５，６１７種電流生成部、６１２，６１６，６１８拡張部、６１３可変部、６１４ランプ部、７６３ＣＰＵ、７６４フラッシュメモリ、７６５ＴＧ、７６７ＤＦＥ、７８２ランプカウンタ、１０００カメラシステム、Ｃ１〜Ｃ４，Ｃ４０〜Ｃ４６コンデンサ、ＰＸ画素。

Claims

固体撮像装置であって、
光信号を電気信号に変換する光電変換素子を含む画素が複数行列状に配置され、各画素を行ごとに順次走査しながら選択行の各画素の信号を列ごとに配線された複数の垂直読出線を介して出力する撮像部と、
前記垂直読出線を介して出力された各画素の信号を保持し、前記保持した画素の信号をアナログ信号からデジタル値に変換する複数の変換部とを備え、
前記複数の変換部のそれぞれは、
第１の変換ステージにおいて、前記保持した画素の信号に応じて、前記デジタル値が複数個のサブレンジのうちのいずれに属するかを特定し、前記特定したサブレンジを表わす上位ビット（最下位から第ｍビット目以上のビット）を生成し、第２の変換ステージにおいて、前記保持した画素の信号に応じて、前記デジタル値が前記特定されたサブレンジの全領域および隣接するサブレンジの所定のオーバーレンジ領域のいずれの位置にあるかを特定し、前記特定した位置を表わす下位ビット（最下位から第ｎビット目以下のビット（ｎ≧ｍ））を生成し、前記第１の変換ステージによって生成された上位ビットと前記第２の変換ステージによって生成された下位ビットとに基づいて、前記デジタル値を出力し、
前記第２の変換ステージにおいて、前記画素の信号が保持されるノードと容量結合される第１の容量素子を含み、
前記固体撮像装置は、さらに、
前記第２の変換ステージにおいて、クロックに同期して階段状に変化するランプ電圧を生成して、前記第１の容量素子の対極に供給する第１の電圧制御部と、
キャリブレーション時に、前記第１の電圧制御部から出力されるランプ電圧の時間変化パターンを制御するシーケンサとを備える、固体撮像装置。
隣接する所定の２つのサブレンジのうち、値が大きいデジタル値が属する方を第１のサブレンジとし、値が小さいデジタル値が属する方を第２のサブレンジとしたときに、
前記シーケンサは、前記キャリブレーション時において、前記保持した画素の信号の代りにテスト電圧を与え、前記第１の変換ステージにおいて前記テスト電圧のデジタル値が前記第１のサブレンジに属すると特定され、かつ前記第２の変換ステージにおいて前記テスト電圧のデジタル値が第１のサブレンジ内の最小の値に特定されるとともに、前記第１の変換ステージにおいて前記テスト電圧のデジタル値が前記第２のサブレンジに特定され、かつ前記第２の変換ステージにおいて前記テスト電圧のデジタル値が第２のサブレンジ内の最大の値に特定されるように、前記テスト電圧の大きさおよび前記ランプ電圧の時間変化のパターンを調整する、請求項１記載の固体撮像装置。
前記複数の変換部のそれぞれは、
前記第１の変換ステージにおいて、前記画素の信号が保持されるノードと容量結合された複数の第２の容量素子と、
前記第１の変換ステージにおいて、前記複数の第２の容量素子の対極の電圧を順次切替えることにより、前記ノードの電位を階段状に変化させる切替部を含む、請求項２記載の固体撮像装置。
前記シーケンサは、キャリブレーション時に、前記第１のサブレンジに対応するように前記複数の第２の容量素子の対極の電圧を固定するとともに前記第１の電圧制御部によるランプ電圧の時間変化パターンを固定し、前記第２の変換ステージで生成された下位ビットが前記第１のサブレンジ内の最小の値を表わすような前記テスト電圧の値を特定する第１の合込処理を実行し、
前記シーケンサは、前記第１の合込処理の実行後に、前記第２のサブレンジに対応するように複数の第２の容量素子の対極の電圧を固定し、かつ前記第１の電圧制御部によるランプ電圧の時間変化パターンを前記第１の併込時と同一に固定するとともに、前記第１の合込処理で特定された値にテスト電圧の値を固定した場合に、前記第２の変換ステージで生成された下位ビットが前記第２のサブレンジ内の最大の値を表わすときに、前記第１の電圧制御部のランプ電圧の時間変化パターンを撮像時のパターンとして固定し、
前記第２の変換ステージで生成された下位ビットが前記最大の値を表わさないときには、第２の変換ステージで生成された下位ビットが前記第２のサブレンジ内の最大の値を表わすような前記第１の電圧制御部によるランプ電圧の時間変化パターンを特定し、前記ランプ電圧の時間変化パターンを前記特定したパターンに固定して、前記第１の合込処理に戻る第２の合込処理を実行する、請求項３記載の固体撮像装置。
前記切替部は、前記複数の第２の容量素子の対極の電圧を高電圧Ｖｒｔから低電圧Ｖｒｂに順次切替え、
前記第１の電圧制御部は、
前記シーケンサの制御に基づいて第１の制御値Ｌ１を出力する第１のロジック回路と、
式（Ａ１）の基準電圧Ｖｘを発生する第１の回路と、
Ｖｘ＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｂｔ）×（ＯＶ−Ｌ１）／２^m-1 ・・・（Ａ１）
前記クロックに同期して変化する第２のカウンタと、
式（Ａ２）のランプ電圧Ｖｒａｍｐを発生して、前記第１の容量素子の対極に供給する第２の回路とを含む、
Ｖｒａｍｐ＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｘ）×（ＯＶ−Ｋ）／２^m-1 ・・・（Ａ２）
ただし、Ｖｒｔ−Ｖｒｂは、入力信号の最大値と最小値との差であり、ＯＶは、前記隣接するサブレンジの所定のオーバーレンジ領域の範囲を表わし、Ｋの初期値は０である、請求項４記載の固体撮像装置。
前記固体撮像装置は、さらに、
テスト電圧制御回路を備え、
前記テスト電圧制御回路は、
前記シーケンサの制御に基づいて第２の制御値Ｌ２を出力する第２のロジック回路と、
式（Ａ３）のテスト電圧Ｖｔｅｓｔを発生する第３の回路とを含む、
Ｖｔｅｓｔ＝Ｖｒｔ＋（Ｖｒｔ−Ｖｂｔ）×（ＯＶ−Ｌ２）／２^m-1 ・・・（Ａ３）
請求項５記載の固体撮像装置。
前記キャリブレーションは、前記光電変換素子による光信号から電気信号への変換の前ごとに実行される、請求項１〜６のいずれか１項に記載の固体撮像装置。
固体撮像装置であって、
光信号を電気信号に変換する光電変換素子を含む画素が複数行列状に配置され、各画素を行ごとに順次走査しながら選択行の各画素の信号を列ごとに配線された複数の垂直読出線を介して出力する撮像部と、
前記垂直読出線を介して出力された各画素の信号を保持し、前記保持した画素の信号をアナログ信号からデジタル値に変換する複数の変換部とを備え、
前記複数の変換部のそれぞれは、
第１の変換ステージにおいて、前記保持した画素の信号に応じて、前記デジタル値が複数個のサブレンジのうちのいずれに属するかを特定し、前記特定したサブレンジを表わす上位ビット（最下位から第ｍビット目以上のビット）を生成し、第２の変換ステージにおいて、前記保持した画素の信号に応じて、前記デジタル値が前記特定されたサブレンジの全領域および隣接するサブレンジの所定のオーバーレンジ領域のいずれの位置にあるかを特定し、前記特定した位置を表わす下位ビット（最下位から第ｎビット目以下のビット（ｎ≧ｍ））を生成し、前記第１の変換ステージによって生成された上位ビットと前記第２の変換ステージによって生成された下位ビットとに基づいて、前記デジタル値を出力し、
前記第２の変換ステージにおいて、前記画素の信号が保持されるノードと容量結合された第１の容量素子を含み、
前記固体撮像装置は、さらに、
前記第２の変換ステージにおいて、第１のクロックに同期して階段状に変化するランプ電圧を生成して、前記第１の容量素子の対極に供給する第１の電圧制御部と、
前記第２の変換ステージにおいて、前記第１の容量素子の対極に与える電圧の変化開始でカウントを開始し、第２のクロックに同期してカウント値を更新する第１のカウンタと、
キャリブレーション時に、前記第１の電圧制御部から出力される電圧の大きさを制御するシーケンサとを備え、
前記複数の変換部のそれぞれは、
前記ノードの電位と所定電位とを比較する比較部と、
前記第２の変換ステージにおいて、前記比較部による比較結果に応じて前記第１のカウンタのカウント値を保持する第１のカウンタ保持部とを含み、
前記第２のクロックは前記特定されたサブレンジ内の前記隣接するサブレンジに隣接する領域、および前記隣接するサブレンジ内の所定のオーバーレンジ領域において、前記第１クロックの周波数よりも低い周波数のクロックであり、前記特定されたサブレンジ内の残りの領域において、前記第１のクロックと同一のクロックであり、固体撮像装置。