JP2010200564A - モータ駆動装置とそのエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 応答の速い電流検出回路信号を利用し蓄電器の端子電圧を演算して検出し、充放電制御する蓄電器エネルギー量を正確に把握してエネルギーの有効利用を向上させることができるモータ駆動装置と蓄電器の端子電圧検出方法を提供する。
【解決手段】 ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００は、蓄電器Ｂに流れる電流を検出する蓄電器電流検出回路７０２と、蓄電器Ｂに流れるピーク電流を検出する蓄電器ピーク電流検出回路７０１と、平滑コンデンサ１０３の端子電圧を検出する主回路直流電圧検出回路７０３とを備え、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００は、前記ピーク電流とリアクトルＬ１のインダクタンス、または、前記ピーク電流と前記インダクタンスと平滑コンデンサ１０３の端子電圧より蓄電器Ｂの端子電圧を演算して検出する。
【選択図】図１

Description

本発明はモータ駆動装置に係り、特にＤＣ／ＤＣコンバータを介して蓄電器とエネルギーの授受を行うことができるモータ駆動装置に関する。

モータ駆動装置における省エネルギー化を図るために、蓄電器にモータ回生時のエネルギーを蓄える充電動作、モータ力行時には蓄えたエネルギーを利用する放電動作を行うシステムが検討されている。この充放電動作は、モータ駆動装置の直流電源部に接続される平滑コンデンサ（アルミ電解コンデンサ）のエネルギー変動が発生するモータの加減速時に行われる（例えば、特許文献１参照）。また、モータ駆動装置と蓄電器との間にＤＣ／ＤＣコンバータ装置を備え、モータ力行・回生時のエネルギーを蓄電器へと充放電動作させるものもある。ＤＣ／ＤＣコンバータ装置は、モータ駆動装置と蓄電器との間でエネルギーを双方向に変換し、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によりこのエネルギー量を最適に制御する。（例えば、特許文献２参照）。

図７は、特許文献２に記載されている電気車制御装置における回生エネルギーを利用するための制御回路の構成を示す図である。同図において、５は平滑コンデンサであり、直流電源１を架線２、パンタグラフ３、リアクトル４を介して直流電源を安定させる。６はインバータであり、平滑コンデンサ５の直流電源を任意の交流電力に変換しモータ７を駆動する。９はＤＣ／ＤＣコンバータであり平滑コンデンサ５と並列に接続されており、リアクトルＬ１を介して電気二重層コンデンサ１０へ、駆動モータ７の力行・回生運転時のエネルギー変動を充放電する。
１１Ａは、コンバータ制御装置であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ９が充放電するためのＰＷＭ信号を出力する。コンバータ制御装置１１Ａは、速度センサ８から得られる信号Ｖｅｌに基づいて電圧基準出力回路１２により基準信号Ｖ＿ＥＤＬＣｒｅｆを出力する。次に前記基準信号Ｖ＿ＥＤＬＣｒｅｆと電気二重層コンデンサ１０の電圧検出値Ｖ＿ＥＤＬＣの偏差に基づいて、電圧指令出力回路１４によりＰＩ制御を行い、電圧指令信号ＶｃｈＲｅｆを作成しＰＷＭ信号出力回路１５へ入力する。ＰＷＭ信号出力回路１５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ９へＰＷＭ信号を出力する。尚、図７の各符号は特許文献２に記載の符号をそのまま使用している。

このように従来の電気車制御装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータに蓄電器である電気二重層コンデンサとその電圧検出回路を備え、検出された電圧値を用いて充放電制御を行っているのである。また電気二重層コンデンサの過電圧、低電圧保護を行っている。

特開２００４−３６４４６２号公報 特開２００６−８７２９９号公報（１７頁、図１）

従来の電気二重層コンデンサ（以下ＥＤＬＣと略す）を利用したモータ駆動装置は、ＥＤＬＣ電圧を検出するための電圧検出回路を備えている。しかしＥＤＬＣの静電容量は非常に大きく、充放電動作におけるその電圧変動量は数十μＶ以下となる場合もある。信号増幅器や高分解能Ａ／Ｄ変換器を使用した電圧検出回路においても、ＥＤＬＣ電圧の変動量を正確に検出することは困難であるという問題がある。さらに、ＥＤＬＣ正極側からの配線が長くなり、ノイズ対策や絶縁部品等を含めた電圧検出回路のコストが高くなる。一方で、ＤＣ／ＤＣコンバータは数十ｋＨｚという高い周波数でＰＷＭ制御するため、ＥＤＬＣ電圧検出回路を使用した充放電制御では信号の遅れから必要な制御応答が十分に得られず、その結果、充放電する蓄電器エネルギー量を正確に把握し制御することができなくなるという問題もある。

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、ＥＤＬＣ電圧検出回路を削減し、応答の速い電流検出回路信号を利用しＥＤＬＣ電圧値を演算にて求めるとともに、充放電制御する蓄電器エネルギー量を正確に把握してエネルギーの有効利用を向上させることができるモータ駆動装置とそのエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法を提供することを目的とする。

上記問題を解決するため、本発明は、次のような構成および方法としたものである。
請求項１に記載の発明は、直流電源に並列接続された平滑コンデンサと、前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換しモータを駆動制御するインバータ部と、該インバータ部を制御するインバータ制御部と、前記平滑コンデンサと並列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ部と、該ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ制御部と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部によって充放電制御される蓄電器と、該蓄電器に直列接続されたリアクトルと、を備えたモータ駆動装置において、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、前記蓄電器に流れる電流を検出する蓄電器電流検出回路と、前記蓄電器に流れるピーク電流を検出する蓄電器ピーク電流検出回路と、前記平滑コンデンサの端子電圧を検出する主回路直流電圧検出回路とを備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記ピーク電流と前記リアクトルのインダクタンス、または、前記ピーク電流と前記インダクタンスと前記平滑コンデンサの端子電圧より前記蓄電器の端子電圧を演算して検出することを特徴とするものである。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のモータ駆動装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部が充電動作中に、前記蓄電器の端子電圧を下式

ここで、Ｉｂｐ１：前記蓄電器に流れるピーク電流
ｄｔ１：充電動作を行う時の前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部のオン時間
Ｌ：前記リアクトルのインダクタンス
Ｖｐｎ：前記平滑コンデンサの端子電圧
Ｖｂ：前記蓄電器の端子電圧
に基づいて演算して検出することを特徴とするものである。

請求項３に記載の発明は、請求項１に記載のモータ駆動装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部が放電動作中に、前記蓄電器の端子電圧を下式

ここで、Ｉｂｐ２：前記蓄電器に流れるピーク電流
ｄｔ２：放電動作を行う時の前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部のオン時間
Ｌ：前記リアクトルのインダクタンス
Ｖｂ：前記蓄電器の端子電圧
に基づいて演算して検出することを特徴とするものである。

請求項４に記載の発明は、請求項１に記載のモータ駆動装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部が、前記平滑コンデンサの端子電圧と前記蓄電器の端子電圧との比較に基づいて、前記蓄電器に流れる電流が電流連続モードまたは電流不連続モードになるのかを判別し、前記電流不連続モードの時に前記蓄電器の端子電圧を演算して検出することを特徴とするものである。
請求項５に記載の発明は、請求項４に記載のモータ駆動装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部が、前記電流連続モードになると判別した場合には、前記平滑コンデンサの端子電圧と前記蓄電器の端子電圧との差ならびに前記蓄電器の端子電圧との比率に基づいて、前記蓄電器に流れる電流が前記電流不連続モードとなるように前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御するＰＷＭ制御信号を算出することを特徴とするものである。
請求項６に記載の発明は、請求項４に記載のモータ駆動装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、充放電制御による充電電流または放電電流が前記蓄電器に前記電流連続モードで流れている場合には、前記充放電制御を一時中断して前記充電電流または前記放電電流が流れていないことを確認した後に、前記蓄電器の端子電圧を演算して検出することを特徴とするものである。

請求項７に記載の発明は、請求項１に記載のモータ駆動装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記モータが停止中または一定速度で運転中の場合に、予め設定されたＰＷＭ制御信号によって前記蓄電器を充電動作または放電動作する指令を前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部に加え、前記蓄電器の端子電圧を演算して検出することを特徴とするものである。
請求項８に記載の発明は、請求項１に記載のモータ駆動装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部が、前記平滑コンデンサの端子電圧を一定の電圧に制御するＶｐｎ電圧制御器の出力信号と前記蓄電器の端子電圧の演算による検出値との偏差を増幅するＶｂ電圧制御器の出力信号により、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御するＰＷＭ制御信号を算出し、前記蓄電器への前記充放電制御を行うことを特徴とするものである。
請求項９に記載の発明は、請求項１に記載のモータ駆動装置において、前記蓄電器が電気二重層コンデンサまたはアルミ電解コンデンサであることを特徴とするものである。

請求項１０に記載の発明は、直流電源に並列接続された平滑コンデンサと、前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換しモータを駆動制御するインバータ部と、該インバータ部を制御するインバータ制御部と、前記平滑コンデンサと並列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ部と、該ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ制御部と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部によって充放電制御される蓄電器と、該蓄電器に直列接続されたリアクトルと、を備えたモータ駆動装置のエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法において、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、前記蓄電器に流れる電流を検出する蓄電器電流検出回路と、前記蓄電器に流れるピーク電流を検出する蓄電器ピーク電流検出回路と、前記平滑コンデンサの端子電圧を検出する主回路直流電圧検出回路とを備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記ピーク電流と前記リアクトルのインダクタンス、または、前記ピーク電流と前記インダクタンスと前記平滑コンデンサの端子電圧より前記蓄電器の端子電圧を演算して検出することを特徴とするものである。

請求項１１に記載の発明は、請求項１０に記載のモータ駆動装置のエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部が充電動作中に、前記蓄電器の端子電圧を下式

ここで、Ｉｂｐ１：前記蓄電器に流れるピーク電流
ｄｔ１：充電動作を行う時の前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部のオン時間
Ｌ：前記リアクトルのインダクタンス
Ｖｐｎ：前記平滑コンデンサの端子電圧
Ｖｂ：前記蓄電器の端子電圧
に基づいて演算して検出することを特徴とするものである。

請求項１２に記載の発明は、請求項１０に記載のモータ駆動装置のエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部が放電動作中に、前記蓄電器の端子電圧を下式

ここで、Ｉｂｐ２：前記蓄電器に流れるピーク電流
ｄｔ２：放電動作を行う時の前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部のオン時間
Ｌ：前記リアクトルのインダクタンス
Ｖｂ：前記蓄電器の端子電圧
に基づいて演算して検出することを特徴とするものである。

請求項１３に記載の発明は、請求項１０に記載のモータ駆動装置のエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部が、前記平滑コンデンサの端子電圧と前記蓄電器の端子電圧との比較に基づいて、前記蓄電器に流れる電流が電流連続モードまたは電流不連続モードになるのかを判別し、前記電流不連続モードの時に前記蓄電器の端子電圧を演算して検出することを特徴とするものである。
請求項１４に記載の発明は、請求項１３に記載のモータ駆動装置のエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部が、前記電流連続モードになると判別した場合には、前記平滑コンデンサの端子電圧と前記蓄電器の端子電圧との差ならびに前記蓄電器の端子電圧との比率に基づいて、前記蓄電器に流れる電流が前記電流不連続モードとなるように前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御するＰＷＭ制御信号を算出することを特徴とするものである。
請求項１５に記載の発明は、請求項１３に記載のモータ駆動装置のエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、充放電制御による充電電流または放電電流が前記蓄電器に前記電流連続モードで流れている場合には、前記充放電制御を一時中断して前記充電電流または前記放電電流が流れていないことを確認した後に、前記蓄電器の端子電圧を演算して検出することを特徴とするものである。

請求項１６に記載の発明は、請求項１０に記載のモータ駆動装置のエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法において前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記モータが停止中または一定速度で運転中の場合に、予め設定されたＰＷＭ制御信号によって前記蓄電器を充電動作または放電動作する指令を前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部に加え、前記蓄電器の端子電圧を演算して検出することを特徴とするものである。
請求項１７に記載の発明は、請求項１０に記載のモータ駆動装置のエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法において、前記蓄電器が電気二重層コンデンサまたはアルミ電解コンデンサであることを特徴とするものである。

本発明によると、蓄電器に流れる充放電電流を検出する電流検出信号を利用して蓄電器の電圧を求めているので、従来の電圧検出回路を削減でき、さらに高速応答の充放電制御が可能となるので、蓄電器エネルギー量を正確に速く把握することができエネルギーの有効利用をより向上させることができる。

本発明の実施例におけるモータ駆動装置の全体構成を示す図 本発明の実施例におけるモータ駆動装置の運転状態を表したタイムチャート 図１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ部７００のリアクトル電圧ＶＬ１とＥＤＬＣ電流Ｉｂの動作波形を示す図 図１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ部７００の充放電動作とＶｂ検出動作の関係を示す一覧表 図１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ部７００の電流連続モード時における充電動作中のＶｂ検出動作のタイミングを示す図 図１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００で実行するＶｂ検出動作のフローチャート 従来例の電気車制御装置における回生エネルギーを利用するための制御回路の構成を示す図

以下、本発明の実施の形態について図１〜図６に基づいて説明する。実際のモータ制御装置には様々な機能や手段が内蔵されているが、図面には本発明に関係する機能や手段のみを記載し説明する。

図１は、本発明におけるモータ駆動装置の全体構成を示す図である。同図において、１０２はダイオード整流器であり、交流電源１０１の交流電圧を直流電圧に変換する。１０３は平滑コンデンサであり、整流した直流電圧を平滑してリップル成分を低減し直流電圧をほぼ一定の値に維持する。１０５はインバータ部であり、インバータ制御部１０４から出力されるＰＷＭ制御信号Ｖｉに基づいて直流電圧を交流電圧に変換しモータ１０６を駆動制御する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００は、半導体スイッチング素子Ｑ１とＱ２を直列接続し、ダイオードＤ１、Ｄ２をそれぞれＱ１およびＱ２に逆並列接続した回路と、リアクトルＬ１および蓄電器Ｂから構成されており、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００から出力されるＰＷＭ制御信号Ｖｄに従い電力の流れの向きを制御し充放電動作する。蓄電器ＢはＥＤＬＣであり、その充電動作は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００の降圧動作であり蓄電器電流（ＥＤＬＣ電流Ｉｂ）が図示する方向へ流れる。逆に放電動作は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００の昇圧動作でありＥＤＬＣ電流Ｉｂが図示する方向と反対方向へ流れる。降圧動作、昇圧動作についての具体的な動作についてはここでは省略する。さらにＤＣ／ＤＣコンバータ部７００は、ＥＤＬＣピーク電流検出回路７０１、ＥＤＬＣ電流検出回路７０２、平滑コンデンサ１０３の直流電圧を検出する主回路直流電圧検出回路７０３を備え、ＥＤＬＣピーク電流Ｉｂｐ、ＥＤＬＣ電流Ｉｂ、主回路直流電圧Ｖｐｎを検出し、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００へ出力する。

以下に、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００の各構成要素の動作概要について説明する。８１０はＰＷＭ制御部であり、スイッチ８１１とＰＷＭ制御器８１２で構成されている。
スイッチ８１１がＸ側である場合は、ＥＤＬＣ電圧Ｖｂを検出する動作（以降、「Ｖｂ検出動作」と呼ぶ）となる。Ｖｂ演算器８０１には、ＥＤＬＣピーク電流Ｉｂｐ、主回路直流電圧Ｖｐｎが入力され、ＥＤＬＣ電圧Ｖｂを演算した後、減算器８０５へ出力する。一方、Ｖｂ演算器８０１はＥＤＬＣ電圧Ｖｂの検出動作を実行するための制御指令であるＶｂ検出指令Ｖｃｂを出力する。Ｖｂ検出指令器８０２は、Ｖｂ検出指令ＶｃｂをＰＷＭ電圧制御量であるＶｂ検出指令器出力Ｖｃ０に変換する。スイッチ８１１により、ＰＷＭ制御器８１２にはＶｂ検出指令器出力Ｖｃ０がＰＷＭ電圧制御量Ｖｃ＊として入力され、ＰＷＭ制御信号ＶｄをＤＣ／ＤＣコンバータ部７００へ出力する。
スイッチ８１１がＹ側である場合は、通常の充放電動作となる。

次に、通常の充放電動作について以下に説明する。減算器８０３は主回路直流電圧指令Ｖｐｎ０と主回路直流電圧Ｖｐｎとの偏差を取り、主回路直流電圧制御量Ｖｐｎ＊を出力する。主回路直流電圧制御量Ｖｐｎ＊は、ＰＩ制御により構成されたＶｐｎ電圧制御器８０４に入力される。減算器８０５は、Ｖｐｎ電圧制御器８０４の出力とＥＤＬＣ電圧Ｖｂの偏差を取り、ＥＤＬＣ直流電圧制御量Ｖｂ＊を出力する。ＥＤＬＣ電圧ＶｂはＶｂ演算器８０１から出力される。ＥＤＬＣ直流電圧制御量Ｖｂ＊は、ＰＩ制御により構成されたＶｂ電圧制御器８０６に入力され、ＰＷＭ電圧制御量であるＶｂ電圧制御器出力Ｖｃ１となる。スイッチ８１１により、ＰＷＭ制御器８１２にはＶｂ電圧制御器出力Ｖｃ１がＰＷＭ電圧制御量Ｖｃ＊として入力され、ＰＷＭ制御信号ＶｄをＤＣ／ＤＣコンバータ部７００へ出力する。

本発明が従来技術と異なる部分は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００に、ＥＤＬＣピーク電流Ｉｂｐを検出するＥＤＬＣピーク電流検出回路７０１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００に、蓄電器Ｂの直流電圧を算出するためのＶｂ検出指令Ｖｃｂを算出すると共に、ＥＤＬＣピーク電流Ｉｂｐに基づいて蓄電器Ｂの端子電圧を演算して検出するＶｂ演算器８０１と、Ｖｂ検出指令器８０２の出力信号Ｖｃ０とＶｂ電圧制御器８０６の出力信号Ｖｃ１をＰＷＭ制御器８１２の入力信号Ｖｃ＊とする手段と、を備えた部分である。

以下、本発明の実施の形態についてさらに詳細に説明する。
図２は、図１に示したモータ駆動装置の運転状態を表したタイムチャートである。時間ｔａ〜ｔｂ期間において、モータ１０６は加速中（力行運転）であるため主回路直流電圧Ｖｐｎは減少する。ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００は、ＥＤＬＣを放電させて主回路直流電圧Ｖｐｎが増加するように制御する。この期間をＡ期間とする。
時間ｔｃ〜ｔｄ期間において、モータ１０６は減速中（回生運転）であるため主回路直流電圧Ｖｐｎは増加する。ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００は、ＥＤＬＣを充電させて主回路直流電圧Ｖｐｎが減少するように制御する。この期間をＢ期間とする。
モータ１０６は時間０〜ｔａ期間では停止中であり、また時間ｔｂ〜ｔｃ期間は一定速度運転中である。この期間では、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００は充放電制御を行わず、ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００は動作停止状態となる。また、本実施例ではモータ１０６の回転速度Ｎは時間０〜ｔｄの期間を繰り返す運転パターンであるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００は放電動作と充電動作を交互に繰り返す。

図３（ａ）、（ｂ）は、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ部７００のリアクトル電圧ＶＬ１とＥＤＬＣ電流Ｉｂの動作波形を示した図である。主回路直流電圧Ｖｐｎ＝３００Ｖ、ＥＤＬＣ電圧Ｖｂ＝１００Ｖ、ＰＷＭ制御信号Ｖｄのデューティーが５０％、すなわち半導体スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をＯＮする時間をキャリア周期Ｔの（１／２）とした時の充電動作（ａ）と放電動作（ｂ）の波形を示したものである。
図３（ａ）においては、半導体スイッチング素子Ｑ１をＯＮすると、リアクトルＬ１にはＶｐｎ−Ｖｂの電圧がかかりＥＤＬＣ電流Ｉｂは正の向きに一定の割合で増加する。次に半導体スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦすると、リアクトルＬ１には−Ｖｂの電圧がかかりＥＤＬＣ電流Ｉｂは一定の割合で減少する。この充電動作中の半導体スイッチング素子Ｑ１がＯＮしたときを起点として時間ｔが、ｔ＝（キャリア周期Ｔ）の時点においてＥＤＬＣ電流Ｉｂ≠０となる電流連続モードになる。
図３（ｂ）においては、半導体スイッチング素子Ｑ２をＯＮすると、リアクトルＬ１には−Ｖｂの電圧がかかりＥＤＬＣ電流Ｉｂは負の向きに一定の割合で増加する。次に半導体スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦすると、リアクトルＬ１にはＶｐｎ−Ｖｂの電圧がかかりＥＤＬＣ電流Ｉｂは一定の割合で減少する。この放電動作中の半導体スイッチング素子Ｑ２がＯＮしたときを起点として時間ｔが、ｔ＝（キャリア周期Ｔ）の時点においてＥＤＬＣ電流Ｉｂ＝０となる電流不連続モードになる。

上述より、ＰＷＭ制御器８１２が出力するＰＷＭ制御信号Ｖｄのデューティーを５０％に設定した場合、ＥＤＬＣ電圧Ｖｂ≦（主回路直流電圧Ｖｐｎ／２）であれば、放電動作を実行するとＥＤＬＣ電流Ｉｂは電流不連続モードとなり、充電動作を実行するとＥＤＬＣ電流Ｉｂは電流連続モードとなる。
逆に、ＥＤＬＣ電圧Ｖｂ＞（主回路直流電圧Ｖｐｎ／２）であれば、放電動作を実行するとＥＤＬＣ電流Ｉｂは電流連続モードとなり、充電動作を実行するとＥＤＬＣ電流Ｉｂは電流不連続モードとなる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００を所定のＰＷＭ制御信号Ｖｄにより充放電動作させて、充電動作時のＥＤＬＣピーク電流Ｉｂｐ１、または放電動作時のＥＤＬＣピーク電流Ｉｂｐ２が得られれば、以下に示す式（１）、式（２）よりＥＤＬＣ電圧Ｖｂを演算することができる。
但し、図３（ａ）の場合は、ＥＤＬＣピーク電流Ｉｂｐ０がＥＤＬＣピーク電流Ｉｂｐ１のように電流不連続モードとなるようにＰＷＭ制御信号Ｖｄを変化させる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間ｔｏｎを、ｔｏｎ＜Ｔ／２とする。図３（ａ）の下側の図に半導体スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間ｔｏｎがｔｏｎ＝ｔ１＜Ｔ／２の場合のｔ＝ｔ１時のＥＤＬＣ電流Ｉｂｐ１を示す。
これは、ＥＤＬＣピーク電流Ｉｂｐを検出することによって、ＥＤＬＣ電流Ｉｂが電流連続モードで増減することや充放電エネルギーの増減を防ぐためである。式（１）、式（２）のｄｔ１、ｄｔ２はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のＯＮ時間であり、キャリア周期ＴはＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００に設定されているため、ＰＷＭ電圧制御量Ｖｃ＊を時間換算することで得られる。ＬはリアクトルＬ１のインダクタンスである。

ＥＤＬＣピーク電流ＩｂｐおよびＥＤＬＣ電流Ｉｂの検出は、キャリア周期Ｔ毎に最低１回はＡ／Ｄ変換してＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００へ出力する。ＥＤＬＣピーク電流検出回路７０１は、小容量のコンデンサに信号を入力して、そのピーク値を一定期間保持できるピーク検出回路を使用する。主にスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｄ１、Ｄ２を保護するために備えられるＥＤＬＣ電流検出回路を利用すれば、部品点数も少なく、コンデンサと抵抗の組み合わせで容易に設計できる。ピーク値を検出する応答性はコンデンサと抵抗の回路定数によって決まるため、キャリア周期Ｔに基づいて回路定数を算出する。

次に、本発明によるＶｂ検出動作を説明する。通常の充放電動作中には図１におけるＰＷＭ制御部８１０のスイッチ８１１がＹ側の状態にあるので、Ｖｂ検出動作を実行する時はスイッチ８１１をＸ側に切り替える。Ｖｂ演算器８０１は、ＥＤＬＣ電流Ｉｂが電流不連続モードとなるようなＶｂ検出指令ＶｃｂをＶｂ検出指令器８０２に出力する。Ｖｂ検出指令器８０２ではＶｂ検出指令ＶｃｂをＰＷＭ電圧制御量Ｖｃ０に変換してＰＷＭ制御部８１０に出力し、その後ＰＷＭ制御器８１２によりＰＷＭ制御信号Ｖｄが作成されＤＣ／ＤＣコンバータ部７００に出力される。この直後にＥＤＬＣピーク電流検出回路７０１によって検出されたＥＤＬＣピーク電流Ｉｂｐを用いて、Ｖｂ演算器８０１はＥＤＬＣ電圧Ｖｂを演算によって検出する。
尚、Ｖｂ検出動作は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００が充電動作中の時は充電動作によって、また、放電動作中の時は放電動作によって実行される。

以下、Ｖｂ演算器８０１によるＶｂ検出動作であるＶｂ検出指令Ｖｃｂの算出方法およびＥＤＬＣ電圧Ｖｂを演算によって検出する方法について説明する。図４は、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ部７００の充放電動作とＶｂ検出動作の関係を示す一覧表である。
最初に、充電動作中であるＢ期間においてのＶｂ検出指令Ｖｃｂの算出方法およびＥＤＬＣ電圧Ｖｂの検出を行うための演算方法を説明する。
ＥＤＬＣ電圧Ｖｂ＞（主回路直流電圧Ｖｐｎ／２）の時、Ｖｂ演算器８０１がＰＷＭ制御信号Ｖｄデューティーを５０％以下とするＶｂ検出指令Ｖｃｂを出力すれば、ＥＤＬＣ電流Ｉｂは電流不連続モードとなる。従って、例えばＰＷＭ制御信号Ｖｄデューティーが４０％となるようにＶｂ検出指令Ｖｃｂを算出する。Ｖｂ演算器８０１は、式（１）からＥＤＬＣ電圧Ｖｂを演算して検出する。
ＥＤＬＣ電圧Ｖｂ≦（主回路直流電圧Ｖｐｎ／２）の時は、ＥＤＬＣ電流ＩｂはＰＷＭ制御信号Ｖｄデューティーが５０％で電流連続モードとなる。
本発明においてはＥＤＬＣ電流Ｉｂを電流不連続モードとするために、図３（ａ）の下側の図に示すスイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間ｔｏｎをｔｏｎ＝ｔ１と設定し、ＰＷＭ制御信号Ｖｄデューティーが５０％以下となるようにＶｂ検出指令Ｖｃｂを算出する必要がある。この時、リアクトルＬ１にかかる電圧が増加するほど、ＰＷＭ制御信号Ｖｄデューティーを減少させなければＥＤＬＣ電流Ｉｂは電流不連続モードとならないため、Ｖｂ検出指令Ｖｃｂを式（３）によって求める。例えば、主回路直流電圧Ｖｐｎ＝３００Ｖ、ＥＤＬＣ電圧Ｖｂ＝１００Ｖ、キャリア周期Ｔ＝１００μｓｅｃ時、式（３）よりＰＷＭ制御信号Ｖｄデューティーは２５％となる。Ｖｂ演算器８０１は、式（１）からＥＤＬＣ電圧Ｖｂを演算して検出する。

但し、Ｖｂ≦Ｖｐｎ／２

放電動作中のＡ期間においては、前述したＢ期間と対照的に考えることができる。この場合は次のように算出すればよい。
ＥＤＬＣ電圧Ｖｂ≦（主回路直流電圧Ｖｐｎ／２）の時、例えばＰＷＭ制御信号Ｖｄデューティーが４０％となるようにＶｂ検出指令Ｖｃｂを算出する。Ｖｂ演算器８０１は、式（２）からＥＤＬＣ電圧Ｖｂを演算して検出する。
ＥＤＬＣ電圧Ｖｂ＞（主回路直流電圧Ｖｐｎ／２）の時は、リアクトルＬ１にかかる電圧が増加するほど、ＰＷＭ制御信号Ｖｄデューティーを減少させなければＥＤＬＣ電流Ｉｂは電流不連続モードとならないため、Ｖｂ検出指令Ｖｃｂを式（４）によって求める。Ｖｂ演算器８０１は、式（２）からＥＤＬＣ電圧Ｖｂを演算して検出する。

但し、Ｖｂ＞Ｖｐｎ／２

図５は、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ部７００の電流連続モード時における充電動作中のＶｂ検出動作のタイミングを示したものである。充電動作中において、リアクトル電圧ＶＬ１がＥＤＬＣ電圧Ｖｂよりも大きい時やＰＷＭ制御信号Ｖｄデューティーが大きい時は、ＥＤＬＣ電流Ｉｂが電流連続モードとなる場合がある。Ｖｂ検出動作を開始する段階において、ＥＤＬＣ電流Ｉｂ＝０である電流不連続モードであれば直ちにＶｂ検出動作を実行する。しかし、ＥＤＬＣ電流Ｉｂ≠０の電流連続モードであれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００の充電動作を一時中断してリアクトルＬ１がＥＤＬＣへのエネルギー放出を完了し、ＥＤＬＣ電流Ｉｂ＝０になったことを確認した後にＶｂ検出動作を実行しなければならない。
Ｖｂ検出動作は、演算して求められたＰＷＭ制御信号Ｖｄを１パルス出力してＥＤＬＣピーク電流Ｉｂｐを検出するため、充電動作中に割り込む形で実行される。次のキャリア周期Ｔ以降では通常の充電動作を再開する。ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００のＰＷＭ制御部８１０は、ＥＤＬＣ電流Ｉｂを常に監視して、ＥＤＬＣ電流Ｉｂが電流不連続モードであるか電流連続モードであるかを判別している。
尚、上述した内容は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００が放電動作中で、図５のＥＤＬＣ電流Ｉｂが負となる場合も同じである。

ＥＤＬＣの静電容量は電解コンデンサ等のそれに比べ非常に大きく、ＥＤＬＣ電圧Ｖｂはほぼ一定で変化が少ない。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００におけるＶｂ検出動作は、速いスキャン時間で実行する必要はない。Ｖｂ検出動作を速いスキャン時間で実行すると通常の充放電動作に割り込む回数が多くなり、特にＥＤＬＣ電流Ｉｂが電流連続モードの場合においては、充放電動作を中断しなければならないためにＥＤＬＣへのエネルギー授受が遅れてしまう。ＥＤＬＣ電圧Ｖｂの変化量が少ないほど、Ｖｂ検出動作は遅く実行しても構わない。また通常の充放電動作は、主回路直流電圧Ｖｐｎの変化量に合わせてスキャン時間を決める必要がある。
本発明の実施例では、ＰＷＭ制御部８１０のスキャン時間は１００μｓｅｃの高速スキャン、Ｖｂ検出指令器８０２がＶｂ検出指令出力Ｖｃ０を演算するスキャン時間は２ｍｓｅｃの低速スキャンとしている。通常の充放電動作であるＶｂ電圧制御器８０６がＶｂ電圧制御器出力Ｖｃ１を演算するスキャン時間も２ｍｓｅｃの低速スキャンである。

図６は、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００で実行するＶｂ検出動作のフローチャートである。Ｖｂ検出動作において、ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００へのＰＷＭ制御信号Ｖｄの出力は、図２に示すＡ期間およびＢ期間である充放電動作中にＰＷＭ制御部８１０の高速スキャンで実行されている（Ｓ０）。
Ｖｂ検出指令器出力Ｖｃ０が低速スキャンで更新された場合または電流連続モードフラグｆｇ＝１となっている場合に、ＰＷＭ制御信号Ｖｄの作成が開始される（Ｓ１）。それ以外は、ＰＷＭ電圧制御量Ｖｃ＊にＶｂ電圧制御器出力Ｖｃ１が代入され通常の充放電動作処理を実行している（Ｓ６〜Ｓ９）。
先ず初めに、ＰＷＭ電圧制御量Ｖｃ＊にＶｂ検出指令器出力Ｖｃ０が代入される（Ｓ２）。次にＥＤＬＣ電流Ｉｂ≠０である電流連続モードであるか、またはＥＤＬＣ電流Ｉｂ＝０である電流不連続モードであるか、が判定される（Ｓ３）。
ＥＤＬＣ電流Ｉｂ≠０の場合は、ＰＷＭ制御信号Ｖｄ＝０、電流連続モードフラグｆｇ＝１とし（Ｓ４）、充放電動作を一時中断させるようにして本処理を終了する（Ｓ９）。この処理は、ＥＤＬＣ電流Ｉｂ＝０となるまでＰＷＭ制御信号Ｖｄ＝０の状態を維持し続けるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００は充放電動作停止状態となる。
ＥＤＬＣ電流Ｉｂ＝０の場合は、電流連続モードフラグｆｇ＝０とし（Ｓ５）、ＰＷＭ演算が実行され（Ｓ７）、Ｖｂ検出動作に必要なＰＷＭ制御信号Ｖｄが決定される。

図２に示すｔ＝０の時点で、モータ駆動装置の運転を開始する時には、ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００が充放電動作を開始できるように、最初にＶｂ検出動作を実行してＥＤＬＣ電圧Ｖｂを把握する必要がある。例えばＥＤＬＣの放電動作を行うことでＶｂ検出動作を実行し、Ｖｂ演算器８０１がＰＷＭ制御信号Ｖｄデューティーを３０％とするＶｂ検出指令Ｖｃｂを出力すれば、ＥＤＬＣ電圧Ｖｂを検出することができる。この場合は、図３（ｂ）の放電動作に示すキャリア周期Ｔ期間が終了した時点において、ＥＤＬＣ電流Ｉｂ＝０となる電流不連続モードでなくてもよい。但し、十分な遅延時間を設けてＥＤＬＣ電流Ｉｂ＝０になったことを確認してモータ駆動装置の運転を開始する必要がある。以上のシーケンスを実行するようにＤＣ／ＤＣコンバータ制御部８００へ予めプログラムすればよい。

上述の実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ部７００が充放電動作中の時にＶｂ検出動作を実行しＥＤＬＣを充放電制御することの説明を行ったが、充放電動作中以外の時にもＶｂ検出動作は実行可能である。ＥＤＬＣの充放電動作が行われてない場合は、必ずＥＤＬＣ電流Ｉｂ＝０である電流不連続モードであるから、直ちにＶｂ検出動作を行うことができる。従って、モータ駆動装置が稼動している時は、常にＥＤＬＣ電圧Ｖｂを演算によって検出することができ、その電圧値をチェックすることでＥＤＬＣの過電圧および低電圧保護を行うことも可能である。
さらに、上述の実施の形態において、蓄電器Ｂにはアルミ電解コンデンサを複数個使用し、並列接続することで静電容量を大きくした場合にも適用される。

本発明では、平滑コンデンサに接続されて供給される直流電力として、商用の交流電源をダイオード整流器で整流して得られる直流電力の場合で説明したが、この他にも、エンジン発電装置や風力発電装置等から得られる直流電力、および鉛蓄電池やＥＤＬＣ等の蓄電器から得られる直流電力が供給される用途のモータ駆動装置への適用が可能である。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ部とその制御部を一体としてモータ駆動装置とは独立させて、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御装置として利用することにより、蓄電器から他の蓄電器に充放電しエネルギーの授受を行うことができるので、搬送台車やフォークリフト等の移動体装置への充放電装置という用途にも適用できる。

１０１ 交流電源
１０２ ダイオード整流器
１０３ 平滑コンデンサ
１０４ インバータ制御部
１０５ インバータ部
１０６ モータ
７００ ＤＣ／ＤＣコンバータ部
７０１ ＥＤＬＣピーク電流検出回路
７０２ ＥＤＬＣ電流検出回路
７０３ 主回路直流電圧検出回路
８００ ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部
８０１ Ｖｂ演算器
８０２ Ｖｂ検出指令器
８０３ ８０５ 減算器
８０４ Ｖｐｎ電圧制御器
８０６ Ｖｂ電圧制御器
８１０ ＰＷＭ制御部
８１１ スイッチ
８１２ ＰＷＭ制御器
Ｌ１ リアクトル
Ｂ 蓄電器（ＥＤＬＣ）
Ｑ１、Ｑ２ 半導体スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード

Claims (17)

1. 直流電源に並列接続された平滑コンデンサと、前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換しモータを駆動制御するインバータ部と、該インバータ部を制御するインバータ制御部と、前記平滑コンデンサと並列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ部と、該ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ制御部と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部によって充放電制御される蓄電器と、該蓄電器に直列接続されたリアクトルと、を備えたモータ駆動装置において、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、前記蓄電器に流れる電流を検出する蓄電器電流検出回路と、前記蓄電器に流れるピーク電流を検出する蓄電器ピーク電流検出回路と、前記平滑コンデンサの端子電圧を検出する主回路直流電圧検出回路とを備え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記ピーク電流と前記リアクトルのインダクタンス、または、前記ピーク電流と前記インダクタンスと前記平滑コンデンサの端子電圧より前記蓄電器の端子電圧を演算して検出することを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部が充電動作中に、前記蓄電器の端子電圧を下式
   
   ここで、Ｉｂｐ１：前記蓄電器に流れるピーク電流
   ｄｔ１：充電動作を行う時の前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部のオン時間
   Ｌ：前記リアクトルのインダクタンス
   Ｖｐｎ：前記平滑コンデンサの端子電圧
   Ｖｂ：前記蓄電器の端子電圧
   に基づいて演算して検出することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部が放電動作中に、前記蓄電器の端子電圧を下式
   
   ここで、Ｉｂｐ２：前記蓄電器に流れるピーク電流
   ｄｔ２：放電動作を行う時の前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部のオン時間
   Ｌ：前記リアクトルのインダクタンス
   Ｖｂ：前記蓄電器の端子電圧
   に基づいて演算して検出することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
4. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記平滑コンデンサの端子電圧と前記蓄電器の端子電圧との比較に基づいて、前記蓄電器に流れる電流が電流連続モードまたは電流不連続モードになるのかを判別し、前記電流不連続モードの時に前記蓄電器の端子電圧を演算して検出することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
5. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記電流連続モードになると判別した場合には、前記平滑コンデンサの端子電圧と前記蓄電器の端子電圧との差ならびに前記蓄電器の端子電圧との比率に基づいて、前記蓄電器に流れる電流が前記電流不連続モードとなるように前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御するＰＷＭ制御信号を算出することを特徴とする請求項４に記載のモータ駆動装置。
6. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、充放電制御による充電電流または放電電流が前記蓄電器に前記電流連続モードで流れている場合には、前記充放電制御を一時中断して前記充電電流または前記放電電流が流れていないことを確認した後に、前記蓄電器の端子電圧を演算して検出することを特徴とする請求項４に記載のモータ駆動装置。
7. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記モータが停止中または一定速度で運転中の場合に、予め設定されたＰＷＭ制御信号によって前記蓄電器を充電動作または放電動作する指令を前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部に加え、前記蓄電器の端子電圧を演算して検出することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
8. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記平滑コンデンサの端子電圧を一定の電圧に制御するＶｐｎ電圧制御器の出力信号と前記蓄電器の端子電圧の演算による検出値との偏差を増幅するＶｂ電圧制御器の出力信号により、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御するＰＷＭ制御信号を算出し、前記蓄電器への前記充放電制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
9. 前記蓄電器は電気二重層コンデンサまたはアルミ電解コンデンサであることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
10. 直流電源に並列接続された平滑コンデンサと、前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換しモータを駆動制御するインバータ部と、該インバータ部を制御するインバータ制御部と、前記平滑コンデンサと並列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ部と、該ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ制御部と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部によって充放電制御される蓄電器と、該蓄電器に直列接続されたリアクトルと、を備えたモータ駆動装置のエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法において、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、前記蓄電器に流れる電流を検出する蓄電器電流検出回路と、前記蓄電器に流れるピーク電流を検出する蓄電器ピーク電流検出回路と、前記平滑コンデンサの端子電圧を検出する主回路直流電圧検出回路とを備え、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記ピーク電流と前記リアクトルのインダクタンス、または、前記ピーク電流と前記インダクタンスと前記平滑コンデンサの端子電圧より前記蓄電器の端子電圧を演算して検出することを特徴とするモータ駆動装置のエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法。
11. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部が充電動作中に、前記蓄電器の端子電圧を下式
    
    ここで、Ｉｂｐ１：前記蓄電器に流れるピーク電流
    ｄｔ１：充電動作を行う時の前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部のオン時間
    Ｌ：前記リアクトルのインダクタンス
    Ｖｐｎ：前記平滑コンデンサの端子電圧
    Ｖｂ：前記蓄電器の端子電圧
    に基づいて演算して検出することを特徴とする請求項１０に記載のモータ駆動装置のエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法。
12. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部が放電動作中に、前記蓄電器の端子電圧を下式
    
    ここで、Ｉｂｐ２：前記蓄電器に流れるピーク電流
    ｄｔ２：放電動作を行う時の前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部のオン時間
    Ｌ：前記リアクトルのインダクタンス
    Ｖｂ：前記蓄電器の端子電圧
    に基づいて演算して検出することを特徴とする請求項１０に記載のモータ駆動装置のエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法。
13. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記平滑コンデンサの端子電圧と前記蓄電器の端子電圧との比較に基づいて、前記蓄電器に流れる電流が電流連続モードまたは電流不連続モードになるのかを判別し、前記電流不連続モードの時に前記蓄電器の端子電圧を演算して検出することを特徴とする請求項１０に記載のモータ駆動装置のエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法。
14. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記電流連続モードになると判別した場合には、前記平滑コンデンサの端子電圧と前記蓄電器の端子電圧との差ならびに前記蓄電器の端子電圧との比率に基づいて、前記蓄電器に流れる電流が前記電流不連続モードとなるように前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御するＰＷＭ制御信号を算出することを特徴とする請求項１３に記載のモータ駆動装置のエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法。
15. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、充放電制御による充電電流または放電電流が前記蓄電器に前記電流連続モードで流れている場合には、前記充放電制御を一時中断して前記充電電流または前記放電電流が流れていないことを確認した後に、前記蓄電器の端子電圧を演算して検出することを特徴とする請求項１３に記載のモータ駆動装置のエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法。
16. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部は、前記モータが停止中または一定速度で運転中の場合に、予め設定されたＰＷＭ制御信号によって前記蓄電器を充電動作または放電動作する指令を前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部に加え、前記蓄電器の端子電圧を演算して検出することを特徴とする請求項１０に記載のモータ駆動装置のエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法。
17. 前記蓄電器は電気二重層コンデンサまたはアルミ電解コンデンサであることを特徴とする請求項１０に記載のモータ駆動装置のエネルギー充放電用蓄電器の端子電圧検出方法。