JP2010130371A - 集中要素モデル型減衰伝送線路構造 - Google Patents

Abstract

【課題】高速スイッチング信号伝送時のクロストークを抑圧し、整合終端回路を不要にするとともに、平衡伝送やシリアル伝送を不要にする。
【解決手段】
集中要素モデル型減衰伝送線路構造は、表面に誘電体酸化皮膜層を有する化成弁作用金属電線４８と、化成弁作用金属電線４８の両端部に形成される電極端子部４９と、少なくとも電極端子部４９を残して前記誘電体酸化皮膜層上に形成される半導体層４７と、半導体層４７上に形成される導電性金属粉ペースト層４６とから成る同軸型損失線路として形成され、化成弁作用金属電線４８を陽極、前記誘電体酸化皮膜層を誘電体、導電性金属粉ペースト層４６を陰極として使用される。電極端子部４９は絶縁層５１の１面に形成される電極箔５０に溶接または圧接され、導電性金属粉ペースト層４６は絶縁層５１の１面に形成されたグランドプレーン５２に銀ペーストによって接着される。
【選択図】 図１２

Description

本発明は、回路または回路部品に関し、特に、スイッチング周波数がほぼ１ＧＨｚ以下の、情報技術装置やディジタルデータ通信機器の信号線路に直列に接続して使用し、クロストークを大幅に減少させるとともに、整合終端回路を不要とし、信号品位（シグナルインテグリティ）および電磁環境適合性（ＥＭＣ）を向上させることが出来る集中要素モデル型減衰伝送線路構造に関する。

近年、コンピュータを初めとするディジタル回路システムの高性能、小型化の要求が強い。ディジタル回路システムを構成するトランジスタの高速化は、高性能化に効果があるが、電磁ノイズやクロストークが増えるとともに整合終端回路の設計が困難になると考えられて来た。

一方、半導体技術の先端を進む半導体集積回路においてはトランジスタの高速化が進んでいる。国際半導体技術ロードマップ (The International
Technology Roadmap For Semiconductors :ＩＴＲＳ)によると、２００７年のテクノロジノードにおける高性能ＭＰＵのＰチャネル型電界効果トランジスタの最小上昇時間（ゲートディレー）は０．６４[ps]（ピコ秒）であり、電源電圧は１．１[V]である。

電磁気学によると、回路の状態には活性状態（exited states）、定常状態（stationary states）および、実用上は定常状態と見なせる準定常状態（quasi
stationary states）が存在する。活性状態とは、回路上の電界と磁界が変化または振動している状態であり交流回路はその一例である。振動する電界と磁界は電磁波となって絶縁体中を進行する。該絶縁体が真空空間の場合は、電磁波は光速で進行する。

定常状態とは、回路上の電界と磁界が静止している状態であり直流回路はその一例である。準定常状態とは、電界と磁界が電磁波となって回路上を進行するが、電磁波の波長が回路長に対して非常に長いため、電磁放射が無視できる程度であり回路内での電磁波の挙動が強弱振動だけと見なすことが出来る状態である。

電磁気学によると、活性状態にある回路の電流はアンペールの法則として定義され次式で示される。

電磁気学によると、電位Ｖは、電界の及ばない無限遠から導線の一点までの電界の積分値と定義されるが実用的にはグランド面から導線の一点までの電界の積分値として、また、電界Ｅは電位Ｖの傾きとしてそれぞれ次式から求められる。

マックスウエルは、磁界に関する理論と電界に関する理論を融合したマックスウエルの方程式を１８７３年に発表し、続いてこの式をダランベールの波動方程式の形式に変形し、ベクトル波動方程式を導出した。マックスウエルは、１８６２年頃から主張していた、電磁波と光はともに光速で伝搬することをこの式を用いて理論的に証明し、線形電磁波理論（以下電磁波理論）を完成させ、これにより電磁気学が完成した。ヘルツは、１８８７年に、実験によって電磁波の存在を実証し、マックスウエルの電磁波理論の正しさを証明した。

電磁気学によると、時間的に変化する電界と磁界は相互に作用しつつ横波となって空間または誘電体中を伝搬する。真空中を伝搬する電磁波の速度は光速である。伝搬する電磁波はポインチングベクトル理論に従って電力を伝搬する。空間を伝搬する電磁波は、周期および極性が一致し振幅ベクトルが進行方向に対して直交する電界波と磁界波とから構成される。この状態の電磁波はＴＥＭ(transverse electromagnetic)波と呼ばれる。

電磁気学によると、時間的に変化する電界と磁界は相互に作用しつつ横波となって空間または誘電体中を伝搬する。真空中を伝搬する電磁波の速度は光速である。伝搬する電磁波はポインチングベクトル理論に従って電力を伝搬する。空間を伝搬する電磁波は、周期および極性が一致し振幅ベクトルが進行方向に対して直交する電界波と磁界波とから構成される。この状態の電磁波はＴＥＭ(transverse electromagnetic)波と呼ばれる。ＴＥＭ波を構成する電界波の振幅を磁界波の振幅で割った値は波動インピーダンス（surge
impedanceまたはwave impedance）と呼ばれる。

電磁気学によると、電磁波は空間だけでなく媒体中も進行する。損失のない誘電体中を進行する電磁波の速度は、光速に対して比誘電率の平方根だけ遅くなり、波長は比誘電率の平方根だけ短くなる。後者は、波長圧縮と呼ばれる。

電磁気学によると、損失のある媒体中を進行する電磁波は、次式で示される減衰定数γに従い、進行に伴って振幅が減少し位相が変化する。

式（３）において、γの実数項であるαは減衰定数、γの虚数項であるβは位相定数と呼ばれる。αは、nep/m（ネパー／メートル）の単位で表される。１
[nep/m]は、１メートル進行して振幅がexp^-1または０.３６８倍に減衰することを意味する。

電磁気学によると、式（３）中のγ ²を変形して得られる次式の括弧の項は、損失のある誘電体に関する複素誘電率と定義され、虚数部（σ/ε_０ω）を実数部（ε_r）で割った値を誘電体損失の正接と呼び、tanδで表す。但し、tanδは、電磁気学上、深い意味を持たない。

電磁波が導体中を進行する場合を想定して、導体中では電磁波に作用する電荷は存在せず導電率σは ω×εに比べて非常に大きいとすれば、γは次式で表される。次式中における減衰定数α の逆数であるδは、表皮厚さと呼ばれる。

電磁気学によると、損失のある媒体中の固有インピーダンスにおいて導電率σがω×εに比べて非常に大きいとすることにより、導体中を進行する電磁波の電界と磁界の比である固有インピーダンスＺ_０は、次式で与えられる。

回路上の電界と磁界が変化または振動している活性状態または準定常状態においては電磁波理論が回路を支配し、この場合は導体中を電磁波が進むことは困難である。しかし回路上の電界と磁界が静止している定常状態においては、導体中を電荷の移動による電流が流れることが出来る。

物理学によると、導体中には無尽蔵に近い自由電子すなわち電荷が存在する。直流電源に静的負荷が接続されている場合は導体中の電荷の移動による電流が流れるが、一般に、電荷の移動軸方向にはわずかな電界しか印加されないので、電荷の平均移動速度は極めて遅い。

例えば、１平方ミリメートルの断面を有する銅線中を導体中の電荷の速度（dq/dt）で定義される１０アンペアの電流が進行しているときの電流の進行速度は、物理学に従って計算すると常温で０.３６８[ｍｍ/ｓとなる。導体中の電荷は、遅いながらも移動は可能であるので、導体の他端で定常的に電荷が消費される際に導体の一端から同量の電荷が定常的に供給されれば、導体の他端に接続される抵抗器等の定常負荷へのエネルギー供給が支障なく行われる。

伝送線路上の電気信号の進行を扱うのが電気通信工学である。電気通信工学によると、直流的に絶縁された２本の導体間に電気信号を与えると、電気信号は電流波と電圧波となって伝送線路を進行するとしている。

電気通信工学では、交流回路理論と同様に、電流を導体中の電荷の平均速度（dq/dt）すなわち導体電流としている。しかし、電磁気学の基礎を成すマックスウエルの方程式においては、導体電流は、時間の関数ではない電流密度Jに対応させている。

交流回路理論や電気通信工学が電流をdq/dtと定義しているのは以下の理由によると考えられる。交流回路理論を支える重要な法則の一つであるキルヒホッフの法則が発表されたのが１８４５年で、マックスウエルが電磁波の存在を理論的に証明しヘルツによって実験で電磁波の存在が確認される４２年前である。また、電気通信工学を支える重要な理論の一つである電信方程式が開発されたのが１８７４年で、同様に電磁波の存在が確認される１３年前である。従って、交流回路理論および電気通信工学が実用化された当時は、回路の作用を電磁波の作用とする考え方がそもそも存在していなかった。さらに、その後も理論の修正が行われなかった。

電気通信工学の基礎を成す電信方程式において、導体電流が光速で流れることが出来るとしている根拠となっているのはダランベールの波動方程式である。ダランベールの波動方程式では、波動の主体をスカラー量のラプラシアンとするベクトル関数で表現し、波動の主体を特定していない。導体電流が導体間電圧とともに波となることが、電気回路を支配する電磁気学と整合していなので、電圧と電流に関する回路方程式をダランベールの波動方程式に対比させて得られる電信方程式は、電磁気学とは無関係であり、また電磁気学に整合していないことになる。

電流の定義が電磁気学に整合していないとなると、線路の電圧や、インピーダンス、電磁波との関係、さらには伝送損失に関しても電磁気学と矛盾する事態が生じる可能性がある。電気通信工学にはこのような問題が内在するが、歴史が古く伝送線路設計への豊富な適用実績を背景に、従来通りの連続波を対象とする伝送線路設計では電磁気学との矛盾が顕在化しないよう、工夫が施されている。

スイッチング波またはディジタル波のような間欠波を対象とする伝送線路設計においても電気通信工学に基づくと効率的であると言う考え方が支配的である。しかし電気通信工学のディジタル回路への実用実績が少ないため、電磁気学と対比しつつ慎重に設計や解析を行わないと、電磁気学との前記矛盾が顕在化する可能性がある。

電磁気学によれば、絶縁された２本の導体で構成される伝送線路に印加された電磁波は、ＴＥＭモードとなって準光速で進行する。絶縁が真空であれば進行速度は高速となる。このとき伝送線路で観測される電流や電圧は、それぞれ式(１)および式(２)から求められ、実態は伝送線路の導体ではなくて絶縁体中を進む電界波と磁界波である。電気通信工学によると、伝送線路上のＴＥＭ波を構成する電界波の振幅を磁界波の振幅で割った値が、特性インピーダンスである。

電磁気学と電気通信工学によると、伝送線路上を進行する信号の挙動は、伝送線路の特性インピーダンスと伝搬定数によって決まる。平板導体や絶縁体の材料特性は、伝送線路の特性インピーダンスに対して実用上ほとんど影響を及ぼさない。

電気通信工学によると、外導体の内半径をＤ [ｍ]、内導体の半径をｄ [ｍ]、ケーブル内に充填されている誘電体の誘電率をε、透磁率をμとすると、同軸ケーブルの特性インピーダンスＺ_０は次式から求めることが出来る。

電気通信工学によると、実用的なマイクロストリップ線路ならびに平行板線路の特性インピーダンスは次式から求めることが出来る。

電気通信工学によると、既知の特性インピーダンスＺ_０を有する伝送線路を通して未知の特性インピーダンスＺ_１を有する伝送線路に電磁波を注入したときの、
前記二つの伝送線路の接続点における反射係数Ｓ_１１は、次式で表される。

電気通信工学によると、反射係数がＳ_１１である、線路間の透過係数Ｓ_２１Γは、次式で表される。

電気通信工学によると減衰定数α１を有する損失線路の透過係数Ｓ_２１αは、次式でされる。

電磁気学によると、実用的な伝送線路の減衰定数は、電磁波が損失のある誘電体内を進行するときの減衰と、電磁波が誘電体内を進行する過程でその一部が導体内に侵入して熱になる導体損と、伝送線路外に漏れ出る放射損との和となると考えることが出来る。

高速ディジタルデータ通信機器の配線設計は電気通信工学に従って行われている。しかし、電気通信工学は正弦波等の連続波を扱う伝送線路設計には適するが、前述のようにディジタル信号のような間欠波を扱う伝送線路設計には、電磁気学との矛盾があり適さない。

非特許文献４および非特許文献５に示される孤立電磁波コンセプトによると、半導体集積回路内のトランジスタは、スイッチングの瞬間に、非線形波動またはソリトンの一種である孤立電磁波を励起する。ディジタル回路システムを構成する回路モジュール内のトランジスタも同様である。

トランジスタのスイッチング動作時の孤立電磁波の励起メカニズムは、１８３４年にJohn Scott Russell がソリトンを発見する際に行った種々の実験の内の水を貯めた水門（ゲート）を急に開くことによって生じたソリトンの発生メカニズムや、ソリトンの一種であると確認されている津波の生成過程に極めて類似している。

前記孤立電磁波コンセプトによると、トランジスタがオフからオンにスイッチングする瞬間に、トランジスタの電位が前記直流電源の電圧を電源線路と信号線路の特性インピーダンス分割した値になる。従って、電源線路には電圧を分割電圧まで下げる極性の孤立電磁波が、信号線路には電圧を分割電圧まで上げる極性の孤立電磁波がそれぞれ同時に励起され、電磁波理論に従い、互いにその振幅ベクトルが直交する孤立電界波と孤立磁界波を伴って伝送線路上を進行する。

図１は、インバータに関する電磁波等価回路の一例である。

図１において、特性インピーダンスＺ₀の伝送線路の途中にインバータ１が接続されており、特性インピーダンスＺ₀の伝送線路５は直流電源４とインバータ１との間に接続されて電源線路を構成し、特性インピーダンスＺ₀の伝送線路６はインバータ１と整合終端抵抗７との間に接続されて信号線路を構成している。インバータ１は、ＰチャネルMOS
FET２とＮチャネルMOS FET３によるコンプリメンタリー構成である。

図１において、インバータ１のオン状態とは、ＰチャネルMOS FET２がオンでＮチャネルMOS FET３がオフの状態であり、インバータ１のオフ状態はその逆である。伝送線路を進行するＴＥＭ波に関する磁界と電流の関係および電界と電位の関係は、電磁気学においてそれぞれアンペアの法則および電位の定義として示される。

図２は、線路上の電源側の電位波形と電界波形の一例である。図３は、線路上の抵抗側の電位波形と電界波形の一例である。

図２は、インバータ１がオン時の伝送線路６上の電位波形９と、電磁気学に示される電位の定義から逆算して求められる伝送線路６上を進む電界波形８とを示す。図３は、インバータ１がオン時の伝送線路５上の電位波形１１と、電磁気学に示される電位の定義から逆算して求められる電源側の伝送線路５上を進む電界波形１０とを示す。

図２および図３に示すように、インバータ１のスイッチングによって生じる電界の波形は、トランジスタの立ち上がり波形の最大傾斜部の接線を立ち上がり波形と見なして求める立ち上がり時間と円周率との積の逆数として求められる周波数で定義される実効周波数（significant frequency）を有する正弦波の半波形に近似している。実効周波数の考え方を引用すると、前記近似の確かさ（accuracy）は、９２％以上と見込まれる。従って、設計だけに限ると実用上、実効周波数で行うことが出来る。

図１から図３において、インバータ１がオンすると、図１中のＢ点とＣ点の電位は等しくＥ/２[V]となる。インバータ１によって励起された、お互い逆極性を有する伝送線路６上を進む孤立電界波８と伝送線路５上を進む孤立電界波１０は、それぞれインバータ１に対して反対方向に進む。伝送線路６上を進む孤立電界波８は、伝送線路６の電位を０[V]からＥ/２[V]に上昇させつつ進み、整合終端抵抗７に向かう。一方、伝送線路５上を進む孤立電界波１０は、伝送線路５の電位をＥ[V]からＥ/２[V]に降下させつつ直流電源４に向かって、それぞれ伝送線路を構成する絶縁体中を準光速で進行する。

前記孤立電磁波コンセプトによると、伝送線路上を進行する孤立電磁波の波長は次式で定義される。

長さがz[ｍ]の伝送線路に、立ち上がり時間trのスイッチング波又はディジタル波が印加されたとき、この長さの伝送線路を集中要素モデルと見なせる上限の前記実効周波数f _ｍａｘ[Hz]は、非特許文献１に従って次式から求められる。

従来のディジタル信号伝送回路、並びにスイッチングモード電力伝送回路並びに前記の本特許のアイデアの理論的な根拠については、下記の特許文献や非特許文献に記載されている。従来のディジタル信号伝送回路、並びにスイッチングモード電力伝送回路の要点は後述される。
特開平７−２９５７００ 特開平８−１８５８３ 特開平９−４６００６ 特開２０００−１２４５６５（Ｐ２０００−１２４５６５Ａ） 特開２００１−１４４４５２（Ｐ２００１−１４４４５２Ａ） 特開２００３−７８４０２（Ｐ２００３−７８４０２Ａ） 特開２００４−３６３３１５（Ｐ２００４−３６３３１５Ａ） 特開２００６−１９５９０（Ｐ２００６−１９５９０Ａ） 特開２００６−６６４５４（Ｐ２００６−６６４５４Ａ） H.B.Bakoglu 著 「Circuits,Interconnections, and Packaging for VlSI」、Addison-Wesley Pub、pp. 239-244、1990、 HirokazuTohya and Noritaka Toya著 「A Novel Design Methodology of the On - Chip Power Distribution NetworkEnhancing the Performance and Suppressing EMI of the SoC」、IEEE International Symposium on Circuits and Systems 2007、pp. 889-892、May 2007. 遠矢弘和、遠矢紀尚 著 「SoCの性能とEMCを大きく改善するオンチップ電源分配回路の新しい設計法」、電子情報通信学会 信学技報、Vol.107、No. 149、 EE2007-20、pp.73-78、2007年7月. Stephan Kirchmeyer and KnudReuter著 「Scientific importance, properties and growing applications ofpoly(3,4-ethylendioxythiophene)、The Royal Society of Chemistry、Journal ofMaterials Chemistry.、2005、pp. 2077-2088、2005.

解決しようとする問題点の第１は、特許文献１に関する。特許文献１は、ＳＣＳＩバスライン終端装置に関し、バスラインの過電流を未然に防止しノイズスパイクを除去する技術を開示している。しかし、バスラインを構成する信号線路毎に、プルアップ終端抵抗、トランジスタ回路で構成される信号ライン増強電流キッカー回路、および信号線路上のトランジェントを除去するために上限電圧と下限電圧の範囲を制限する抑止回路手段を有する信号ラインインピーダンス整合終端装置とで構成されており、設計が複雑であり使用部品数も多かった。また、開示されている技術によって、LSIの性能を最大限引き出すことが困難であった。

解決しようとする問題点の第２は、特許文献２に関する。特許文献２は、バスの終端での消費電力を低く抑え、かつ高速伝送を可能とすることを目的として、終端電源と伝送線路との間に２個の抵抗が直列に接続され、２個の抵抗器の接続部とグランドとの間にコンデンサが接続され、伝送線路に接続されている伝送線路の特性インピーダンスにほぼ等しい値を有する抵抗とコンデンサとローカットフィルタを形成する伝送線路終端方法を開示している。しかし、電源の端子インピーダンスやコンデンサのインピーダンスを必要とされる広い帯域に亘って充分低い値とすることが非常に困難なことや、抵抗器は電磁気学に基づく素子ではないため、開示されている技術によって、高ビットレートのディジタル信号を高品位で伝送することは困難であった。

解決しようとする問題点の第３は、特許文献３に関する。特許文献３は、グランド層の上に誘電体がありその上に導体が複数本あるマイクロストリップラインにおいて、信号線路間のクロストークを低減させることを目的として、信号線路用ストリップ線の間にグランド層に一部が接続されたストリップ線を挟む技術を開示している。しかし、ストリップ線の数が増えるために、開示されている技術によって、配線密度の高い伝送線路構造を実現することは非常に困難であった。

解決しようとする問題点の第４は、特許文献４に関する。特許文献４は、グランド層の上に誘電体がありその上に導体が複数本あるマイクロストリップラインにおいて、信号線路間のクロストークを低減させることを目的として、信号線路の間にグランド層に両端が整合終端され送受回路に接続されていないダミー線路を挟む技術を開示している。しかし、ストリップ線路および終端抵抗の数が増えるために、開示されている技術によって、配線密度の高い伝送線路構造を実現することは非常に困難であった。

解決しようとする問題点の第５は、特許文献５に関する。特許文献５は、多層プリント基板における配線のクロストークを低減し、しかも多層プリント基板の大型化とコストアップを防止することを目的として、多層プリント基板を、二つの第１の誘電体層と、これら二つの誘電体層に挟まれるように形成された第２の誘電体層と、二つの第１の誘電体層の上面と下面に形成されたＧＮＤプレーン層と、二つの第１の誘電体層の間に挟まれかつ垂直方向に対向するように配置された二本の信号線とで構成し、第２の誘電体層の比誘電率を第１の誘電体層の比誘電率より小さくする技術を開示している。しかし、第１の誘電体層と第２の誘電体層の比誘電率の差を、クロストークを低減するほど大きくすることは実用上困難であり、信号線を広範囲に亘って垂直方向に対向するように配置することも実用上困難であった。

解決しようとする問題点の第６は、特許文献６に関する。特許文献６は、トランジス
タの動作時における出力電圧の傾きを緩やかにして急激な電圧変動が発生しないようにすることによって、ＬＳＩオンチップインターコネクトでの、クロストークノイズを安定して減少させ、クロストークノイズに起因する回路誤動作を確実に防止することを目的として、入力に２個のトランジスタを使用して共通出力端の電圧を段階的に変化させる技術を開示している。しかし、信号の上昇及び降下時間が長くなり性能を低下させてしまう、２段階で変化させてもクロストークノイズが１／２しか低減されない、およびトランジスタや配線の数が増えてしまうといった問題があり、実用化するのは困難であった。

解決しようとする問題点の第７は、特許文献７に関する。特許文献７は、クロストークノイズにより信号の伝送品質を劣化させることなく、高密度に配線パターンを配線することができるプリント配線板を得ることを目的として、一対のストリップ線路とグラウンド層との間にグラウンドパターンを形成し、他の一対のストリップ線路とグラウンド層との間にグラウンドパターンを形成する技術を開示している。しかし、グラウンドパターンを形成するための配線層が増えるために、開示されている技術によって、配線密度の高い伝送線路構造を実現することは困難であった。

解決しようとする問題点の第７は、特許文献７に関する。特許文献７は、クロストークノイズにより信号の伝送品質を劣化させることなく、高密度に配線パターンを配線することができるプリント配線板を得ることを目的として、一対のストリップ線路とグラウンド層との間にグラウンドパターンを形成し、他の一対のストリップ線路とグラウンド層との間にグラウンドパターンを形成する技術を開示している。しかし、グラウンドパターンを形成するための配線層が増えるために、開示されている技術によって、配線密度の高い伝送線路構造を実現することは困難であった。

解決しようとする問題点の第８は、特許文献８に関する。特許文献８は、外部から侵入する電磁波に対する耐性の向上、及び基板内から発生する電磁波に対する放出の抑制とともに、シグナルインテグリティ特性の劣化を防止することを目的として、信号用のライン配線が設けられた信号層と、最上層及び／又は最下層に積層され、磁性材料と絶縁材との複合材料からなる磁性層とを備え、磁性層には信号用のライン配線を設けないとする多層プリント回路基板技術を開示している。しかし、開示されている技術は、多層プリント回路基板の外部空間での電磁干渉に関してはある程度有効であるが、シグナルインテグリティに直接関わる、多層プリント回路基板の内部での電磁干渉に関しては効果が無い。従って、開示されている技術によって、シグナルインテグリティ特性の劣化を効果的に防止すること困難であった。

解決しようとする問題点の第９は、特許文献９に関する。特許文献９は、基板間通信を誘導性結合によって実現する場合に、複数の通信チャネルを近接して並列に並べてもクロ
ストークの発生を実際上無視できる程度に小さくすることができる電子回路を提供することを目的として、送信コイルを下のチップに、受信コイルを上のチップに設けて、チップ間の距離をＸ、通信チャネル間の距離（すなわち、コイル中心間の水平距離）をＹとしたとき、所定のＹoにおいて、送信コイルに起因する受信コイル内の磁束密度が０になる位置が存在する。すなわち、Ｙが小さいと大きなクロストークが発生し、Ｙが大きいと逆符号の小さなクロストークが発生するため、その途中で磁束密度Ｂを受信コイル内で積分した値が０になる位置が必ず存在することになる。この位置においては原理的にクロストークが発生しないとする電子回路を開示している。

しかし、開示されている技術は、時間的に変化する電磁界は電磁波となって線路上を進行するという電磁気学に従っていない。停止している静磁界の分布によってクロストークの生じない位置を特定出来るとしているが、クロストークは線路上を進行するＴＥＭ波以外の、不定の方向に進む漏洩電磁波によって生じるので、クロストークの生じない位置を特定することは原理的に出来ない。従って、開示されている技術によって、実用上、クロストークを抑圧することは不可能であった。

非特許文献２および非特許文献３は本特許の理論的な根拠を成す重要文献であるがすでに詳述した。非特許文献４も本特許の理論的な根拠の一つである。非特許文献４は、ナノサイズの粒子にしたポリ（３，４−エチレンジオキシチオフェン）とポリスチレン・スルホン酸の錯体の例が示されている。このように薬品メーカからナノサイズの固体電解質材料が供給されれば、これを使用する部品メーカ等での化学重合反応工程が不要になる。非特許文献４に示されるような化学メーカの努力により、１０００ [Ｓ／ｍ]以上の導電率を有するナノサイズの固体電解質材料が商品化されつつある。

電磁気学の定義に従うと、ディジタル信号処理回路の多くは準定常回路に該当すると考えられ、設計には交流回路理論が使用されている。準定常状態の回路は電磁波理論が支配しているが、回路を定常と見なして設計や解析しても実用上の誤差が少ないということを意味する。ディジタル信号処理回路のトランジスタのスイッチング速度が向上すると電磁ノイズが増加し、その対策は非常に難しいとされている。スイッチング周波数が高くなると小型軽量化が計られることはよく知られているが、電磁ノイズの増加が、ディジタル回路システムの高周波化を妨げている大きな要因の一つとなっている。

定常回路を扱う交流回路理論では、電磁波である電磁ノイズの対策は不可能であることは自明である。従って、トランジスタの高速化に伴って発生する電磁ノイズ問題を解決するためには、ディジタル回路システムを構成する配線の設計において、配線の長さにかかわらず電磁波理論を適用する必要があることになる。

アナログ回路は、回路状態の変化が比較的緩やかで始まりと終わりが明確でないことが多い。従って、特に低周波アナログ回路の設計においては、マックスウエルが確立した電磁波理論の代わりに、定常状態の回路を扱う交流回路理論を適用しても、実用上、問題が生じることはほとんど無かった。

一方、クロック回路やディジタル信号処理回路は、アナログ回路と異なり、状態の変化の期間が短く変化の始まりと終わりは明確である。ディジタル信号処理回路の状態の変化は非常に急激であり、急激な電界または磁界の変化は、電磁気学に従い大きなレベルの電磁波を励起する。ディジタル信号処理回路における電界または磁界の変化は一般に間歇的である。さらに、周波数制御型のディジタル信号処理回路においては、スイッチングの周期は不定である。

以上のようにアナログ回路とディジタル信号処理回路は、電磁気学の観点からは大きく異なっている。しかし、クロック回路やディジタル信号処理回路で構成される半導体集積回路の設計や解析には、従来からアナログ回路と同様、交流回路理論が使用されて来た。この原因の一つは、スイッチング波がひずみ波の一種とみなされて来たことに因る。

フーリエ変換法によると、ひずみ波は正弦波である多数の高調波から構成されているとされる。これらの高調波は始まりと終わりが無い多数の正弦波である。そうであるとすれば、回路上の信号を高調波毎に解析してその結果を加算すれば、クロック回路やディジタル信号処理回路の解析が可能となる。このように、フーリエ変換法は、クロック回路やディジタル信号処理回路の設計や解析に従来のアナログ回路に関する手法が適用出来るという、利便性の高い道を開いている。

フーリエ変換法(Fourier transform)と呼ばれ、1812年に提出されアカデミー大賞を受賞した「熱の解析的理論」の中でフランス人のJoseph
Fourierによって最初に使用された。
フーリエ変換法は数学の一手法であり、汎用性はあるが、上位理論である電磁気学との整合性を確認した上で電気電子回路の設計や解析に採用されている訳ではない。

従って、クロック回路やディジタル信号処理回路の設計や解析にフーリエ変換法を適用しているのは、前述の電気通信工学においてダランベールの波動方程式のみに依存して導体電流と導体間電圧が光速でと進行するとしているのと同様、物理学の観点からは誤用と考えるべきである。

スイッチング波形をひずみ波として扱うと、損失を有する損失線路をスイッチング波が進行した場合に、観測結果と解析結果との間で齟齬が生じる。たとえばデューティが１／１０で繰り返し周波数が１[GHz]のスイッチング波をフーリエ変換すると振幅の１／１０の値の直流成分と１[GHz]を基本波とする高調波とに分解できる。直流電流はほとんど流さないＣＭＯＳ回路を使用する半導体集積回路内のある長さの配線または伝送線路が、１[GHz]の振幅を１／２に低下させる損失を有しているとすると、配線または伝送線路の終端でのスイッチング波の振幅は、解析結果ではほぼ１／２以下に低下する。

しかし、電磁気学に従うと、スイッチング波の定常振幅は直流電源から供給される静電エネルギーによって維持される。静電エネルギーは波動エネルギーではないので配線または伝送線路の損失の作用は受けない。従って、伝送線路の終端で観測されるスイッチング波の振幅は減衰しないはずである。

この事実は、スイッチング波をひずみ波として扱うことが誤りであることを示している。また、この事実は、フーリエ変換法に基づいて生じる群速度の概念に従う、ディジタル信号配線における信号品位（シグナルインテグリティ）に関する従来の理論には修正が必要であることを意味する。すなわち、この事実は、クロック回路やディジタル信号処理回路の技術の今後の発展のためには、従来の回路理論に代わる理論が必要であることを示唆している。

ディジタル信号処理回路を誤り無く高い性能で動作させるためには、信号線路間でのクロストークを抑制することが必要である。また、信号線路の終端に到達した電磁波を終端で充分に減衰させる必要がある。

しかし、従来のようにスイッチング波形を歪み波として扱うと、信号線路間が接近している場合のクロストークを抑制することが非常に難しく、信号線路の終端に到達した電磁波を終端で充分に減衰させることも非常に難しい。このため、多くのディジタル信号伝送回路において、クロストークの心配が無く整合終端回路が１個で良いシリアルビット伝送方式が採用されているが、パラレルビット伝送方式に比べて理論上信号伝送速度が低いという問題があった。

本発明は、上記問題を根本的に解決する手段を提供することを目的の一つとしている。

上記課題を解決するため、請求項1記載の発明は、集中要素モデル型減衰伝送線路構造に係り、表面に誘電体酸化皮膜層を有する化成弁作用金属電線と、該化成弁作用金属電線の両端部に形成される電極端子部と、少なくとも該電極端子部を残して前記誘電体酸化皮膜層上に形成される半導体層と、該半導体層上に形成される導電性金属粉ペースト層とから成り、前記化成弁作用金属電線を陽極、前記誘電体酸化皮膜層を誘電体、前記導電性金属粉ペースト層を陰極とし、少なくとも１ＭＨｚから１ＧＨｚの範囲の一部または全ての帯域において、５０［ｎｅｐ／ｍ］以上の減衰定数と１００[ｍＷ]以下の充放電損失を有する同軸型損失線路として形成され、スイッチング回路またはディジタル回路に使用されることを特徴としている。

また、請求項２記載の発明は、集中要素モデル型減衰伝送線路構造に係り、請求項１記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記同軸型損失線路が、前記スイッチング回路またはディジタル回路を構成するドライバまたはトランジスタの出力端子に直接または間接に接続され、前記出力端子から前記同軸型損失線路の遠端までの伝送線路上を進行する電磁波の進行速度に前記ドライバまたはトランジスタの立ち上がり時間を掛けた値を５で割った値から、前記出力端子から前記同軸型損失線路の近端までの長さを差し引いた値以下の長さを有していることを特徴としている。

また、請求項３記載の発明は、集中要素モデル型減衰伝送線路構造に係り、請求項１から請求項２記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記化成弁作用金属電線が、アルミニウム、タンタル、ニオブ、チタン、ジルコニウム、またはそれらの合金から成ることを特徴としている。

また、請求項４記載の発明は、集中要素モデル型減衰伝送線路構造に係り、請求項１から請求項３記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記半導体層が、１０^３ [Ｓ/ｍ]から１０^５[Ｓ/ｍ]の導電率を有することを特徴としている。

また、請求項５記載の発明は、集中要素モデル型減衰伝送線路構造に係り、請求項１から請求項４記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記半導体層が導電性ポリマー層、カーボングラファイト層、または前記導電性ポリマー層と前記カーボングラファイト層とからなることを特徴としている。

また、請求項６記載の発明は、集中要素モデル型減衰伝送線路構造に係り、請求項１から請求項５記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記導電性ポリマー層が、ポリアセチレン、ポリアセン、ポリチオフェン、ポリピロール、ポリアニリン、またはポリチェニレンビニレンによって形成されることを特徴としている。

また、請求項７記載の発明は、集中要素モデル型減衰伝送線路構造に係り、請求項１から請求項６記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記導電性ポリマー層が、前記弁作用金属化成箔をポリチオフェンまたはポリピロールの微粒子を含む水溶液に浸漬することによって形成されることを特徴としている。

また、請求項８記載の発明は、集中要素モデル型減衰伝送線路構造に係り、請求項１から請求項７記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記導電性金属粉ペーストが、１０[μｍ]以下の長径を有する、金粒子、銀粒子、銅粒子、錫粒子、インジウム粒子、パラジウム粒子、ニッケル粒子、およびこれらの任意の合金粒子から選ばれる少なくとも１種の金属粒子を含むことを特徴としている。

また、請求項９記載の発明は、集中要素モデル型減衰伝送線路構造に係り、請求項１から請求項８記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記化成弁作用金属電線が、一辺が５０[μｍ]以下の矩形の断面、または直径が７０[μｍ]以下の円形の断面を有することを特徴としている。

また、請求項１０記載の発明は、集中要素モデル型減衰伝送線路構造に係り、請求項１から請求項９記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、スイッチングモード損失線路部品が、２本以上の前記同軸型損失線路と、少なくとも絶縁層と該絶縁層の両面に導体層を有する印刷配線基板から構成され、前記同軸型損失線路と前記第２の導体層を除く前記印刷配線基板が外装樹脂によって封止されて形成されることを特徴としている。

また、請求項１１記載の発明は、集中要素モデル型減衰伝送線路構造に係り、請求項１から請求項１０記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記回路基板の絶縁層が、ＦＲ−４(ガラス布エポキシ), ＦＲ−５ (ガラス布エポキシ),ＦＲ−６(つや消しガラスポリエステル) 、Ｇ−１０ (ガラス布エポキシ) 、ＣＥＭ−３(ガラス布エポキシ) 、ＣＥＭ−４(ガラス布エポキシ) 、ＣＥＭ−５(ガラス布ポリエステル)、ポリイミドフィルム、（ＣａＯ−Ａｌ_２Ｏ_３−ＳｉＯ_３−Ｂ_２Ｏ_３）＋Ａｌ_２Ｏ_３（ＬＴＣＣ）、またはＡｌ_２Ｏ_３（アルミナ）のいずれかから成ることを特徴としている。

また、請求項１２記載の発明は、集中要素モデル型減衰伝送線路構造に係り、請求項１から請求項１１記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記印刷配線基板が、前記同軸型損失線路を少なくとも２本以上整列して搭載することの出来る平面を有し、１面の前記導体層に前記同軸型損失線路の前記電極端子部に対応して設けられる電極箔と、搭載される全ての前記同軸型損失線路の導電性金属粉ペースト層を共通に面接続するためのグランドプレーンを有し、他面の前記導体層に前記電極端子部に対応して設けられ前記電極箔と導通穴によって電気接続される電極端子箔と、該電電極端子箔に隣接して設けられ前記グランドプレーンと２個以上の導通穴によって電気接続される前記電極端子箔と同等の面積を有するグランド端子箔を有することを特徴としている。

また、請求項１３記載の発明は、集中要素モデル型減衰伝送線路構造に係り、請求項１から請求項１２記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、同軸型損失線路の前記電極端子部が超音波接続法または抵抗溶接法によって前記電極箔と電気的に接続され、同軸型損失線路の前記導電性金属粉ペースト層が前記導電性金属粉ペーストまたはハンダによって前記グランドプレーンと電気的に接続されることを特徴としている。

また、請求項１４記載の発明は、集中要素モデル型減衰伝送線路構造に係り、請求項１から請求項１３記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記半導体層、または該半導体層と前記導電性金属粉ペースト層の形成に先だって、マスキング剤が、前記化成弁作用金属電線の前記電極端子部に塗布され、前記半導体層、または該半導体層と前記導電性金属粉ペースト層の形成後に、前記電極端子部の一部または全てに関し、前記化成弁作用金属電線の表面に形成されている前記誘電体酸化皮膜層とともに剥離されることを特徴としている。

また、請求項１５記載の発明は、集中要素モデル型減衰伝送線路構造に係り、請求項１から請求項１４記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記マスキング剤が、ポリテトラフルオロエチレンを含むフッ化炭素樹脂、ケイ素樹脂、またはこれらの混合物もしくは変性物から選択される１種以上の材料から成ることを特徴としている。

また、請求項１６記載の発明は、集中要素モデル型減衰伝送線路構造に係り、請求項１から請求項１４記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記スイッチングモード損失線路部品が、印刷配線基板上に搭載され、前記前記化成弁作用金属電線が一対の前記電極端子箔を介して前記印刷配線基板を構成する信号トレースに対して、半導体集積回路またはドライバ回路の出力端子近傍で直列に接続され、前記グランドプレーンが、一対の前記グランド端子箔を介して前記印刷配線基板を構成するグランドプレーンに対して並列に接続されることを特徴としている。

本発明をスイッチング回路またはディジタル回路に適用すると、伝送線路に不可欠であった整合終端処理が全く不要となるので、高速でディジタル信号伝送回路の設計が非常に容易になる。

また、本発明をスイッチング回路またはディジタル回路に適用すると、クロストークを初めとする回路内や回路間での電気干渉問題が大幅に改善されるので、誤り無くパラレルビット伝送を行うことが可能となるので、従来のシリアルビット伝送に比べて非常に高速でディジタル信号伝送を行うことが可能になる。

また、本発明をスイッチング回路またはディジタル回路に適用すると、クロストークを初めとする回路内や回路間での電気干渉問題が大幅に改善されるので、送受信回路が複雑で１信号線当たり２本のトレースが必要な平衡（バランス）伝送回路が不要となる。

また、本発明をスイッチング回路またはディジタル回路に適用すると、高信号品位（シグナルインテグリティ）の向上と電磁環境適合性（ＥＭＣ）の向上を両立させることが可能になる。

以下、本発明に係る 最良の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図４は、試作したデカップリングチップの構造の一例である。図５は、試作したデカップリング部品の外形の一例である。図６は、試作したデカップリング部品のＳ₂₁特性の測定結果の一例である。デカップリングチップの特性インピーダンスは反射係数Ｓ_１１から推定するが、値が小さすぎ市販のネットワークアナライザでは測定が出来ないため測定値は無い。本実施例におけるデカップリングチップおよびデカップリング部品はいずれも公知である。

本実施の形態におけるデカップリングチップは、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造とは全く異なるものであり、また、本実施の形態の末尾に示すような実用上の多くの問題を有している。しかし本実施の形態デカップリングチップは、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造の設計に必要な理論式に対して実用的な補正値を提供しているので、以下に示すことにした。

図４において、本実施の形態におけるデカップリングチップは、線路部の幅が１[ｍｍ]で実効長さが４[ｍｍ] 、８[ｍｍ] 、１６[ｍｍ]、および２４[ｍｍ]を有するエッチング処理が施されたアルミニウム箔１３が弁作用金属箔として使用されている。アルミニウム箔１３の表面には化成エッチング層１４が形成され、化成膜の厚さは約１５[ｎｍ]である。また、アルミニウム箔１３の長辺の切断面にも同等の厚さの化成膜が形成されている。

化成エッチング層１４の上部には固体電解質層であるポリピロール層１５が約３[μm] の厚さに形成されている。ポリピロール層１５の上部にカーボンペーストによるカーボングラファイト層１６が約３０[μｍ]の厚さに形成され、その上に銀ペースト層１２が形成されている。

アルミニウム箔１３の両端部は、図４に示すように化成エッチング層１４が除去され、図５に示す２個の陽極端子１８を備えた端子形成部分がアルミニウム箔１３の両端部に導電接合されている。図５に示す４個の陰極端子１９を備えた陰極電極板が、図４に示す銀ペースト層１２の一つの面に導電接合されている。

固体電解質層に使用されているポリピロールの導電率は３５００[Ｓ/ｍ]であり、化成膜である酸化アルミニウムの厚さは１５[ｎｍ]と想定されている。酸化アルミニウムの比誘電率は８．５である。アルミニウム箔１３の幅は１[ｍｍ]、４個の陰極端子１９を備えた陰極電極板の厚さは１００[μｍ]である。

アルミニウム箔１３に市販の化成エッチング層を有するアルミニウム箔を使用する場合は、メーカのカタログに示されている１[ｃｍ^２]あたりの静電容量値Ｃ_１を使用して、次式からエッチングによる電極面積の拡大率ｋを求めることが出来る。

式（１４）中の化成膜の厚さａ[ｍ]は、化成電圧（Ｖｆ）によって決まりほぼ次式から求められる。

周波数をｆ、静電容量をＣとするとコンデンサのインピーダンスＺ_Ｃは、（２πｆＣ）^−１であって、特性インピーダンスが５０[Ω] の測定系の線路に並列に接続されたときの、コンデンサとしての透過係数（Ｓ_２１Ｃ）は、次式から求めることが出来る。

公知の資料によると、測定系の線路に並列に接続されたときのコンデンサのインピーダンスは、周波数に比例して低くなるがこの傾向はある周波数（Ｆ_０）までであって、それより高い周波数帯域では周波数に比例して逆に高くなる。本実施の形態におけるデカップリングチップは伝送線路構造であるので、Ｆ_０以下の周波数帯域ではコンデンサとしてのインピーダンス特性を示すが、Ｆ_０以上の周波数帯域ではＦ_０のときのインピーダンス値（Ｚ_ａ）を保つと考えられる。

このときのデカップリングチップのインピーダンス特性Ｚ_ＣＬは、不連続度ｎを使用して、次式のように求められる。ここで、ｎは３前後が適当である。

式（１７）に対応するコンデンサの透過係数Ｓ_２１Ｃは、式（１６）から次式で表される。

絶縁体層の内側に半導体層を有する線路構造の特性インピーダンスは、絶縁体層中を進行する電磁波を構成する電磁界の半導体層への透過係数に依存する。絶縁体層の厚さをａ、固有インピーダンスの実数項をＺ_Ｉ、半導体層の厚さをｂ、固有インピーダンスの実数項をＺ_Ｓとすると、絶縁体から半導体への電磁界の透過係数Ｓ_２１Ｓは次式で表される。

絶縁体層から半導体層への電磁界の透過係数を考慮した、有効導体間隔ｄ_Ｓは次式で表される。

比誘電率をε_ｒａの絶縁体層と比誘電率１の半導体層の２層の等価比誘電率ε_ｒＸは次式で表される。

式（１５）、式（１６）、および式（７）から、エッチングによる電極面積の拡大率ｋを考慮した線路幅ｗの平行板線路の特性インピーダンスＺ_１は、次式から求められる。

線路の特性インピーダンスをＺ_１とすると、測定系の５０[Ω]のケーブルに接続したときの反射の影響による透過係数Ｓ_２１Ｒは、次式から求めることが出来る。

線路が短い場合、端部間の距離をzとしたときの端部間の静電容量Ｃ
_Ｔとし、周波数がｆのときのＣ_ＴのインピーダンスをＺ_Ｔとすると、端部間電磁結合による透過係数Ｓ_２１Ｔ
は、次式から求めることが出来る。

絶縁体層の内側に半導体層を有する線路構造中を電磁波が進行する場合、電磁界が半導体中に浸透する。半導体中に浸透した電磁界のほとんどは半導体層に隣接する導体層の表面で反射する。結果、半導体の厚さをｂとするときの厚さが無限大の場合に対する損失の割合Ｂは、次式で表せる。

壁面の１面に導電率δ_Ｓの半導体が配置されている特性インピーダンスがＺ_１の減衰伝送線路の減衰定数α_１は、電気通信工学理論によると、次式で表される。

厚さｂの半導体層を有する減衰伝送線路の減衰定数αは、次式で表される。

電磁波は、透過し易いところを選んで進行する性質を有するので、線路長は電極面積の拡大率による線路長拡大効果よりも短くなると考えられる。電極面積の拡大率による線路長拡大効果の低減率をＡとすると、チップの長さがlの減衰伝送線路の実効線路長ｚは以下の式で表される

実効線路長がｚの減衰伝送線路の透過係数Ｓ_２１αは、次式で表される。

減衰伝送線路の透過係数Ｓ_２１Ａおよび減衰伝送線路を内蔵する低インピーダンス損失線路構造の、総合透過係数Ｓ_２１Ｌは、おおむね次式から近似的に求めることが出来る。ここで、ｎは１０程度が適当である。

端子間の電磁結合を考慮した低インピーダンス損失線路構造の総合透過係数Ｓ_２１Ｍは、式（１９）式（２５）から、不連続度ｎを使用して、おおむね次式のように求められる。ここで、ｎは２前後が適当である。

図７は、試作したデカップリング部品のＳ₂₁特性の計算結果の一例である。図８は、本実施の形態におけるデカップリング部品のインピーダンス特性の計算結果の一例である。

図６に示した本実施の形態におけるデカップリング部品のＳ₂₁特性の測定結果によると、このときのＦ_０は６００ｋＨｚである。本実施の形態におけるデカップリングチップは伝送線路構造であるので、Ｆ_０以下の周波数帯域ではコンデンサとしてのインピーダンス特性を示すが、Ｆ_０以上の周波数帯域では６００ｋＨｚのときのインピーダンス値（Ｚ_ａ）を保つと考えられる。

端子間静電容量Ｃ_Ｔを８×１０^−１７[Ｆ/ｍ]として式（３１）から求められる本実施の形態におけるデカップリング部品の透過係数Ｓ_２１Ｍの計算値は測定結果に近い値となっている。

本実施の形態におけるデカップリングチップの固体電解質層に使用されているポリピロールの導電率は３５００とである。また、３[μｍ]の厚さに含浸されたポリピロールが減衰定数を支配しており、カーボングラファイト層が減衰定数に寄与していない。これはカーボングラファイト層の導電率がポリピロールに比べて１桁小さいか、２桁程度大きいためと思われる。

計算結果から推定すると、化成エッチング層を有するアルミニウム箔で形成するコンデンサの静電容量は１００[μＦ／ｃｍ^２]と推定される。含浸率を１００％とすると、この値は、市販されている低圧陽極用化成アルミニウム箔の中で標準的な値を有するものである。

本実施例のＳ_２１測定結果を前記計算式に基づいて解析すると、本実施例における電極面積の拡大率による線路長拡大効果の低減率Ａは０．２倍程度となっている。このように、伝送線路としての線路幅または線路長の拡大率が極めて低くなっている原因は、デカップリングチップの製法にあると考えられる。

本実施の形態におけるデカップリングチップのアルミニウム箔１３には、長辺の切断面にもエッチング面と同等の厚さの化成膜が形成されているがエッチングは施されていない。この状態で、ポリピロールがエッチング面に含浸され、その後、カーボンペースト層と銀ペースト層がディップ処理によって形成される。このようにして形成されたデカップリングチップの一端に電磁波が印加されると、電磁波の多くが、進行上の障害があるエッチング面を避けてエッチングが無いアルミニウム箔１３の切断面をバイパスしてしまい、Ｓ_２１特性が、実効線路長が短くなったのと同様の劣化傾向を示しているものと推定される。

計算結果と測定結果から、端子間静電容量Ｃ_Ｔが５×１０^−１７[Ｆ/ｍ]であることが判る。この値は、端子形状を変更することにより改善可能である。これにより、１ [ＭＨｚ] 程度以下ではデカップリングチップおよびデカップリング部品の透過係数の差はほとんど無いが、１０[ＭＨｚ]程度以上では、デカップリング部品では端子間のバイパスによる透過特性の劣化現象が見られ、劣化度はチップの長さすなわち端子間の距離にほぼ比例している。

本実施の形態におけるデカップリングチップは以下のような実用上の問題を有していることが判った。
１）アルミニウム箔に比較的大きな直流電流を流すために、特殊な厚さのエッチド化成アルミ箔が必要
２）アルミニウム箔と外部端子間に比較的大きな直流電流を流すために、特殊な接続法が必要
３）モノマピロールからポリピロール層を形成するための化成工程が非常に複雑であり、また十分な減衰定数を得るためにはポリピロールの導電率がかなり不足
４）エッチングの施されていないアルミニウム箔の端面にも線路が形成されているためにＳ_２１特性が劣化

（実施の形態２）
図９は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造の一例である。図１０は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造の正面図の一例である。図１１は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造の側面図の一例である。図１２は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造の他の一例である。図１３は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造の正面図の他の一例である。図１４は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造の側面図の他の一例である。図１５は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造の透過係数Ｓ₂₁の計算結果の一例である。図１６は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造の特性インピーダンスの計算結果の一例である。図１７は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造のスイッチング損失の計算結果の一例である。

図９から図１４において、スイッチングモード減衰伝送線路は、表面に誘電体酸化皮膜層を有するアルミニウムから成る化成弁作用金属電線２３、３０、３８、４８、５５、６３と、化成弁作用金属電線２３、３０、３８、４８、５５、６３の両端部に形成される電極端子部２４、３１、３９、４９、５６、６４と、少なくとも電極端子部２４、３１、３９、４９、５６、６４を残して前記誘電体酸化皮膜層上に形成されるポリチオフェン層から成る半導体層２２、２９、４７、５４と、半導体層２２、２９、４７、５４上に形成される銀ペーストから成る導電性金属粉ペースト層２１、２８、３７、４６、５３、６２とから成る同軸型損失線路として形成され、化成弁作用金属電線２３、３０、３８、４８、５５、６３を陽極、前記誘電体酸化皮膜層を誘電体、導電性金属粉ペースト層２１、２８、３７、４６、５３、６２を陰極として使用される。

図９から図１４において、電極端子部２４、３１、３９、４９、５６、６４は、絶縁層２６、３５、４２、５１、６０、６７，６７の１面に形成される電極箔２５、３２、４０、５０、５７、６５に溶接または圧接され、導電性金属粉ペースト層２１、２８、３７、４６、５３、６２は、絶縁層２６、３５、４２、５１、６０、６７，６７の１面に形成されるグランドプレーン２７、３３、４１、５２、５８、６６に銀ペーストによって接着されている。

図９から図１１は、矩形の断面を有する化成弁作用金属電線を使用して形成される同軸型損失線路を使用する集中要素モデル型減衰伝送線路構造の一例であり、図１２から図１４は、円形の断面を有する化成弁作用金属電線を使用して形成される同軸型損失線路を使用する集中要素モデル型減衰伝送線路構造の一例である。

図９から図１４において、電極箔２５、３２、４０、５０、５７、６５は、導通穴３４、４３，５９、６５によって、絶縁層２６、３５、４２、５１、６０、６７，６７の他面に形成される電極端子箔３６、４４、６１、７２、６９に接続されている。グランドプレーン２７、３３、４１、５２、５８、６６は、導通穴３４、４３，５９、６５によって、絶縁層２６、３５、４２、５１、６０、６７，６７の他面に形成されるグランド端子箔４５、７０に接続されている。

本実施の形態においては、図１２から図１４に示す円形の断面を有する化成弁作用金属電線を使用して形成される、低域用の集中要素モデル型減衰伝送線路構造の設計例を示す。

長さがz[ｍ]の同軸線路の静電容量Ｃ[Ｆ]は電磁気学によって次式から求められる。

静電容量Ｃ[Ｆ]にｆ[Ｈｚ]の繰り返し周波数を有しＶ[Ｖ]の振幅を有する矩形波で充放電したときの消費電力Ｐ[Ｗ]は次式から求められる。但し、充放電時定数は矩形波の周期に比べて充分短いとする。

図１２から図１４において、化成アルミニウム電線４８、５５、６３の半径を１０[μｍ]、化成アルミニウム電線の化成電圧を５００[Ｖ]、ポリチオフェン層の導電率を１２０００[S/m]、ポリチオフェン層の厚さを１２０[μｍ]、とする。また、同軸型損失線路の両端にある電極端子部間のバイパス容量を１０^−１9[F/m]としている。

実施の形態１で使用した式と式（３２）、（３３）を使用して計算を行った結果を図１５から図１７に示す。図１５および図１７において、低周波用は、同軸型損失線路の長さを１０[ｍｍ]としている。このときの同軸型損失線路の充放電時定数をスイッチング波またはディジタル波の立ち上がり時間の１／２とする使用上の上限周波数は１９２[ＭＨｚ]である。式（１３）に従うと、このときの集中要素モデルと見なせるドライバの出力端から同軸型損失線路の近端までの長さの最大値は、２４[ｍｍ]である。

図１５および図１７において、中間周波用は、同軸型損失線路の長さを５[ｍｍ]としている。このときの同軸型損失線路の充放電時定数をスイッチング波またはディジタル波の立ち上がり時間の１／２とする使用上の上限周波数は３７４[ＭＨｚ]である。式（１３）に従うと、このときの集中要素モデルと見なせるドライバの出力端から同軸型損失線路の近端までの長さの最大値は、１２．５[ｍｍ]である。

図１５および図１７において、高周波用は、同軸型損失線路の長さを１．８[ｍｍ]としている。このときの同軸型損失線路の充放電時定数をスイッチング波またはディジタル波の立ち上がり時間の１／２とする使用上の上限周波数は１．１[ＧＨｚ]である。式（１３）に従うと、このときの集中要素モデルと見なせるドライバの出力端から同軸型損失線路の近端までの長さの最大値は、４．７[ｍｍ]である。

図１５および図１７において、低周波用、中間周波用、高周波用は、前記上限の実効周波数以下、ドライバの出力端から同軸型損失線路の近端までの長さ、およびスイッチング損失の許容値以下の条件で選択される。図１６に示した特性インピーダンスの計算結果は、本発明における集中要素モデル型減衰伝送線路構造を前記の周波数帯域内で使用ればスイッチング回路やディジタル回路の信号品質に影響を及ぼさないが、参考までに示している。

（実施の形態３）
図１８は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造を応用するスイッチング回路の一例である。図１９は、スイッチング回路上の集中要素モデル型減衰伝送線路構造を伝搬する孤立電界波の一例である。

図１８において、集中要素モデル型減衰伝送線路構造を応用するスイッチング回路は、直流電源８１、インバータ８３および８８、インバータ８３を構成するＰチャネルMOS FET８４およびＮチャネルMOS FET８５、電源線路８２、集中要素モデル型減衰伝送線路構造８６，および信号線路８７から構成されている。

図１８において、電源線路８２は充分短い長さでインピーダンスゼロの理想的な直流電源８１に接続されているとする。インバータ８３のオン状態とオフ状態の定義は前述と同様であり、伝送線路上の電界と伝送線路の電位との関係は電磁気学に従う。本実施の形態においては、電源線路８２は充分短いので、電源線路８２上を進行する孤立電磁波の挙動を省略し電源線路８２上の電位変化も無視する。

インバータ８３がオフからオンに変化する時の信号線路側の波形は、図２（ｂ）と同様の形状でＥ[Ｖ]まで上昇し、図２（ａ）と同様の状の孤立電界波が信号線路側を進行する

ディジタル（またはスイッチング）信号電圧の平坦な波高部分は、時間的な変化が無いので定常状態と考えることが出来、その状態は静電磁気エネルギーに支配されるはずである。銅やアルミニウムのような良導体を使用する線路の減衰定数は時間的に電界または磁界が変化する電磁波に対して有効であり、静電磁界には作用しない。従って、配線に電荷の移動による導体電流が無ければ、線路の送端と受端間には静的または定常的な電位差は生じないはずである。線路に電荷の移動による導体電流が存在しても、断面積が充分大きい良導体を使用すれば、線路の送端と受端間には定常的な電位差はほとんど生じない。

一方、電磁気学に従うと、静電磁界は文字通り静止しているので自ら状態を変化させることは出来ない。時間的に変化する電磁界または電磁波が、静電磁界または定常電位を変化させることが出来る。減衰定数が大きい伝送線路が信号線の一部または全てに使用されると、信号線上を進行する孤立電磁波は進行中に振幅を減衰させる。式（２）によると、孤立電磁波が減衰すると孤立電界波が励起する電位の値も減少する。

図１８において、インバータ８３に集中要素モデル型減衰伝送線路構造８６が接続されている。本実施の形態において、集中要素モデル型減衰伝送線路構造８６は実施の形態２で設計した中間周波用の同軸型損失線路を内蔵しているとする。インバータ８３の立ち上がり時間は[１ｎｓ]すなわち実効周波数は３００[ＭＨｚ]とする。中間周波用の同軸型損失線路のＳ_２１の計算値は、図１５から約−２２ｄＢ（０．０８）である。

図１８において、インバータ８３がオフからオンに変化すると、図１９に示す９１の波形を有する孤立電界波が図１８のＣ点に印加される。Ｃ点とインバータ８３との間が１６．８[ｍｍ]以下であれば、本実施の形態においては集中要素モデル型減衰伝送線路構造８６の特性インピーダンスの波形に及ぼす影響は無視できる。図１９に示す９１の波形を有する孤立電界波は、集中要素モデル型減衰伝送線路構造８６上を図１９に示すように振幅を減衰させながら進行する。

図１９に示す孤立電界波９３は図１８に示すＤ点の波形であって、孤立電界波９１は、図１９に示す９２のような曲線で減衰する。孤立電界波９１が集中要素モデル型減衰伝送線路構造８６上をｚ方向に進行する場合の、減衰する孤立電界波９１の波形Ｅ_ＳＷ１（ｚ）は、初期波形をＥ_ＳＷ０とすると次式で表される。

このときの減衰量Ｅ_１（ｚ）は次式で表される。

孤立電界波９１が、集中要素モデル型減衰伝送線路構造８６上を減衰しつつ進行する場合に生じるｚ軸上の電界の変化Ｅ_２（ｚ）は、式（３４）と式（３５）の和であり、次式で表される。

孤立電界波９１が、集中要素モデル型減衰伝送線路構造８６上を減衰しつつ進行する場合に生じるｚ軸上の電位の変化は、式（２）と式（１２）に従って次式で表される。

式（３７）から、孤立電磁波が集中要素モデル型減衰伝送線路構造８６上を進行しても、集中要素モデル型減衰伝送線路構造８６の電位は初期電位すなわち直流電圧に保たれることが判る。この事実は、スイッチング電圧波形またはディジタル電圧波形の平坦な波高部分すなわち定常電位が静電磁気エネルギーに支配されるべきとする、電磁気学の考え方に合致する。

非特許文献２、３、ならびに、この基礎を成す非線形波動理論または、スイッチング電圧波の立ち上がり部分の波形が正弦波の半波形に近似できるという従来の知見に従うと、減衰の大きい線路中を進行する孤立電磁波の波長λ_Ｓは変化しない。

図１８において、集中要素モデル型減衰伝送線路構造８６および信号線路８７のスイッチング電圧の立ち上がり時間は波長λ_Ｓで決まる。以上からインバータ８８の入力点Ｅで観測あれるスイッチング電圧波形は、インバータ８４の出力点Ｃと全く同じ振幅と同じ立ち上がり時間を有することが判る。

図１８において、集中要素モデル型減衰伝送線路構造８６が使用されない場合は、Ｅ点に整合終端回路が必要である。しかし、本実施の形態においては、集中要素モデル型減衰伝送線路構造８６が約−２２ｄＢ（０．０８）のＳ_２１特性を有しているために、Ｅ点に整合終端回路を使用する必要はない。インバータ８８は非常に小さい値であるがゲート容量を有しているので、Ｅ点に到達した孤立電磁波はゲート容量を透過してインバータ８８の内部に侵入するが、その量はわずかである。ゲート容量を透過した孤立電磁波は、静電エネルギーの供給が絶たれるために電位を定常的に変化させることは出来ないので、インバータ８８は侵入した孤立電磁波には全く作用しない。

図１８において、集中要素モデル型減衰伝送線路構造８６を透過後の孤立電界波の振幅は１／１０以下に減衰しているので隣接した信号配線に結合してもクロストークを生じないし、Ｉ／Ｏ（入出力）信号線路に接近して配置されても、Ｉ／Ｏ信号線路に不要電磁波を誘導して、ＥＭＣ問題を発生することも少ない。

（実施の形態４）
図２０は、印刷配線基板に搭載された半導体集積回路とスイッチングモード損失線路部品、およびこれらの電気接続状態を示す実態図である。

図２０において、半導体集積回路１００とスイッチングモード損失線路部品１０３が印刷配線基板１０８に搭載されている。半導体集積回路１００のグランド端子１０１は、導通穴１１０によってグランドプレーン１０９に接続されている。半導体集積回路１００の信号出力端子１０２は、導通穴１１１によって信号トレース１１２に接続されている。

図２０において、スイッチングモード損失線路部品１０３の電極端子箔１０４は、導通穴１１３によって信号トレース１１２に接続されている。スイッチングモード損失線路部品１０３のグランド端子箔１０５は、導通穴１１４によってグランドプレーン１０９に接続されている。スイッチングモード損失線路部品１０３のグランド端子箔１０６は、導通穴１１６によってグランドプレーン１０９に接続されている。スイッチングモード損失線路部品１０３の電極端子箔１０７は、導通穴１１７によって信号トレース１１８に接続されている。

スイッチングモード損失線路部品１０３は、半導体集積回路１００のドライバの出力端子近傍に配置され最短距離の信号トレース１１２に接続される。これにより、スイッチングモード損失線路部品１０３の効果を充分発揮させることが出来る。

高域用スイッチングモード損失線路部品は、ドライバの出力端子までの距離の制約が大きいので、半導体集積回路１００内の印刷配線基板（インターポーザ）上に搭載するのが好ましい。

本発明は、伝送線路に不可欠であった整合終端処理を不要とし、クロストークを初めとする回路内や回路間での電気干渉問題を大幅に改善する。このため、パラレルビット伝送を高速信号伝送回路に使用することを可能とし、送受信回路が複雑で１信号線当たり２本のトレースが必要な平衡（バランス）伝送回路を不要とする。さらに、高信号品位（シグナルインテグリティ）の向上と電磁環境適合性（ＥＭＣ）の向上を容易に両立させることが出来る。以上から、スイッチング機器およびディジタル機器の設計容易化と設計期間の短縮化、小型軽量化、高性能化、低コスト化、並びに品質・信頼性向上を実現することが出来る。

図１は、インバータに関する電磁波等価回路の一例である。 図２は、線路上の電源側の電位波形と電界波形の一例である。 図３は、線路上の抵抗側の電位波形と電界波形の一例である。 図４は、試作したデカップリングチップの構造の一例である。 図５は、試作したデカップリング部品の外形の一例である。 図６は、試作したデカップリング部品のＳ₂₁特性の測定結果の一例である。 図７は、試作したデカップリング部品のＳ₂₁特性の計算結果の一例である。 図８は、試作したデカップリング部品のインピーダンス特性の計算結果の一例である。 図９は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造の一例である。 図１０は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造の正面図の一例である。 図１１は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造の側面図の一例である。 図１２は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造の他の一例である。 図１３は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造の正面図の他の一例である。 図１４は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造の側面図の他の一例である。 図１５は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造の透過係数Ｓ₂₁の計算結果の一例である。 図１６は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造の特性インピーダンスの計算結果の一例である。 図１７は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造のスイッチング損失の計算結果の一例である。 図１８は、本発明に係る集中要素モデル型減衰伝送線路構造を応用するスイッチング回路の一例である。 図１９は、スイッチング回路上の集中要素モデル型減衰伝送線路構造を伝搬する孤立電界波の一例である。 図２０は、印刷配線基板に搭載された半導体集積回路とスイッチングモード損失線路部品、およびこれらの電気接続状態を示す実態図である。

符号の説明

１、８３、８８
インバータ
２、８４ ＰチャネルMOS FET
３、８５ ＮチャネルMOS FET
４、８１ 直流電源
５、８２ 電源線路
６、８７ 信号線路
７ 整合終端抵抗
８、９１、９３ 孤立電界波
９、１１ 電位波形
１２ 銀ペースト層
１３ 弁作用金属箔
１４ 絶縁体層
１５ 固体電解質層
１６ カーボンペースト層
１７ 気密封止樹脂
１８ 陽極端子
１９ 陰極端子
２１、２８、３７、４６、５３、６２ 導電性金属粉ペースト層
２２、２９、４７、５４ 半導体層
２３、３０、３８、４８、５５、６３ 化成弁作用金属電線
２４、３１、３９、４９、５６、６４ 電極端子部
２５、３２、４０、５０、５７、６５ 電極箔
２６、３５、４２、５１、６０、６７，６７ 絶縁層
２７、３３、４１、５２、５８、６６、１０９、１１５ グランドプレーン
３４、４３，５９、６５、１１０、１１１、１１３、１１４，１１６，１１７ 導通穴
３６、４４、６１、７２、６９、１０４、１０７ 電極端子箔
４５、７０、１０５、１０６ グランド端子箔
８６ 集中要素モデル型減衰伝送線路構造
９２ 孤立電界波の振幅の軌跡
１００ 半導体集積回路
１０１ グランド端子
１０２ 信号出力端子
１０３ スイッチングモード損失線路部品
１０８ 印刷配線基板
１１２、１１８ 信号トレース

Claims (16)

1. 表面に誘電体酸化皮膜層を有する化成弁作用金属電線と、該化成弁作用金属電線の両端部に形成される電極端子部と、少なくとも該電極端子部を残して前記誘電体酸化皮膜層上に形成される半導体層と、該半導体層上に形成される導電性金属粉ペースト層とから成り、前記化成弁作用金属電線を陽極、前記誘電体酸化皮膜層を誘電体、前記導電性金属粉ペースト層を陰極とし、少なくとも１ＭＨｚから１ＧＨｚの範囲の一部または全ての帯域において、５０［ｎｅｐ／ｍ］以上の減衰定数と１００[ｍＷ]以下の充放電損失を有する同軸型損失線路として形成され、スイッチング回路またはディジタル回路に使用されることを特徴とする、集中要素モデル型減衰伝送線路構造
2. 請求項１記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記同軸型損失線路が、前記スイッチング回路またはディジタル回路を構成するドライバまたはトランジスタの出力端子に直接または間接に接続され、前記出力端子から前記同軸型損失線路の遠端までの伝送線路上を進行する電磁波の進行速度に前記ドライバまたはトランジスタの立ち上がり時間を掛けた値を５で割った値から、前記出力端子から前記同軸型損失線路の近端までの長さを差し引いた値以下の長さを有していることを特徴とする、集中要素モデル型減衰伝送線路構造
3. 請求項１から請求項２記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記化成弁作用金属電線が、アルミニウム、タンタル、ニオブ、チタン、ジルコニウム、またはそれらの合金から成ることを特徴とする、集中要素モデル型減衰伝送線路構造
4. 請求項１から請求項３記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記半導体層が、１０^３ [Ｓ/ｍ]から１０^５[Ｓ/ｍ]の導電率を有することを特徴とする、集中要素モデル型減衰伝送線路構造
5. 請求項１から請求項４記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記半導体層が導電性ポリマー層、カーボングラファイト層、または前記導電性ポリマー層と前記カーボングラファイト層とからなることを特徴とする、集中要素モデル型減衰伝送線路構造
6. 請求項１から請求項５記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記導電性ポリマー層が、ポリアセチレン、ポリアセン、ポリチオフェン、ポリピロール、ポリアニリン、またはポリチェニレンビニレンによって形成されることを特徴とする、集中要素モデル型減衰伝送線路構造
7. 請求項１から請求項６記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記導電性ポリマー層が、前記弁作用金属化成箔をポリチオフェンまたはポリピロールの微粒子を含む水溶液に浸漬することによって形成されることを特徴とする、集中要素モデル型減衰伝送線路構造
8. 請求項１から請求項７記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記導電性金属粉ペーストが、１０[μｍ]以下の長径を有する、金粒子、銀粒子、銅粒子、錫粒子、インジウム粒子、パラジウム粒子、ニッケル粒子、およびこれらの任意の合金粒子から選ばれる少なくとも１種の金属粒子を含むことを特徴とする、集中要素モデル型減衰伝送線路構造
9. 請求項１から請求項８記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記化成弁作用金属電線が、一辺が５０[μｍ]以下の矩形の断面、または直径が７０[μｍ]以下の円形の断面を有することを特徴とする、集中要素モデル型減衰伝送線路構造
10. 請求項１から請求項９記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、スイッチングモード損失線路部品が、２本以上の前記同軸型損失線路と、少なくとも絶縁層と該絶縁層の両面に導体層を有する印刷配線基板から構成され、前記同軸型損失線路と前記第２の導体層を除く前記印刷配線基板が外装樹脂によって封止されて形成されることを特徴とする、集中要素モデル型減衰伝送線路構造
11. 請求項１から請求項１０記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記回路基板の絶縁層が、ＦＲ−４(ガラス布エポキシ), ＦＲ−５ (ガラス布エポキシ),ＦＲ−６(つや消しガラスポリエステル) 、Ｇ−１０ (ガラス布エポキシ) 、ＣＥＭ−３(ガラス布エポキシ) 、ＣＥＭ−４(ガラス布エポキシ) 、ＣＥＭ−５(ガラス布ポリエステル)、ポリイミドフィルム、（ＣａＯ−Ａｌ_２Ｏ_３−ＳｉＯ_３−Ｂ_２Ｏ_３）＋Ａｌ_２Ｏ_３（ＬＴＣＣ）、またはＡｌ_２Ｏ_３（アルミナ）のいずれかから成ることを特徴とする、集中要素モデル型減衰伝送線路構造
12. 請求項１から請求項１１記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記印刷配線基板が、前記同軸型損失線路を少なくとも２本以上整列して搭載することの出来る平面を有し、１面の前記導体層に前記同軸型損失線路の前記電極端子部に対応して設けられる電極箔と、搭載される全ての前記同軸型損失線路の導電性金属粉ペースト層を共通に面接続するためのグランドプレーンを有し、他面の前記導体層に前記電極端子部に対応して設けられ前記電極箔と導通穴によって電気接続される電極端子箔と、該電電極端子箔に隣接して設けられ前記グランドプレーンと２個以上の導通穴によって電気接続される前記電極端子箔と同等の面積を有するグランド端子箔を有することを特徴とする、集中要素モデル型減衰伝送線路構造
13. 請求項１から請求項１２記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、同軸型損失線路の前記電極端子部が超音波接続法または抵抗溶接法によって前記電極箔と電気的に接続され、同軸型損失線路の前記導電性金属粉ペースト層が前記導電性金属粉ペーストまたはハンダによって前記グランドプレーンと電気的に接続されることを特徴とする、集中要素モデル型減衰伝送線路構造
14. 請求項１から請求項１３記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記半導体層、または該半導体層と前記導電性金属粉ペースト層の形成に先だって、マスキング剤が、前記化成弁作用金属電線の前記電極端子部に塗布され、前記半導体層、または該半導体層と前記導電性金属粉ペースト層の形成後に、前記電極端子部の一部または全てに関し、前記化成弁作用金属電線の表面に形成されている前記誘電体酸化皮膜層とともに剥離されることを特徴とする、集中要素モデル型減衰伝送線路構造
15. 請求項１から請求項１４記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記マスキング剤が、ポリテトラフルオロエチレンを含むフッ化炭素樹脂、ケイ素樹脂、またはこれらの混合物もしくは変性物から選択される１種以上の材料から成ることを特徴とする、集中要素モデル型減衰伝送線路構造
16. 請求項１から請求項１４記載の集中要素モデル型減衰伝送線路構造において、前記スイッチングモード損失線路部品が、印刷配線基板上に搭載され、前記前記化成弁作用金属電線が一対の前記電極端子箔を介して前記印刷配線基板を構成する信号トレースに対して、半導体集積回路またはドライバ回路の出力端子近傍で直列に接続され、前記グランドプレーンが、一対の前記グランド端子箔を介して前記印刷配線基板を構成するグランドプレーンに対して並列に接続されることを特徴とする、集中要素モデル型減衰伝送線路構造