JP2010246115A - モーショナルフィードバックシステム - Google Patents

Abstract

【課題】ラウドスピーカの非線形歪みを最小化するモーショナルフィードバックシステムを提供すること。
【解決手段】ラウドスピーカの非線形歪みを最小化するモーショナルフィードバックシステムであって、該システムは、可変出力インピーダンスを有する出力を有するオーディオ増幅器であって、該出力は、ラウドスピーカを駆動するために、増幅されたオーディオ信号を供給するように構成されている、オーディオ増幅器と、該オーディオ増幅器内に含まれるインピーダンス制御モジュールであって、該インピーダンス制御モジュールは、該可変出力インピーダンスを、該オーディオ信号の周波数の関数として制御するように構成されている、インピーダンス制御モジュールとを備えている、モーショナルフィードバックシステム。
【選択図】図１

Description

（１．優先権主張）
本願は、２００９年３月３１日に出願された米国仮出願第６１／１６５，２４０号と、２０１０年３月２６日に出願された米国特許出願第１２／７４８，０９７号からの優先権の利益を主張する。

（２．技術分野）
本発明は、オーディオシステムに関し、より具体的には、オーディオシステムにおけるラウドスピーカのモーショナルフィードバック関連制御に関する。

（３．関連技術）
オーディオシステムは、典型的に、オーディオ信号の形態で、オーディオコンテンツを提供するオーディオ供給源と、オーディオ信号を増幅する増幅器と、増幅されたオーディオ信号を音波に変換する１つ以上のラウドスピーカとを含む。ラウドスピーカは、典型的には、公称インピーダンス値（例えば、４オームまたは８オーム）を有するように、ラウドスピーカ製造業者によって示されている。実際には、ラウドスピーカのインピーダンス、および結果としてラウドスピーカを駆動する増幅器上の負荷は、周波数によって変化する。さらに、ラウドスピーカのインピーダンスは、しばしば、かなり非線形である。周波数に対するラウドスピーカインピーダンスの変化は、ラウドスピーカインピーダンス曲線によって示され得、この曲線は、しばしば、ラウドスピーカの製造モデルと共に製造業者によって提供される。負荷インピーダンスの非線形局面は、決して公開されない。

ラウドスピーカの非線形動作は、また、ラウドスピーカが、電圧および電流の変化に敏感な電気機械デバイスであることに起因する。さらに、ラウドスピーカの非線形動作は、変位およびエージング、ならびに環境条件（例えば、温度および湿度）に起因し得る。さらに、動作中、ラウドスピーカ音声コイルは、オーディオコンテンツの増幅のレベルに依存して加熱および冷却を受け得る。さらに、製造中の変化および特定のラウドスピーカ設計における材料の変化は、また、ラウドスピーカの非線形動作を引き起こし／その非線形動作に寄与し得る。そのようなものとして、ラウドスピーカパラメータ（例えば、ＤＣ抵抗、移動質量、コンプライアンス、共鳴周波数およびインダクタンス）は、同一のラウドスピーカの製造モデル内でも有意に変わり得、同様に、動作状況および環境状況が変化する際にも有意に変更し得る。

ラウドスピーカの非線形動作およびラウドスピーカの対応するインピーダンス変化は、任意の所与のラウドスピーカに対して劇的に変化し得るので、ラウドスピーカが増幅されたオーディオ信号を用いて増幅器によって駆動される場合に結果生じる歪みもまた、異なる増幅器中で、かつ異なる動作状況下で劇的に異なり得る。

（概要）
増幅されたオーディオ信号を用いてラウドスピーカを駆動する電圧制御されたオーディオ増幅器を有するオーディオシステムは、インピーダンス制御モジュールを含み得る。このインピーダンス制御モジュールは、オーディオ増幅器と協働的に動作し得、ラウドスピーカの歪みを最小化するために、オーディオ増幅器の出力インピーダンスを最適化する。このようなシステムにおいて、オーディオ増幅器は、最初に、１つ以上の特定のラウドスピーカと対にされる。このペアリングに基づいて、インピーダンス制御モジュールは、ラウドスピーカに対する推定された最適な供給源インピーダンスを提供され得る。インピーダンス制御モジュールは、増幅器と対にされた特定のラウドスピーカに対する最適な供給源インピーダンスを表すように設計されたフィルタを含み得る。

オーディオ増幅器の動作の間、インピーダンス制御モジュールは、周波数ベースの電流フィードバック制御を動作する。フィルタと、ラウドスピーカを駆動する増幅されたオーディオ信号に含まれる測定された電流とを用いることによって、インピーダンス制御モジュールは、周波数の範囲にわたるオーディオ増幅器の出力インピーダンスを制御し得る。低周波数において、増幅器の出力インピーダンスは、ラウドスピーカの負荷インピーダンスの少なくとも一部の局面と実質的に等しく、反対向きであるように制御され得る。他方、高周波数において、増幅器は、高出力インピーダンスを有する電流供給源に類似し得る。ラウドスピーカの負荷インピーダンスの局面（例えば、音声コイル関連インピーダンスおよび漏れインダクダンス）は、ラウドスピーカの非線形動作を容易にし得、このことは、ラウドスピーカによって生成される可聴音において歪みをもたらす。

増幅器の低周波数出力インピーダンスは、ラウドスピーカのブロックされた負荷インピーダンス（音声コイル関連インピーダンス）と等しく、かつ反対向きであるように制御されるので、ラウドスピーカの移動コイルバックＥＭＦに関連するモーショナルインピーダンスの一部ではない負荷インピーダンスの一部の相殺が発生し得る。他方、増幅器の高周波数出力インピーダンスは、漏れインダクタンスの効果を最小化するために、低周波数出力インピーダンスよりも有意に高くあり得る。ラウドスピーカの漏れインダクタンスの効果は、増幅器の出力インピーダンスを、増幅器とラウドスピーカとの間で形成された回路内のインピーダンスの大部分になるように増加させることによって、最小化され得る。結果として、非線形低周波数動作および非線形高周波数動作に起因するラウドスピーカ出力の歪みは最小化され得る。

オーディオ増幅器の出力インピーダンスは、閾値周波数より下では負の出力インピーダンスを提供するように制御され得、閾値周波数より上では正の出力インピーダンスを提供するように制御され得る。閾値周波数は、ラウドスピーカのひずみを最小化するように決定され得る。負の出力インピーダンスは、インピーダンス制御モジュールによって提供された周波数ベースの正のフィードバック電流の結果であり得る。同様に、正の出力インピーダンスは、インピーダンス制御モジュールによって提供された周波数ベースの負のフィードバック電流の結果であり得る。これらの周波数制御技術を用いることによって、オーディオ増幅器の出力インピーダンスは、低周波数において、負の出力インピーダンスを出力するように、インピーダンス制御モジュールによって制御され得、この負の出力インピーダンスは、閾値周波数に基づいて、より高い周波数において正の出力インピーダンスに変わる。負の出力インピーダンスに起因して、ラウドスピーカの負荷インピーダンス（例えば、音声コイル抵抗）は、低周波数において無効化され得る。さらに、電圧制御オーディオ増幅器は、より高い周波数において、正の出力インピーダンスを用いて電流制御オーディオ増幅器と同様に動作し得、ラウドスピーカの漏れインダクタンスのインピーダンスを圧倒して超える。

本発明の他のシステム、方法、機能および利点は、以下の図面および詳細な説明を検討すると、当業者には明らかであるか、または明らかになる。全てのそのような追加のシステム、方法、機能および利点は本明細書内に含まれ、本発明の範囲内であり、添付の特許請求の範囲によって保護されることが意図される。

例えば、本発明は、以下の項目を提供する。
（項目１）
ラウドスピーカの非線形歪みを最小化するモーショナルフィードバックシステムであって、該システムは、
可変出力インピーダンスを有する出力を有するオーディオ増幅器であって、該出力は、ラウドスピーカを駆動するために、増幅されたオーディオ信号を供給するように構成されている、オーディオ増幅器と、
該オーディオ増幅器内に含まれるインピーダンス制御モジュールであって、該インピーダンス制御モジュールは、該可変出力インピーダンスを、該オーディオ信号の周波数の関数として制御するように構成されている、インピーダンス制御モジュールと
を備え、該インピーダンス制御モジュールは、所定の閾値周波数より下では負のインピーダンスを表すために、該出力インピーダンスを変更するように構成され、
該インピーダンス制御モジュールは、該所定の閾値周波数より上では正のインピーダンスを表すために、該出力インピーダンスを変更するようにさらに構成されている、モーショナルフィードバックシステム。
（項目２）
上記インピーダンス制御モジュールは、上記可変出力インピーダンスを制御するために、上記ラウドスピーカに供給された上記増幅されたオーディオ信号の電流に応答するフィードバックループを含む、上記項目のいずれかに記載のモーショナルフィードバックシステム。
（項目３）
上記インピーダンス制御モジュールは、上記ラウドスピーカの非線形歪みを最小化するために、最適な供給源インピーダンスを表すフィルタ応答を有するように構成されたフィルタを備えている、上記項目のいずれかに記載のモーショナルフィードバックシステム。
（項目４）
上記ラウドスピーカに対する最適な供給源インピーダンスを表す上記フィルタ応答は、位相反転と利得とを含む、上記項目のいずれかに記載のモーショナルフィードバックシステム。
（項目５）
上記位相反転は、上記所定の閾値周波数周辺の移行帯域内で発生するように構成されている、上記項目のいずれかに記載のモーショナルフィードバックシステム。
（項目６）
上記インピーダンス制御モジュールは、上記フィルタ応答と、上記ラウドスピーカに供給された上記増幅されたオーディオ信号の電流に基づいて、上記オーディオ増幅器の上記出力インピーダンスを制御するように構成されている、上記項目のいずれかに記載のモーショナルフィードバックシステム。
（項目７）
上記インピーダンス制御モジュールは、能動フィルタを含む、上記項目のいずれかに記載のモーショナルフィードバックシステム。
（項目８）
上記能動フィルタは、単一の演算増幅器を含む、上記項目のいずれかに記載のモーショナルフィードバックシステム。
（項目９）
上記所定の閾値周波数は、ユーザ指定の周波数の移行帯域である、上記項目のいずれかに記載のモーショナルフィードバックシステム。
（項目１０）
ラウドスピーカの非線形歪みを最小化する方法であって、
オーディオ供給源から、オーディオ信号を受信することと、
オーディオ増幅器を用いて該オーディオ信号を増幅することと、
該オーディオ増幅器の出力を用いて、該増幅されたオーディオ信号でラウドスピーカを駆動することであって、該出力は、制御された出力インピーダンスを有する、ことと、
所定の閾値周波数より下では負のインピーダンスを示すように該出力インピーダンスを制御することと、
該所定の閾値周波数より上では正のインピーダンスを示すように該出力インピーダンスを制御することと
を包含する、方法。
（項目１１）
上記負のインピーダンスを制御することと、上記正のインピーダンスを制御することとは、上記所定の閾値周波数より下では正の電流フィードバックである電流フィードバックと、該所定の閾値周波数をより上では負の電流フィードバックである電流フィードバックとを用いることを包含する、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目１２）
上記出力インピーダンスを上記負のインピーダンスに制御することと、該出力インピーダンスを上記正のインピーダンスに制御することとは、上記オーディオ増幅器を用いて、上記増幅されたオーディオ信号に供給された電流をモニタリングすることと、ラウドスピーカの歪みを最小化するために、電流フィードバックループを用いて、該ラウドスピーカに対して上記制御された出力インピーダンスを最適化することとを包含する、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目１３）
上記出力インピーダンスを上記負のインピーダンスに制御することと、該出力インピーダンスを上記正のインピーダンスに制御することとは、フィルタ応答の周波数ベースの利得を、上記増幅されたオーディオ信号の出力電流の周波数スペクトルに適用することと、該ラウドスピーカの歪みを最小化するために、該ラウドスピーカに対する制御供給源インピーダンスに近似させることとを包含する、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目１４）
上記出力インピーダンスを上記負のインピーダンスに制御することは、フィルタ応答の第一の利得を、上記所定の閾値周波数より下では、上記オーディオ信号に含まれる電流の周波数の第一の範囲に適用することを包含し、該出力インピーダンスを上記正のインピーダンスに制御することは、第二の利得を、該所定の閾値周波数より上では、オーディオ信号の該電流の周波数の第二の範囲に適用することを包含する、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目１５）
上記出力インピーダンスを上記負のインピーダンスに制御することと、該出力インピーダンスを上記正のインピーダンスに制御することとは、上記所定の閾値周波数より下では正の電流フィードバックを有し、該所定の閾値周波数より上では負の電流フィードバックを有する電流フィードバックを動作することを包含する、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目１６）
上記出力インピーダンスを上記負のインピーダンスに制御することと、該出力インピーダンスを上記正のインピーダンスに制御することとは、上記オーディオ増幅器に提供された入力オーディオ信号を、フィードバックループにおけるフィルタ応答を用いて生成されたエラー信号を用いて修正することを包含し、該修正された入力オーディオ信号は、非線形歪みを最小化するために、該オーディオ増幅器を用いて増幅され、上記ラウドスピーカに提供される、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目１７）
上記出力インピーダンスを上記負のインピーダンスに制御することは、上記ラウドスピーカの音声コイルを実質的に表す負荷インピーダンスを実質的に無効にすることを包含し、該出力インピーダンスを上記正のインピーダンスに制御することは、該ラウドスピーカの漏出を実質的に表す負荷インピーダンスを実質的に超えることを包含する、上記項目のいずれかに記載の方法。
（項目１８）
コンピュータ読み取り可能な命令を格納するように構成されたコンピュータ読み取り可能な格納媒体であって、該コンピュータ読み取り可能な命令は、ラウドスピーカの非線形歪みを最小化するために、プロセッサによって実行可能であり、該コンピュータ読み取り可能な格納媒体は、
オーディオ供給源からオーディオ信号を受信する命令であって、該オーディオ供給源は複数の周波数を含む、命令と、
該オーディオ信号を、オーディオ増幅器を用いて処理する命令と、
ラウドスピーカを駆動するために、該オーディオ増幅器のオーディオ出力上で、該処理されたオーディオ信号の出力を可能にする命令と、
所定の閾値周波数より下では、該オーディオ信号の周波数の第一の帯域に対する負のインピーダンスに、該オーディオ増幅器の該出力インピーダンスを制御する命令と、
該所定の閾値周波数より上では、該オーディオ信号の周波数の第二の帯域に対する正のインピーダンスに、該オーディオ増幅器の該出力インピーダンスを制御する命令と
を含む、コンピュータ読み取り可能な格納媒体。
（項目１９）
フィルタを含む電流フィードバックループを動作する命令をさらに含み、該フィルタは、上記周波数の第一の帯域および該周波数の第二の帯域にわたり上記ラウドスピーカに対する最適な供給源インピーダンスを実質的に表すフィルタ応答を有する、上記項目のいずれかに記載のコンピュータ読み取り可能な格納媒体。
（項目２０）
上記フィルタ応答の利得および位相は、該位相が、上記所定の閾値周波数より下での負の位相から、該所定の閾値周波数より上での正の位相まで移行するように構成されている、上記項目のいずれかに記載のコンピュータ読み取り可能な格納媒体。
（項目２１）
上記周波数の第一の帯域内の上記フィルタ応答の上記利得は、上記周波数の第二の帯域内の上記フィルタ応答の上記利得未満である、上記項目のいずれかに記載のコンピュータ読み取り可能な格納媒体。
（項目２２）
ラウドスピーカのためのモーショナルフィードバックシステムであって、
入力と出力とを有するオーディオ増幅器であって、該入力は、オーディオ信号を受信するように構成され、該出力は、該オーディオ信号の増幅されたバージョンを供給するように構成され、該オーディオ信号の該増幅されたバージョンは、ラウドスピーカを駆動するために使用される、オーディオ増幅器と、
該出力において供給された該増幅されたオーディオ信号の電流を感知し、該ラウドスピーカの歪みを最小化するために、該電流をフィードバック電流として該オーディオ増幅器に供給するように構成された電流センサと、
該オーディオ増幅器内に含まれ、該電流センサに結合されたフィルタであって、該フィルタは、周波数の第一の範囲内の正のフィードバック電流と、周波数の該第一の範囲よりも高い周波数の第二の範囲内の負のフィードバック電流との間で、該フィードバック電流を選択的に移行するように構成されている、フィルタと
を備えている、モーショナルフィードバックシステム。
（項目２３）
上記フィルタは、所定の周波数の移行帯域を有するように構成され、該移行帯域内で、上記正のフィードバック電流と上記負のフィードバック電流との間の選択的移行が発生する、上記項目のいずれかに記載のモーショナルフィードバックシステム。
（項目２４）
上記増幅器は、上記正のフィードバック電流および上記負のフィードバック電流に応答して、出力インピーダンスを上記ラウドスピーカに示すように構成され、該出力インピーダンスは、上記周波数の第一の範囲において負のインピーダンスであり、上記周波数の第二の範囲において正のインピーダンスである、上記項目のいずれかに記載のモーショナルフィードバックシステム。
（項目２５）
上記負のインピーダンスは、上記周波数の第一の範囲において上記ラウドスピーカの抵抗を表し、上記正のインピーダンスは、上記周波数の第二の範囲において、該ラウドスピーカのインピーダンスを超える、上記項目のいずれかに記載のモーショナルフィードバックシステム。
（項目２６）
ラウドスピーカの非線形歪みを最小化する方法であって、
オーディオ供給源からオーディオ信号を受信することであって、該オーディオ供給源は複数の周波数を含む、ことと、
該オーディオ信号を、オーディオ増幅器を用いて増幅することと、
該増幅されたオーディオ信号を用いてラウドスピーカを駆動することと、
該増幅されたオーディオ信号内に供給される電流をモニタリングすることと、
該電流に基づいて、所定の閾値周波数より下の周波数に対して負のインピーダンスになるように該オーディオ増幅器の出力インピーダンスを制御することと、
該電流に基づいて、該所定の閾値周波数より上の周波数に対して正のインピーダンスになるように該オーディオ増幅器の該出力インピーダンスを制御することと
を包含する、方法。

（摘要）
オーディオ増幅器と対にされたラウドスピーカ内の歪みを最小化するように、最適化された供給源インピーダンスを有するオーディオシステムにおいてオーディオ増幅器は動作される。オーディオ増幅器は、ラウドスピーカを駆動するために、増幅されたオーディオ信号を提供する。オーディオ増幅器の可変出力インピーダンスは、フィードバック制御ループを用いて制御され、低周波数において負の出力インピーダンスが、より高い周波数において正の出力インピーダンスに変化することを可能にする。負の出力インピーダンスから正の出力インピーダンスまでの変化は、所定の閾値周波数または所定の移行周波数帯域において起こる。

本発明は、以下の図面および説明を参照するとより良く理解され得る。図面の構成要素は、必ずしも縮尺を合わせられておらず、代わりに本発明の原理を例示する際に強調がなされている。さらに、図面において、同様の参照数字は、異なる図面を通して対応する部分を指している。

図１は、オーディオ供給源とモーショナルフィードバックシステムとを含むオーディオシステムの一部の例示的なブロック図であり、このモーショナルフィードバックシステムはオーディオ増幅器とラウドスピーカとを含む。 図２は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得る例示的な一次フィルタの回路概略図である。 図３は、図２のフィルタの大きさおよび位相応答である。 図４は、図２のフィルタの複素平面表示である。 図５は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得る別の例示的なフィルタの回路概略図である。 図６は、図５のフィルタの大きさおよび位相応答である。 図７は、図５のフィルタの複素平面表示である。 図８は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得る別の例示的なフィルタの回路概略図である。 図９は、図８のフィルタの大きさおよび位相応答である。 図１０は、図８のフィルタの複素平面表示である。 図１１は、図９を参照して論じられたものとは異なる組の成分値を有する図８のフィルタの大きさおよび位相応答である。 図１２は、図１０を参照して論じられたものとは異なる組の成分値を有する図８のフィルタの複素平面表示である。 図１３は、電流センサとフィルタとを含む例示的なモーショナルフィードバックシステムの一部の回路概略図である。 図１４は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得るオールパスフィルタ、帯域消去フィルタまたは帯域通過フィルタに類似する特徴を有する例示的な二次フィルタの回路概略図である。 図１５は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得るローパスフィルタに類似する特徴を有する別の例示的な二次フィルタの回路概略図である。 図１６は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得るハイパスフィルタに類似する特徴を有するさらに別の例示的な二次フィルタの回路概略図である。 図１７は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得るハイパスフィルタに類似する特徴を有するなお別の例示的なフィルタの回路概略図である。 図１８は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得るハイパスノッチフィルタに類似する特徴を有するさらに別の例示的なフィルタの回路概略図である。 図１９は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得るバンプアンドディップ（ｂｕｍｐ ａｎｄ ｄｉｐ）等化に類似する特徴を有する例示的なフィルタの回路概略図である。 図２０は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得るオールパスフィルタまたは最小位相フィルタに類似する特徴を有するさらに別の例示的な二次フィルタの回路概略図である。 図２１は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得るオールパスフィルタに類似する特徴を有するさらに別の例示的な一次フィルタの回路概略図である。 図２２は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得るローパスノッチフィルタに類似する特徴を有するさらに別の例示的なフィルタの回路概略図である。 図２３は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得るローパスフィルタに類似する特徴を有するさらに別の例示的な二次フィルタの回路概略図である。 図２４は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得る帯域通過フィルタに類似する特徴を有するさらに別の例示的なフィルタの回路概略図である。 図２５は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得る帯域通過フィルタに類似する特徴を有するさらに別の例示的なフィルタの回路概略図である。 図２６は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得るバッファ付き帯域通過フィルタに類似する特徴を有するさらに別の一次フィルタの回路概略図である。 図２７は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得るバッファ付きローパスフィルタに類似する特徴を有するさらに別の例示的な一次フィルタの回路概略図である。 図２８は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得るバッファ付きハイパスフィルタに類似する特徴を有する別の例示的な一次フィルタの回路概略図である。 図２９は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得るハイパスノッチフィルタに類似する特徴を有する別の例示的なフィルタの回路概略図である。 図３０は、モーショナルフィードバックシステムに含まれ得るハイパスノッチフィルタに類似する特徴を有する別の例示的なフィルタの回路概略図である。 図３１は、モーショナルフィードバックシステムの例示的な動作フロー図である。 図３２は、図３１の動作フロー図の第二の部分である。

図１は、モーショナルフィードバックシステム１００とオーディオ供給源１０２とを含む例示的なオーディオシステムのブロック図である。オーディオシステムは、例えば部屋、車両等の任意のリスニング空間、または、オーディオサウンドを生成することが可能なシステムが動作され得るその他の任意の空間において動作され得る。オーディオシステムは、オーディオコンテンツを生成することが可能な任意の形態のマルチメディアシステムであり得る。その他の例において、オーディオシステムの構成は、例えば事前（ｐｒｅ）等化性能または事後（ｐｏｓｔ）等化性能、ヘッドユニット、ナビゲーションユニット、オンボードコンピュータ、ワイヤレス通信ユニットおよび／またはその他の任意のオーディオシステム関連機能等の追加的なコンポーネントを含み得る。

オーディオ供給源１０２は、歌手またはコメンテーター等のライブサウンドの供給源であり得、例えば、コンパクトディスク、ビデオディスクプレイヤー、ビデオシステム、ラジオ、カセットテープレコーダー、オーディオストレージデバイス、オーディオ／ビデオストレージデバイス、無線または有線通信デバイス、ナビゲーションシステム、パーソナルコンピュータ、または、マルチメディアシステムの任意の形態で存在し得るその他の任意の機能またはデバイスであり得る。動作中、オーディオ供給源１０２は、オーディオ信号としてデジタル信号またはアナログ信号を供給し得る。オーディオ信号は、モノ信号、ステレオ信号、または例えば５、６または７チャネルのサラウンドオーディオ信号等のマルチチャネル信号を表すオーディオデータを含み得る。オーディオ信号は、オーディオコンテンツが、１６ｋＨｚ〜２０ｋＨｚを含む広い範囲の周波数、１６ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ内の周波数の範囲、および／または１６ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ内の周波数の複数の範囲にわたって変動するのに伴い、電流および／または電圧において変動し得る。

モーショナルフィードバックシステム１００は、オーディオ増幅器１０４と、負荷１０６とを含み得る。オーディオ増幅器１０４は、１つ以上の電圧増幅器であり得るか、または、オーディオ入力信号を受信すること、オーディオ入力信号の大きさを増大させること、負荷１０６を駆動するために電圧ベースの増幅されたオーディオ出力信号を提供することが可能なその他の任意の機構またはデバイスであり得る。オーディオ増幅器１０４はまた、例えば等化、位相遅延またはフィルタリング等のオーディオ信号のその他の任意の処理を実行し得る。

モーショナルフィードバックシステム１００は、電子回路と関連コンポーネントとの形態のハードウェア、デジタル信号プロセッサ等のプロセッサによって実行可能な有形のコンピュータ読み取り可能媒体内の命令として格納されたソフトウェア、またはハードウェアとソフトウェアの組み合わせであり得る。有形のコンピュータ読み取り可能媒体（メモリ）は、任意の形態のデータ格納デバイスまたは機構、例えば、不揮発性メモリまたは揮発性メモリ、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、フラッシュメモリ、ハードディスク、光学ディスク、磁気格納媒体等であり得る。有形のコンピュータ読み取り可能媒体は、電子的伝送が可能な通信信号ではない。一例において、モーショナルフィードバックシステム１００は、オーディオ増幅器１０４内のデジタル信号プロセッサおよび関連メモリを用いて実装され得る。その他の例において、モーショナルフィードバックシステム１００は、オーディオ増幅器の外部にあり得、オーディオ増幅器１０４を制御するための１以上の制御信号を提供し得る。オーディオ増幅器１０４は、出力１１０を含む。出力１１０は、可変出力供給源インピーダンスＺｏ（ｓ）を有し得、増幅されたオーディオ信号を負荷１０６に供給することが可能であり得る。

負荷１０６は、例えばオーディオ信号をサウンド波に変換するように動作可能なラウドスピーカ等の任意の個数の電子機械的デバイスであり得る。ラウドスピーカは、任意のサイズであり得、任意の個数の異なるサウンド放射表面またはデバイスを含み得、任意の範囲または任意の複数の範囲の周波数で動作し得る。負荷１０６は、例えば事後フィルタリング（クロスバー）、グローバルボリューム制御、およびその他のデバイスまたは回路等のその他のデバイスを含み得るが、残りの議論の目的のために、負荷１０６は、ラウドスピーカ１０６として称され得る。

例示的なオーディオ増幅器１０４は、インピーダンス制御モジュール１１２を含む。動作中、インピーダンス制御モジュール１１２は、出力１１０の可変出力インピーダンスＺｏ（ｓ）を最適化し得る。ラウドスピーカ１０６が、出力１１０を介して、増幅されたオーディオ信号によって駆動されるときに、可変出力インピーダンスＺｏ（ｓ）の最適化が、ラウドスピーカ１０６における歪みを低減するために実行され得る。最適化は、低周波数において、オーディオ増幅器１０４の可変出力インピーダンスＺｏ（ｓ）が、ラウドスピーカ１０６の負荷インピーダンスＺ（ｓ）と実質的に類似し、かつ反対に制御されることと、高周波数において、ラウドスピーカ１０６の負荷インピーダンスＺ（ｓ）よりも遥かに大きくなるように制御されることとを含み得る。低周波数におけるオーディオ増幅器１０４の実質的に類似しているが逆の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）は、ラウドスピーカ１０６の負荷インピーダンスの少なくとも実質的部分のキャンセルをもたらし得、これがなければ、非線形動作が促進され得る。加えて、高周波数においてラウドスピーカ１０６の負荷インピーダンスＺ（ｓ）よりも遥かに大きくなるように制御される出力インピーダンスＺｏ（ｓ）は、ラウドスピーカ１０６の非線形動作の高周波数における負荷インピーダンスＺ（ｓ）の効果を最小化し得る。

したがって、動作を開始する前に、ラウドスピーカ１０６の負荷インピーダンスＺ（ｓ）は、試験、製造者データに基づいて、および／または、オーディオ増幅器１０４とともにオーディオ信号を駆動し得る１つ以上の特定のラウドスピーカ１０６に対する負荷インピーダンスＺ（ｓ）のベースライン周波数ベースの値を推定するためのその他の任意の機構に基づいて、決定され得る。ラウドスピーカ１０６はまた、音声コイルの運動をブロックする態様で試験され得、負荷インピーダンスが測定される。これは、モーショナルインピーダンスが除かれているので、ブロックされた音声コイルインピーダンス（ｂｌｏｃｋｅｄ ｖｏｉｃｅ ｃｏｉｌ ｉｍｐｅｄａｎｃｅ）として公知である。負荷インピーダンスＺ（ｓ）の試験はまた、ラウドスピーカの漏洩インダクタンスの決定を含み得る。ラウドスピーカ１０６の負荷インピーダンスＺ（ｓ）は、動作中に著しく変化し得るので、動作周波数範囲内において、オーディオ増幅器１０４の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）をラウドスピーカ１０６の負荷インピーダンスＺ（ｓ）の範囲に自動的かつ動的に調整する場合は、負荷インピーダンスＺ（ｓ）における変動が考慮され得る。一例において、ラウドスピーカ１０６の負荷インピーダンスＺ（ｓ）と、低周波数動作のためのオーディオ増幅器１０４の実質的に類似しているが逆の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）との事前動作決定、ならびに、高周波数におけるラウドスピーカ１０６の漏洩インダクタンスを支配するために必要なインピーダンスの量の事前動作決定は、ネットワーク統合体（ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ）を用いて実行され得、同じ統合体においてモデル化され得る。言い換えると、特定のオーディオ増幅器１０４は、非線形動作に寄与する低周波数におけるラウドスピーカのインピーダンスと高周波数におけるラウドスピーカのインピーダンスとを考慮に入れることにより、１つ以上の特定のラウドスピーカ１０６に整合され得るか、または、該１つ以上の特定のラウドスピーカと対にされ得る。

ラウドスピーカ１０６の負荷インピーダンスＺ（ｓ）における変動は、ラウドスピーカ１０６が、オーディオ信号、温度、ラウドスピーカ１０６に含まれるパーツの許容差、および周波数範囲全体にわたって負荷インピーダンスＺ（ｓ）に対して著しい影響を有するその他の任意の変数によって駆動されるということに起因し得る。負荷インピーダンスＺ（ｓ）におけるこれらの変動を追跡および補償するための１つの機構は、ラウドスピーカ１０６における運動している音声コイルのリアルタイムの位置と速度とをモニタすることを含み得る。しかしながら、リアルタイムの位置と速度とのフィードバックを提供するシステムは、典型的に複雑であり、高価であり、限られた成功を収めているに過ぎない。

インピーダンス制御モジュール１１２を用いて実行される代替的なアプローチは、電流フィードバックを用いることにより、オーディオ増幅器１０４の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）を制御することである。オーディオ増幅器１０４の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）を制御することは、同じ音声コイルが用いられ、ラウドスピーカ１０６に駆動力を供給し、そしてインプリシットな（ｉｍｐｌｉｃｉｔ）フィードバックを提供することを可能にする。インピーダンス制御モジュール１１２を用いて、オーディオ増幅器１０４の負および正の両方の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）が、ラウドスピーカの歪みを減衰および低下させるために、制御され得る。

オーディオ信号の比較的低い周波数（例えば、１６Ｈｚ〜２００Ｈｚ）において、非線形性をもたらすエラーの支配的な原因は、ラウドスピーカ１０６の音声コイルの抵抗におけるオーディオ信号からの電圧の損失によるものである。ラウドスピーカの音声コイルのオーディオ信号からの電圧の損失は、非線形コンプライアンスを強制し変形する、音声コイルにおけるオーディオ信号の電流に起因する。そのような低周波数においては、極めて低い程度に、コイルの漏洩インダクタンスは、ラウドスピーカ１０６の非線形性に寄与する。そのような低周波数において、音声コイルの往復運動に対する比較的大きな対抗に起因して、音声コイルの抵抗に対する電圧の損失の大きさは、漏洩インダクタンスに対する電圧の損失を支配する。上記で議論したように、例示的な音声コイルの抵抗の測定は、ブロック（固定）された音声コイルインピーダンスに基づき得る。より高い周波数においては、音声コイルの往復運動は、著しく低減し、非線形漏洩インダクタンスに起因する電圧損失が、音声コイルのより線形的な抵抗における電圧損失を上回り、歪みを支配する。インピーダンス制御モジュール１１２は、オーディオ増幅器１０４の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）を制御することにより、オーディオ信号の低周波数におけるラウドスピーカ１０６のブロックされた音声コイルインピーダンスを実質的に打ち消しし得る。実際には、低周波数における出力インピーダンスＺｏ（ｓ）の大部分は、音声コイルの抵抗を支配することに起因して抵抗性である。

オーディオ増幅器１０４の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）は、出力１１０において負の出力インピーダンスを統合するために正の電流フィードバックを用いて制御され得る。これに関して、オーディオ増幅器１０４の負の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）は、低周波数における音声コイルの抵抗を実質的にキャンセルすることにより、ラウドスピーカの性能の非線形性を低減し得る。音声コイルの抵抗は、製造許容差および動作ファクターに起因して実質的にキャンセルされ得る。製造許容差は、増幅器およびラウドスピーカの電子機器の両方に含まれ得る。例えば、１つの比較的大きな許容差は、温度に対するラウドスピーカ（ｌｏｕｄｓｐｅａｋｅｒ ｖｓ．ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ）である。例えば自動車用途のような特定の用途において、通常の温度の極限は−４０度Ｃであり、この温度において、ラウドスピーカの銅の導電性が最大化され得る。そのような自動車用途において、音声コイルと車両の配線との両方は、同時に冷却され得る。比較的高い温度において、音声コイルの抵抗は高くなる。

ブロックされた音声コイルインピーダンスが決定され、オーディオ増幅器１０４の負の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）によってキャンセルされると、負の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）によって実質的に影響を受けない非線形性の著しい供給源が残る。例えば、非線形性の別の供給源は、音声コイルの漏洩インダクタンスであり、これは、ラウドスピーカ１０６を駆動するためにオーディオ信号によって駆動される音声コイルの電圧の残りの負荷インピーダンスＺ（ｓ）成分である。音声コイル電圧のこの残りの負荷インピーダンスＺ（ｓ）成分は、モータのＢＬ積倍の音声コイルの速度を表す。モータのＢＬ積は、モータの束密度Ｂと、Ｂにさらされる音声コイルの長さＬとを含む。ＢＬは、音声コイルの変位の関数として変動し得、ブロックされた音声コイルインピーダンスは、時間またはオーディオ信号のコンテンツの関数として変化し得る。

オーディオ増幅器１０４の負の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）によってキャンセルされない非線形性のさらに別の可能性のある供給源は、音声コイルに対する温度の影響である。音声コイルの抵抗は、例えば、音声コイルのワイヤが銅のときには、実質的に正の温度係数を有し得、例えばオーディオ信号によって生成された熱等の、音声コイルの加熱に伴って増大し得る。例えば、高パワーのラウドスピーカは、しばしば、比較的高エネルギーのオーディオ信号によって駆動されるときに、１００％のＤＣ抵抗における成長を経験する。これは、ラウドスピーカ１０６の出力信号の圧縮を生成し得、これは、リスナーには可聴性の欠陥として聴こえ得る。ラウドスピーカ１０６の漏洩インダクタンスはまた、場がモータの極の部品に入るときに、音声コイルの場によって変調される。

インピーダンス制御モジュール１１２は、増幅器１０４の出力インピーダンスを制御することにより、温度に敏感な抵抗と非線形の音声コイルインダクタンスから生じる歪みとの両方の効果を実質的に最小化し得、増幅器１０４は、出力１１０において正のインピーダンスを提供し得、これは、負の抵抗供給源とは非常に対照的である。オーディオ増幅器１０４の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）は、電流増幅器と同様に、高周波数範囲で出力１１０において正の出力インピーダンスを統合するために、負の電流フィードバックを用いて制御され得る。

オーディオ増幅器１０４の正の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）は、ラウドスピーカ１０６の温度に敏感な抵抗と音声コイルインダクタンスとのうちの少なくとも１つに関連する負荷インピーダンスを実質的に超過する、比較的高いインピーダンスであり得る。正の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）は、オーディオ増幅器１０４の出力とラウドスピーカの入力端子との間に形成された回路またはメッシュを支配するのに十分な大きさであり得る。したがって、正の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）は、相対的なインピーダンスにおける実質的な差異に起因する、ラウドスピーカの温度に敏感な抵抗と非線形の音声コイルインダクタンスとを、支配またはマージナライズ（ｍａｒｚｉｎａｌｉｚｅ）する。言い換えると、正の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）は、回路内の温度に敏感な抵抗および非線形コイルインダクタンスと比較したときに遥かに大きいので、温度に敏感な抵抗および音声コイルインダクタンスに起因する、ラウドスピーカ１０６の非線形的な挙動は、最小化される。

一例において、インピーダンス制御モジュール１１２は、アンダーハング（ｕｎｄｅｒｈｕｎｇ）の音声コイル設計と近代的な高出力の場を生成する磁石とを備えた、位置に対して高いＢＬ線形性の値（ｌａｒｇｅ ｍｅａｓｕｒｅ ｏｆ ＢＬ ｌｉｎｅａｒｉｔｙ ｖｓ．ｐｏｓｉｔｉｏｎ）を有する、線形性の高い低周波数モータを形成するために用いられ得る。低周波数モータは、例えば２０Ｈｚ〜１００Ｈｚ等の低周波数の所望の範囲において動作し得るが、その他の例では、周波数の上限または下限が、それらはオーディオシステムに依存するので異なり得る。

インピーダンス制御モジュール１１２の制御下で、駆動増幅器１０４は、低周波数において負のインピーダンスを提供し得るが、同時に、高周波数において正のインピーダンスを提供し得、その結果、それぞれの周波数範囲にわたって、正および負のインピーダンスが、出力１１０に提供される。このようにして、モーショナルフィードバックシステム１００は、正および負の両方のフィードバックを用いることにより、周波数範囲にわたってラウドスピーカ１０６の線形性を最大化し、低周波数において負のインピーダンスを出力し、高周波数において正のインピーダンスを出力し得る。

図１において、インピーダンス制御モジュール１１２を含む、全帯域幅の電圧増幅器１０４を用いた、出力インピーダンスの統合の一般的な形態の例が示されている。インピーダンス制御モジュール１１２は、出力増幅器１１６と、電流センサ１１８と、フィルタ１２０と、加算器１２２とを含む。出力増幅器１１６は、増幅器の利得Ｇ（ｓ）によってオーディオ信号に含まれる改変された入力電圧Ｖ３（ｓ）を増幅し、増幅されたオーディオ信号において出力電圧Ｖ０（ｓ）を生成し、

に基づいて、ラウドスピーカ１０６を駆動させるように動作し得る。増幅されたオーディオ信号はまた、出力電流Ｉ_Ｏ（ｓ）を含み得る。

電流センサ１１８は、オーディオ増幅器１０４内に含まれる任意のデバイスまたは機構であり得、増幅されたオーディオ信号に含まれる出力電流Ｉ_Ｏ（ｓ）を表す信号を測定および出力し得る。図１において、電流センサ１１８は、抵抗Ｒｓ１２６と、電圧利得Ｋｉを有する電圧増幅器１２８とを含む。抵抗Ｒｓ１２６は、出力電流Ｉ_Ｏ（ｓ）を受けるオーディオ増幅器１０４に含まれる内部抵抗であり得る。内部抵抗は、出力電流Ｉ_Ｏ（ｓ）が流れるときに、電圧降下をもたらす決定された抵抗であり得る。抵抗Ｒｓ１２６にわたって降下する電圧は、利得Ｋｉに基づいて、電圧増幅器１２８によって増幅され得、

に基づいて、出力電流Ｉ_Ｏ（ｓ）を表す感知電圧Ｖ１（ｓ）を生成し得る。その他の例において、ホール効果センサ、電流変換器、またはその他の任意の形態の電流感知デバイスまたは機構が、感知電圧Ｖ１（ｓ）を生成するために、電流センサ１１８に対して用いられ得る。感知電圧Ｖ１（ｓ）は、フィルタ１２０によって受信され得る。

フィルタ１２０は、フィルタ応答Ｈ（ｓ）を有する能動フィルタであり得る。フィルタ応答Ｈ（ｓ）は、ラウドスピーカ１０６に対する最適な供給源インピーダンスＺ（ｓ）を表し得る。以下に記載されるように、フィルタ応答Ｈ（ｓ）は、最良の増幅器供給源インピーダンスＺｏ（ｓ）をモデル化し、低周波数範囲および高周波数範囲の両方でラウドスピーカ１０６を駆動させるために、周波数に依存する位相反転および周波数に依存する利得を含む。言い換えると、フィルタ応答Ｈ（ｓ）は、オーディオ信号の周波数の関数として変化し得る可変の位相および利得を提供する、ラウドスピーカに対する最適な供給源インピーダンスに実質的に整合するように調整される。フィルタ１２０に対する感知電圧Ｖ１（ｓ）の適用は、感知電圧Ｖ１（ｓ）に対する周波数ベースの位相および利得の調整の適用をもたらす。結果として得られるフィルタリングされた電圧Ｖ２（ｓ）は、

に基づいて提供される。フィルタリングされた電圧Ｖ２（ｓ）は、入力電圧Ｖｉ（ｓ）との合計のために、加算器１２２に供給されるエラー信号である。入力電圧Ｖｉ（ｓ）は、オーディオ供給源１０２から供給されるオーディオ信号に含まれる。加算器１２２の出力は、

に基づく改変された入力電圧Ｖ３（ｓ）である。センサ１１８とフィルタ１２０との組み合わせは、加算器１２２を用いてオーディオ増幅器１０４内に電流フィードバックループを提供する。改変された入力電圧Ｖ３（ｓ）は、改変された減衰された電圧を表し、ここでこれは、ラウドスピーカ１０６の歪みを最小化するために、増幅された所望の電圧をより良好に表すように調節されて、ラウドスピーカ１０６を駆動する。

広帯域の電圧増幅器１０４が用いられるときに、利得Ｇ（ｓ）は定数の形を取り得る。この例において、利得Ｇ（ｓ）は、内部抵抗Ｒｓ１２６に対するあらゆる電圧損失を包括する増幅器１０４の利得として理解される。効果は、Ｖｉ（ｓ）＝０のときに、ラウドスピーカ１０６の供給源インピーダンスＺｏ（ｓ）の表現が、

に基づいて、定数倍のフィルタ応答Ｈ（ｓ）という形態をとるということである。

式５に基づくと、フィルタ応答Ｈ（ｓ）の極および零は、特定のラウドスピーカ１０６の負荷インピーダンスＺ（ｓ）またはその他の任意の構成可能なインピーダンスの関数Ｚ（ｓ）の極または零に実質的に類似したものにされ得る。特定のラウドスピーカ１０６の負荷インピーダンスＺ（ｓ）の極および零は、一定ではない負荷インピーダンスの非線形部分または複数の非線形部分を除く、ラウドスピーカの負荷インピーダンスＺ（ｓ）の線形部分を意味し得る。全ての閉ループシステムが全ての条件下で安定というわけではないので、これは、フィルタ応答Ｈ（ｓ）を有する任意の構成可能なフィルタがフィルタ１２０のために用いられ得るということを意味するわけではない。フィルタ１２０の伝達関数は、ラウドスピーカ１０６の負荷インピーダンスと実質的に整合するので、ラウドスピーカ１０６の負荷インピーダンスＺ（ｓ）は、閉ループフィードバックシステムの重要な部分である。フィードバックループの全体のループ利得ＬＧ（ｓ）は、

である。安定に維持するためには、式６の複素関数は、＋１（ナイキスト安定条件）を含んではならない。各モーショナルフィードバックシステム１００は、オーディオ増幅器１０４と、それと対をなす特定のラウドスピーカ１０６とを含み、伝達関数Ｈ（ｓ）を形成する、完全系として解析されなければならない。加えて、ラウドスピーカ１０６を含む音響システムは、全ての調整可能なパラメータおよび温度を含む許容差に対してモデル化されなければならない。したがって、ラウドスピーカ１０６のモデリングは、例えばセ氏−４０度における音声コイルの最低の可能な抵抗から、例えばセ氏１５０＋度における音声コイルの最高の可能な抵抗までを想定しなければならない。最高温度は、大きな信号により自己誘導され得る。一般に、高温の場合は、安定な状況を引き起こし得るが、低音の場合は、そうではないことがあり得る。

ラウドスピーカの負荷インピーダンスＺ（ｓ）がシステムをモデリングすることから決定されると、インピーダンス制御モジュール１１２は、出力１１０の可変出力インピーダンスの周波数ベースの制御を実行し得る。インピーダンス制御モジュール１１２は、出力１１０の出力インピーダンスを変動させ、決定された閾値周波数を下回るオーディオ信号の周波数に対して負のインピーダンスを表し得る。加えて、インピーダンス制御モジュール１１２は、出力１１０の出力インピーダンスを変動させ、決定された閾値周波数を上回る周波数に対して正のインピーダンスを表し得る。このようにして、利用可能な周波数範囲内で、決定された閾値周波数は、低周波数（ＬＦ）の領域または帯域あるいは決定された閾値周波数を下回る周波数と、高周波数（ＨＦ）の領域または帯域あるいは決定された閾値周波数を上回る周波数とを規定し得る。ＬＦ領域に存在する周波数の帯域は、約１６ｋＨｚから決定された閾値周波数までであり得、ＨＦ領域における周波数の帯域は、決定された周波数から約２０ｋＨｚまでであり得る。

所定の閾値周波数は、単一の周波数、周波数の範囲、あるいは移行周波数帯域であり得る。所定の閾値周波数を形成する１つ以上の周波数の決定は、対にされた特定のオーディオ増幅器１０４と（単数あるいは複数の）ラウドスピーカ１０６との組み合わせのテストに基づき得る。そのようなテストは、マイクロフォン、歪み分析装置、スペクトルアナライザのような器具類、および／または任意の他のオーディオテストおよび分析装置あるいは機能性によって実行され得る。そのようなテストの目的は、オーディオ信号によって駆動される場合、全周波数範囲を通して、ラウドスピーカ１０６によって出力される可聴音の歪みを最小にする出力インピーダンスＺｏ（ｓ）を生成する閾値周波数あるいは移行周波数帯域を決定することである。そのような出力インピーダンスの目的に満ちた生成は、電圧増幅器による目的は、増幅器の最小の可能性のある出力インピーダンスを有することであるので、従来の設計の電圧増幅器に反している。

前の議論から、オーディオ増幅器１０４の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）を合成するために使用されるフィルタ１２０の伝達関数Ｈ（ｓ）の望ましい特徴は、次のことを含む。

１．ある選択された移行周波数あるいは移行周波数帯域より下で、十分に制御されているが、利得が低減している。

２．移行周波数によって規定された伝達関数Ｈ（ｓ）のＬＦ領域の位相は、正の電流フィードバックをもたらすような位相であり得る。

３．大部分の低減した利得領域は、利得対周波数において、実質的に一定であり得る。

４．選択された移行周波数帯域より上で、利得は増加する。

５．ＨＦ領域の位相は、負の電流フィードバックをもたらすような位相であり得る。

６．選択された移行周波数帯域内で顕著な利得に対する要求がない。

７．ＨＦ領域の利得は、小さかったり、大きかったりし得るが、閉ループが利得なしと考えられるほどには大きくない。

フィルタの伝達関数Ｈ（ｓ）の望ましい特徴は、概して、以下に記述される任意の数の異なるフィルタ設計に対応する。一般に、以下のフィルタ設計は、シェルビング回路（ゼロ極対）あるいはハイパスノッチ（ノッチ深さが無限）の振幅応答と同様な所望の振幅応答を共有し、その一方で、２次のオールパスフィルタにおけるような過度に多い位相シフトを生成することなく、１次のオールパスフィルタの設計と同様な所望の位相反転を生成する。周波数帯域の幅を制御できることが理想的であり、その周波数帯域において、フィルタは反転から非反転に移行する。１次のオールパスフィルタは、移行帯域幅の制御を有さない。２次のオールパスフィルタは、移行帯域の幅を制御できるが、それらが移行帯域の中央でのみ変転されるようになり始めると、それらは同じ位相に戻る。

図２は、負荷インピーダンスＺ（ｓ）を有する第一の特定のラウドスピーカ１０６に対する、インピーダンス制御モジュール１１２を使用するためのフィルタ２００の第一の例の回路設計であり、負荷インピーダンスＺ（ｓ）は、フィルタ２００の伝達関数Ｈ（ｓ）によってモデル化され得る。図２において、フィルタ２００は、検知電圧Ｖ１（ｓ）を受け取るフィルタ入力２０２、およびフィルタされた電圧Ｖ２（ｓ）を加算器１２２（図１）に提供するフィルタ出力を含む。フィルタ２００は、また、例示のように電気的に接続された単一演算増幅器２０８、第一の抵抗器Ｒ１ ２１０、第二の抵抗器Ｒ２ ２１２、第三の抵抗器Ｒ３ ２１４、およびキャパシタＣ１ ２１６を含む。基準電圧Ｖｒ２２０が電源から供給される。図２の例では、第一の抵抗器Ｒ１ ２１０は、２０キロオームであり得、第二の抵抗器Ｒ２ ２１２は、２０キロオームであり得、第三の抵抗器Ｒ３ ２１４は、５キロオームであり得、また、キャパシタＣ１ ２１６は、１０ナノファラッドであり得る。他の例では、構成部品の他の値が同様な機能性を達成するために可能である。フィルタ２００は、１次のフィルタであり、非平坦応答を生成することによって、望ましい特徴を実質的に満たす。

図３は、図２のフィルタ２００の伝達関数Ｈ（ｓ）の位相応答３０２および利得強度応答３０４の例示的周波数範囲のプロットであり、１０Ｈｚから１００ｋＨｚまでの周波数範囲３０６にわたって図示されている。位相応答３０２が、周波数範囲３０６にわたって、度３０８（１０で除した）単位で提供されており、位相応答は約１０Ｈｚにおいて約１７５度である。利得強度応答３０４は、周波数範囲にわたって、デシベル（ｄＢ）単位で提供されており、利得は、約１０Ｈｚにおいて約−１２ｄＢである。

図４は、図２の伝達関数Ｈ（ｓ）の複素平面表示であり、図３の周波数範囲プロットに対応するナイキスト表示で示されている。図４において、曲線４００は、約１０Ｈｚで始まる第一の端４０２と、約１００ｋＨｚで終わる第二の端４０４とを含む。図４の曲線４００は、安定な因果システムの応答軌跡を図示している周波数の増加に従って右回転である。図４において、ＬＦ領域４０６は、中心線４０８の左であり、フィルタ２００の伝達関数Ｈ（ｓ）によって合成されているインピーダンスＺ（ｓ）を表すインピーダンスベクトルの負の実数部と正の虚数部である。ＨＦ領域４１０は、中心線４０８の右であり、フィルタ２００の伝達関数Ｈ（ｓ）によって合成されているインピーダンスＺ（ｓ）を表すインピーダンスベクトルの正の実数部と正の虚数部である。負のフィードバック電流から正のフィードバック電流への移行は、中心点４１０において起こり得る。図３において、位相３０２は、利得強度３０４が約−６ｄＢのとき、約４００Ｈｚの周波数において９０度に到達する。従って、図２のフィルタ２００の伝達関数Ｈ（ｓ）により、移行周波数は、約４００Ｈｚであり、約４００Ｈｚが実質的な中心である移行周波数帯域として記述され得る。正のフィードバック電流に基づいて、増幅器１０４の出力インピーダンスは、約４００Ｈｚまで負のインピーダンスあり得、そして、約４００Ｈｚより上の周波数において、負のフィードバック電流に基づいて、正のインピーダンスに移行する。ＬＦ領域４０６において、伝達関数Ｈ（ｓ）の利得は、約１０Ｈｚにおける約−１２ｄＢから、約４００Ｈｚにおける約−６ｄＢにわたり得るが、一方、ＨＦ領域では、利得は約−６．０ｄＢから約０ｄＢにわたり得る。図２において、ＬＦ領域４０６内の利得は、抵抗器Ｒ３ ２１４を抵抗器Ｒ２ ２１２で除した負の結果（−Ｒ３／Ｒ２）として与えられるが、一方では、ＨＦ領域４１０の利得は、実質的に１である。

図５は、望ましいソースインピーダンスＺ（ｓ）を有する第二の特定のラウドスピーカ１０６に対する、インピーダンス制御モジュール１１２に使用するフィルタ５００の第二の例の回路図であり、負荷インピーダンスＺ（ｓ）は、フィルタ５００の伝達関数Ｈ（ｓ）によってモデル化され得る。図５において、フィルタ５００は、フィルタ入力２０２、フィルタ出力２０４を含み、基準電圧Ｖｒ２２０を受け取る。フィルタ５００は、また、例示のように電気的に接続された単一演算増幅器５０２、第一の抵抗器Ｒ１ ５０４、第二の抵抗器Ｒ２ ５０６、第三の抵抗器Ｒ３ ５０８、第四の抵抗器Ｒ４ ５１０、第五の抵抗器Ｒ５ ５１２、第六の抵抗器Ｒ６ ５１４、第一のキャパシタＣ１ ５１６、および第二のキャパシタＣ２ ５１８を含む。通常の棚上げのために、しかし、ＬＦ領域とＨＦ領域との間に単一反転を生成できる、追加の望ましい特徴によって、利得の適切な強度を生成するように仕立てられ得るという点において、フィルタ５００は、ハイパスノッチ回路と同様である。図５の例において、第一の抵抗器Ｒ１ ５０４は、２０キロオームであり得、第二の抵抗器Ｒ２ ５０６は、１０キロオームであり得、第三の抵抗器Ｒ３ ５０８は、４０キロオームであり得、第四の抵抗器Ｒ４ ５１０は、１３．３キロオームであり得、第五の抵抗器Ｒ５ ５１２は、４０キロオームであり得、第六の抵抗器Ｒ６ ５１４は、８キロオームであり得、かつ、第一のキャパシタＣ１ ２１６および第二のキャパシタＣ２ ２１８は、それぞれ１０ナノファラッドであり得る。他の例では、構成部品の他の値が同様な機能性を達成するために可能である。

図６は、図５のフィルタ５００の伝達関数Ｈ（ｓ）の位相応答６０２および利得強度応答６０４の例示的周波数範囲のプロットであり、１０Ｈｚから１００ｋＨｚまでの周波数範囲３０６にわたって図示されている。位相応答６０２が、周波数範囲３０６にわたって、度３０８（１０で除した）単位で提供されており、位相応答は約２０Ｈｚにおいて約０度である。利得強度応答６０４は、周波数範囲にわたって、デシベル（ｄＢ）単位で提供されており、利得は、約１０Ｈｚにおいて約６ｄＢである。

図７は、図５の伝達関数Ｈ（ｓ）の複素平面表示であり、図６の周波数範囲プロットに対応するナイキスト表示で示されている。図７において、図４と同様に、曲線７００は、約１０Ｈｚで始まり、約１００ｋＨｚで終わり、安定な因果システムの応答軌跡を図示している周波数の増加に従って右回転である。図７において、ＬＦ領域４０６の負のフィードバック電流からＨＦ領域４１０の正のフィードバック電流への移行は、中心点７０２において起きる。図６において、位相６０２は、利得強度６０４が約＋７ｄＢのとき、約１８００Ｈｚの周波数において９０度に達する。従って、従って、図５のフィルタ５００の伝達関数Ｈ（ｓ）により、移行周波数は、約１５００Ｈｚであり、あるいは、約１５００Ｈｚが実質的な中心である移行周波数帯域である。負のフィードバック電流に基づいて、増幅器１０４の出力インピーダンスは、約１５００Ｈｚまで負のインピーダンスあり得、そして、約１５００Ｈｚより上の周波数において、正のフィードバック電流に基づいて、正のインピーダンスに移行する。ＬＦ領域４０６において、伝達関数Ｈ（ｓ）の利得は、約１１００Ｈｚにおける約−２７ｄＢから、約１０Ｈｚと２００Ｈｚとの間における約６ｄＢにわたり得るが、一方、ＨＦ領域では、利得は約＋６ｄＢから約１２ｄＢにわたり得る。

このフィルタ設計によって、利得がゼロを通り過ぎるときに、突然起こり得る１つの反転があるが、さらなる反転が全スペクトラムにわたって拡散的に起きる。概してフィルタ５００に対して、低い周波数応答が、原点のいずれかの側の実軸でスタートするが、始まったのと同じ（両方の軸が反転された）常に原点の同じ側で終わる。図７の曲線７００をＬＦ領域４０６に向けてシフトすることは可能であるが、それは、負のインピーダンス（抵抗Ｒ）の強度が周波数の増加と共に大きくなる曲線をもたらす傾向になる。不安定性を避けるために、増幅器１０４と対にされている特定のラウドスピーカ１０６は、周波数が増加するに従って正のインピーダンス（抵抗Ｒ）において同様な増加を有すべきである。

図８は、負荷インピーダンスＺ（ｓ）を有する第三の特定のラウドスピーカ１０６に対する、インピーダンス制御モジュール１１２を使用するためのフィルタ８００の第三の例の回路図であり、負荷インピーダンスＺ（ｓ）は、フィルタ８００の伝達関数Ｈ（ｓ）によってモデル化され得る。図８において、フィルタ８００は、フィルタ入力２０２、フィルタ出力２０４を含み、基準電圧Ｖｒ２２０を受け取る。フィルタ８００は、また、例示のように電気的に接続された単一演算増幅器８０２、第一の抵抗器Ｒ１ ８０４、第二の抵抗器Ｒ２ ８０６、第三の抵抗器Ｒ３ ８０８、第四の抵抗器Ｒ４ ８１０、第五の抵抗器Ｒ５ ８１２、第一のキャパシタＣ１ ８１４、第二のキャパシタＣ２ ８１６、第三のキャパシタＣ３ ８１８および第四のキャパシタＣ４ ８２０を含む。

フィルタ８００は、いくつかの点で二次の反転ローパスフィルタおよび二次の非反転ハイパスフィルタの加算と同様な合成フィルタである。これらすべては、１つの演算増幅器８０２によって行われる。このフィルタ８００の応答は、正のおよび負の電流フィードバック領域の間（ＬＦ領域とＨＦ領域との間）に、より高速の周波数移行を可能にする。図８の例において、第一の抵抗器Ｒ１ ８０４は、２０キロオームであり得、第二の抵抗器Ｒ２ ８０６は、１５０キロオームであり得、第三の抵抗器Ｒ３ ８０８は、１５キロオームであり得、第四の抵抗器Ｒ４ ８１０は、４０キロオームであり得、第五の抵抗器Ｒ５ ８１２は、５キロオームであり得、かつ、第一のキャパシタＣ１ ８１４、第二のキャパシタＣ２ ８１６、第三のキャパシタＣ３ ８１８および第四のキャパシタＣ４ ８２０は、それぞれ１０ナノファラッドであり得る。他の例では、構成部品の他の値が同様な機能性を達成するために可能である。

図９は、図８のフィルタ８００の伝達関数Ｈ（ｓ）の位相応答９０２および利得強度応答９０４の例示的周波数範囲のプロットであり、１０Ｈｚから１００ｋＨｚまでの周波数範囲３０６にわたって図示されている。位相応答８０２が、周波数範囲３０６にわたって、度３０８（１０で除した）単位で提供されており、位相応答は約１０Ｈｚにおいて約１７５度である。利得強度応答９０４は、周波数範囲にわたって、デシベル（ｄＢ）単位で提供されており、利得は、約１０Ｈｚにおいて約−１２ｄＢである。

図１０は、図８の伝達関数Ｈ（ｓ）の複素平面表示であり、図９の周波数範囲プロットに対応する別のナイキスト表示で示されている。図１０において、図４および７と同様に、曲線１０００は、約１０Ｈｚで始まり、約１００ｋＨｚで終わり、安定な因果システムの応答軌跡を図示している周波数の増加に従って右回転である。図１０において、ＬＦ領域４０６の負のフィードバック電流からＨＦ領域４１０の正のフィードバック電流への移行は、中心点１００２において起きる。図９において、位相９０２は、利得強度９０４が約−１ｄＢのとき、約６００Ｈｚの周波数において９０度に達する。従って、従って、図８のフィルタ８００の伝達関数Ｈ（ｓ）により、移行周波数は、約６００Ｈｚであり、あるいは、約６００Ｈｚが実質的な中心である移行周波数帯域である。正のフィードバック電流に基づいて、増幅器１０４の出力インピーダンスは、約６００Ｈｚまで負のインピーダンスあり得、そして、約６００Ｈｚより上の周波数において、負のフィードバック電流に基づいて、正のインピーダンスに移行する。ＬＦ領域４０６において、伝達関数Ｈ（ｓ）の利得は、約１５０Ｈｚにおける約−１４ｄＢから、約６００Ｈｚおける約−１ｄＢにわたり得るが、一方、ＨＦ領域４１０では、周波数範囲にわたって利得は約−１ｄＢから約１ｄＢにわたり得る。

フィルタ８００が適切に調整されているならば、図５のフィルタ５００と同様にゼロに向かって降下するが、この設計では位相は原点を通ってはジャンプしない応答においてループを生成することが可能である。例えば、この効果を達成するために、図８の第四の抵抗器Ｒ４ ８１０は、４０キロオームから１０キロオームの値に減少し得る。図１１は、図８のフィルタ８００の伝達関数Ｈ（ｓ）の、抵抗器Ｒ４ ８１０を１０キロオームにした位相応答１１０２および利得強度応答１１０４の別の例の周波数範囲プロットである。図１２は、第四の抵抗器Ｒ４ ８１０を１０キロオームにした、図８の伝達関数Ｈ（ｓ）の複素平面表示であり、図１１の周波数範囲プロットに対応している。曲線１２００は、安定な因果システムの応答軌跡を図示している周波数の増加に従って右回転であり、約１１００Ｈｚの点１２０２における移行周波数を有する。図１１−１２のフィルタ８００の同調と、図９−１０のフィルタ８００との１つの差は、ＬＦ領域４０６とＨＦ領域４１０との間の移行がここでは遅いことである。回路は、明らかにかなりフレキシブルであり、必要に応じて調整され得る。

他の例では、高次の単一演算増幅器の反転ローパス（ＬＰ）および非反転ハイパス（ＨＰ）フィルタ１２０が可能である。いくつかの例は、より複雑なトポロジー（多重演算増幅器のような）、および／または、高次の構成を含み得る。フィルタ１２０の任意のさらなるフィルタ設計の調査が、閉ループ安定モデルと共に、最良に作られ、増幅器１０４が、ラウドスピーカの負荷インピーダンスと対にされ、モデルに完全に表される。

図１３は、対のラウドスピーカと共にオーディオシステム内で動作するオーディオ増幅器１０４に含まれる例示のモーショナルフィードバックシステム１３００の例の一部分を例示しているブロック図である。モーショナルフィードバックシステム１３００は、電流センサ１３０２と、フィードバックループを形成するフィルタ１３０４の基本的トポロジーとの例を含む。図１３において、電流センサ１３０２は、平衡受信器１３０６、演算増幅器１３０８、第一のキャパシタ１３１０および第二のキャパシタ１３１２を含む。

平衡受信器１３０６は、第一の電圧入力対（Ａ、Ｂ）１３１６、および第二の電圧入力対（Ｃ、Ｄ）１３１８を形成する４つの入力を有する整合された抵抗器ネットワークである。第一の電圧入力対（Ａ、Ｂ）１３１６は、オーディオ増幅器の出力電流Ｉｏ（ｓ）の第一の部分を示す第一の電圧を受信し得、第二の電圧入力（Ｃ、Ｄ）１３１８は、オーディオ増幅器の出力電流Ｉｏ（ｓ）の第二の部分を示す第二の電圧を受信し得る。この例では、２つの実質的に同等なフライングシャントが平衡出力増幅器に使用される。他の例では、平衡受信器１３０６は、単一の電圧入力を受信する、あるいは、オーディオ増幅器の出力電流Ｉｏ（ｓ）を示す３つ以上の電圧入力を受信する。

図１３において、オーディオ増幅器１０４は、自動車の中のオーディオ増幅器およびラウドスピーカの応用のような、いくつかの応用で、出力フィルタ１３２０を含み得る。出力フィルタ１３２０は、１つ以上の復調フィルタであり得、オーディオ増幅器の増幅された出力信号からのパルス幅変調スペクトルを最小にし、増幅された出力信号のＡＣ出力電圧Ｖｏ（ｓ）の波形は実質的に目に見えるリップル電圧がない。出力フィルタ１３２０は、少なくとも１つのキャパシタおよび、任意のタイプのインダクタキャパシタ（ＬＣ）ローパスフィルタであるように形成された少なくとも１つのインダクタを含み得る。インダクタあるいはコイル（Ｌ）は、第一に同相モードフィルタとして働く。オーディオ増幅器１０４の出力フィルタ１３２０のこの位置において、増幅された出力信号の電位は、大きく減衰され、電流分路の形としての、インダクタ（Ｌ）の抵抗を横切る電圧低下を処理することを可能にする。電流分路は、差動入力として、第一の電圧入力対（Ａ、Ｂ）１３１６および第二の電圧入力対（Ｃ、Ｄ）１３１８を有する、平衡受信器１３０６の４つの入力に提供され得る。

平衡受信器１３０６は、入力抵抗器１３２２、フィードバック抵抗器１３２４および接地分路抵抗器１３２６を含む。平衡受信器１３０６内で、入力抵抗器１３２２の抵抗の注意深い整合は、演算増幅器１３０８のそれぞれの入力ピンに起きるオーディオ出力電圧の打ち消しを可能にし、演算増幅器１３０８の入力ピンの間のすべての同相モード電圧が、差動的に打ち消される。結果は、演算増幅器１３０８によって増幅されている信号として、抵抗を横切って低下した電圧と、オーディオ増幅器と対にされたフィルタインダクタの漏れインダクタンスとが残る。インダクタ（Ｌ）の漏れインダクタンスは、比較的低く、出力応答の小さな上昇のみが存在し、第一のキャパシタ１３１０および第二のキャパシタ１３１２を用いた平衡受信器１３０６のフィードバック抵抗１３２４と接地分路抵抗器１３２６の並行化によって低減される。

入力抵抗器１３２２は、抵抗器ネットワークの形で作成され得、注意深く整合するために、これらは共通の基板の温度、原点および微調整を共有する。フィードバック抵抗器１３２４および接地分路抵抗器１３２６は、また、対として整合され、同じパッケージに共通化され得る。分路抵抗器を増加するために、第一の電圧入力（Ａ、Ｂ）１３１６および第二の電圧入力（Ｃ、Ｄ）１３１８の電圧増加強度がもたらされ、インダクタ（Ｌ）のワイヤの直径が減少され得る。顕著な電力損失に対するインダクタ（Ｌ）のワイヤ直径の減少は、あるいは、オーディオ増幅器１０４の最大動作電流を維持する能力の減少は、避けられるべきである。

オーディオ増幅器１０４のインダクタ（Ｌ）は、銅の温度係数と同様な温度係数を有するワイヤを含み得る。そのような温度係数は、概して、オーディオ増幅器と対にされたラウドスピーカのボイスコイルに使用されるワイヤの温度係数と同様であるので、この応用での傾向ではない。オーディオ増幅器およびラウドスピーカが同様に温度にさらされるとき、車両での使用など多くの用途においてそうであるように、インダクタ（Ｌ）およびラウドスピーカ１０６の抵抗が互いに追従する傾向ではない場合、そうでなければ可能であるよりも、結果は、オーディオ増幅器の出力の安定性のある、より負の抵抗を使用できるシステムである。これは、プローブ電流あるいはバランスサーボを実装する必要なく、なし得る。

フィルタ１３００は、フィルタ入力２０２、フィルタ出力２０４を含み、基準電圧Ｖｒ２２０を受信する。図１３において、フィルタ１３００は単一演算増幅器１３３０を含み、かつ、そうでなければ、概して空箱のように、抵抗器およびキャパシタのような、その中に様々な構成部品が選択的に位置決めされ得る、フィルタ１３００のトポロジーを図示する。フィルタ１３００は、概して、フィルタ１３０４の伝達関数の設計においてかなり多くの様々な数が例示されており、該フィルタ１３０４が、オーディオ増幅器の可変出力インピーダンスＺｏ（ｓ）を制御する目的を達成するために使用され、所定の閾値周波数より下で、負のインピーダンスを示し、所定の閾値周波数より上で正の出力インピーダンスを示す。その点に関して、図１４−３０は、異なる特定のラウドスピーカと対で使用され得るフィルタ１２０の、多くのさらなる例のトポロジーを提供する。フィルタ１３００は、それらがキャパシタあるいは抵抗器であるときと同じフットプリントを有する表面実装技術（ＳＭＴ）構成部品を用いて与えられ得る。

図１３において、フィルタ１３００の出力２０４に提供されたフィルタリングされた信号は、増幅器の加算ノード（例えば、加算器１２２（図１））に連結されるＡＣ信号であり得る。フィルタ信号がＡＣ信号であるので、出力２０４は、キャパシタ１３３２と抵抗器１３３４とを含み得る。キャパシタ１３３２は、オーディオ帯域の下に極を配置するが、電流感知システムのＤＣオフセットエラーが増幅器によって無視されることを可能にするように寸法設定され得る。このようなオフセットは、ラウドスピーカ上のＤＣに追加し得、このことが可能性としては可聴なターンオンおよびターンオフノイズをもたらし得る。

あるいは、一部の状況では、フィルタリングされた信号を増幅器のフィードバック加算ノードに提供する点とは、異なるフィルタリングされた信号の挿入点が存在し得る。代わりに、設計が、出力フィルタの後に、モーショナルフィードバックシステムに対するフィードバック送受信器を有し、送受信器がＤＣにおいて利得を付加した場合には、基準接地に戻る大きなキャパシタ（図示せず）が含まれ得る。大きなキャパシタは、別の大きなキャパシタを追加することなしに、電流フィードバック信号を低周波数フィードバック経路に直接的に注入するために使用され得る。全ての場合において、アーキテクチャの特性が起こり得るフィードバック注入点に対して検査され得る。なぜならば、他の例示的な増幅器／オーディオシステム設計において、フィードバック信号に対する他の挿入点が可能であるからである。

電流フィードバックを既存の設計に付加した後、信号経路全体は、適切な信号ダイナミクスおよびヘッドルームに対して再測定される必要があり得る。概して、負の電流フィードバックの形成は、システム利得の低減をもたらし得る。入力信号経路のダイナミクスは、例えば、出力信号がフルパワーに駆動されるときに過負荷を不可能にするように存在し得る。すべてのフィードバック信号経路が、電圧および電流フィードバック信号がローカルに加算されるときにはいつでも、過負荷がないことを確認するために検査されるべきである。概して、このことは、従来の電圧供給源アーキテクチャにおいては適切であった設計の利得再スケーリングをもたらす。利得再スケーリングは、抵抗器の値を変えることによって遂行され得る。代替的に、または付加的に、利得再スケーリングはトポロジーの変化を含み得る。

ブロードバンド出力ノイズは、また、電流フィードバックを付加することによって増加し得る。なぜならば、電流感知システム自体が、電圧フィードバックシステムよりも大きくあり得るノイズを生成し得るからである。電流フィードバックが低周波数トランスデューサ上に配置されるとき、ノイズが知覚可能であることは可能性が低い。したがって、ノイズの問題に関して、電流フィードバックを追加する前に、低ノイズアーキテクチャを有することが有益であり得る。コンピュータシミュレーションは、特定のラウドスピーカと対になった特定のオーディオ増幅器における出力ノイズおよびそのスペクトルを予測する手段として極めて精度が高いことを証明し得る。

図３１は、図１〜図３０を参照して、オーディオシステム内のモーショナルフィードバックシステムの例示的な動作を示す動作フロー図である。ブロック３１０２において、増幅器は、１つ以上の特定のラウドスピーカと対にされる。特定のラウドスピーカは、典型的にはモデル化によってオーディオ増幅器と共にテストされ、ブロック３１０４において代表的な負荷インピーダンスおよび音響歪みを生じさせる。ブロック３１０６において、システムがオーディオ供給源１０２からオーディオ信号を受信するときに、オーディオ増幅器の負の出力インピーダンスから、オーディオ増幅器の正の出力インピーダンスに移行するために、移行周波数が決定される。フィルタの伝達関数Ｈ（ｓ）は、オーディオ増幅器の最適な出力供給源インピーダンスＺｏ（ｓ）を提供するように設計／選択され、オーディオ増幅器の最適な出力供給源インピーダンスＺｏ（ｓ）は、ブロック３１０８において、ラウドスピーカの非線形動作特徴に起因する歪みを最小化し、所定の移行周波数を提供する。

ブロック３１１０において、オーディオ増幅器の出力インピーダンスＺｏ（ｓ）は、伝達関数Ｈ（ｓ）に基づいて、周波数範囲にわたるラウドスピーカの歪みを最小化するかどうかが決定される。最小化しない場合には、動作はブロック３１０６に戻り、追加のモデル化を行い、フィルタの伝達関数を選択／再設計する。ラウドスピーカの歪みが周波数範囲にわたって満足に最小化される場合には、動作はブロック３１１２に進み、ここでオーディオ増幅器オーディオ信号を受信し、増幅する。図３１において、ブロック３１１４において、オーディオ増幅器の出力電流が測定されるか、または測定される。ブロック３１１６において、測定された出力電流はフィルタを用いてフィルタリングされ、フィードバックエラー信号として提供され、このエラー信号は、移行周波数より下では、周波数の第一の範囲において正のフィードバック電流を含み得、移行周波数より上では、周波数の第二の範囲において負のフィードバック電流を含み得る。

ブロック３１１８において、任意のエラーが存在するかどうかが決定され、このエラーは、ラウドスピーカを駆動する増幅された電圧における望ましくない差を表す。エラー信号は、また、オーディオ増幅器の出力インピーダンスと、低周波数におけるラウドスピーカの負荷インピーダンスとの間の望ましくない差として、そして高周波数におけるオーディオ増幅器の出力インピーダンスによるラウンドスピーカインピーダンスの卓越の欠如として考慮され得る。存在しない場合には、動作はブロック３１１４に戻り、再び出力電流が測定される。ブロック３１１８において、エラーが存在する場合には、動作はブロック３１２０に進み、ここでフィードバックエラー信号が、オーディオ信号の周波数範囲にわたり入力オーディオ信号と加算される。ブロック３１２２において、入力オーディオ信号とフィードバックエラー信号との加算は、増幅器１４によって増幅される。オーディオ増幅器の出力インピーダンスは、ブロック３１２４において増幅された出力信号の結果として調整される。ブロック３１２６において、増幅された出力信号がラウドスピーカを駆動するために供給され、動作はブロック３１１２に戻り、閉ループ制御を繰り返す。

上記で論じたように、モーショナルフィードバックシステムを有するオーディオ増幅器を含むオーディオシステムは、オーディオシステムに含まれるラウドスピーカからのより小さい歪みをもたらし得る。特定のラウドスピーカを特定のオーディオ増幅器と対にすることにより、ラウドスピーカの非線形の挙動および結果生じる歪みが最小化され得る。ラウドスピーカの非線形属性の最小化は、増幅器の出力において出力インピーダンスを示すことによって低周波数において達成され得、この出力インピーダンスは、ラウドスピーカの負荷インピーダンス特徴と実質的に等しく、かつ反対向きである。より高い周波数において、ラウドスピーカの非線形属性の最小化は、増幅器の出力において出力インピーダンスを示すことによって達成され得、この出力インピーダンスは、ラウドスピーカの負荷インピーダンスの効果を最小化するために、ラウドスピーカの負荷インピーダンスよりも実質的に大きい。

ラウドスピーカの負荷インピーダンスを表す伝達関数を有するフィルタを含むフィードバックループを用いることによって、オーディオ増幅器の出力インピーダンスは、低周波数範囲において負のインピーダンスを提供し、同時に高周波数範囲において正のインピーダンスを提供するように制御され得る。移行閾値周波数は、負のインピーダンスと正のインピーダンスとの間で出力インピーダンスを移行させるように決定および使用され得る。結果として生じる、低周波数におけるラウドスピーカの負荷インピーダンスの相殺、および高周波数におけるラウドスピーカの負荷インピーダンスの卓越は、ラウドスピーカの非線形動作を最小化することによって、動作周波数の範囲にわたる歪みを最小化し得る。高周波数における卓越は、実質的に増幅器の正の出力インピーダンス未満であるラウドスピーカの漏れインダクタンスインピーダンスに起因し、それにより回路の電流において有意でないとみなされる。

本発明の様々な実施形態が説明されてきたが、多くのさらなる実施形態および実装が本発明の範囲内で可能であることが当業者には明らかである。したがって、本発明は、添付の特許請求の範囲およびその均等物を考慮することを除いて、制限されるべきではない。

１００ モーショナルフィードバックシステム
１０２ オーディオ供給源
１０４ オーディオ増幅器
１０６ 負荷

Claims (26)

1. ラウドスピーカの非線形歪みを最小化するモーショナルフィードバックシステムであって、該システムは、
   可変出力インピーダンスを有する出力を有するオーディオ増幅器であって、該出力は、ラウドスピーカを駆動するために、増幅されたオーディオ信号を供給するように構成されている、オーディオ増幅器と、
   該オーディオ増幅器内に含まれるインピーダンス制御モジュールであって、該インピーダンス制御モジュールは、該可変出力インピーダンスを、該オーディオ信号の周波数の関数として制御するように構成されている、インピーダンス制御モジュールと
   を備え、該インピーダンス制御モジュールは、所定の閾値周波数より下では負のインピーダンスを表すために、該出力インピーダンスを変更するように構成され、
   該インピーダンス制御モジュールは、該所定の閾値周波数より上では正のインピーダンスを表すために、該出力インピーダンスを変更するようにさらに構成されている、モーショナルフィードバックシステム。
2. 前記インピーダンス制御モジュールは、前記可変出力インピーダンスを制御するために、前記ラウドスピーカに供給された前記増幅されたオーディオ信号の電流に応答するフィードバックループを含む、請求項１に記載のモーショナルフィードバックシステム。
3. 前記インピーダンス制御モジュールは、前記ラウドスピーカの非線形歪みを最小化するために、最適な供給源インピーダンスを表すフィルタ応答を有するように構成されたフィルタを備えている、請求項１に記載のモーショナルフィードバックシステム。
4. 前記ラウドスピーカに対する最適な供給源インピーダンスを表す前記フィルタ応答は、位相反転と利得とを含む、請求項３に記載のモーショナルフィードバックシステム。
5. 前記位相反転は、前記所定の閾値周波数周辺の移行帯域内で発生するように構成されている、請求項４に記載のモーショナルフィードバックシステム。
6. 前記インピーダンス制御モジュールは、前記フィルタ応答と、前記ラウドスピーカに供給された前記増幅されたオーディオ信号の電流に基づいて、前記オーディオ増幅器の前記出力インピーダンスを制御するように構成されている、請求項３に記載のモーショナルフィードバックシステム。
7. 前記インピーダンス制御モジュールは、能動フィルタを含む、請求項１に記載のモーショナルフィードバックシステム。
8. 前記能動フィルタは、単一の演算増幅器を含む、請求項７に記載のモーショナルフィードバックシステム。
9. 前記所定の閾値周波数は、ユーザ指定の周波数の移行帯域である、請求項１に記載のモーショナルフィードバックシステム。
10. ラウドスピーカの非線形歪みを最小化する方法であって、
    オーディオ供給源から、オーディオ信号を受信することと、
    オーディオ増幅器を用いて該オーディオ信号を増幅することと、
    該オーディオ増幅器の出力を用いて、該増幅されたオーディオ信号でラウドスピーカを駆動することであって、該出力は、制御された出力インピーダンスを有する、ことと、
    所定の閾値周波数より下では負のインピーダンスを示すように該出力インピーダンスを制御することと、
    該所定の閾値周波数より上では正のインピーダンスを示すように該出力インピーダンスを制御することと
    を包含する、方法。
11. 前記負のインピーダンスを制御することと、前記正のインピーダンスを制御することとは、前記所定の閾値周波数より下では正の電流フィードバックである電流フィードバックと、該所定の閾値周波数をより上では負の電流フィードバックである電流フィードバックとを用いることを包含する、請求項１０に記載の方法。
12. 前記出力インピーダンスを前記負のインピーダンスに制御することと、該出力インピーダンスを前記正のインピーダンスに制御することとは、前記オーディオ増幅器を用いて、前記増幅されたオーディオ信号に供給された電流をモニタリングすることと、ラウドスピーカの歪みを最小化するために、電流フィードバックループを用いて、該ラウドスピーカに対して前記制御された出力インピーダンスを最適化することとを包含する、請求項１０に記載の方法。
13. 前記出力インピーダンスを前記負のインピーダンスに制御することと、該出力インピーダンスを前記正のインピーダンスに制御することとは、フィルタ応答の周波数ベースの利得を、前記増幅されたオーディオ信号の出力電流の周波数スペクトルに適用することと、該ラウドスピーカの歪みを最小化するために、該ラウドスピーカに対する制御供給源インピーダンスに近似させることとを包含する、請求項１０に記載の方法。
14. 前記出力インピーダンスを前記負のインピーダンスに制御することは、フィルタ応答の第一の利得を、前記所定の閾値周波数より下では、前記オーディオ信号に含まれる電流の周波数の第一の範囲に適用することを包含し、該出力インピーダンスを前記正のインピーダンスに制御することは、第二の利得を、該所定の閾値周波数より上では、オーディオ信号の該電流の周波数の第二の範囲に適用することを包含する、請求項１０に記載の方法。
15. 前記出力インピーダンスを前記負のインピーダンスに制御することと、該出力インピーダンスを前記正のインピーダンスに制御することとは、前記所定の閾値周波数より下では正の電流フィードバックを有し、該所定の閾値周波数より上では負の電流フィードバックを有する電流フィードバックを動作することを包含する、請求項１０に記載の方法。
16. 前記出力インピーダンスを前記負のインピーダンスに制御することと、該出力インピーダンスを前記正のインピーダンスに制御することとは、前記オーディオ増幅器に提供された入力オーディオ信号を、フィードバックループにおけるフィルタ応答を用いて生成されたエラー信号を用いて修正することを包含し、該修正された入力オーディオ信号は、非線形歪みを最小化するために、該オーディオ増幅器を用いて増幅され、前記ラウドスピーカに提供される、請求項１０に記載の方法。
17. 前記出力インピーダンスを前記負のインピーダンスに制御することは、前記ラウドスピーカの音声コイルを実質的に表す負荷インピーダンスを実質的に無効にすることを包含し、該出力インピーダンスを前記正のインピーダンスに制御することは、該ラウドスピーカの漏出を実質的に表す負荷インピーダンスを実質的に超えることを包含する、請求項１０に記載の方法。
18. コンピュータ読み取り可能な命令を格納するように構成されたコンピュータ読み取り可能な格納媒体であって、該コンピュータ読み取り可能な命令は、ラウドスピーカの非線形歪みを最小化するために、プロセッサによって実行可能であり、該コンピュータ読み取り可能な格納媒体は、
    オーディオ供給源からオーディオ信号を受信する命令であって、該オーディオ供給源は複数の周波数を含む、命令と、
    該オーディオ信号を、オーディオ増幅器を用いて処理する命令と、
    ラウドスピーカを駆動するために、該オーディオ増幅器のオーディオ出力上で、該処理されたオーディオ信号の出力を可能にする命令と、
    所定の閾値周波数より下では、該オーディオ信号の周波数の第一の帯域に対する負のインピーダンスに、該オーディオ増幅器の該出力インピーダンスを制御する命令と、
    該所定の閾値周波数より上では、該オーディオ信号の周波数の第二の帯域に対する正のインピーダンスに、該オーディオ増幅器の該出力インピーダンスを制御する命令と
    を含む、コンピュータ読み取り可能な格納媒体。
19. フィルタを含む電流フィードバックループを動作する命令をさらに含み、該フィルタは、前記周波数の第一の帯域および該周波数の第二の帯域にわたり前記ラウドスピーカに対する最適な供給源インピーダンスを実質的に表すフィルタ応答を有する、請求項１８に記載のコンピュータ読み取り可能な格納媒体。
20. 前記フィルタ応答の利得および位相は、該位相が、前記所定の閾値周波数より下での負の位相から、該所定の閾値周波数より上での正の位相まで移行するように構成されている、請求項１９に記載のコンピュータ読み取り可能な格納媒体。
21. 前記周波数の第一の帯域内の前記フィルタ応答の前記利得は、前記周波数の第二の帯域内の前記フィルタ応答の前記利得未満である、請求項２０に記載のコンピュータ読み取り可能な格納媒体。
22. ラウドスピーカのためのモーショナルフィードバックシステムであって、
    入力と出力とを有するオーディオ増幅器であって、該入力は、オーディオ信号を受信するように構成され、該出力は、該オーディオ信号の増幅されたバージョンを供給するように構成され、該オーディオ信号の該増幅されたバージョンは、ラウドスピーカを駆動するために使用される、オーディオ増幅器と、
    該出力において供給された該増幅されたオーディオ信号の電流を感知し、該ラウドスピーカの歪みを最小化するために、該電流をフィードバック電流として該オーディオ増幅器に供給するように構成された電流センサと、
    該オーディオ増幅器内に含まれ、該電流センサに結合されたフィルタであって、該フィルタは、周波数の第一の範囲内の正のフィードバック電流と、周波数の該第一の範囲よりも高い周波数の第二の範囲内の負のフィードバック電流との間で、該フィードバック電流を選択的に移行するように構成されている、フィルタと
    を備えている、モーショナルフィードバックシステム。
23. 前記フィルタは、所定の周波数の移行帯域を有するように構成され、該移行帯域内で、前記正のフィードバック電流と前記負のフィードバック電流との間の選択的移行が発生する、請求項２２に記載のモーショナルフィードバックシステム。
24. 前記増幅器は、前記正のフィードバック電流および前記負のフィードバック電流に応答して、出力インピーダンスを前記ラウドスピーカに示すように構成され、該出力インピーダンスは、前記周波数の第一の範囲において負のインピーダンスであり、前記周波数の第二の範囲において正のインピーダンスである、請求項２２に記載のモーショナルフィードバックシステム。
25. 前記負のインピーダンスは、前記周波数の第一の範囲において前記ラウドスピーカの抵抗を表し、前記正のインピーダンスは、前記周波数の第二の範囲において、該ラウドスピーカのインピーダンスを超える、請求項２４に記載のモーショナルフィードバックシステム。
26. ラウドスピーカの非線形歪みを最小化する方法であって、
    オーディオ供給源からオーディオ信号を受信することであって、該オーディオ供給源は複数の周波数を含む、ことと、
    該オーディオ信号を、オーディオ増幅器を用いて増幅することと、
    該増幅されたオーディオ信号を用いてラウドスピーカを駆動することと、
    該増幅されたオーディオ信号内に供給される電流をモニタリングすることと、
    該電流に基づいて、所定の閾値周波数より下の周波数に対して負のインピーダンスになるように該オーディオ増幅器の出力インピーダンスを制御することと、
    該電流に基づいて、該所定の閾値周波数より上の周波数に対して正のインピーダンスになるように該オーディオ増幅器の該出力インピーダンスを制御することと
    を包含する、方法。