JP2010164405A - ガス検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】温度上昇に伴って検出素子２の白金コイルＲｓ及び比較素子３の白金コイルＲｓの発熱量が上昇することなく、周囲温度による影響をキャンセルしたセンサ出力ｖｓｅｎを出力することができるガス検出装置を提供する。
【解決手段】定電圧源ｃｖ１が、検出素子２及び比較素子３に対して定電圧を供給する。センサ回路４が、検出素子２の両端電圧Ｖｓから比較素子３の両端電圧Ｖｒを差し引いた差分（Ｖｓ−Ｖｒ）をセンサ出力ｖｓｅｎとして出力する。固定抵抗Ｒｃｓが、検出素子２及び比較素子３に流れるセンサ電流ｉが流れるように検出素子２及び比較素子３に直列接続されている。温度補正回路５が、固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓに応じた温度補正電圧ｖｃ１を生成して、その生成した温度補正電圧ｖｃ１をセンサ出力Ｖｓｅｎに加算してセンサ出力Ｖｓｅｎの周囲温度の増減に応じた変動分を補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ガス検出装置に関するものである。

上述した従来のガス検出装置１として、例えば図８に示されたものが一般的に知られている。同図に示すように、ガス検出装置１は、検出素子２と比較素子３とを有している。検出素子２は、可燃ガスとの接触燃焼を促進する触媒が担持されたアルミナ担体から構成された触媒担持体２１と、この触媒担持体２１に覆われた第１測温抵抗体としての白金コイルＲｓと、から構成されている。比較素子３は、可燃ガスに対して不感となる材料であるアルミナ担体のみから構成された触媒非担持体３１と、この触媒非担持体３１に覆われた第２測温抵抗体としての白金コイルＲｒと、から構成されている。

上記検出素子２の白金コイルＲｓと、比較素子３の白金コイルＲｒとは、可燃ガスのない空気中（エアベース）では等しい抵抗値になるように設けられている。上述した検出素子２及び比較素子３は、固定抵抗Ｒ１、Ｒ２と共にブリッジ回路Ｂを構成している。このブリッジ回路Ｂの端子ａと端子ｂとの間には、駆動電圧Ｅ０が供給されている。この駆動電圧Ｅ０を供給すると、検出素子２が加熱されて可燃対象ガスと接触燃焼する。

以上の構成によれば、ブリッジ回路Ｂは可燃ガスのない空気中では平衡状態となり、端子ｃと端子ｄとの電位が等しくなる。これに対して、可燃ガスを含む空気中では可燃ガスとの燃焼熱により検出素子２の温度が上昇し、これに伴って検出素子２の白金コイルＲｓの抵抗値が増加する。一方、比較素子３は可燃ガスと接触燃焼しないため、検出素子２の温度より低くなる。このため、ブリッジ回路Ｂは不平衡状態となり、端子ｃと端子ｄとの間に電位差が生じる。この電位差が、周囲温度による白金コイルＲｓの抵抗値の変動分を相殺した可燃ガスの濃度に応じたセンサ出力ｖｓｅｎとなる。

しかしながら、上述した従来のガス検出装置１では、検出素子２と比較素子３との構造、材料等の違いにより、素子の温度特性にばらつきがあり、完全な温度補償が難しい、という問題があった。特に、周囲温度が＋２５℃〜＋２２５℃のΔ２００℃のような、広範囲の周囲温度変化では、検出誤差が大きくなる。そこで、ブリッジ回路Ｂに定電流を流して比較素子３の定電流による電圧降下の変化に応じてセンサ出力ｖｓｅｎを補正するものが考えられている。

ところで、周囲温度が上昇すると白金コイルＲｓ、Ｒｒは抵抗値が上昇する。しかしながら、上述したガス検出装置では、周囲温度が上昇しても定電流が供給されるため、周囲温度が上昇すると白金コイルＲｓ、Ｒｒの発熱量が上昇してますます周囲温度が上昇してしまう、という悪循環が発生する恐れがあった。

そこで、本発明は、温度上昇に伴って第１測温抵抗体及び第２測温抵抗体の発熱量が上昇することなく、周囲温度による影響をキャンセルしたセンサ出力を出力することができるガス検出装置を提供することを課題とする。

上記課題を解決するためになされた請求項１記載の発明は、可燃ガスとの接触燃焼を促進する触媒を担持した触媒担持体、及び、前記触媒担持体に覆われた第１測温抵抗体、から構成される検出素子と、前記可燃ガスに対して不感となる材料から構成された触媒非担持体、及び、前記触媒非担持体に覆われた第２測温抵抗体、から構成される比較素子と、を備え、前記検出素子及び前記比較素子が互いに直列に接続されたガス検出装置において、前記検出素子及び前記比較素子に対して定電圧を供給する定電圧源と、前記検出素子の両端電圧から前記比較素子の両端電圧を差し引いた差分を可燃ガスに応じたセンサ出力として出力するセンサ回路と、前記検出素子及び前記比較素子に流れるセンサ電流が流れるように前記検出素子及び前記比較素子に直列接続された固定抵抗と、前記固定抵抗の両端電圧に応じた温度補正電圧を生成して、その生成した前記温度補正電圧を前記センサ出力に加算して前記センサ出力の周囲温度の増減に応じた変動分を補正する温度補正回路と、を備えたことを特徴とするガス検出装置に存する。

請求項２記載の発明は、前記温度補正回路が、前記固定抵抗の両端電圧を出力する差動増幅回路と、前記差動増幅回路から出力される前記固定抵抗の両端電圧に加算して、製品毎に発生する前記第１測温抵抗及び／又は前記第２測温抵抗の抵抗値のばらつきに起因する基底温度における前記固定抵抗の両端電圧のオフセット分を補正するための第１補正電圧を生成する第１補正電圧源と、を備えたことを特徴とする請求項１に記載のガス検出装置に存する。

請求項３記載の発明は、前記センサ回路から出力される前記センサ出力に加算して、製品毎に発生する前記第１測温抵抗及び／又は前記第２測温抵抗の抵抗値のばらつきに起因する基底温度における前記センサ出力のオフセット分を補正するための第２補正電圧を生成する第２補正電圧源を、備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のガス検出装置に存する。

以上説明したように請求項１記載の発明によれば、検出素子及び比較素子に定電圧を供給して温度補正を行っているので、温度が上昇して検出素子の第１測温抵抗体及び比較素子の第２測温抵抗体の抵抗値が増加すると、検出素子及び比較素子に流れるセンサ電流が小さくなる。よって、温度上昇に伴って第１測温抵抗体及び第２測温抵抗体の発熱量が上昇することなく、周囲温度による影響をキャンセルしたセンサ出力を出力することができる。

請求項２記載の発明によれば、第１補正電圧源を設けることにより、製品毎に生じる第１測温抵抗及び／又は第２測温抵抗の抵抗値のばらつきに起因する基底温度における固定抵抗の両端電圧のオフセット分（期待値からのズレ分）を補正することができる。

請求項３記載の発明によれば、第２補正電圧源を設けることにより、製品毎に生じる第１測温抵抗及び／又は第２測温抵抗の抵抗値のばらつきに起因する基底温度におけるセンサ出力のオフセット分（期待値からのズレ分）を補正することができる。

第１実施形態における本発明のガス検出装置の一実施形態を示す概略回路図である。 （Ａ）は２５℃、エアベースにおける検出素子及び比較素子の白金コイルの抵抗値を示す図であり、（Ｂ）は２２５℃、エアベースにおける検出素子及び比較素子の白金コイルの抵抗値を示す図である。 第２実施形態における本発明のガス検出装置の一実施形態を示す概略回路図である。 第３実施形態における本発明のガス検出装置の一実施の携帯を示す概略回路図である。 （Ａ）は２５℃、エアベース、Ｒｓ＝Ｒｒ＝３．７５Ω（標準値）のときのセンサ出力Ｖｓｅｎを示す回路図であり、（Ｂ）は２５℃、エアベース、Ｒｓ＝３．７５Ω＋１０％、Ｒｒ＝３．７５Ω−１０％のときのセンサ出力Ｖｓｅｎを示す回路図であり、（Ｃ）は補正電圧ｖａ２によってセンサ出力ｖｓｅｎから製品毎に生じる白金コイルＲｒ、Ｒｓのばらつきをキャンセルするための抵抗ｒ３２の設定を示す回路図である。 （Ａ）は２５℃、エアベース、センサ電流ｉ＝１８０ｍＡ（標準値）のときの出力ｖ１を示す回路図であり、（Ｂ）は２５℃、エアベース、センサ電流ｉ＝１９８ｍＡのときの出力ｖ１を示す回路図であり、（Ｃ）は２５℃、エアベース、センサ電流ｉ＝１６２ｍＡのときの出力ｖ１を示す回路図であり、（Ｄ）は補正電圧ｖａ１によって出力ｖ１から製品毎に生じる白金コイルＲｓ、Ｒｒのばらつきに起因するセンサ電流ｉのばらつきをキャンセルするための抵抗ｒ９の設定を示す回路図である。 温度補正電圧ｖｃ１によってセンサ出力ｖｓｅｎから周囲温度の増減に応じた変動分をキャンセルするための抵抗ｒ１３の設定を説明するための回路図である。 従来のガス検出装置の一例を示すものである。

第１実施形態
以下、本発明の第１実施形態を図面に基づいて説明する。図１に示すように、ガス検出装置１は、検出素子２と、比較素子３と、定電圧源ｃｖ１と、センサ回路４と、定電圧源ｃｖ２と、固定抵抗Ｒｃｓと、温度補正回路５と、を備えている。検出素子２は、触媒担持体２１と、第１測温抵抗体としての白金コイルＲｓと、から構成されている。触媒担持体２１は、可燃ガスとの接触燃焼を促進する触媒が担持されたアルミナ担体から構成されている。白金コイルＲｓは、上記触媒担持体２１に覆われていて、検出素子２の温度に応じて抵抗値が変化する。

比較素子３は、触媒非担持体３１と、第２測温抵抗体としての白金コイルＲｒと、を備えている。触媒非担持体３１は、可燃ガスに対して不感となる材料であるアルミナ担体のみから構成されている。白金コイルＲｒは、上記触媒非担持体３１に覆われていて、比較素子３の温度に応じて抵抗値が変化する。上記検出素子２及び比較素子３は、後述する定電圧源ｃｖ１とグランドとの間に互いに直列に接続されている。定電圧源ｃｖ１は、上記検出素子２及び比較素子３に対して定電圧を供給する。

次に、上記センサ回路４と、定電圧源ｃｖ１と、固定抵抗Ｒｃｓと、温度補正回路５と、の構成を説明する前に、図２を参照して周囲温度の変化に応じた白金コイルＲｓ及びＲｒの抵抗値変化を具体的な数値を当てはめて説明する。一般的に測温抵抗体において、例えば、２５℃を基底温度とし、抵抗値温度係数をＫ、２５℃の抵抗値をＲ２５、任意の温度をｎ℃、任意の温度における抵抗値をＲｎとすると、Ｒｎは下記の式（１）で表すことができる。
Ｒｎ＝Ｒ２５×（１＋Ｋ×（ｎ−２５）） …（１）

今、２５℃で白金コイルＲｓと白金コイルＲｒとの抵抗値が３．７５Ωで等しくなるように検出素子２、比較素子３を設けたとする。そして、定電圧源ｃｖ１が供給する定電圧＝１．３５ｖとすると、２５℃、エアベースにおいて白金コイルＲｓ及び白金コイルＲｒに流れるセンサ電流ｉは下記の式（２）で表すことができる。
ｉ＝１．３５Ｖ／（３．７５Ω＋３．７５Ω）＝１８０ｍＡ …（２）

よって、図２（Ａ）に示すように、エアベースにおいて検出素子２の両端電圧Ｖｓ及び比較素子３の両端電圧Ｖｒは下記の式（３）及び（４）に示す値となる。
Ｖｓ＝３．７５Ω×１８０ｍＡ＝０．６７５Ｖ …（３）
Ｖｒ＝３．７５Ω×１８０ｍＡ＝０．６７５Ｖ …（４）
故に、２５℃、エアベースにおいて検出素子２と比較素子３との両端電圧Ｖｓから比較素子３の両端電圧Ｖｒを差し引いた差分Ｖｓ−Ｖｒを０にすることができる。

しかしながら、検出素子２及び比較素子３は、上述した背景技術でも説明したように構成の違い、材料の違いに起因して抵抗値温度係数が異なる。よって、図２（Ａ）に示すように、２５℃で白金コイルＲｓと白金コイルＲｒとの抵抗値が等しくなるように比較素子３及び検出素子２を設けても、２５℃から例えば＋２００℃など大きく周囲温度が変化すると白金コイルＲｓと白金コイルＲｒとの抵抗値の差が大きくなり、検出素子２の両端電圧Ｖｓから比較素子３の両端電圧Ｖｒを差し引いても検出素子２の両端電圧Ｖｓの周囲温度の増減による変動分をキャンセルすることができない。

例えば、検出素子２に用いられる白金コイルＲｓの抵抗値温度係数Ｋｓ＝０．００３３、比較素子３に用いられる白金コイルＲｒの抵抗値温度係数Ｋｒ＝０．００２７のばらつきがあった場合、周囲温度が２５℃から２００℃上昇した２２５℃、エアベースにおける白金コイルＲｓ及び白金コイルＲｒの抵抗値は下記の式（５）及び（６）に示すように大きくばらつく。
Ｒｓ＝３．７５×（１＋０．００３３×Δ２００）
＝３．７５×１．６６
＝６．２２５Ω …（５）
Ｒｒ＝３．７５×（１＋０．００２７×Δ２００）
＝３．７５×１．５４
＝５．７７５Ω …（６）

また、２２５℃、エアベースにおける白金コイルＲｓ及び白金コイルＲｒに流れるセンサ電流ｉは下記の式（７）で表すことができる。
ｉ＝１．３５Ｖ／（６．２２５Ω＋５．７７５Ω）＝１１２．５ｍＡ …（７）
よって、図２（Ｂ）に示すように、２２５℃、エアベースにおいて検出素子２の両端電圧Ｖｓ及び比較素子３の両端電圧Ｖｒは下記の式（８）及び（９）に示す値となる。
Ｖｓ＝６．２２５Ω×１１２．５ｍＡ＝０．７００Ｖ …（８）
Ｖｒ＝５．７７５Ω×１１２．５ｍＡ＝０．６５０Ｖ …（９）
故に、２２５℃、エアベースにおいて検出素子２の両端電圧Ｖｓから比較素子３の両端電圧Ｖｒを差し引いた差分Ｖｓ−Ｖｒが０．０５Ｖとなる。よって、検出素子２のセンサ感度がΔ１０ｍＶ／Δ１０００ｐｐｍであるとすると、５０ｍＶ／（１０ｍＶ／１０００ｐｐｍ）＝５０００ｐｐｍ相当のエアベース誤差となってしまう。このエアベース誤差を本実施形態のガス検出装置１はキャンセルするのが目的である。

話をガス検出装置１の構成に戻すと、図１に示すように、上記センサ回路４は、検出素子２の両端電圧Ｖｓから比較素子３の両端電圧Ｖｒを差し引いた差分（Ｖｓ−Ｖｒ）に応じた値を可燃ガス濃度に応じたセンサ出力ｖｓｅｎとして出力する回路である。具体的には、センサ回路４は、３つの差動増幅回路を構成するＯＰアンプＡ２〜Ａ４から構成されている。ＯＰアンプＡ２には、比較素子３の定電圧源ｃｖ１側の一端の電圧ｖ２１が抵抗を介して＋入力に供給され、比較素子３のグランド側の他端の電圧ｖ２２が抵抗を介して−入力に供給されている。よって、ＯＰアンプＡ２は、電圧ｖ２１から電圧ｖ２２を差し引いた電圧、即ち比較素子３の両端電圧Ｖｒが出力される。

ＯＰアンプＡ３には、検出素子２の定電圧源ｃｖ１側の一端の電圧ｖ３１が抵抗を介して＋入力に供給され、検出素子２のグランド側の他端の電圧ｖ３２が抵抗を介して−入力に供給されている。よって、ＯＰアンプＡ３は、電圧ｖ３１から電圧ｖ３２を差し引いた電圧、即ち検出素子２の両端電圧Ｖｓが出力される。ＯＰアンプＡ４には、ＯＰアンプＡ３から出力される検出素子２の両端電圧Ｖｒが抵抗を介して−入力に供給され、ＯＰアンプＡ２から出力される比較素子３の両端電圧Ｖｒが抵抗を介して＋入力に供給されている。よって、ＯＰアンプＡ４は、検出素子２の両端電圧Ｖｓから比較素子３の両端電圧Ｖｒを差し引いた差分（Ｖｓ−Ｖｒ）をセンサ出力ｖｓｅｎとして出力する。

上記定電圧源ｃｖ２は、定電圧源ｃｖ１より高い定電圧を供給する電源である。例えば、定電圧源ｃｖ１が上述したように１．３５Ｖの定電圧を供給する場合、定電圧源ｃｖ２としては３Ｖの定電圧を供給するように設ける。上記固定抵抗Ｒｃｓは、上記検出素子２及び比較素子３に直列に接続されている。固定抵抗Ｒｃｓは、定電圧源ｃｖ１と定電圧源ｃｖ２との間に設けられている。よって、固定抵抗Ｒｃｓには、検出素子２及び比較素子３に流れるセンサ電流ｉが流れる。

上記白金コイルＲｓ及びＲｒは、周囲温度が上昇すると抵抗値が増大する。検出素子２及び比較素子３には定電圧が供給されているので、センサ電流ｉは周囲温度の増加に応じて減少する。図２に示す数値例では、２５℃におけるセンサ電流ｉが１８０ｍＡであったのに対して、２２５℃におけるセンサ電流ｉが１８０ｍＡの３７％低い１１２．５ｍＡに減少している。また、固定抵抗Ｒｃｓの抵抗値は、温度変動の影響を受けず一定である。よって、固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓは、周囲温度の増加に応じて減少する電圧となる。そこで、上記温度補正回路５は、固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓに応じた第１補正電圧としての温度補正電圧ｖｃ１を生成する。この温度補正電圧ｖｃ１も、固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓと同様に周囲温度の増加に応じて減少する電圧である。

温度補正回路５は、生成した温度補正電圧ｖｃ１をセンサ出力ｖｓｅｎに加算してセンサ出力ｖｓｅｎの周囲温度の増減に応じた変動分を補正する回路である。即ち、エアベースにおいて、例えば周囲温度が低く、上述したようにエアベースでのセンサ出力ｖｓｅｎが小さいときには大きな温度補正電圧ｖｃ１がセンサ出力ｖｓｅｎに加算される。これに対して、周囲温度が高くなりエアベースでのセンサ出力ｖｓｅｎが大きくなるに従って加算される温度補正電圧ｖｃ１が小さくなる。このため、周囲温度が変化してもセンサ出力ｖｓｅｎを一定に補正することができる。

次に、上記温度補正回路５の具体的な構成について説明する。上記温度補正回路５は、ＯＰアンプＡ１と、増幅器５１と、補正係数調整部５２と、を備えている。ＯＰアンプＡ１は、差動増幅回路を構成している。ＯＰアンプＡ１には、固定抵抗Ｒｃｓの定電圧源ｃｖ１側の電圧ｖ１２が−入力に供給され、固定抵抗Ｒｃｓの定電圧源ｃｖ２側の電圧ｖ１１が＋入力に供給されている。よって、ＯＰアンプＡ１は、電圧ｖ１１から電圧ｖ１２を差し引いた差分ｖ１１−ｖ１２、即ち固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓを出力する。

ＯＰアンプＡ１からの出力Ｖｃｓは、増幅器５１で温度補正を行うのに十分な大きさに増幅された後、補正係数調整部５２に応じた補正係数ｌ／ｍが乗算されて温度補正電圧ｖｃ１として電流加算される。なお、補正係数調整部５２は、例えばエアベースにおいて２５℃のセンサ出力ｖｓｅｎと２２５℃のセンサ出力ｖｓｅｎとが等しくなるような補正係数ｌ／ｍが可変抵抗により予め調整されている。

上述したガス検出装置１によれば、温度補正回路５が、固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓに応じた温度補正電圧ｖｃ１を生成して、その生成した温度補正電圧ｖｃ１をセンサ出力ｖｓｅｎに加算してセンサ出力ｖｓｅｎの周囲温度の増減に応じた変動分を補正する。よって、検出素子２及び比較素子３に定電圧を供給して温度補正を行っているので、温度が上昇して検出素子２の白金コイルＲｓ及び比較素子３の白金コイルＲｒの抵抗値が増加すると、検出素子２及び比較素子３に流れるセンサ電流ｉが小さくなる。よって、温度上昇に伴って白金コイルＲｓ及び白金コイルＲｒの発熱量が上昇することなく、周囲温度による影響をキャンセルしたセンサ出力ｖｓｅｎを出力することができる。

第２実施形態
次に、第２実施形態のガス検出装置１について説明する。第１実施形態に示すガス検出装置１は、あくまでも原理図であり、図１中のＯＰアンプＡ３は必要ない。第２実施形態のガス検出装置１は、このあたりを現実的な回路としている。また、第１実施形態では、アナログ演算の基準電圧が０であったが、第２実施形態ではアナログ演算の基準電圧をＶｒｅｆとしている。なお、図３において図１について上述した第１実施形態で既に説明した部分と同等な部分には同一符号を付してその詳細な説明を省略する。

図３に示すように、ガス検出装置１は、検出素子２と、比較素子３と、定電圧源ｃｖ１と、センサ回路４と、定電圧源ｃｖ２と、固定抵抗Ｒｃｓと、温度補正回路５と、を備えている。上記検出素子２、比較素子３、定電圧源ｃｖ１、定電圧源ｃｖ２、及び、固定抵抗Ｒｃｓ、については、上述した第１実施形態と同様であるためここでは詳細な説明を省略する。

上記センサ回路４は、検出素子２の両端電圧Ｖｓから比較素子３の両端電圧Ｖｒを差し引いた差分Ｖｓ−Ｖｒであるセンサ出力ｖｓｅｎを基準電圧Ｖｒｅｆだけシフトアップした値を出力する回路である。具体的には、センサ回路４は、２つの差動増幅回路を構成するＯＰアンプＡ２及びＡ４から構成されている。ＯＰアンプＡ２には、比較素子３の定電圧源ｃｖ１側の一端の電圧が抵抗を介して＋入力に供給され、比較素子３のグランド側の他端の電圧が抵抗を介して−入力に供給されている。よって、ＯＰアンプＡ２は、比較素子３の両端電圧Ｖｒを出力する。

上記ＯＰアンプＡ４は、検出素子２の両端電圧Ｖｓが抵抗を介して＋入力に供給されると共に基準電圧Ｖｒｅｆが抵抗を介して＋入力に供給される。ＯＰアンプＡ４は、ＯＰアンプＡ２から出力される比較素子３の両端電圧Ｖｒが抵抗を介して−入力に供給される。よって、ＯＰアンプＡ４は、センサ出力ｖｓｅｎ＝Ｖｓ−Ｖｒを基準電圧Ｖｒｅｆだけシフトアップしたシフトセンサ出力Ｖｓｅｎ＝Ｖｒｅｆ＋ｖｓｅｎを出力する。

上記温度補正回路５は、第１実施形態と同様に、固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓに応じた温度補正電圧ｖｃ１をセンサ出力ｖｓｅｎに加算してセンサ出力ｖｓｅｎの周囲温度の増減に応じた変動分を補正する回路である。上記温度補正回路５は、ＯＰアンプＡ１と、オフセット補正・レベルシフト回路５３と、補正係数調整部５２と、を備えている。ＯＰアンプＡ１は、差動増幅回路を構成している。ＯＰアンプＡ１には、第１実施形態と同様に、固定抵抗Ｒｃｓの定電圧源ｃｖ１側の一端電圧が抵抗を介して−入力に供給され、固定抵抗Ｒｃｓの定電圧源ｃｖ２側の他端電圧が抵抗を介して＋入力に供給されている。よって、ＯＰアンプＡ１は、ｎ１で増幅した固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓを出力する。

オフセット補正・レベルシフト回路５３は、ＯＰアンプＡ１の出力である固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓに補正電圧ｖａ１（第１補正電圧）を加算した温度補正電圧ｖｃ１を出力する。上記補正電圧ｖａ１は、白金コイルＲｓ、Ｒｒの製品毎のばらつきに起因する２５℃（基底温度）における固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓのオフセット分を補正するように予め調整された値である。さらに、オフセット補正・レベルシフト回路５３は、上記温度補正電圧ｖｃ１を基準電圧Ｖｒｅｆだけシフトアップした下記の式（１０）に示すシフト温度補正信号ＶＣ１を出力する。
ＶＣ１＝Ｖｒｅｆ＋ｖｃ１ …（１０）

上記温度補正信号ｖｃ１は、第１実施形態と同様に、補正係数調整部５２によって例えばエアベースにおいて２５℃のセンサ出力ｖｓｅｎと２２５℃のセンサ出力ｖｓｅｎとが等しくなるように可変抵抗により予め調整されている。

第３実施形態
上記概略回路図で説明した第２実施形態におけるガス検出装置１をさらに具体化した第３実施形態について図４を参照して以下説明する。同図に示すように、ガス検出装置１は、検出素子２と、比較素子３と、定電圧源ｃｖ１と、センサ回路４と、第２補正電圧源としての補正用電源回路６と、定電圧源ｃｖ２と、固定抵抗Ｒｃｓと、温度補正回路５と、を備えている。上記検出素子２、比較素子３、定電圧源ｃｖ１、定電圧源ｃｖ２、及び、固定抵抗Ｒｃｓ、については、上記概略で既に説明しているのでここでは詳細な説明を省略する。

センサ回路４は、上述した概略で説明したようにＯＰアンプＡ２及びＡ４から構成されている。ＯＰアンプＡ２は、その＋入力が抵抗ｒ２１を介して比較素子３の定電圧源ｃｖ１側の一端に接続されると共に抵抗ｒ２２を介してグランドに接続される。また、ＯＰアンプＡ２は、その−入力が抵抗ｒ２３を介して比較素子３のグランド側の他端に接続される。さらに、ＯＰアンプＡ２は、出力と−入力とが抵抗ｒ２４を介して接続される。よって、ｒ２１＝ｒ２２＝ｒ２３＝ｒ２４であれば、第２実施形態で説明したように、ＯＰアンプＡ２からは比較素子３の両端電圧Ｖｒが出力される。

上記ＯＰアンプＡ４は、その＋入力が抵抗ｒ２５を介して検出素子２の定電圧源ｃｖ１側に一端が接続されると共に抵抗ｒ２６を介して基準電圧Ｖｒｅｆが接続される。また、ＯＰアンプＡ４は、その−入力が抵抗ｒ２７を介してＯＰアンプＡ２の出力に接続される。さらに、ＯＰアンプＡ４は、出力と−入力とが抵抗ｒ２８を介して接続される。よって、ｒ２５＝ｒ２６＝ｒ２７＝ｒ２８であれば、第２実施形態で説明したように、ＯＰアンプＡ４からは、下記の式（１１）に示すように、センサ出力ｖｓｅｎ（＝Ｖｓ−Ｖｒ）を基準電圧Ｖｒｅｆだけシフトアップした電圧がシフトセンサ出力Ｖｓｅｎとして出力される。
Ｖｓｅｎ＝Ｖｒｅｆ＋（Ｖｓ−Ｖｒ）
＝Ｖｒｅｆ＋ｖｓｅｎ …（１１）

補正用電源回路６は、シフトセンサ出力Ｖｓｅｎに加算するための第２補正電圧としての補正電圧ＶＡ２を出力する電源である。この補正電圧ＶＡ２は、後述する可変抵抗ｒｖ３によって基準電圧Ｖｒｅｆを中心として増減両方向に調整することができる。即ち、補正電圧ＶＡ２から基準電圧Ｖｒｅｆを差し引いた値をΔｖａ２とすると、補正電圧ＶＡ２は下記の式（１２）で表すことができる。
ＶＡ２＝Ｖｒｅｆ＋Δｖａ２ …（１２）
上記白金コイルＲｓ、Ｒｒは、基底温度２５℃、エアベースにおいてセンサ出力ｖｓｅｎ＝Ｖｓ−Ｖｒ＝０となるように設けられている。しかしながら、白金コイルＲｓ、Ｒｒは、抵抗値を揃えるのが難しく、製品毎に±１０％程度ばらつく。よって、上記シフトセンサ出力Ｖｓｅｎは、上述した白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値のばらつきに起因して製品毎にばらつき、基準電圧Ｖｒｅｆからズレてしまう。上記補正電圧ＶＡ２は、基底温度２５℃、エアベースでの上記シフトセンサ出力Ｖｓｅｎが基準電圧Ｖｒｅｆからズレている分をキャンセルするように調整されている。

補正用電源回路６は、電圧Ｖａｄｄとグランドとの間に互いに直列接続された抵抗ｒ３１、ｒ３０及び可変抵抗ｒｖ３と、ＯＰアンプＡ９と、を備えている。ＯＰアンプＡ９は、＋入力が可変抵抗ｒｖ３に接続され、−入力が出力に接続されるバッファを構成している。よって、可変抵抗ｒｖ３の抵抗値の調整によって、ＯＰアンプＡ９の出力を調整することができる。そして、このＯＰアンプＡ９から上記補正電圧ＶＡ２が出力される。

上記温度補正回路５は、ＯＰアンプＡ１と、第１補正電圧源としての補正用電源回路５４と、第１加算回路５５と、第２加算回路５６と、可変抵抗ｒｖ２と、ＯＰアンプＡ８と、第３加算回路５７と、増幅回路５８と、から構成されている。ＯＰアンプＡ１は、その＋入力が抵抗ｒ２を介して固定抵抗Ｒｃｓの定電圧源ｃｖ２側の一端に接続されると共に抵抗ｒ３を介してグランド（０Ｖ）に接続されている。また、ＯＰアンプＡ１は、その−入力が抵抗ｒ４を介して固定抵抗Ｒｃｓの定電圧源ｃｖ１側の他端に接続される。よって、ＯＰアンプＡ１からは、固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓをｎ１（＝（ｒ３＝ｒ５）／（ｒ２＝ｒ４））で増幅した値Ｖｃｓ・ｎ１が出力ｖ１として出力される。

今、基底温度２５℃、エアベースにおける固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧をＶｃｓ（２５℃）、任意時点の固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧をＶｃｓ、そして、ＶｃｓとＶｃｓ（２５℃）との差をΔＶｃｓ｛＝Ｖｃｓ−Ｖｃｓ（２５℃）｝、とすると、ＯＰアンプＡ１の出力ｖ１は下記の式（１３）で表すことができる。
ｖ１＝ｎ１×｛Ｖｃｓ（２５℃）＋ΔＶｃｓ｝ …（１３）

ところで上述したように、基底温度２５℃、エアベースにおいてＶｓ−Ｖｒ＝０となる。これに対して、基底温度２５℃、エアベースにおいても固定抵抗Ｒｃｓにセンサ電流ｉが流れるため、固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓは０にならない。例えば、センサ電流ｉ＝１８０ｍＡであれば固定抵抗Ｒｃｓの抵抗値を１Ωとしても、Ｖｃｓ＝１８０ｍＶとなる。そこで、ＯＰアンプＡ１の増幅率ｎ１は、基底温度２５℃、エアベースにおいてその出力ｖ１が基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるように設定されている。即ち、ｎ１×Ｖｃｓ（２５℃）＝Ｖｒｅｆとなるように設定されている。これを式（１３）に代入すると、下記の式（１４）が得ることができる。
ｖ１＝Ｖｒｅｆ＋ｎ１×ΔＶｃｓ …（１４）

上記補正用電源回路５４は、ＯＰアンプＡ１の出力ｖ１に加算するための第１補正電圧としての補正電圧ＶＡ１を出力する電源である。この補正電圧ＶＡ１は、後述する可変抵抗ｒｖ１によって基準電圧Ｖｒｅｆを中心として増減両方向に調整することができる。即ち、補正電圧ＶＡ１から基準電圧Ｖｒｅｆを差し引いた値をΔｖａ１とすると、補正電圧ＶＡ１は下記の式（１５）で表すことができる。
ＶＡ１＝Ｖｒｅｆ＋Δｖａ１ …（１５）
白金コイルＲｓ、Ｒｒは、抵抗値を揃えるのが難しく、製品毎に±１０％程度ばらつく。よって、センサ電流ｉは、上述した白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値のばらつきに起因して製品毎にばらつきが生じ、基底温度２５℃、エアベースにおけるＯＰアンプＡ１の出力ｖ１を基準電圧Ｖｒｅｆにすることができない。このため、上述した白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値のばらつきに起因して製品毎にばらつきが生じる。

また、たとえ白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値を標準値に設定できたとし、センサ電流ｉ＝１８０ｍＡの標準値ぴったりであったとしても、例えば基準電圧Ｖｒｅｆ＝１Ｖを出力するためのＯＰアンプＡ１の増幅率ｎ１を計算すると下記のようになる。
（１８０ｍＡ×１Ω）×ｎ１＝１．００
ｎ１＝５．５５５５…
電子回路設計における常用抵抗値系列である２４系列の組み合わせでＯＰアンプＡ１の増幅率ｎ１＝５．５５５とするのは困難を伴う。よって、Ｖｒｅｆ＝１．０００Ｖとする正確さをこのやり方で追求するよりは、本実施形態のようにもろもろの個体差を補正用電源回路５４で吸収するのが懸命である。上記補正電圧ＶＡ１は、ＯＰアンプＡ１の出力ｖ１に加算して上述した製品毎の基底温度（２５℃）での固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓのばらつきをキャンセルするような値に予め調整されている。即ち、上記補正電圧ＶＡ１は、基底温度２５℃、エアベースでの出力ｖ１が基準電圧Ｖｒｅｆからズレている分をキャンセルするように調整されている。詳しくは、基底温度２５℃、エアベースでの出力ｖ１の基準電圧ＶｒｅｆからのズレをΔｖ１とすると、このΔｖ１により抵抗ｒ６に発生する電流ｉｒ６＝Δｖ１／ｒ６を抵抗ｒ９に流れる電流でキャンセルするように、補正電圧ＶＡ１を設定する。即ち、Δｖ１／ｒ６＝Δｖａ１／ｒ９となるように補正電圧ＶＡ１が調整される。

補正用電源回路５４は、電圧Ｖａｄｄとグラントの間に互いに直列接続された抵抗ｒ７、ｒ８及び可変抵抗ｒｖ１と、ＯＰアンプＡ５と、を備えている。ＯＰアンプＡ５は、＋入力が可変抵抗ｒｖ１に接続され、−入力が出力に接続されるバッファを構成している。よって、可変抵抗ｒｖ１の抵抗値の調整によって、ＯＰアンプＡ５の出力を調整することができる。そして、このＯＰアンプＡ５の出力が補正電圧ＶＡ１として出力される。

上記第１加算回路５５は、抵抗ｒ６、ｒ９、ｒ１０と、ＯＰアンプＡ６と、から構成されている。上記ＯＰアンプＡ６は、＋入力に基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。また、ＯＰアンプＡ６は、−入力が抵抗ｒ６を介してＯＰアンプＡ１の出力ｖ１が供給されると共に抵抗ｒ９を介してシフト補正電圧ＶＡ１が供給されている。さらに、ＯＰアンプＡ６は、−入力と出力とが抵抗ｒ１０を介して接続されている。よって、ＯＰアンプＡ６の出力ｖｔ１は、下記の式（１６）に示す値となる。
Ｖｔ１＝Ｖｒｅｆ−［｛（ｖ１−Ｖｒｅｆ）／ｒ６｝＋｛（ＶＡ１−Ｖｒｅｆ）／ｒ９｝］×ｒ１０
ｒ６＝ｒ１０より
Ｖｔ１＝Ｖｒｅｆ−［（ｖ１−Ｖｒｅｆ）＋（ＶＡ１−Ｖｒｅｆ）×（ｒ１０／ｒ９）］
式（１４）のｖ１＝Ｖｒｅｆ＋ｎ１×ΔＶｃｓ、式（１５）のＶＡ１＝Ｖｒｅｆ＋Δｖａ１より
Ｖｔ１＝Ｖｒｅｆ−［（Ｖｒｅｆ＋ｎ１×ΔＶｃｓ−Ｖｒｅｆ）＋（Ｖｒｅｆ＋Δｖａ１−Ｖｒｅｆ）×（ｒ１０／ｒ９）］
＝Ｖｒｅｆ−｛ｎ１×ΔＶｃｓ＋Δｖａ１×（ｒ１０／ｒ９）｝ …（１６）
なお、基底温度２５℃、エアベースでの出力ｖ１が基準電圧Ｖｒｅｆと等しいときは、Δｖａ１＝０に設定され、これを式（１６）に代入すると下記の式（１７）が得られる。
Ｖｔ１＝Ｖｒｅｆ−ｎ１×ΔＶｃｓ …（１７）

上記第２加算回路５５は、抵抗ｒ１１、ｒ１２と、ＯＰアンプＡ７と、から構成されている。ＯＰアンプＡ７は、＋入力に基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。また、ＯＰアンプＡ７は、−入力が抵抗ｒ１１を介してＯＰアンプＡ６の出力が接続されている。よって、ＯＰアンプＡ７の出力Ｖｔ２は、ｒ１１＝ｒ１２とすると下記の式（１８）に示す値となる。
Ｖｔ２＝２Ｖｒｅｆ−Ｖｔ１
式（１７）を代入すると、
Ｖｔ２＝２Ｖｒｅｆ−（Ｖｒｅｆ−ｎ１×ΔＶｃｓ）
Ｖｔ２＝Ｖｒｅｆ＋ｎ１×ΔＶｃｓ …（１８）

上記可変抵抗ｒｖ２は、一端にＯＰアンプＡ６の出力Ｖｔ１が供給され、他端にＯＰアンプＡ７の出力Ｖｔ２が供給されている。可変抵抗ｒｖ２は、上記出力Ｖｔ１と出力Ｖｔ２とを分圧してＯＰアンプＡ８の＋入力に供給する。ＯＰアンプＡ８は、−入力が出力に接続されたバッファを構成していて、可変抵抗ｒｖ２により供給される電圧を温度補正電圧ＶＣ１として出力する。可変抵抗ｒｖ２の分圧比をｌ／ｍに設定すると、温度補正電圧ＶＣ１は下記に示す式（１９）で表される。
ＶＣ１＝（Ｖｔ２−Ｖｔ１）×ｌ／ｍ＋Ｖｔ１
上記式（１７）、式（１８）のＶｔ１＝Ｖｒｅｆ−ｎ１×ΔＶｃｓ、Ｖｔ２＝Ｖｒｅｆ＋ｎ１×ΔＶｃｓを代入すると、
ＶＣ１＝Ｖｒｅｆ＋ΔＶｃｓ×（２×ｎ１×ｌ／ｍ−ｎ１）
この温度補正電圧ＶＣ１から基準電圧Ｖｒｅｆを差し引いた値をΔｖｃ１＝ΔＶｃｓ×（２×ｎ１×ｌ／ｍ−ｎ１）とすると、
ＶＣ１＝Ｖｒｅｆ＋Δｖｃ１ …（１９）
式（１９）から明らかなように、温度補正電圧ＶＣ１は、固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓに応じた値であり、その大きさは可変抵抗ｒｖ２によって調整することができる。

上記第３加算回路５７は、抵抗ｒ１３、ｒ２９、ｒ３２、ｒ３３と、ＯＰアンプＡ１０と、から構成されている。上記ＯＰアンプＡ１０は、＋入力に基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。また、ＯＰアンプＡ１０の−入力には、抵抗ｒ１３を介してＯＰアンプＡ８から出力される温度補正電圧ＶＣ１、抵抗ｒ２９を介してＯＰアンプＡ４から出力されるシフトセンサ出力Ｖｓｅｎ、抵抗ｒ３２を介してＯＰアンプＡ９から出力される補正電圧ＶＡ２が供給されている。よって、ＯＰアンプＡ１０の出力Ｖ１０は下記の式（２０）に示す値となる。
Ｖ１０＝Ｖｒｅｆ−｛（ＶＣ１−Ｖｒｅｆ）／ｒ１３＋（Ｖｓｅｎ−Ｖｒｅｆ）／ｒ２９＋（ＶＡ２−Ｖｒｅｆ）／ｒ３２｝×ｒ３３
これにＶＣ１＝Ｖｒｅｆ＋Δｖｃ１、Ｖ＝Ｖｒｅｆ＋ｖｓｅｎ、ＶＡ２＝Ｖｒｅｆ＋Δｖａ２、ｒ２９＝ｒ３３を代入すると、
Ｖ１０＝Ｖｒｅｆ−｛ｖｓｅｎ＋Δｖｃ１×（ｒ３３／ｒ１３）＋Δｖａ２×（ｒ３３／ｒ３２）｝ …（２０）
式（２０）に示すように、ＯＰアンプＡ１０からは、センサ出力ｖｓｅｎにΔｖｃ１×（ｒ３３／ｒ１３）を加算して温度補正し、Δｖａ２×（ｒ３３／ｒ３２）を加算して白金コイルＲｓ、Ｒｒのばらつきを補正した電圧を基準電圧Ｖｒｅｆから差し引いた電圧が出力される。

増幅回路５８は、抵抗ｒ３４と可変抵抗ｒａ４とＯＰアンプＡ１１とから構成されている。ＯＰアンプＡ１１は、その＋入力に基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。ＯＰアンプＡ１１は、その−入力に抵抗ｒ３４を介してＯＰアンプＡ１０の出力が供給されている。ＯＰアンプＡ１１の出力Ｖｏは、下記の式（２１）に示す値となる。
Ｖｏ＝Ｖｒｅｆ−｛（Ｖ１０−Ｖｒｅｆ）／ｒ３４×ｒａ４｝ …（２１）
上記式（２０）を代入すると、式（２２）が得られる。
Ｖｏ＝Ｖｒｅｆ−［Ｖｒｅｆ−｛ｖｓｅｎ＋Δｖｃ１×（ｒ３３／ｒ１３）＋Δｖａ２×（ｒ３３／ｒ３２）｝−Ｖｒｅｆ］／ｒ３４×ｒａ４
＝Ｖｒｅｆ＋［｛ｖｓｅｎ＋Δｖｃ１×（ｒ３３／ｒ１３）＋Δｖａ２×（ｒ３３／ｒ３２）｝］／ｒ３４×ｒａ４ …（２２）
式（２２）から明らかなように、ＯＰアンプＡ１１からはセンサ出力ｖｓｅｎにΔｖｃ１×（ｒ３３／ｒ１３）を加算して温度補正しΔｖａ２×（ｒ３３／ｒ３２）を加算して白金コイルＲｓ、Ｒｒのバラツキを補正した電圧が基準電圧Ｖｒｅｆだけシフトアップされて出力される。また、式（２２）から明らかなように、可変抵抗ｒａ４を調整することにより補正後のセンサ出力ｖｓｅｎのゲインを調整することができる。

次に、図５を参照して上述した補正電圧ｖａ２によってセンサ出力ｖｓｅｎから製品毎に生じる白金コイルＲｒ、Ｒｓのばらつきをキャンセルするための抵抗ｒ３２の設定について、具体的な数値を当てはめて説明する。本実施形態では、図５（Ａ）に示すように、定電圧源ｃｖ１＝１．３５Ｖ、ｒ２１＝ｒ２２＝ｒ２３＝ｒ２４＝ｒ２５＝ｒ２６＝ｒ２７＝ｒ２８＝１００ｋΩ、基準電圧Ｖｒｅｆ＝１Ｖとし、２５℃で白金コイルＲｓ＝白金コイルＲｒ＝３．７５Ωを標準値とする。

このように白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値が標準値のときの２５℃、エアベースにおけるシフトセンサ出力Ｖｓｅｎについて以下求める。Ｒｓ＝Ｒｒ＝３．７５Ω（標準値）のときは、図５（Ａ）に示すように、検出素子２の両端電圧Ｖｓ＝比較素子３の両端電圧Ｖｒ＝０．６７５Ｖとなる。上述したように抵抗ｒ２１〜ｒ２８はの全ての抵抗が同一値であることから、図３について説明したように、ＯＰアンプＡ２の出力は比較素子３の両端電圧Ｖｒと等しくなり、シフトセンサ出力ＶｓｅｎはＶｒｅｆ＋Ｖｓ−Ｖｒ＝１Ｖ＋０．６７５Ｖ−０．６７５Ｖ＝１Ｖとなる。

白金コイルＲｓ、Ｒｒは上述した標準値（３．７５Ω）に対して±１０％内のばらつきが生じるものとする。図５（Ｂ）に示すように、例えば、２５℃で白金コイルＲｓの抵抗値が標準値３．７５Ωに対して＋１０％ばらつき、白金コイルＲｓの抵抗値が標準値３．７５Ωの−１０％ばらついたとする。このとき、白金コイルＲｓ＝３．７５Ω×１．１＝４．１２５Ω、白金コイルＲｒ＝３．７５Ω×０．９＝３．３７５Ωとなる。また、このとき、図５（Ｂ）に示すように、検出素子２の両端電圧Ｖｓ及び比較素子３の両端電圧Ｖｒは下記の式（２３）及び（２４）に示す値となる。
Ｖｓ＝１．３５Ｖ×４．１２５Ω／（４．１２５Ω＋３．３７５Ω）＝０．７４２５Ｖ …（２３）
Ｖｒ＝１．３５Ｖ×３．３７５Ω／（４．１２５Ω＋３．３７５Ω）＝０．６０７５Ｖ …（２４）

よって、シフトセンサ出力ＶｓｅｎはＶｒｅｆ＋Ｖｓ−Ｖｒ＝１Ｖ＋０．７４２５Ｖ−０．６０７５Ｖ＝１．１３５Ｖとなり、白金コイルＲｓ＝白金コイルＲｒ＝３．７５Ω（標準値）に比べて０．１３５Ｖ増加している。よって、補正用電源回路６としては、センサ出力ｖｓｅｎを±０．１３５Ｖの範囲でキャンセルする必要がある。これを抵抗ｒ２９に流れる電流ｉ２９に換算すると下記の式（２５）に示すようになる。なお、抵抗ｒ２９の抵抗値を１０ｋΩとしている。
ｉ２９＝±０．１３５ｖ／１０ｋ＝±１３．５μＡ …（２５）
そして、例えばＶｒｅｆ＝１Ｖ、Ｖａｄｄ＝２Ｖであり、補正電圧ｖａ２が基準電圧Ｖｒｅｆに対して±１Ｖの範囲で調整できるものであれば、抵抗ｒ３２としては、１／１３．５μＡ＝６８ｋΩに設定すれば±１０％内の白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値のばらつきをキャンセルできるように補正電圧ｖａ２を調整することができる。

次に、図６を参照して補正電圧ｖａ１によってＯＰアンプＡ１の出力ｖ１から製品毎に生じる白金コイルＲｓ、Ｒｒのばらつきに起因するセンサ電流ｉのばらつきをキャンセルするための抵抗ｒ９の設定について、具体的な数値を当てはめて説明する。本実施形態では、Ｒｃｓ＝１Ω、ｒ２＝ｒ４＝１０ｋΩ、ｒ３＝ｒ５＝５６ｋΩ、基準電圧Ｖｒｅｆ＝１とし、図５と同様に、２５℃で白金コイルＲｓ＝白金コイルＲｒ＝３．７５Ωを標準値とする。このように白金コイルＲｓ、Ｒｒの抵抗値が標準値のときの２５℃、エアベースにおけるＯＰアンプＡ２の出力である固定抵抗Ｒｃｓの抵抗値Ｖｃｓについて以下求める。上述した標準値においては、図６（Ａ）に示すように、センサ電流ｉ＝１．３５Ｖ／（３．７５Ω＋３．７５Ω）＝１８０ｍＡ（標準値）となる。

よって、このときの固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓ及びＯＰアンプＡ１の出力ｖ１は下記の式（２６）及び（２７）で表すことができる。
Ｖｃｓ＝１Ω×１８０ｍＡ＝０．１８Ｖ …（２６）
ｖ１＝５６ｋ／１０ｋ×０．１８＝１．００８≒１Ｖ …（２７）

センサ電流ｉは、上述した標準値（１８０ｍＡ）に対して±１０％内のばらつきが生じるものとする。そして、図６（Ｂ）に示すように、白金コイルＲｓ及びＲｓがばらついて、２５℃においてセンサ電流ｉが標準値１８０ｍＡの＋１０％ばらついたとする。このとき、センサ電流ｉ＝１９８ｍＡであり、固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓ及びＯＰアンプＡ１の出力ｖ１は下記の式（２８）及び（２９）で表す値となる。
Ｖｃｓ＝１Ω×１９８ｍＡ＝０．１９８Ｖ …（２８）
ｖ１＝１Ｖ＋５６ｋ／１０ｋ×０．１９８Ｖ＝２．１０８８Ｖ …（２９）
よって、センサ電流ｉ＝１８０ｍＡ（標準値）に比べて約０．１Ｖ増加している。

また、図６（Ｃ）に示すように、白金コイルＲｓ及びＲｓがばらついて、２５℃においてセンサ電流ｉが標準値１８０ｍＡの−１０％ばらついたとする。このとき、センサ電流ｉ＝１６２ｍＡであり、固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓ及びＯＰアンプＡ１の出力ｖ１は下記の式（３０）及び（３１）で表す値となる。
Ｖｃｓ＝１Ω×１６２ｍＡ＝０．１６２Ｖ …（３０）
ｖ１＝５６ｋ／１０ｋ×０．１６２Ｖ＝０．９０７２Ｖ …（３１）
よって、センサ電流ｉ＝１８０ｍＡ（標準値）に比べて約０．１Ｖ減少している。

よって、補正用電源回路５４としては、ＯＰアンプＡ１の出力ｖ１を±０．１Ｖの範囲でキャンセルする必要がある。これを抵抗ｒ６に流れる電流ｉｒ６に換算すると下記の式（３２）に示すようになる。なお、抵抗ｒ６の抵抗値を１０ｋΩとしている。
ｉｒ６＝±０．１／１０ｋ＝±１０μＡ …（３２）
そして、例えば、Ｖｒｅｆ＝１Ｖ、Ｖａｄｄ＝２Ｖであり、補正電圧ｖａ１が基準電圧Ｖｒｅｆに対して±１Ｖの範囲で調整できるものであれば、抵抗ｒ９としては、１／１０μＡ＝１００ｋΩに設定すれば±１０％のセンサ電流ｉのばらつきをキャンセルできるように補正電圧ｖａ１を調整することができる。

次に、図７を参照して上述した温度補正電圧ｖｃ１によってセンサ出力ｖｓｅｎから周囲温度の増減に応じた変動分をキャンセルするための抵抗ｒ１３の設定について、具体的な数値を当てはめて説明する。本実施形態では、図２を用いて既に説明したように２５℃エアベースにおけるセンサ出力ｖｓｅｎ（＝Ｖｓ−Ｖｒ）が０Ｖであるのに対して２２５℃エアベースにおけるセンサ出力ｖｓｅｎが０．０５Ｖとなる。よって、温度補正電圧ｖｃ１としては、２２５℃のときのセンサ出力ｖｓｅｎを０．０５Ｖキャンセルする必要がある。図７に示すように、これを抵抗ｒ２９に流れる電流ｉ２９に換算すると下記の式（３３）に示すようになる。なお、抵抗ｒ２９の抵抗値を１０ｋΩとしている。
Δｉ２９＝０．０５Ｖ／１０ｋ＝５μＡ …（３３）

次に、温度補正電圧ｖｃ１の大きさについて求めてみる。図６（Ａ）に示すように、２５℃でセンサ電流ｉが１８０ｍＡ（標準値）のとき、図２（Ｂ）に示すように２２５℃ではセンサ電流ｉが１１２．５ｍＡとなる。よって、図７に示すように、ＯＰアンプＡ６、Ａ７の出力ｖｔ１、ｖｔ２の２２５℃のときと２５℃のときとの差Δｖｔ１、Δｖｔ２は、（１８０ｍＡ−１１２．５ｍＡ）×５．６＝３７８ｍＶとなる。故に、温度補正電圧ｖｃ１は、基準電圧Ｖｒｅｆに対して±３７８ｍＶの範囲で調整できるものである。よって、抵抗ｒ１３としては、±３７８ｍＡ／５μＡ＝７５．５ｋΩに設定すれば、温度の変動分をキャンセルできるように温度補正電圧ｖｃ１を調整することができる。

また、上述したガス検出装置１によれば、補正用電源回路５４を設けることにより、白金コイルＲｓ、Ｒｒのばらつきに起因する基底温度（２５℃）における固定抵抗Ｒｃｓの両端電圧Ｖｃｓの変動分を補正することができる。

また、上述したガス検出装置１によれば、補正用電源回路６を設けることにより、白金コイルＲｓ、Ｒｒのばらつきに起因する基底温度（２５℃）におけるセンサ出力ｖｓｅｎの変動分を補正することができる。

また、前述した実施形態は本発明の代表的な形態を示したに過ぎず、本発明は、実施形態に限定されるものではない。即ち、本発明の骨子を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。

１ ガス検出装置
２ 検出素子
３ 比較素子
４ センサ回路
５ 温度補正回路
６ 補正用電源回路（第２補正電圧源）
２１ 触媒担持体
３１ 触媒非担持体
５４ 補正用電源回路（第２補正電圧源）
ｃｖ１ 定電圧源
ｉ センサ電流
Ｒｓ 白金コイル（第１測温抵抗体）
Ｒｒ 白金コイル（第２測温抵抗体）
Ｒｃｓ 固定抵抗
Ａ１ ＯＰアンプ（差動増幅回路）
ｖａ１ 補正電圧（第１補正電圧）
ｖａ２ 補正電圧（第２補正電圧）
ｖｃ１ 温度補正電圧

Claims (3)

1. 可燃ガスとの接触燃焼を促進する触媒を担持した触媒担持体、及び、前記触媒担持体に覆われた第１測温抵抗体、から構成される検出素子と、前記可燃ガスに対して不感となる材料から構成された触媒非担持体、及び、前記触媒非担持体に覆われた第２測温抵抗体、から構成される比較素子と、を備え、前記検出素子及び前記比較素子が互いに直列に接続されたガス検出装置において、
   前記検出素子及び前記比較素子に対して定電圧を供給する定電圧源と、
   前記検出素子の両端電圧から前記比較素子の両端電圧を差し引いた差分を可燃ガスに応じたセンサ出力として出力するセンサ回路と、
   前記検出素子及び前記比較素子に流れるセンサ電流が流れるように前記検出素子及び前記比較素子に直列接続された固定抵抗と、
   前記固定抵抗の両端電圧に応じた温度補正電圧を生成して、その生成した前記温度補正電圧を前記センサ出力に加算して前記センサ出力の周囲温度の増減に応じた変動分を補正する温度補正回路と、
   を備えたことを特徴とするガス検出装置。
2. 前記温度補正回路が、前記固定抵抗の両端電圧を出力する差動増幅回路と、前記差動増幅回路から出力される前記固定抵抗の両端電圧に加算して、製品毎に発生する前記第１測温抵抗及び／又は前記第２測温抵抗の抵抗値のばらつきに起因する基底温度における前記固定抵抗の両端電圧のオフセット分を補正するための第１補正電圧を生成する第１補正電圧源と、を備えた
   ことを特徴とする請求項１に記載のガス検出装置。
3. 前記センサ回路から出力される前記センサ出力に加算して、製品毎に発生する前記第１測温抵抗及び／又は前記第２測温抵抗の抵抗値のばらつきに起因する基底温度における前記センサ出力のオフセット分を補正するための第２補正電圧を生成する第２補正電圧源を、
   備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載のガス検出装置。

Images