JP2011061789A - 差動増幅器入力回路のための適応同相モードバイアス - Google Patents

Abstract

【課題】 差動増幅器の同相モード範囲を拡張するための方法及び装置を提供すること。
【解決手段】 回路は、同相モード検出回路、同相モード電圧反転回路、及び差動増幅器を有する。同相モード検出回路は、差動信号を受信し、同相モード電圧を検出する。同相モード電圧反転回路は、同相モード検出回路に結合される。同相モード電圧反転回路は、同相モード電圧を受信する入力ノード、及びボディ電圧を出力する出力ノードを有し、同相モード電圧反転回路は、同相モード電圧とボディ電圧との間に逆相関を作り出す。差動増幅器は、同相モード電圧反転回路の出力ノードに結合される一対のボディ端子を有する、トランジスタの差動対を含む。
【選択図】 図１

Description

本開示は、一般に差動増幅器に関し、より具体的には、差動増幅器のためのボディバイアス回路に関する。

シリアルリンク受信機における帯域幅及び利得の要件に対する要求が増すにつれて、複雑な問題が常に前面に出てきている。例えば、範囲が変化する入力信号は、しばしば差動増幅段の非線形動作をもたらす。これらの非線形応答は、差動増幅器の同相モード範囲が限られていることによって生じる。設計技術者は、そのデバイスの同相モード範囲に関連する問題を解決しようと常に努めている。

差動増幅器において、入力同相モード範囲とは、差動増幅器が差動利得を含む線形応答を維持する差動入力信号の範囲をいう。その最も単純な形態では、差動増幅器は、差動信号を受信する一対の差動入力トランジスタを有する。差動入力信号は、一対のトランジスタが受信する差動電圧入力信号の平均である同相モード電圧を有する。特定の用途では、高い同相モード範囲が必要とされる。増幅器の電源と比べて同相モード要件が極端に高い値及び低い値に相当する場合、増幅器の差動入力トランジスタ及び電流源に関連するバイアス問題が発生する。これらのバイアス問題は、差動増幅器の非線形応答及び不正確な差動利得出力につながる。

入力同相モード範囲の不足の問題を解決するために、増幅器に段を追加して同相モード範囲をシフトさせることがしばしば行われている。追加される段の一例は、能動レベルシフタである。しかしながら、付加的な回路を追加することで、処理速度が低下し、かつデバイスのサイズが大きくなる。処理速度が低下し、デバイスのサイズが大きくなることは、帯域幅及び利得要件が増大した用途の場合に、さらに大きい問題を生じさせる。そのうえ、レベルシフトは、同相モード範囲を拡張するものではない。レベルシフトは、デフォルトの同相モード範囲を所望のレベルにシフトするだけである。結局、設計技術者は一般に、そのデバイス内に存在する同相モード範囲を受け入れるしかなかった。

従って、入力同相モード範囲を拡張することができるトランジスタ・バイアス回路を提供することが有利である。

例示的な実施形態は、同相モード範囲を拡張するための方法及び装置を提供する。回路は、同相モード検出回路、同相モード電圧反転回路、及び差動増幅器を有する。同相モード検出回路は、差動信号を受信し、同相モード電圧を検出する。同相モード電圧反転回路は、同相モード検出回路に結合される。同相モード電圧反転回路は、同相モード電圧を受信する入力ノード、及びボディ電圧を出力する出力ノードを有し、同相モード電圧反転回路は、同相モード電圧とボディ電圧との間の逆相関（inverse relationship）を作り出す。差動増幅器は、同相モード電圧反転回路の出力ノードに結合される一対のボディ端子を有する、トランジスタの差動対を含み、一対のボディ端子を同相モード電圧反転回路の出力ノードに結合することにより、差動増幅器の同相モード範囲が拡張される。

本発明に特有のものであると考えられる新規な特徴は、添付の特許請求の範囲において述べられる。しかしながら、本発明自体、並びに、その好ましい使用モード、さらなる目的及び利点は、添付の図面と併せて読まれる以下の例示的な実施形態の詳細な説明を参照することで最も良く理解される。

例示的な実施形態による回路システムを示すブロック図である。 例示的な実施形態による、差動増幅器に接続したボディバイアス回路を示す回路図である。 例示的な実施形態による回路のボディ電圧と同相モード電圧との間の関係を示すグラフである。 例示的な実施形態による回路の閾値電圧とボディ・ソース間電圧との間の関係を示すグラフである。 例示的な実施形態による回路の閾値電圧と同相モード電圧との間の関係を示すグラフである。 例示的な実施形態による回路のゲート・ソース間電圧と同相モード電圧との間の関係を示すグラフである。 例示的な実施形態による、所与の低い同相モード電圧に対する差動増幅器の挙動を示す回路図である。 例示的な実施形態による、所与の高い同相モード電圧に対する差動増幅器の挙動を示す回路図である。 例示的な実施形態による、低い同相モードにおける同相モード範囲の増大についてのシミュレーションの結果を示すグラフである。 例示的な実施形態による、高い同相モードにおける同相モード範囲の増大についてのシミュレーションの結果を示すグラフである。

ここで図面を参照し、特に図１を参照すると、回路システム１１６のブロック図は例示的な実施形態に従って描かれている。差動信号１００は、同相モード検出回路１０２及び差動増幅器１１０の両方で受信される。同相モード検出回路１０２は、差動信号１００を監視して、差動信号１００の同相モード電圧１０４を求める。同相モード電圧１０４は、同相モード反転回路１０６を通って、ボディ電圧１０８を作り出す。ボディ電圧１０８は、同相モード電圧１０４に対して逆相関の関係を有し、それによって差動増幅器１１０の同相モード範囲を拡張する。差動増幅器１１０は、出力信号１１４を生成する。この例示的な実施形態において、回路システム１１６は、同相モード検出回路１０２、同相モード反転回路１０６、及び差動増幅器１１０で構成されているが、付加的な回路を回路システム１１６に追加することができる。

ここで図２を参照すると、差動増幅器に接続されたボディバイアス回路を示す回路図が例示的な実施形態に従って描かれている。差動増幅器２５２は、入力トランジスタ２２２及び２２４を含む。この例において、入力トランジスタ２２２及び２２４はｎ型金属酸化膜半導体（ＮＭＯＳ）電界効果トランジスタである。入力トランジスタ２２２及び２２４は、そのゲート端子が差動信号２００を受信するように接続されており、そのソース端子はトランジスタ２４４のドレイン端子に連結されている。テール電流２４８は、トランジスタ２４４を通過する。入力トランジスタ２２２及び２２４のボディ端子は、互いに連結され、ボディ電圧２２０によって表される演算増幅器２１２の出力に接続される。差動増幅器２５２は、さらに、供給電圧２４２（Ｖ_{ｓｕｐｐｌｙ}）、負荷抵抗器２３６及び２３８、並びに出力ノード２４０及び２３４を含み、図１における出力信号１１４のような出力信号は出力ノード２４０及び２３４上で生成される。この例においてはＮＭＯＳトランジスタが用いられているが、ＰＭＯＳトランジスタを差動増幅器２５２のための入力トランジスタとして用いることもできる。

入力トランジスタ２２２及び２２４は、差動増幅器２５２の入力デバイスであり、差動増幅器２５２の同相モード範囲及び線形性能にとって重要である。差動増幅器２５２の線形応答のためには、入力トランジスタ２２２及び２２４がバイアスされたままであること、及び飽和モードのままであることが必要とされる。入力トランジスタ２２２及び２２４の両方が飽和モードのままである入力電圧信号の範囲が大きいほど、差動増幅器２５２の同相モード範囲は大きくなる。ＮＭＯＳトランジスタの飽和モードバイアスは、トランジスタのゲートからソースまでの間の電圧降下より高いままとどまるトランジスタのドレインからソースまでの間の電圧降下（Ｖ_ＤＳ）から、閾値電圧（Ｖ_ＴＨ）を差し引くことによって求められる。高い同相モード電圧範囲のためには、差動増幅器２５２は、高めの閾値電圧でバイアスされる方が良い。低い同相モード電圧範囲のためには、差動増幅器２５２は、低めの閾値電圧でバイアスされる方が良い。

ＮＭＯＳトランジスタの閾値電圧（Ｖ_ＴＨ）は、トランジスタのボディ効果によって調整することができる。トランジスタのボディ端子からトランジスタのソース端子までの電圧降下（Ｖ_ＢＳ）は、トランジスタの閾値電圧に対して逆相関の関係を有する。したがって、Ｖ_ＢＳが減少するにつれてＶ_ＴＨは増大し、逆もまた同様である。

この例示的な例において、同相モード範囲を拡張するために、ボディ効果が用いられる。この実施形態において、ボディバイアス回路２５０を用いて、入力トランジスタ２２２及び２２４のＶ_ＢＳが操作される。ボディバイアス回路２５０は、抵抗器２０２及び２０４を含み、これらの抵抗器は、差動信号２００を受信し、かつキャパシタ２０６との共通ノードに接続されて図１における同相モード検出回路１０２のような検出回路を形成する。同相モード電圧２０８（Ｖ_ｃｍ）は、抵抗器２０２及び２０４並びにキャパシタ２０６によって差動信号２００が濾波されたときに検出される。同相モード電圧２０８は、演算増幅器２１２を通過して、ボディ電圧２２０（Ｖ_ｂｏｄｙ）を生成する。抵抗器２１４及び２１５は、演算増幅器２１２の応答を反転増幅器の応答に変える。従って、ボディ電圧２２０は、同相モード電圧２０８に対して逆相関の関係を有する。ボディ電圧２２０は、入力トランジスタ２２２及び２２４のボディ端子に接続され、Ｖ_ｂｓに対して正相関（direct relationship）の関係を有する。結果として、ボディ電圧２２０が同相モード電圧２０８を反転させることよって生成され、かつボディ端末に接続される場合、Ｖ_ｃｍとＶ_ＴＨは正相関を有する。言い換えると、閾値電圧は、高い同相モードで上がり、低い同相モードで下がる。閾値電圧と同相モード電圧との間のこの正相関によって、入力トランジスタ２２２及び２２４をより広範囲の同相モード電圧入力にわたって飽和モードでバイアスされたままとすることが可能になり、従って、この差動増幅器のためのより広い同相モード範囲が生成される。図１における回路システム１１６において使用される回路の一例として、図２にはボディバイアス回路２５０及び差動増幅器２５２が描かれているが、本発明の範囲から逸脱することなく付加的な回路を回路システム１１６に追加することができる。

さらに、この例示的な実施形態の回路は、検出された同相モード電圧の範囲に対して最適化することができる。演算増幅器２１２の利得パラメータは、入力抵抗器２１４（Ｒ１）、フィードバック抵抗器２１５（Ｒ２）及び基準電圧２１８（Ｖ_ｒｅｆ）によって制御される。これらの構成要素のパラメータを調整することで、ボディ電圧２２０と同相モード電圧２０８との間の関係を変えることができ、検出された同相モード電圧範囲の変化に対する、より鋭い応答又はより平坦な応答が可能となる。検出される同相モード電圧範囲の変化に対する応答が調整可能であることで、異なるボディ効果パラメータに対して回路を同調させることが可能となり、所望の差動増幅器性能を生じさせることが可能になる。

抵抗器２１４、２１５及び演算増幅器２１２から形成される反転増幅器は、図１における同相モード反転回路１０６のような回路の一例として使用されており、同相モード電圧２０８とボディ電圧２２０との間に逆相関を作り出す。この関係を作り出すために、例えば、共通ソース増幅器、インバータ又はコンパレータのような他の種類の反転回路を用いてもよい。

ここで図３−図６を参照すると、回路の種々のノード間の電圧関係を示すグラフが例示的な実施形態に従って描かれている。図３のグラフ３００は、ボディ電圧３０２と同相モード電圧３０４との間の逆相関を基準電圧３０６（Ｖ_ｒｅｆ）に対して示す。この逆相関は、同相モード電圧３０４を図２における演算増幅器２１２のような同相モード反転回路に通すことによって作る出すことができる。同相モード電圧３０４は、図２において差動信号２００から検出される同相モード電圧２０８のような、入力差動信号から検出される同相モードとすることができる。この逆相関は、以下のボディ対同相モードの式によって表され、

逆相関の傾きは、基準電圧３０６に対して−Ｒ２／Ｒ１に等しい。

図４のグラフ４００は、図２における入力トランジスタ２２２及び２２４のようなＮＭＯＳトランジスタについて、閾値電圧４０２とボディ・ソース間電圧４０４との間のボディ効果を示す。このボディ効果もまた逆相関を作り出す。従って、トランジスタのボディ・ソース間電圧４０４が増大するにつれ、閾値電圧４０２は指数関数的に減少する。このボディ効果は以下のボディ効果の式によって表され、

式中、Ｖ_Ｔ０４０６はＶ_ＢＳ＝０の場合の閾値電圧であり、γはボディ効果パラメータであり、

はトランジスタの表面電位である。

図５のグラフ５００は、図２における入力トランジスタ２２２及び２２４のようなトランジスタについて、閾値電圧４０２と同相モード電圧３０４との間の正相関を示す。従って、同相モード電圧３０４が増大するにつれてトランジスタの閾値電圧４０２が増大し、トランジスタの同相モード範囲が広がる。これらの関係は以下の式によって表され、

これは、ボディ・ソース間電圧４０４を同相モード電圧３０４に代入したボディ効果式であり、式中、Ｖ_ＧＳはトランジスタのゲート・ソース間電圧であり、同相モード電圧３０４から、図２における入力トランジスタ２２４及び２２２のような例示的な実施形態による回路におけるトランジスタのソース電圧を差し引いたものに等しい。次に、前式を、図２におけるボディバイアス回路２５０におけるようなＲ１、Ｒ２及びＶ_ｒｅｆに関して整理することで、以下の式が得られる。

この式は、さらに、上述の利得パラメータのような回路の最適化に対する制御を与える。これらの式は、Ｖ_ＴＨに対するＶ_ＧＳ依存性のわずかな影響を無視しているので、近似式である。

図６のグラフ６００は、図２における入力トランジスタ２２４及び２２２のようなトランジスタについて、ゲート・ソース電圧６０２と同相モード電圧３０４との間の正相関を、一定のドレイン・ソース電流に対して示す。この正相関は以下の式によって表され、

式中、Ｖ_ＤＳは、トランジスタの両端間のドレイン・ソース間電流を表し、βはプロセス・パラメータである。図５に示されるように、閾値電圧４０２は入力同相モード電圧３０４が増大するにつれて増大するので、ゲート・ソース間電圧６０２が増大する。ゲート・ソース間電圧６０２が増大すると、ドレイン・ソース間電圧が増大するので、高い同相モードにおいて、図２における入力トランジスタ２２４及び２２２のような入力トランジスタのバイアスが改善される。逆に、より低い同相モード電圧３０４では、閾値電圧４０２は減少し、これが、入力トランジスタ２２４及び２２２のゲート・ソース間電圧６０２を減少させる。ゲート・ソース間電圧６０２が減少すると、図２におけるトランジスタ２４４のような電流源のドレイン・ソース間電圧が増大するので、低い同相モードにおいて、電流源のバイアスが改善される。これらの式もまた、Ｖ_ＴＨに対するＶ_ＧＳ依存性のわずかな影響を無視しているので近似式である。

ここで図７及び図８を参照すると、異なる所与の同相モード電圧に対する差動増幅器の挙動を示す回路図が、例示的な実施形態に従って描かれている。回路図は、図７において低い同相モードで動作する差動増幅器７００を示し、図８において高い同相モードで動作する差動増幅器７００を示す。図７における低い同相モード７０２及び図８における高い同相モード８０２は、差動信号入力の同相モード電圧を記号で表したものである。

同相モード入力が低い（低い同相モード７０２）場合には、ボディ電圧７０４は、図２におけるボディバイアス回路２５０によって作り出されるような逆相関に起因して上昇する。ボディ効果式によって表されるボディ効果は、トランジスタ７２２及び７２４の閾値電圧を低下させる。閾値電圧の低下は、ゲート・ソース間電圧７０６を低下させる。ゲート・ソース間電圧７０６の低下は、図６のグラフ６００によって示されるような同相モード電圧で作り出される正相関から生じる。ゲート・ソース間電圧７０６が低いと、トランジスタ７４４の両端間のドレイン・ソース間電圧７０８（Ｖ_ＤＳ３）を高くすることが可能になる。トランジスタ７４４は、差動増幅器７００に対する電流源としての役割を果たし、テール電流７１０が電流を表す。トランジスタ７４４の両端に高めのドレイン・ソース間電圧７０８がかかることで、低い同相モード７０２入力にもかかわらず、トランジスタ７４４を飽和モードでバイアスされたままにすることが可能になる。飽和モードでのトランジスタ７４４のバイアスは、差動増幅器７００が低い同相モード７０２で適切に動作することを可能にし、それにより、差動増幅器７００の同相モード範囲が低い同相モード電圧範囲に対して拡張される。

同相モード入力が高い（高い同相モード８０２）場合には、図２におけるボディバイアス回路２５０によって作り出されるような逆相関がボディ電圧８０４を低下させる。ボディ効果式によって表されるボディ効果は、トランジスタ７２２及び７２４の閾値電圧を上昇させる。閾値電圧の上昇により、検出された同相モード電圧が高めの範囲の場合に、トランジスタ７２２及び７２４は、バイアスされたままで、飽和モードのままであることが可能になる。ゲート・ソース間電圧８０６は、図６のグラフ６００によって示されるように、同相モード電圧で作り出される正相関の結果として上昇する。ゲート・ソース間電圧８０６の上昇は、トランジスタ７４４の両端間のドレイン・ソース間電圧８０８を低下させる。低めのドレイン・ソース間電圧８０８は、トランジスタ７２２及び７２４のドレイン・ソース間電圧８１０を増大させ、トランジスタ７２２及び７２４を飽和モードにおいてバイアスされたまま保持する。トランジスタ７２２及び７２４は飽和モードでバイアスされたままであるので、トランジスタ７２２及び７２４の小さい信号利得は、比較的一定のままとなる。より高いゲート・ソース間電圧８０６は、トランジスタ７４４の両端間のドレイン・ソース間電圧８０８を低下させる。高い同相モード８０２において、ドレイン・ソース間電圧８０８は、高い同相モード８０２の場合には一般に高いので、トランジスタ７４４のバイアスはそれほど問題にならない。ドレイン・ソース間電圧８０８を低下させることで、トランジスタ７２２及び７２４の両端間でより高めのドレイン・ソース間電圧８１０が可能になる。トランジスタ７２２及び７２４の両端間でドレイン・ソース間電圧８１０が高めであることに起因して、トランジスタ７２２及び７２４は、高い同相モード８０２に対して、飽和モードでバイアスされたままであることが可能となり、差動増幅器７００の利得性能が高まる。

ここで図９及び図１０を参照すると、所与の同相モード電圧に対する同相モード範囲の増大についてのシミュレーション結果を例示するグラフが、例示的な実施形態に従って示される。図９は、低い同相モードにおける、信号９０６及び９０８の同相モード電圧９０２に対するＤＣ利得９０４を示す。信号９０６は、図２によって示されるような、ボディ端子がボディバイアス回路に接続された差動増幅器からの信号のグラフを示す。信号９０８は、ボディバイアス回路を使用しない差動増幅器からの信号を示す。むしろ、ボディ端子は、高い同相モードの差動増幅器設定において通常用いられるように、接地に連結される。ＤＣ利得の最大許容レベル９１０を有する用途の場合には、低い同相モードにおけるシミュレーションの間に検出される同相モード範囲の増大は、５０％を超える。同様に、図１０は、高い同相モードにおける、信号１００６及び１００８の同相モード電圧１００２に対するＤＣ利得１００４を示す。信号１００６は、図２によって示されるような、ボディ端子がボディバイアス回路に接続された差動増幅器からの信号のグラフを示す。信号１００８は、ボディバイアス回路を使用しない差動増幅器からの信号を示す。むしろ、ボディ端子は、低い同相モードの差動増幅器設定において通常用いられているように、６００ｍＶに設定される。ＤＣ利得の最小許容レベル１０１０を有する用途の場合には、高い同相モードにおけるシミュレーション間に検出される同相モード範囲の増大は、２５％を超える。

記載した本発明の実施形態には、差動増幅器の同相モード範囲を拡張することに加えて、いくつかの更なる利点がある。入力デバイス及び電流源デバイスがより理想的な位置においてバイアスされるので、差動増幅器性能が改善される。それゆえ、増幅器のＤＣ利得の精度が改善され、ＡＣ応答がより平坦になり、ジッタ性能が改善される。入力同相モード範囲にわたってバイアスするより良好な飽和モードで、電流源インピーダンスがより高くなり、差動増幅器の同相モード除去もまた改善される。このボディバイアス手法によって、電流源インピーダンスが高まるという更なる利点がある。ソース・デジェネレーションが差動増幅器内に実装される場合、得られる差動増幅器のＤＣ利得はより正確なものになる。これは、ソース・デジェネレーション抵抗が非常に高い、非常に低いＤＣ利得の用途に特に当てはまる。

上述のような回路は、集積回路チップのための設計の一部である。チップ設計は、グラフィカル・コンピュータ・プログラミング言語で作成され、コンピュータ・ストレージ媒体（例えば、ディスク、テープ、物理的ハード・ドライブ、又は、例えばストレージ・アクセス・ネットワーク内の仮想ハード・ドライブ）に格納される。設計者が、チップ又はチップを製造するために使用されるフォトリソグラフィ・マスクを製造しない場合には、設計者は、得られた設計を物理的手段によって（例えば、設計を格納したストレージ媒体のコピーを提供することによって）又は電子的に（例えば、インターネットを介して）を、そのような企業体に直接的又は間接的に渡す。格納された設計は、次に、フォトリソグラフィ・マスクの製造に適したフォーマット（例えば、ＧＤＳＩＩ）に変換され、これは、典型的には、ウェハ上に形成されるべき当該チップ設計の複数のコピーを含む。フォトリソグラフィ・マスクを利用して、エッチング又はそれ以外の処理が行われるウェハ（及び／又はその上の層）の領域が定められる。

本発明の説明を例示及び説明の目的で提示してきたが、これは、網羅的であることも、本発明を開示された形態に限定することも意図していない。多くの修正及び変更が、当業者には明らかである。実施形態は、本発明の原理、実際の用途を最も良く説明するため、及び、他の当業者が本発明を意図される特定の使用に適したものとして種々の修正を有する種々の実施形態について理解できるように、選択され、かつ説明された。

１００、２００：差動信号
１０２：同相モード検出回路
１０４、２０８、３０４：同相モード電圧
１０６：同相モード反転回路
１０８、２２０、３０２、７０４、８０４：ボディ電圧
１１０、２５２、７００：差動増幅器
１１４：出力信号
１１６：回路システム
２０２、２０４、２１４、２１５：抵抗器
２０６：キャパシタ
２１２：演算増幅器
２１８、３０６：基準電圧
２２２、２２４、７２２、７２４：入力トランジスタ
２３４、２４０：出力ノード
２３６、２３８：負荷抵抗器
２４２：供給電圧
２４４、７４４：トランジスタ
２４８、７１０：テール電流
２５０：ボディバイアス回路
４０２：閾値電圧
４０４：ボディ・ソース間電圧

Claims (20)

1. 差動信号を受信し、同相モード電圧を検出するための同相モード検出回路と、
   前記同相モード検出回路に結合された同相モード電圧反転回路であって、前記同相モード電圧を受信するための入力ノードとボディ電圧を出力するための出力ノードとを有し、前記同相モード電圧と前記ボディ電圧との間に逆相関を作り出す、同相モード電圧反転回路と、
   前記同相モード電圧反転回路の前記出力ノードに結合された一対のボディ端子を有するトランジスタの差動対を含む、差動増幅器と
   を含む回路。
2. 前記同相モード検出回路が、前記受信された差動信号の前記同相モード電圧を検出するための、一対の並列抵抗とフィルタリング・キャパシタとを含む、請求項１に記載の回路。
3. 前記同相モード電圧反転回路が、
   前記入力ノードに結合された入力抵抗を有する入力抵抗器と、
   前記入力抵抗器と前記出力ノードとの間に結合されたフィードバック抵抗を有するフィードバック抵抗器と、
   基準電圧と
   を含む、請求項２に記載の回路。
4. 前記入力抵抗、前記フィードバック抵抗及び前記基準電圧が、前記同相モード電圧と前記ボディ電圧との間に所望の逆相関を作り出すように、前記一対の並列抵抗器によって検出される前記同相モード電圧に基づいて調整される、請求項３に記載の回路。
5. 前記トランジスタの差動対が、飽和モードで動作するために閾値電圧を要求すること、
   前記ボディ電圧が、前記トランジスタの差動対の前記閾値電圧を調整すること、
   前記差動増幅器が、前記差動信号を受信すること、及び
   前記同相モード電圧と前記ボディ電圧との間の前記所望の逆相関が、前記受信された差動信号の前記検出された同相モード電圧に対して、前記トランジスタの差動対が前記飽和モードで動作することを可能にすること
   をさらに含む、請求項４に記載の回路。
6. 前記同相モード検出回路によって検出される所与の範囲の電圧に対して前記飽和モードで動作する前記トランジスタの差動対が、前記差動増幅器の同相モード範囲を拡張する、請求項５に記載の回路。
7. 前記同相モード電圧が反転演算増幅器を通過することで、前記同相モード電圧と前記ボディ電圧との間に前記逆相関が作り出される、請求項３に記載の回路。
8. 前記差動増幅器が、前記差動信号を受信し、増大した又は減少した電圧信号を出力するための可変利得増幅器である、請求項７に記載の回路。
9. 差動増幅器の同相モード範囲を拡張するための方法であって、
   同相モード検出回路において差動信号を受信すること、
   前記同相モード検出回路から同相モード電圧を出力すること、
   前記同相モード検出回路に結合された同相モード電圧反転回路の入力ノードにおいて前記同相モード電圧を受信すること、
   前記同相モード電圧反転回路の出力ノードにおいてボディ電圧を出力することであって、前記同相モード電圧反転回路が、前記同相モード電圧と前記ボディ電圧との間に逆相関を作り出すこと、及び
   前記同相モード電圧反転回路の前記出力ノードを前記差動増幅器のトランジスタの差動対の一対のボディ端子に結合すること
   を含む方法。
10. 前記同相モード検出回路が、一対の並列抵抗器とフィルタリング・キャパシタとを含み、前記方法が、
    前記一対の並列抵抗器及び前記フィルタリング・キャパシタによって、前記受信された差動信号の前記同相モード電圧を検出すること
    をさらに含む、請求項９に記載の方法。
11. 前記同相モード電圧反転回路が、入力抵抗を有する入力抵抗器と、フィードバック抵抗を有するフィードバック抵抗器と、基準電圧とを含み、前記方法が、
    前記入力抵抗器を前記入力ノードに結合すること、及び
    前記入力抵抗器と前記出力ノードとの間に前記フィードバック抵抗器を結合すること
    をさらに含む、請求項１０に記載の方法。
12. 前記入力抵抗、前記フィードバック抵抗及び前記基準電圧を、前記同相モード電圧と前記ボディ電圧との間に所望の逆相関を作り出すように、前記一対の並列抵抗器によって検出される前記同相モード電圧に基づいて調整すること
    をさらに含む、請求項１１に記載の方法。
13. 前記トランジスタの差動対が飽和モードで動作するために、前記トランジスタの差動対の閾値電圧を要求すること、
    前記ボディ電圧によって、前記トランジスタの差動対の前記閾値電圧を調整すること、
    前記差動増幅器によって、前記差動信号を受信すること、及び
    前記トランジスタの差動対によって、前記受信された差動信号の前記検出された同相モード電圧に対して前記飽和モードで動作することであって、前記同相モード電圧と前記ボディ電圧との間の前記所望の逆相関が、前記検出された同相モード電圧に対して前記飽和モードでの動作を可能にすること
    をさらに含む、請求項１２に記載の方法。
14. 前記同相モード検出回路によって検出される所与の範囲の電圧に対して前記飽和モードで動作する前記トランジスタの差動対によって、前記差動増幅器の同相モード範囲を拡張することをさらに含む、請求項１３に記載の方法。
15. 前記同相モード電圧を反転演算増幅器に通すことによって、前記同相モード電圧と前記ボディ電圧との間に前記逆相関が作り出される、請求項１０に記載の方法。
16. 前記差動増幅器が、前記差動信号を受信し、増大した又は減少した電圧信号を出力するための可変利得増幅器である、請求項１５に記載の方法。
17. 差動信号を受信するための装置であって、
    前記差動信号を受信し、かつ同相モード電圧を検出するための、一対の並列抵抗器及びフィルタリング・キャパシタと、
    入力抵抗器とフィードバック抵抗器と基準電圧とを有する反転演算増幅器であって、該反転演算増幅器は、前記同相モード電圧を受信し、かつボディ電圧を出力するためのものであり、前記同相モード電圧は前記ボディ電圧に対して逆相関を有し、前記逆相関は、前記入力抵抗器、前記フィードバック抵抗器及び前記基準電圧のための値の組に基づいて制御される、反転演算増幅器と、
    一対のボディ端子を有するトランジスタの差動対を含む差動増幅器であって、前記一対のボディ端子が、前記反転演算増幅器の出力ノードに結合され、前記ボディ電圧を受信する、差動増幅器と
    を含む装置。
18. 前記トランジスタの差動対が、飽和モードで動作するために閾値電圧を要求すること、
    前記ボディ電圧が、調整される前記トランジスタの差動対の前記閾値電圧を調整すること、
    前記差動増幅器が、前記差動信号を受信すること、
    前記同相モード電圧と前記ボディ電圧との間の前記逆相関が、前記受信された差動信号の前記検出された同相モード電圧に対して、前記トランジスタの差動対が前記飽和モードで動作することを可能にすること、
    検出される所与の範囲の電圧に対して前記飽和モードで動作する前記トランジスタの差動対が、前記装置の同相モード範囲を拡張すること、及び
    前記差動増幅器が、前記差動信号を受信し、増大した又は減少した電圧信号を出力するための可変利得増幅器であること
    をさらに含む、請求項１７に記載の装置。
19. 前記差動増幅器の電流源をさらに含み、前記電流源は、ドレイン端子を有するテールトランジスタを含み、前記ドレイン端子は、前記トランジスタの差動対のソース端子に結合され、前記差動信号の低い同相モード電圧を検出することに応答して、前記同相モード電圧と前記ボディ電圧との間の前記逆相関が前記テールトランジスタのドレイン・ソース間電圧を上昇させる、請求項１７に記載の装置。
20. 前記差動増幅器の電流源をさらに含み、前記電流源は、ドレイン端子を有するテールトランジスタを含み、前記ドレイン端子は前記トランジスタの差動対のソース端子に結合され、前記差動信号の高い同相モード電圧を検出することに応答して、前記同相モード電圧と前記ボディ電圧との間の前記逆相関が前記テールトランジスタのドレイン・ソース間電圧を低下させる、請求項１７に記載の装置。

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