JP2010183751A - 電源トランス、及びそれを用いた電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明が解決しようとする課題は、電源トランス、及びそれを用いた電力変換装置の小型化を実現することである。
【解決手段】上記課題を解決するため、本発明に係る電源トランスは、所定電圧が印加される一次巻線と、前記一次巻線に印加される電圧に応じて変換電圧を生成する二次巻線と、前記一次巻線及び前記二次巻線に巻回された巻軸と、前記巻軸の周壁に備えられた絶縁部材と、を有し、前記二次巻線は、前記絶縁部材を隔てて、前記巻軸の軸方向に少なくとも２箇所に分かれて前記巻軸を巻回する。
【選択図】 図１

Description

本発明は車両の駆動モータ用の電力変換装置に用いられる電源トランス、及びそれを用いた電力変換装置に係るものである。

インバータは、直流電源から供給された直流電力を交流電力に変換する機能、あるいは回転電機により発電された交流電力を直流電力に変換する機能を備えている。この変換機能を果たすために、インバータはスイッチング素子を有するインバータ回路を有しており、前記スイッチング素子が導通動作や遮断動作を繰り返すことにより直流電力と交流電力を相互に変換することができる。

ハイブリッド自動車や電気自動車などの駆動用モータを制御するインバータは、ゲートドライブ回路基板を備える。このゲートドライブ回路基板の備えられる電源回路用トランスは、インバータの交流電力の各相であるＵ，Ｖ，Ｗ相の上下アーム計６つの回路分の絶縁出力を有する。さらに、電源回路用トランスは、そのコイルが１次側とフィードバック制御用回路とを合わせて２つ必要である。これら８回路分のコイルをボビン（水平軸）の周囲に積層して巻くので、トランスの高さは増大する傾向にある。このトランスは、ゲートドライブ回路基板上で高さが比較的大きい部品であり、当該基板の実装部品によっては、当該ゲートドライブ回路基板の高さを律則することになる。

電源回路用トランスの小型化を目的として、特許文献１では、鉄心に撒回した１次巻線と、１次巻線と同軸に撒回した２次巻線で構成された高周波トランスであって、２次巻線は互いに絶縁された６個の巻線に分割された技術が開示されている。

しかしながら、電源回路用トランスの更なる小型化が求められている。

特開平８−２８９５４９号公報

本発明が解決しようとする課題は、電源トランス、及びそれを用いた電力変換装置の小型化を実現することである。

本発明に係る電源トランスは、一次巻線及び二次巻線に巻回された巻軸と、前記巻軸の周壁に備えられた絶縁部材と、を有し、前記二次巻線は、前記絶縁部材を隔てて、前記巻軸の軸方向に少なくとも２箇所に分かれて前記巻軸を巻回している。

これにより、電源回路用トランスの更なる小型化が図られている。

また、本発明に係る電源トランスは、前記二次巻線は、前記絶縁部材を隔てて、前記巻軸の軸方向に少なくとも２箇所に分かれて前記巻軸を巻回し、かつ該絶縁部材を隔てた一方側の該二次巻線は、交流駆動モータを駆動するためのインバータ回路において所定相の上側アームを駆動するための電圧を出力し、さらに該絶縁部材を隔てた他方側の該二次巻線は、前記インバータ回路において前記所定相の下側アームを駆動するための電圧を出力している。

これにより、小型化かつ出力電圧が不安定にならない電源トランスを提供することができる。

また、本発明に係る電力変換装置は、本発明に係る電源トランスを搭載したドライバ回路基板は、パワーモジュールと制御回路基板との間に配置される。

これにより、電力変換装置の低背化が可能となる。

本発明の効果は、電源トランス、及びそれを用いた電力変換装置を小型化することができる。

本発明の実施形態に係る第２のトランス例の断面図である。 インバータ全体回路図である。 インバータ断面構造図である。 本発明の実施形態に係る電源回路の回路図である。 本発明の実施形態に係る電源回路のゲートドライブ回路基板上の配置図である。 従来のトランス断面構造図である。 本発明の実施形態に係る第２のトランス例の断面図である。 本発明による第１のトランス例と第２のトランス例を使った電源回路において、Ｕ，Ｖ，Ｗのいずれか一つの相のみに負荷をかけた場合の当該出力の電圧をグラフ化したものである。 本発明の実施形態に係る電力変換装置の全体構成を各構成要素に分解した斜視図である。

図２を用いてインバータ装置１４０や１４２あるいはインバータ装置４３の電気回路構成を説明する。尚、図２に示す実施形態では、インバータ装置１４０や１４２あるいはインバータ装置４３をそれぞれ個別に構成する場合を例に挙げて説明する。インバータ装置１４０や１４２あるいはインバータ装置４３は同様の構成で同様の作用を為し、同様の機能を有しているので、ここでは、代表例としてインバータ装置１４０の説明を行う。

本実施形態に係るインバータ２００は、インバータ装置１４０とコンデンサモジュール５００とを備え、インバータ装置１４０はインバータ回路１４４と制御部１７０とを有している。また、インバータ回路１４４は、上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）及びダイオード１５６と、下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０及びダイオード１６６と、からなる上下アーム直列回路１５０を複数有し（図２の例では３つの上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０）、それぞれの上下アーム直列回路１５０の中点部分（中間電極１６９）から交流端子１５９を通してモータジェネレータ１９２への交流電力線（交流バスバー）１８６と接続する構成である。また、制御部１７０はインバータ回路１４４を駆動制御するドライバ回路１７４と、ドライバ回路１７４へ信号線１７６を介して制御信号を供給する制御回路１７２と、を有している。

上アームと下アームのＩＧＢＴ３２８や３３０は、スイッチング用パワー半導体素子であり、制御部１７０から出力された駆動信号を受けて動作し、バッテリ１３６から供給された直流電力を三相交流電力に変換する。この変換された電力はモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される。

インバータ回路１４４は３相ブリッジ回路により構成されており、３相分の上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０がそれぞれ、バッテリ１３６の正極側と負極側に電気的に接続されている直流正極端子３１４と直流負極端子３１６の間に電気的に並列に接続されている。

本実施形態では、スイッチング用パワー半導体素子としてＩＧＢＴ３２８や３３０を用いることを例示している。ＩＧＢＴ３２８や３３０は、コレクタ電極１５３，１６３，エミッタ電極（信号用エミッタ電極端子１５５，１６５），ゲート電極（ゲート電極端子１５４，１６４）を備えている。ＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極１５３，１６３とエミッタ電極との間にはダイオード１５６，１６６が図示するように電気的に接続されている。ダイオード１５６，１６６は、カソード電極及びアノード電極の２つの電極を備えており、ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向となるように、カソード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極に、アノード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極にそれぞれ電気的に接続されている。スイッチング用パワー半導体素子としてはＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いてもよい、この場合はダイオード１５６やダイオード１６６は不要となる。

上下アーム直列回路１５０は、モータジェネレータ１９２の電機子巻線の各相巻線に対応して３相分設けられている。３つの上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０はそれぞれ、ＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極とＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極１６３を接続する中間電極１６９，交流端子１５９を介してモータジェネレータ１９２へのＵ相，Ｖ相，Ｗ相を形成している。上下アーム直列回路同士は電気的に並列接続されている。上アームのＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３は正極端子（Ｐ端子）１５７を介してコンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極に、下アームのＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極は負極端子（Ｎ端子）１５８を介してコンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にそれぞれ電気的に接続（直流バスバーで接続）されている。各アームの中点部分（上アームのＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極と下アームのＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極との接続部分）にあたる中間電極１６９は、モータジェネレータ１９２の電機子巻線の対応する相巻線に交流コネクタ１８８を介して電気的に接続されている。

コンデンサモジュール５００は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制する平滑回路を構成するためのものである。コンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の正極側が、コンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にはバッテリ１３６の負極側がそれぞれ直流コネクタ１３８を介して電気的に接続されている。これにより、コンデンサモジュール５００は、上アームＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３とバッテリ１３６の正極側との間と、下アームＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極とバッテリ１３６の負極側との間で接続され、バッテリ１３６と上下アーム直列回路１５０に対して電気的に並列接続される。

制御部１７０はＩＧＢＴ３２８，３３０を作動させるためのものであり、他の制御装置やセンサなどからの入力情報に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを制御するためのタイミング信号を生成する制御回路１７２と、制御回路１７２から出力されたタイミング信号に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０をスイッチング動作させるためのドライブ信号を生成するドライブ回路１７４とを備えている。

制御回路１７２は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と記述する）を備えている。マイコンには入力情報として、モータジェネレータ１９２に対して要求される目標トルク値，上下アーム直列回路１５０からモータジェネレータ１９２の電機子巻線に供給される電流値、及びモータジェネレータ１９２の回転子の磁極位置が入力されている。目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ１８０から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータ１９２に設けられた回転磁極センサ（不図示）から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では３相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、２相分の電流値を検出するようにしても構わない。

制御回路１７２内のマイコンは、目標トルク値に基づいてモータジェネレータ１９２のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電圧指令値を、検出された磁極位置に基づいてＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値に変換する。そして、マイコンは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値に基づく基本波（正弦波）と搬送波（三角波）との比較に基づいてパルス状の変調波を生成し、この生成された変調波をＰＷＭ（パルス幅変調）信号としてドライバ回路１７４に出力する。

ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのＩＧＢＴ３３０のゲート電極に、上アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのＩＧＢＴ３２８のゲート電極にそれぞれ出力する。これにより、各ＩＧＢＴ３２８，３３０は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。

また、制御部１７０は、異常検知（過電流，過電圧，過温度など）を行い、上下アーム直列回路１５０を保護している。このため、制御部１７０にはセンシング情報が入力されている。例えば各アームの信号用エミッタ電極端子１５５，１６５からは各ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極に流れる電流の情報が、対応する駆動部（ＩＣ）に入力されている。これにより、各駆動部（ＩＣ）は過電流検知を行い、過電流が検知された場合には対応するＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、対応するＩＧＢＴ３２８，３３０を過電流から保護する。上下アーム直列回路１５０に設けられた温度センサ（不図示）からは上下アーム直列回路１５０の温度の情報がマイコンに入力されている。また、マイコンには上下アーム直列回路１５０の直流正極側の電圧の情報が入力されている。マイコンは、それらの情報に基づいて過温度検知及び過電圧検知を行い、過温度或いは過電圧が検知された場合には全てのＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、上下アーム直列回路１５０（引いては、この回路１５０を含む半導体モジュール）を過温度或いは過電圧から保護する。

インバータ回路１４４の上下アームのＩＧＢＴ３２８，３３０の導通および遮断動作が一定の順で切り替わり、この切り替わり時のモータジェネレータ１９２の固定子巻線の電流は、ダイオード１５６，１６６によって作られる回路を流れる。

上下アーム直列回路１５０は、図示するように、Positive端子（Ｐ端子，正極端子）１５７，Negative端子（Ｎ端子１５８，負極端子），上下アームの中間電極１６９からの交流端子１５９，上アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１５５，上アームのゲート電極端子１５４，下アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１６５，下アームのゲート端子電極１６４、を備えている。また、インバータ２００は、入力側に直流コネクタ１３８を有し、出力側に交流コネクタ１８８を有して、それぞれのコネクタ１３８と１８８を通してバッテリ１３６とモータジェネレータ１９２にそれぞれ接続される。また、モータジェネレータへ出力する３相交流の各相の出力を発生する回路として、各相に２つの上下アーム直列回路を並列接続する回路構成のインバータであってもよい。

図９は、本発明の実施形態に係る電力変換装置の全体構成を各構成要素に分解した斜視図である。

図９に示すように、筐体１２の中ほどに冷却水流路１９が設けられ、該冷却水流路１９の上部には流れの方向に並んで２組の開口４００と４０２が形成されている。前記２組の開口４００と４０２がそれぞれパワーモジュール３００で塞がれる様に２個のパワーモジュール３００が前記冷却水流路１９の上面に固定されている。各パワーモジュール３００には放熱のためのフィン３０５が設けられており、各パワーモジュール３００のフィン３０５はそれぞれ前記冷却水流路１９の開口４００と４０２から冷却水の流れの中に突出している。

前記冷却水流路１９の下側にはアルミ鋳造を行いやすくするための開口４０４が形成されており、前記開口４０４はカバー４２０で塞がれている。また前記冷却水流路１９の下側には補機用のインバータ装置４３が取り付けられている。前記補機用のインバータ装置４３は、図２に示すインバータ回路１４４と同様の回路が内蔵されており、前記インバータ回路１４４を構成しているパワー半導体素子を内蔵したパワーモジュールを有している。補機用のインバータ装置４３は前記内蔵している前記パワーモジュールの放熱金属面が前記冷却水流路１９の下面に対向するようにして、前記冷却水流路１９の下面に固定されている。また、パワーモジュール３００と筐体１２との間には、シールをするためのＯリング８０が設けられ、さらにカバー４２０と筐体１２との間にもＯリング８２が設けられる。本実施形態ではシール材をＯリングとしているが、Ｏリングの代わりに樹脂材・液状シール・パッキンなどを代用しても良く、特に液状シールを用いた場合には電力変換装置２００の組立性を向上させることができる。
さらに前記冷却水流路１９の下部に放熱作用を為す下部ケース１６が設けられ、前記下部ケース１６にはコンデンサモジュール５００が、コンデンサモジュール５００の金属材からなるケースの放熱面が前記下部ケース１６の面に対向するようにして前記下部ケース１６の面に固定されている。この構造により冷却水流路１９の上面と下面とを利用して効率良く冷却することができ、電力変換装置全体の小型化に繋がる。

冷却水入出口配管１３，１４からの冷却水が冷却水流路１９を流れることによって、併設されている２個のパワーモジュール３００が有する放熱フィンが冷却され、前記２個のパワーモジュール３００全体が冷却される。冷却水流路１９の下面に設けられた補機用のインバータ装置４３も同時に冷却する。

さらに冷却水流路１９が設けられている筐体１２が冷却されることにより、筐体１２の下部に設けられた下部ケース１６が冷却され、この冷却によりコンデンサモジュール５００の熱が下部ケース１６および筐体１２を介して冷却水に熱的伝導され、コンデンサモジュール５００が冷却される。

パワーモジュール３００の上方には、該パワーモジュール３００とコンデンサモジュール５００とを電気的に接続するための積層導体板７００が配置される。この積層導体板７００は、２つのパワーモジュール３００に跨って、２つのパワーモジュール３００の幅方向に幅広に構成されている。さらに、積層導体板７００は、コンデンサモジュール５００の正極側端子と接続される正極側導体板７０２と、負極側端子と接続される負極側導体板７０４と、該正極側端子と該負極側端子と間に配置される絶縁部材によって構成される。
これにより積層導体板７００の積層面積を広げることができるので、パワーモジュール３００からコンデンサモジュール５００までの寄生インダクタンスの低減を図ることができる。また、一つの積層導体板７００を２つのパワーモジュール３００に載置した後、積層導体板７００とパワーモジュール３００とコンデンサモジュール５００との電気的な接続を行うことができるので、パワーモジュール３００を２つ備える電力変換装置であっても、その組立工数を抑えることができる。

積層導体板７００の上方には制御回路基板２０と駆動回路基板２２とが配置され、駆動回路基板２２には図２に示すドライバ回路１７４が搭載され、制御回路基板２０には図２に示すＣＰＵを有する制御回路１７２が搭載される。また、駆動回路基板２２と制御回路基板２０の間には金属ベース板１１が配置され、金属ベース板１１は両基板２２，２０に搭載される回路群の電磁シールドの機能を奏すると共に駆動回路基板２２と制御回路基板２０とが発生する熱を逃がし、冷却する作用を有している。このように筐体１９の中央部に冷却水流路１９を設け、その一方の側に車両駆動用のパワーモジュール３００を配置し、また他方の側に補機用のパワーモジュール４３を配置することで、少ない空間で効率良く冷却でき、電力変換装置全体の小型化が可能となる。また筐体中央部の冷却水流路１９の主構造を筐体１２と一体にアルミ材の鋳造で作ることにより、冷却水流路１９は冷却効果に加え機械的強度を強くする効果がある。またアルミ鋳造で作ることで筐体１２と冷却水流路１９とが一体構造となり、熱伝導が良くなり冷却効率が向上する。

駆動回路基板２２には、金属ベース板１１を通り抜けて、制御回路基板２０の回路群との接続を行う基板間コネクタ２３が設けられている。また、制御回路基板２０には外部との電気的接続を行うコネクタ２１が設けられている。コネクタ２１により電力変換装置の外の、例えばバッテリ１３６として車に搭載されているリチウム電池モジュールとの信号の伝送が行われ、リチウム電池モジュールから電池の状態を表す信号やリチウム電池の充電状態などの信号が送られてくる。前記制御回路基板２０に保持されている制御回路１７２との信号の授受を行うために前記基板間コネクタ２３が設けられており、図示を省略しているが図２に示す信号線１７６が設けられ、この信号線１７６と基板間コネクタ２３を介して制御回路基板２０からインバータ回路のスイッチングタイミングの信号が駆動回路基板２２に伝達され、駆動回路基板２２で駆動信号であるゲート駆動信号を発生し、パワーモジュールのゲート電極にそれぞれ印加される。

筐体１２の上部と下部には開口が形成され、これら開口はそれぞれ上部ケース１０と下部ケース１６が例えばネジなどで筐体１２に固定されることにより塞がれる。筐体１２の中央に冷却水流路１９が設けられ、前記冷却水流路１９にパワーモジュール３００やカバー４２０を固定する。このようにして冷却水流路１９を完成させ、水路の水漏れ試験を行う。水漏れ試験に合格した場合に、次に前記筐体１２の上部と下部の開口から基板やコンデンサモジュール５００を取り付ける作業を行うことができる。このように中央に冷却水流路１９配置し、次に前記筐体１２の上部と下部の開口から必要な部品を固定する作業が行える構造を為しており、生産性が向上する。また冷却水流路１９を最初に完成させ、水漏れ試験の後その他の部品を取り付けることが可能となり、生産性と信頼性の両方が向上する。

図３は、インバータ２００の図９に示されたＡ−Ａ断面図である。筐体１２の断面における上下方向の中央部には筐体１２と一体にアルミダイキャストで作られた冷却水流路１９（図３の点線部）が設けられ、冷却水流路１９の上面側に形成された開口にパワーモジュール３００（図３の一点鎖線部）が設置されている。図３の紙面に対して左側が冷却水の行き側の往路１９ａであり、紙面に対して右側が水路の折り返し側の復路１９ｂである。往路１９ａおよび復路１９ｂは、上述のとおりそれぞれ開口が設けられ、前記開口は、パワーモジュール３００の放熱のための金属ベース３０４により往路１９ａおよび復路１９ｂの両方に跨るように塞がれ、前記金属ベース３０４に設けられた放熱のためのフィン３０５が冷却水の流れのなかに前記開口から突出する。また、冷却水流路１９の下面側には補機用のインバータ装置４３が固定されている。

略中央が屈曲した板状の交流電力線１８６は、その一端がパワーモジュール３００の交流端子１５９と接続され、その他端が、インバータ２００内部から突出して交流コネクタを形成している。正極側コンデンサ端子５０４及び負極側コンデンサ端子５０６は、貫通孔４０６（図３の２点鎖線部）を介して、正極側導体板７０２及び負極側導体板７０４にそれぞれ電気的及び機械的に接続される。筐体１２の略中央を長方形の長辺方向に往復する冷却水流路１９が配置され、前記冷却水の流れ方向と略垂直の方向に、交流コネクタ１８８と正極側コンデンサ端子５０４及び負極側コンデンサ端子５０６が配置される。そのため電気配線が整然と配置され、インバータ２００の小型化に繋がっている。積層導体板７００の正極側導体板７０２及び負極側導体板７０４、さらに交流側電力線１８６がパワーモジュール３００の外に突出して接続端子を形成しているため構造がたいへん簡単で、また他の接続導体が使用されていないため小型化になっている。この構造により生産性が向上し、信頼性も向上する。

さらに前記貫通孔４０６は前記冷却水流路１９とは筐体１２内部の枠体で隔絶しており、かつ正極側導体板７０２及び負極側導体板７０４と正極側コンデンサ端子５０６及び負極側コンデンサ端子５０４との接続部が該貫通孔４０６内に存在するため、信頼性が向上する。

発熱量の大きいパワーモジュール３００を冷却水流路１９の一方の面に固定すると共にパワーモジュール３００のフィン３０５が冷却水流路１９の開口から水路内に突出するようにして効率良く冷却し、次に放熱量の大きい補機用インバータ装置４３を冷却水流路１９の他方の面で冷却し、さらに次に発熱量が大きいコンデンサモジュール５００を筐体１２および下部ケース１６を介して冷却する構造としている。このように放熱量の多さにあわせた冷却構造としているので、冷却効率や信頼性が向上すると共に、インバータ２００をより小型化することができる。

さらに補機用インバータ装置４３を冷却水流路１９のコンデンサモジュール５００側面に固定しているので、補機用インバータ装置４３の平滑用コンデンサとしてコンデンサモジュール５００を使用でき、この場合配線距離が短くなる効果がある。また配線距離が短いことからインダクタンスを小さくできる効果がある。

パワーモジュール３００の上方には、ドライバ回路１７４を実装したゲートドライブ回路基板２２が配置され、さらにゲートドライブ回路基板２２の上方には放熱および電磁シールドの効果を高める金属ベース板１１を介在させて制御回路基板２０が配置されている。なお制御回路基板２０には図２に示した制御回路１７２が搭載されている。上部ケース１０を筐体１２に固定することによって、本実施形態に係るインバータ２００が構成される。

上述のように、制御回路基板２０とパワーモジュール３００との間にゲートドライブ回路基板２２を配置しているので、制御回路基板２０からインバータ回路の動作タイミングがゲートドライブ回路基板２２に伝えられ、それに基づいてゲートドライブ回路基板２２でゲート信号が作られ、パワーモジュール３００のゲートにそれぞれ印加される。このように電気的な接続関係に沿って制御回路基板２０やゲートドライブ回路基板２２を配置しているので、電気配線が簡素化でき、インバータ２００の小型化に繋がる。また、ゲートドライブ回路基板２２は、制御回路基板２０に対して、パワーモジュール３００やコンデンサモジュール５００よりも近い距離に配置される。そのためゲートドライブ回路基板２２からゲートドライブ回路基板２０までの配線距離は、他の部品（パワーモジュール３００など）と制御回路基板２０との配線距離よりも短くなる。よって直流正極側接続端子部５１２から伝わる電磁ノイズやＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作による電磁ノイズが、ゲートドライブ回路基板２２からゲートドライブ回路基板２０までの配線に侵入することを抑えることができる。

冷却水流路１９の一方の面にパワーモジュール３００を固定し、他方の面に補機用インバータ装置４３を固定することで、冷却水流路１９でパワーモジュール３００と補機用インバータ装置４３を同時に冷却する。この場合、パワーモジュール３００は放熱のためのフィンが冷却水流路１９の冷却水と直接、接するのでより冷却効果が大きい。さらに冷却水流路１９で筐体１２を冷却し、筐体１２に下部ケース１６や金属ベース板１１を固定することで下部ケース１６や金属ベース板１１を介して冷却する。下部ケース１６にはコンデンサモジュール５００の金属ケースが固定されるので下部ケース１６と筐体１２を介してコンデンサモジュール５００が冷却される。さらに金属ベース板１１を介して制御回路基板２０やゲートドライブ回路基板２２を冷却する。さらに、下部ケース１６も熱伝導性の良い材料でできていて、コンデンサモジュール５００からの発熱を受け、筐体１９に熱を伝導し、冷却水流路１９の冷却水で放熱される。また、冷却水流路１９の下部カバー１５側である他方の側には、車内用エアコン，オイルポンプ，他用途のポンプ用として用いる、比較的小容量の補機用インバータ装置４３を設置する。この補機用インバータ装置４３からの発熱は、前記筐体１２の中間枠体を通して冷却水流路１９の冷却水で放熱される。このように中央に冷却水流路１９を設け、一方に金属ベース板１１を設け、他方に下部ケース１６を設けることで、インバータ２００を構成するのに必要な部品を発熱量に応じ、効率良く冷却することができる。またインバータ２００の内部に部品が整然と配置される。

インバータの放熱機能を果たす放熱体は、第１に冷却水流路１９であるが、この他にも金属ベース板１１がその機能を奏している（放熱機能を果たすために金属ベース板１１を設けている）。金属ベース板１１は、電磁シールド機能を果たすとともに、制御回路基板２０やゲートドライブ回路基板２２からの熱を受けて、筐体１２に熱を伝導し、冷却水流路１９の冷却水で放熱される。

このように、本実施形態に係るインバータは、パワーモジュール３００，制御回路基板２０，ゲートドライブ回路基板２２，コンデンサモジュール５００，補機用インバータ装置４３，冷却水流路１９などの装置が積層された構造になっている。インバータの小型化・薄型化のためには、これらの装置の薄型化が必要である。このうち回路基板装置の厚さはプリント基板とそれに搭載されている部品の高さで決まる。ＩＣやトランジスタ，チップ抵抗，チップ容量などほとんどの部品の厚さは数mmと小さいので、基板装置の大半の部
分の厚さは他の装置と比べて非常に薄い。ところが、トランスは搭載される数は少ないものの、高さは数１０mmあり、基板上最大の部品になっている事が多い。つまり、大抵の場
合、トランスが最終的な基板装置の厚さを決めてしまう。ゲートドライブ回路基板２２の上にはゲートドライブ回路の電源回路のトランス１３０１，１３０２があり、ゲートドライブ回路基板の厚さを律則している。

モータ駆動用インバータのゲートドライブ回路基板における電源回路について図面を使って説明する。図４は、モータ駆動用インバータのゲートドライブ回路基板における電源回路９５０の例を示す回路図である。本回路は、トランス９０１，トランス１次側回路９５１，トランス２次側回路９５２，フィードバック回路９５３，スタートアップ回路９５４から構成され、フライバック方式の動作をする。

トランス２次側回路９５２は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の上下アーム分の計６個ある。トランス１次側回路９５１は、前記フィードバック回路９５３の電圧出力が１５.５Ｖになるようにトランスの１次側電流を制御する。トランス２次側回路９５２は、トランスの２次側電流を整流し、直流電圧を出力する。フィードバック回路９５３は、前記トランス２次側回路９５２のダミー回路であり、同様の直流電圧を出力するが、トランス１次側回路９５１に対してフィードバック信号を出力している。また、フィードバック回路９５３は、トランス１次側回路９５１の電源にもなっている。

スタートアップ回路９５４は、電源回路９５０の起動時において、フィードバック回路９５３の電圧出力が現れるまでの間、トランス１次側回路９５１の電源となる回路である。

トランス１次側回路９５１は、第１の電源切り替えダイオード９２５，ＰＷＭＩＣ電源抵抗９２６，ＰＷＭＩＣ９２７，ＩＣパスコンデンサ９２８，ＩＣ電源ツェナーダイオード９２９，ゲート抵抗９３０，ＦＥＴプルダウン抵抗９３１，トランス駆動ＦＥＴ９３２，トランス電流測定抵抗９３３，フィルタ抵抗９３４，フィルタ容量９３５，発振抵抗９３６，発振容量９３７，ＶＲＥＦパスコンデンサ９３８，エラーアンプ抵抗９３９，エラーアンプ容量９４０，トランスパスコンデンサ９４１から構成されている。

第１の電源切り替えダイオード９２５は、フィードバック回路９５３の出力電圧がスタートアップ回路９５４の出力電圧より高くなった場合にオンし、電源をフィードバック回路９５３の出力からスタートアップ回路９５４の出力へ切り替える。ＰＷＭＩＣ電源抵抗９２６は、ＰＷＭＩＣ９２７の電源電流を流れすぎないように制御する。

ＰＷＭＩＣ９２７は、フィードバック回路９５３の出力とトランス９０１の１次側電流を監視することによって、トランス駆動ＦＥＴ９３２をＰＷＭ制御する。ＩＣパスコンデンサ９２８及びＩＣ電源ツェナーダイオード９２９は、ＰＷＭＩＣ９２７の電源を安定化する。ゲート抵抗９３０は、ＰＷＭＩＣ９２７の出力電流を流れすぎないように制限する。

ＦＥＴプルダウン抵抗９３１は、ＰＷＭＩＣ９２７の故障で出力がハイインピーダンス（断線）状態になった場合にトランス駆動ＦＥＴ９３２の入力をＧＮＤに落とし、回路が不安定になるのを防ぐために設けられている。トランス駆動ＦＥＴ９３２は、ＰＷＭＩＣ９２７からのＰＷＭパルスに応じてトランス９０１の１次側に電流を流す。トランス電流測定抵抗９３３はトランス９０１の１次側電流を電圧に変換する。フィルタ抵抗９３４及びフィルタ容量９３５は、フィルタとして機能し、トランス電流測定抵抗９３３の電圧に乗っているノイズを除去してＰＷＭＩＣ９２７に送る。

発振抵抗９３６，発振容量９３７及びＶＲＥＦパスコンデンサ９３８は、ＰＷＭＩＣ９２７に内蔵されている発振回路の外付け部品であり、ＰＷＭパルスの発振周波数を設定する。エラーアンプ抵抗９３９及びエラーアンプ容量９４０は、ＰＷＭＩＣ９２７に内蔵されているアンプの外付け部品であり、フィードバック回路９５３からのフィードバック信号を増幅してＰＷＭＩＣ９２７に取り込む際の増幅率を設定する。トランスパスコンデンサ９４１は、トランス９０１の１次側電流用のパスコンデンサである。

トランス２次側回路９５２は、整流ダイオード９１６，平滑コンデンサ９１７，ブリーダ抵抗９１８，絶縁電源出力端子９０４，絶縁電源基準端子９０５から構成されている。
整流ダイオード９１６は、トランス９０１の２次側電流の片側方向の電流だけ通して、平滑コンデンサ９１７に充電する。平滑コンデンサ９１７は、整流ダイオード９１６を流れる電流を充電し、絶縁電源出力端子９０４，絶縁電源基準端子９０５間に出力電圧を発生させる。ブリーダ抵抗９１８は、電源回路９５０の負荷がゼロの時でもＰＷＭパルスを間欠させず、出力電圧を安定化させるために設けられているダミーの小さい負荷である。

フィードバック回路９５３は、整流ダイオード９１９，平滑コンデンサ９２０，ブリーダ抵抗９２１，分圧抵抗９２２及び９２３，パスコンデンサ９２４から構成されている。
整流ダイオード９１９，平滑コンデンサ９２０，ブリーダ抵抗９２１は、トランス２次側回路９５２のそれらと同様である。分圧抵抗９２２及び９２３は、フィードバック回路９５３の出力電圧ＶＦＢ９０２を分圧してフィードバック信号を発生させている。分圧抵抗９２２及び９２３による分圧比は、フィードバック回路９５３の出力電圧が目標電圧である１５.５Ｖになったときに、分圧電圧すなわちフィードバック信号電圧がＰＷＭＩＣ９２７の電圧基準値と等しくなるように設定されている。

スタートアップ回路９５４は、降圧抵抗９４２，ツェナーダイオード９４３，安定化容量９４４，高圧ＦＥＴ９４５，第２の切り替えダイオード９４６，出力安定化容量９４７，高圧端子９４８，高圧基準端子９４９から構成される。高圧端子９４８，高圧基準端子９４９は、モータ駆動用の高電圧バッテリに接続される。降圧抵抗９４２とツェナーダイオード９４３は、高圧ＦＥＴ９４５のゲートにツェナー電圧を与える。本実施形態におけるツェナー電圧は１０Ｖ程度であり、フィードバック回路９５３の出力電圧より低い電圧とする。安定化容量９４４は、ツェナー電圧を安定化させる。高圧ＦＥＴ９４５は、高圧端子９４８からトランス１次側回路９５１へ電源電圧を供給する。また、高圧ＦＥＴ９４５は、トランス１次側回路９５１の電源電圧が前記ツェナー電圧から高圧ＦＥＴ９４５のゲート閾値電圧Ｖｇｓ（ｔｈ）及び第２の切り替えダイオード９４６の順方向電圧ＶＦを引いた値Vstartupより低い場合はオンとなる。また、高圧ＦＥＴ９４５は、トランス１次側回路９５１の電源電圧が前記ツェナー電圧から高圧ＦＥＴ９４５のゲート閾値電圧Ｖｇｓ（ｔｈ）及び第２の切り替えダイオード９４６の順方向電圧ＶＦを引いた値Vstartupより高い時オフとなる。そのため、トランス１次側回路９５１の電源電圧はVstartupで安定化する。第２の切り替えダイオード９４６は、トランス１次側回路９５１の電源電圧がVs
tartupより高い時オフとなる。出力安定化容量９４７はトランス１次側回路９５１の電源電圧を安定化する容量である。

図５は、ゲートドライブ回路基板における概略レイアウトと上記電源回路の結線を示す図である。ゲートドライブ基板１００７の上に電源回路９５０，Ｕ相の上アームを駆動するＵＰゲートドライブ回路１００１，Ｖ相の上アームを駆動するＶＰゲートドライブ回路１００２，Ｗ相の上アームを駆動するＷＰゲートドライブ回路１００３，Ｕ相の下アームを駆動するＵＮゲートドライブ回路１００４，Ｖ相の下アームを駆動するＶＮゲートドライブ回路１００５，Ｗ相の下アームを駆動するＷＮゲートドライブ回路１００６が、ある一定以上の絶縁距離をおいて配置されている。そして電源回路９５０からＵＰゲートドライブ回路１００１，ＶＰゲートドライブ回路１００２，ＷＰゲートドライブ回路１００３，ＵＮゲートドライブ回路１００４，ＶＮゲートドライブ回路１００５，ＷＮゲートドライブ回路１００６に対してそれぞれに対応する出力が結線されている。

次に従来のモータ駆動用インバータのゲートドライブ回路基板における電源回路用トランスについて図面を使って説明する。

図６は、従来のトランスの例を示す断面図である。トランスはボビン１１０１，絶縁テープ１１０２，端子ピン１１０３，コア１１０４，１次巻線ａ１１０５，１次巻線ｂ１１０６，フィードバック巻線１１０７，ＷＮ２次巻線１１０８，ＷＰ２次巻線１１０９，ＶＮ２次巻線１１１０，ＶＰ２次巻線１１１１，ＵＮ２次巻線１１１２，ＵＰ２次巻線１１１３から構成される。

ボビン１１０１は、電線をコイル状に巻く中空の絶縁性のケースである。コイルを巻く軸は基板に水平になっている。コア１１０４１は、磁性体でできた物体で、上記ボビンのコイルの芯となる中空の部分に置かれ、コイル内部に蓄える磁束密度を増加させる。上記ボビンの周りを１次巻線及びフィードバック巻線を含む７つの２次巻線が積層して巻かれている。一番内側には１次巻線ａ１１０５が巻かれる。その外側に絶縁テープ１１０２が巻かれ、さらにその外側にフィードバック巻線１１０７が巻かれている。そして同様にそれぞれ絶縁テープを挟んで、ＷＮ２次巻線１１０８，ＷＰ２次巻線１１０９，ＶＮ２次巻線１１１０，ＶＰ２次巻線１１１１，ＵＮ２次巻線１１１２，ＵＰ２次巻線１１１３，１次巻線ｂ１１０６と積層して巻かれている。最外周には絶縁テープ１１０２が巻かれている。各巻線の両端はそれぞれに対応する端子ピン１１０３に接続されている。

このようにモータ駆動用インバータのゲートドライブ回路基板における電源回路用トランスはＵ，Ｖ，Ｗ相の上下アーム計６回路分の絶縁出力を有するため、コイルは１次側，フィードバック巻線合わせて８つのコイルをボビン（水平軸）の周囲に積層して巻くので、トランスの高さは増大する傾向にある。

それゆえトランスは、基板上で最も高さが大きい部品となって基板の高さを律則し、インバータ本体の小型化・薄型化を阻害しているという問題があった。また車載の場合、振動に対する影響が重要になるが、トランスの高さが高いと基板に対してトランスの重心が高くなり、振動に対して基板との接合強度が弱くなるという問題があった。また基板の高さを増大させないためにトランスを複数に分けると、コストが高くなるという問題があった。

上記問題を鑑み、本実施形態の電源トランスは、低背，高耐振動性，低コストのトランスを提供する。また、小型化・薄型化を可能となった電力変換装置を提供する。

本実施形態によるトランスについて図面を使って説明する。図７は、本実施形態のトランスの例を示す断面図である。トランスは、ボビン１２０１，絶縁テープ１２０２，端子ピン１２０３，巻軸となるコア１２０４，１次巻線ａ１２０５，１次巻線ｂ１２０６，フィードバック巻線１２０７，ＷＮ２次巻線１２０８，ＷＰ２次巻線１２０９，ＶＮ２次巻線１２１０，ＶＰ２次巻線１２１１，ＵＮ２次巻線１２１２，ＵＰ２次巻線１２１３、及び絶縁部材１２１４から構成される。ボビン１２０１の周りを１次巻線及びフィードバック巻線を含む７つの２次巻線が巻かれている。

１次巻線ａ１２０５が、コア１２０４に最も近くに巻かれる。図示された１次巻線ａ１２０５は、１次巻線の半分を示す。１次巻線ａ１２０５の外側に絶縁テープ１２０２が巻かれ、さらにその外側にフィードバック巻線１２０７が巻かれている。そして絶縁テープ１２０２を挟んで、フィードバック巻線１２０７の外側の左側の層にＷＮ２次巻線１２０８が、そして、右側の層にＷＰ２次巻線１２０９が、略同じ高さとなるように、絶縁部材１２１４を介して巻かれている。ＷＮ２次巻線１２０８とＷＰ２次巻線１２０９との間は絶縁部材１２１４で仕切られて絶縁が保たれている。

同様に、ＶＮ２次巻線１２１０は、絶縁テープを挟んでＷＮ２次巻線１２０８の外側に巻かれている。ＵＮ２次巻線１２１２は、絶縁テープを挟んでＷＰ２次巻線１２０９の外側に巻かれている。ＶＮ２次巻線１２１０とＵＮ２次巻線１２１２との間は、絶縁部材１２１４で仕切られて絶縁が保たれている。

さらに同様に、ＶＰ２次巻線１２１１は、絶縁テープを挟んでＶＮ２次巻線１２１０の外側に巻かれている。ＵＰ２次巻線１２１３は、絶縁テープを挟んでＵＮ２次巻線１２１２の外側に巻かれている。ＶＰ２次巻線１２１１とＵＰ２次巻線１２１３との間は、絶縁部材１２１４で仕切られて絶縁が保たれている。

また、ＶＰ２次巻線１２１１とＵＰ２次巻線１２１３の外側には、１次巻線ｂ１２０６が巻かれている。図示された１次巻線ｂ１２０６は、１次巻線の残り半分であり、つまり１次巻線ａ１２０５と１次巻線ｂ１２０６によって１次巻線が構成される。最外周には絶縁テープ１２０２が巻かれている。

各巻線の両端は、それぞれに対応する端子ピン１２０３に接続されている。なお、図において１次巻線ａ１２０５，１次巻線ｂ１２０６，フィードバック巻線１２０７に関しては２次巻線と位置を揃える事を考慮して、２次巻線と同様に２列に分かれて配置されているが、分けて配置されなくとも良い。その場合、巻線は磁界の均一化のために、ボビンの２次巻線の巻線される範囲を包含するようにかつ均一に巻く事が望ましい。

以上説明した構成により、トランスにおいてＵ，Ｖ，Ｗ相の上下アームに対応する計６コイルを１層につき２つずつ２列に割り当て、合わせて３層使って巻かれているので、従来トランスより３層分高さが低減される。

したがって、従来と同機能であるにも関わらず、低背のトランスを構成する事ができる。またトランスが低背になるのでトランスの重心が下がり、耐振動性が向上する。またトランスを複数に分けることもないので、低コストで電源回路を実現できる。インバータの小型化が可能になる。

図１は本実施形態による第２のトランスの例を示す断面図である。トランスはボビン８０１，絶縁テープ８０２，端子ピン８０３，コア８０４，１次巻線ａ８０５，１次巻線ｂ８０６，フィードバック巻線８０７，ＷＮ２次巻線８０８，ＷＰ２次巻線８０９，ＶＮ２次巻線８１０，ＶＰ２次巻線８１１，ＵＮ２次巻線８１２，ＵＰ２次巻線８１３から構成される。

一番内側には１次巻線ａ８０５が巻かれる。これは１次巻線の半分である。その外側に絶縁テープ８０２が巻かれ、さらにその外側にフィードバック巻線８０７が巻かれている。そして絶縁テープを挟んで、その外側の層では左側にＷＮ２次巻線８０８が、そして右側にはＷＰ２次巻線８０９が１層に左右２列に分かれて巻かれている。さらに同様に絶縁テープを挟んでその外側の層では左側にＶＮ２次巻線８１０が、そして右側にはＶＰ２次巻線８１１が巻かれている。その外側も絶縁テープを挟んでその外側の層では左側にＵＮ２次巻線８１２が、そして右側にはＵＰ２次巻線８１３が巻かれている。さらにその外側に１次巻線ｂ８０６が巻かれている。１次巻線ｂ８０６は、１次巻線の残り半分である。
最外周には絶縁テープ８０２が巻かれている。各巻線の両端はそれぞれに対応する端子ピン８０３に接続されている。上記第１のトランスと同様に同一の層に配置される２つの２次巻線の間には絶縁部材８１４が置かれ、互いの絶縁が保たれている。なお、図において１次巻線ａ８０５，１次巻線ｂ８０６，フィードバック巻線８０７に関しては巻線構造の対称性を考えて２次巻線と同様に２列に分かれて配置されているが、分けて配置されなくとも良い。その場合、巻線は磁界の均一化のために、ボビンの２次巻線の巻線される範囲を包含するようにかつ均一に巻く事が望ましい。

図８は、実施例１のトランス例と、実施例２のトランス例を使った電源回路において、Ｕ，Ｖ，Ｗのいずれか一つの相のみに負荷をかけた場合の当該出力の電圧をグラフ化したものである。例えばＵＰはＵ相のみ（ＵＰ及びＵＮ）に負荷をかけた場合の出力電圧がマークされている。横軸は、負荷をかけた出力で縦軸が出力電圧である。グラフのケースＡは実施例１のトランス例を使った場合であり、ケースＢは実施例２のトランス例を使った場合である。ケースＢは負荷をかける相を変えても電圧がほとんど変わらないのに対し、ケースＡではＵ相とＶ相の出力電圧が２Ｖ近く落ち、不安定になっている。

ここで実施例２のトランス例（ケースＢ）は、ＵＮ巻線とＵＰ巻線，ＶＮ巻線とＶＰ巻線，ＷＮ巻線とＷＰ巻線のペアは、トランスの左右分かれて配置されているのに対し、第１のトランス例（ケースＡ）ではＵＮ巻線とＵＰ巻線のペアはいずれも右側に偏って配置され、ＶＮ巻線とＶＰ巻線はいずれも左側に偏って配置されている。

つまり、対アームに対応する巻線両方がトランス内の左右どちらかの同じ側に配置されていると、単独の相のみに負荷をかけた場合、相によって出力電圧が不安定になる場合が発生するおそれがある。原因はトランス内での２次巻線に鎖交する磁界の分布が左右どちらかに偏って不安定になり、出力電圧に影響すると推定される。

上記問題を鑑み本実施形態の課題は、上記本発明のトランスを用いた電源回路において、単独の相のみに負荷をかけた場合でも、相によって出力電圧が不安定にならない低背の電源回路を提供する事である。またインバータ本体の小型化・薄型化を可能にする事である。

基板上のトランスと各アームの結線において、ＵＮ巻線とＵＰ巻線，ＶＮ巻線とＶＰ巻線，ＷＮ巻線とＷＰ巻線のペアを、トランスの左右分かれて配置されている巻線に割り当てる。

これにより、第２のトランス例（ケースＢ）と同様にＵＮ巻線とＵＰ巻線，ＶＮ巻線とＶＰ巻線，ＷＮ巻線とＷＰ巻線のペアが、トランス内の左右に分かれて配置され、単独の相のみに負荷がかかった場合でも、２次巻線に鎖交する磁界が左右に分散しどちらかに偏る事がないので出力電圧が安定する。

上記本実施形態のトランスを用いた電源回路において、単独の相のみに負荷をかけた場合でも、相によって出力電圧が不安定にならない電源回路を提供できる。低背のゲートドライブ回路基板を提供でき、インバータの小型化・薄型化が可能になる。

なお、トランスの出力電圧変動が、図８に示された１３.７Ｖ〜１５.７Ｖ程度であれば、制御性に影響がない場合には、実施例１のトランスを用いることもできる。

８０１，１２０１ ボビン
８０２，１２０２ 絶縁テープ
８０３，１２０３ 端子ピン
８０４，１２０４ コア
８０５，１２０５ １次巻線ａ
８０６，１２０６ １次巻線ｂ
８０７，１２０７ フィードバック巻線
８０８，１２０８ ＷＮ２次巻線
８０９，１２０９ ＷＰ２次巻線
８１０，１２１０ ＶＮ２次巻線
８１１，１２１１ ＶＰ２次巻線
８１２，１２１２ ＵＮ２次巻線
８１３，１２１３ ＵＰ２次巻線
８１４，１２１４ 絶縁部材

Claims (7)

1. 所定電圧が印加される一次巻線と、
   前記一次巻線に印加される電圧に応じて変換電圧を生成する二次巻線と、
   前記一次巻線及び前記二次巻線に巻回された巻軸と、
   を有し、
   前記二次巻線は、前記巻軸の軸方向に少なくとも２箇所に分かれて前記巻軸を巻回する電源トランス。
2. 請求項１に記載された電源トランスであって、
   前記巻軸の周壁に備えられた絶縁部材と、
   前記二次巻線は、前記絶縁部材を隔てて、前記巻軸の軸方向に少なくとも２箇所に分かれて前記巻軸を巻回し、
   かつ該絶縁部材を隔てた一方側の該二次巻線は、交流駆動モータを駆動するためのインバータ回路において所定相の上側アームを駆動するための電圧を出力し、
   さらに該絶縁部材を隔てた他方側の該二次巻線は、前記インバータ回路において前記所定相の下側アームを駆動するための電圧を出力する電源トランス。
3. 請求項２に記載されたいずれかの電源トランスであって、
   前記一次巻線は、前記絶縁部材によって隔てられた一方側及び他方側の二次巻線を覆うように巻回される電源トランス。
4. 請求項１又は２に記載されたいずれかの電源トランスであって、
   前記一次巻線は、前記巻軸に最も近い側の層と、前記二次巻線を隔てて当該巻軸に最も遠い側の層を巻回する電源トランス。
5. 請求項２に記載されたいずれかの電源トランスであって、
   前記一次巻線及び前記二次巻線とは異なるフィードバック巻線を備え、
   前記フィードバック巻線は、前記絶縁部材を隔てて、前記巻軸の軸方向に少なくとも２箇所に分かれて前記巻軸を巻回する電源トランス。
6. 請求項５に記載された電源トランスであって、
   前記フィードバック巻線は、前記一次巻線と前記二次巻線との間となるように前記巻軸を巻回する電源トランス。
7. 請求項１又は２に記載されたいずれかの電源トランスを用いた車両用電力変換装置であって、
   直流電力と交流電力とを相互に変換するためのパワーモジュールと、
   前記電源トランスを搭載し、前記パワーモジュールを駆動するためのドライバ回路を備えたドライバ回路基板と、
   前記ドライバ回路に前記パワーモジュールを制御するための制御信号を出力する制御回路基板と、
   前記パワーモジュールと、前記ドライバ回路基板，前記制御回路基板を収納するための筐体と、を備え、
   前記ドライバ回路基板は、前記パワーモジュールと前記制御回路基板との間に配置される車両用電力変換装置。

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