JP2009253991A - スイッチング電源装置 - Google Patents

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弘和 遠矢
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Abstract

【課題】1MHzを超える繰り返し周波数においても電力変換効率が高く電磁適合性に優れたスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】 スイッチング電源装置の回路設計に孤立電磁波コンセプトを適用する。スイッチング電源装置のスイッチング回路部の配線を電送線路とし整合終端を施す。電送線路及び整合終端回路の設計は、孤立電磁波の代わりにスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる単一の周波数で行うことができる。入力用コンデンサと電力変換回路部との間および、電力変換回路部と出力用コンデンサとの間に低インピーダンス損失線路を接続して使用する。低インピーダンス損失線路は、陽極導体、陰極導体、および損失を有する単独または複合の絶縁膜で構成され、前記伝送線路の特性インピーダンスに比べて充分低い特性インピーダンス値を有する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、スイッチング電源回路に関し、特に、1MHzを超える繰り返し周波数においても電力変換効率が高く電磁適合性に優れたスイッチング電源装置に関する。
近年、情報技術装置やマルチメディア機器の小型化が進んでいる。このため、スイッチング電源装置に対しても小型化の要求が強い。スイッチング電源の高周波化は小型化に効果があるが、スイッチング電源は大きな電力を扱うために高周波に伴って不要電磁波の放射値が増えると考えられて来た。
IECにおいては、情報技術装置やマルチメディア機器を対象に新たなEMI規格であるCISPR32の制定に向けた作業が進んでいる。ここでは、装置または機器からの放射妨害波について30MHzから6GHzまで、電源ラインおよび通信線による伝導妨害波について150kHzから30MHzまでが規制の対象となる。許容値は従来の情報技術装置向けのCISPR22と同様であるが、適用対象がディジタル家電を含むマルチメディア機器まで拡大される。以上のような環境もあって、不要電磁波の放射が増える可能性のあるスイッチング電源の高周波化はほとんど進展していない。
一方、半導体技術の先端を進む半導体集積回路においてはトランジスタの高速化が進んでいる。非特許文献1によると、2007年の65nmテクノロジノード（DRAMのメタルピッチの1/2）の場合の高性能集積回路中のNチャネル型電界効果トランジスタの最小上昇時間（ゲートディレー）は0.64ピコ秒（ps）である。スイッチング電源用には数百倍の耐電圧が必要とされるが、高性能集積回路中の微小トランジスタの並列使用が可能であれば100ピコ秒の上昇時間を有するスイッチング電源用のトランジスタの実用化は困難ではないと推定される。なお、現在、スイッチング電源装置用に実用化されているNチャネルMOS
FETの一つであるHAT2215R (RENESAS)の上昇時間は4nsである。
非特許文献２によると、半導体集積回路内の配線（インターコネクト）設計において、スイッチング電圧の上昇時間が線路長を進行する時間の5倍以上であれば集中素子（定数）モデルが使用出来るが、スイッチング電圧の上昇時間が線路端間の進行時間の2.5倍以下であれば分布素子（定数）モデルを使用する必要があるとしている。伝送線路モデルを組み込んだSPICEシミュレーションで検証した結果では、単線配線が基本であり放射損失が非常に大きいインターコネクトにおいてはほぼ妥当な判断基準といえるが、配線からの放射損失を抑制し装置の電磁適合性を高めることを目的とする場合には、分布素子（定数）モデルを使用する判断基準を２倍以上厳しくする必要があると考えられる。なお、判断基準から導かれる配線長は、伝送線路を構成する絶縁体の比誘電率の平方根に対応して短くなる。
非特許文献３および非特許文献４に示される孤立電磁波コンセプトによると、半導体集積回路内のオンチップインバータは、スイッチングの瞬間に、非線形波動またはソリトンの一種である孤立電磁波を励起する。孤立電磁波の発生メカニズムは未解明であるが、半導体のスイッチングによる孤立電磁波の励起メカニズムは、1834年にJohn Scott Russell がソリトンを発見する際に行った種々の実験の内の水を貯めた水門（ゲート）を急に開くことによって生じたソリトンの発生メカニズムや、ソリトンの一種であると確認されている津波の生成過程に極めて類似している。
非特許文献３および非特許文献４に示される孤立電磁波コンセプトによると、オンチップインバータが、直流電源供給のための伝送線路（電源線路）と、信号を伝送するための伝送線路（信号線路）の間に接続されている一般的な状態において、オンチップインバータが電源線路と信号線路を遮断状態（オフ）から接続状態（オン）またはオンからオフにスイッチングすると、スイッチングの時間内にお互い逆極性の孤立電磁波が、電源線路および信号線路に向けて励起される。
非特許文献３および非特許文献４に示される孤立電磁波コンセプトによると、オンチップインバータがオフからオンにスイッチングする瞬間に、オンチップインバータが電源線路と信号線路を接続した点の電位が前記直流電源の電圧を電源線路と信号線路の特性インピーダンス分割した値になる。従って、電源線路には電圧を分割電圧まで下げる極性の孤立電磁波が、信号線路には電圧を分割電圧まで上げる極性の孤立電磁波がそれぞれ同時に励起され、線形電磁波理論に従い、互いにその振幅ベクトルが直交する孤立電界波と孤立磁界波を伴って伝送線路上を進行する。
非特許文献３および非特許文献４に示される孤立電磁波コンセプトによると、孤立電磁波の時間軸または距離軸上の振幅波形は、オンチップインバータのゲート遅延時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数の正弦波の半波形に近似している。スイッチング波形の立ち上がり時間で決まるとされる実効周波数（significant frequency）の考え方を引用すると、前記近似の確かさ（accuracy）は、92％以上と見込まれる。従って、スイッチング回路の設計を、アナライジングモデルが未開発の孤立電磁波の代わりの便法としてオンチップインバータのゲート遅延時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数の正弦波で行うことが、実用的に可能である。
電磁気理論に従うと、回路の状態には活性状態（exited states）、定常状態（stationary
states）および、計算上、定常状態と見なせる準活性状態（quasi stationary states）が存在する。定常状態とは量子力学のground
statesに対応し全ての活動が静止している状態である。定常状態における電流の定義が、導体中の電荷の平均速度（dq/dt）である。
物理学によると、導体中には無尽蔵に近い自由電子すなわち電荷が存在する。しかし、導体中の総電荷量は物性的に決まり定常的にはその値は一定である。直流電源に静的負荷が接続されている場合は導体中の電荷の移動による電流が流れるが、一般に、電荷の移動方向（極性は逆）はわずかな電界しか印加されないので電荷の平均移動速度は極めて遅い。例えば、1平方ミリメートルの断面を有する銅線中を導体中の電荷の速度（dq/dt）で定義される10アンペアの電流が進行しているときの電流の進行速度は、物理学に従って計算すると常温で0.368mm/sとなる。導体中の電荷は、遅いながらも移動は可能であるので、導体の他端で定常的に電荷が消費される際に導体の一端から同量の電荷が定常的に供給されれば、導体の他端に接続される抵抗器等の定常負荷へのエネルギー供給を効率良く行うことが可能となる。
電磁気理論によると、活性状態における電流はアンペールの法則として定義され次式で示される。
電磁気理論によると、電位Vは電界の及ばない無限遠から導線の一点までの電界の積分値とされ、実用的にはグランド面から導線の一点までの電界の積分値として、また、電界Eは電位Vの傾きとしてそれぞれ次式から求められる。
マックスウエルは、磁界に関する理論と電界に関する理論を融合したマックスウエルの方程式を1873年に発表し、続いてこの式をダランベールの波動方程式の形式に変形し、ベクトル波動方程式を完成させた。これにより、マックスウエルは1862年頃から主張していた電磁波と光は横波として伝搬することを理論的に証明し、線形電磁波理論を完成させた。ヘルツは、1887年に、実験によって電磁波の存在を実証し、マックスウエルの線形電磁波理論の正しさを証明した。
線形電磁波理論によると、時間的に変化する電界と磁界は相互に作用しつつ波になって空間または誘電体中を伝搬する。真空中を伝搬する電磁波の速度は光速である。伝搬する電磁波はポインチングベクトル理論に従って電力を伝搬する。空間を伝搬する線形電磁波は、周期および極性が一致し振幅ベクトルが進行方向に対して直交する電界波と磁界波とから構成される。線形電磁波を構成する電界波の振幅を磁界波の振幅で割った値は波動インピーダンスと呼ばれる。
線形電磁波理論によると、損失のない誘電体中を進行する電磁波の速度は、光速に対して比誘電率の平方根だけ遅くなり、波長は比誘電率の平方根だけ短くなる。後者は、波長圧縮と呼ばれる。
線形電磁波理論によると、損失のある媒体中を進行する電磁波は、次式で示される減衰定数γに従い、進行に伴って振幅が減少し位相が変化する。γの実数項は減衰定数α、γの虚数項は位相定数βと呼ばれる。αは、nep/m（ネパー／メートル）の単位で表される。1
nep/mは、1m進行して振幅がexp-1または0.368に減衰することを意味する。
線形電磁波理論によると、式（3）のγ 2を変形して得られる次式の括弧の項は、損失のある誘電体に関する複素誘電率と定義され、虚数部（σ/ε0ω）を実数部（εr）で割った値を誘電体損失の正接と呼び、tanδで表す。但し、tanδは、電磁気学上、深い意味を持たない。
導体中を進行する電磁波は、（３）から求められる減衰定数γの実数項である減衰定数αに従って減衰する。導体中では電磁波に作用する電荷は存在しないので、導電率σは
ωεに比べて非常に大きいので、γは次式で表される。次式中における減衰定数α の逆数であるδは、表皮厚さと呼ばれる。
線形電磁波理論によると、導体中を進行する電磁波の電界と磁界の比である固有インピーダンスZ0は、損失のある媒体中の固有インピーダンスにおいて導電率σがωεに比べて非常に大きいとして、次式で与えられる。
伝送線路上の電気信号の進行に伴う挙動を線形電磁波理論に基づいて説明する理論が伝送線路理論である。伝送線路理論によると、直流的に絶縁された２本の導体間に電気信号を与えると、電気信号のほとんどは電界波と電磁界波が進行方向に成分を持たないTEM波となって２本の導体の対向面の絶縁部分を伝搬する。２本の導体の対向面以外に存在する電磁波のほとんどは線路外に放射して信号伝送に寄与しない。
伝送線路理論では、電磁波理論による説明の煩雑さを避けて通信工学者の理解を容易にするために、この理論の根幹を成す電信方程式の導入に、定常状態における電流の定義であるdq/dtが使用されている。このため、導体と電流の関係やインピーダンスの考え方に対する誤解が広く存在している。
伝送線路を構成する２本の導体の対向面の絶縁部分が真空である場合は、TEM波の電磁波は光速で進行速度となる。つまり、このような伝送線路上を進む、式(1)および式(2)から求められる電流および電圧は、光速で進行するということが出来る。伝送線路上のTEM波を形成する電界波の振幅を磁界波の振幅で割った値が、特性インピーダンスである。
伝送線路理論によると、伝送線路上の電磁波の挙動は、伝送線路の特性インピーダンスと伝搬定数によって決まる。理想的な平板導体が理想的な絶縁体を挟んで平行に対向している平行板線路の特性インピーダンスZ0は、伝送線路の物理定数によって次式から求められる。透磁率および誘電率以外の平板導体や絶縁体の材料特性は、伝送線路の特性インピーダンスに対して実用上ほとんど影響を及ぼさない。
伝送線路理論によると、既知の特性インピーダンスZ0を有する線路を通して未知の特性インピーダンスZ1を有する線路に電磁波を注入したときの、
前記二つの線路の接続点における入射電圧VI、反射電圧VRおよび、反射係数S11の関係は、次式で表される。
伝送線路理論によると、既知の特性インピーダンスZ0を有する線路を通して未知の特性インピーダンスZ1を有する線路に電磁波を注入したときの、透過係数S21は、次式で表される。
実用的な伝送線路の減衰定数は、電磁波が損失のある誘電体内を進行するときの減衰、電磁波が誘電体内を進行する過程でその一部が導体内に侵入して熱になる導体損、および線路外に漏れ出る放射損との和となる。スイッチング電源装置の回路では、導体の導電率にのみ影響をうける定常電流によって生じる定常損失と、減衰定数の影響を受ける電磁波の進行に伴って生じる活性損失の双方が存在することがわかる。
式（6）から求める導体の固有インピーダンスは、誘電体の固有インピーダンスに比べて非常に小さくスイッチングの繰り返し周波数が高くなっても、その比はほとんど変わらないために導体内に侵入して熱になる導体損は非常に小さいままである。一方、式（3）から、スイッチングの繰り返し周波数が高くなると減衰定数が増加するが、中でも誘電体損および放射損が支配的となることが理解出来る。この内の放射損がEMC問題に深く関わっている。
スイッチング電源装置には、電力変換部や制御回路に多くのコンデンサが使用されている。
これらのコンデンサは、直流電源およびスイッチによって切断されている期間の定常電流供給用と、デカップリング用に使用され、いずれの用途においても回路に並列に接続される。このうち、デカップリング用に使用されるコンデンサのメガヘルツ帯域におけるインピーダンス特性の測定には、ネットワークアナライザまたはネットワークアナライザの原理を応用した４端子のインピーダンスアナライザが使用され、測定系の線路に並列に接続されて測定される。
このときのコンデンサのインピーダンスZCは散乱行列（scattering matrix）を構成する透過係数S21から求めることが出来る。測定系のケーブルの特性インピーダンスZ0が50オームであって、S21が１よりかなり小さい場合は、次式のようにZCとS21の関係はさらに簡略化される。なお、測定系のケーブルの線路の特性インピーダンスに比べてDUTの端子インピーダンスが非常小さい場合は、反射係数S11による通常の測定法では誤差が大きくなりやすい。
式(10)にS21の測定値を代入してインピーダンス特性を求めると、市販されているコンデンサは、直列共振点と呼ばれるインピーダンスが最小となる周波数までは周波数に比例してインピーダンス値が減少するほぼ理想的なインピーダンス特性を示すが、直列共振周波数以上ではインピーダンスが周波数に比例して増加するインピーダンス特性を示すことが確認される。この理由は、コンデンサにはリード線、端子、および電極がありこの部分は等価直列インダクタンス（ESL）として作用するためと考えられている。さらに前記直列共振点のインピーダンスは等価直列抵抗（ESR）によって決まると考えられている。
従来のスイッチング電源装置については、下記の特許文献や非特許文献に記載されている。その要点は後述される。
特開２００６−３２０１３０（Ｐ２００６−３２０１３０Ａ） 特開２００３−３２４９４４（Ｐ２００３−３２４９４４Ａ） 特開２００２−３４２４０（Ｐ２００２−３４２４０Ａ） 特開平９−１８２４３０ 特開２００３−１５３５２６（Ｐ２００３−１５３５２６Ａ） The International Technology Roadmap For Semiconductors（ITRS） H.B. Bakoglu 著 「Circuits,Interconnections, and Packaging for VLSI」、1990、 Addison - Wesley Pub． Hirokazu Tohya and NoritakaToya著 「A Novel Design Methodology ofthe On - Chip Power Distribution Network Enhancing the Performance andSuppressing EMI of the SoC」、IEEEInternational Symposium on Circuits and Systems 2007、 pp. 889-892、 May 2007. 遠矢弘和、遠矢紀尚 著 「SoCの性能とEMCを大きく改善するオンチップ電源分配回路の新しい設計法」、電子情報通信学会 信学技報、Vol.107、No. 149、 EE2007-20、pp.73-78、2007年7月. Larry D.Smith、 Raymond E.Anderson、 Douglas W.Forehand、 Thomas J.Pelc、 Tanmoy Roy 著 「Power distribution system design methodology and capacitorselection for modern CMOS technology」、 IEEE Transactions on Advanced Packaging、 Volume 22、Issue3、 pp. 284-291、 Aug. 1999. Sheng Ye、Wilson Eberle、 Yan - FeiLiu 著 「A Novel EMI Filter DesignMethod for Switching Power Supplies」、 IEEE Transactions on Power Electronics、 Vol. 19、No. 6、 pp. 1668-1678、November 2004. Liu, D.H.、 Jiang, J.G. 著 「High frequency characteristic analysis of EMI filter inswitch mode power supply (SMPS)」、IEEE PESC 02、Volume 4、pp. 2039-2043、2002. Li Jianting、 Xiong Rui、 Li Fuzhong、 Liu Jing 著 「Jitter Frequency Modulation- A Technique that Can Reduce EMI Noise Level of Switch Mode Power Supply Effectively」、IEEE2006 4th Asia-Pacific Conference on Environmental Electromagnetics、pp. 820-823、Aug.2006.
解決しようとする問題点の第１は、特許文献１に関する。特許文献１は、電気的負荷を駆動する回路と電子制御回路へ電源を送る車載電子制御装置（ECU）の電源回路におけるノイズフィルタ回路の使用状態を改良することによりノイズの低減を確保しながら、ノイズフィルタの実装面積の縮小化、コストダウンを図るための技術を開示している。しかしこの技術は電磁干渉問題を扱うことが出来ない定常状態用の集中素子モデルを使用しており、電磁干渉問題を扱うことの出来る分布素子モデルまたは電磁波理論に基づいていないためにメガヘルツ以上の帯域に於いてスイッチング電源装置に有効なノイズフィルタ回路を実現することは不可能であった。
解決しようとする問題点の第２は、特許文献２に関する。特許文献２は、乱数発生回路が、周波数決定回路とともにランダムに決定される周波数設定値をランダムな周期で切り替えてスイッチングコンバータに中の三角波発振器に与えることによって、スイッチングコンバータが発生させるノイズの低減を図る技術を開示している。しかしこの技術は、IECが規定する妨害波測定法での測定値を低くするための方策であり、瞬時的な電磁放射レベルは抑制されない。IECにおいて、本技術によるノイズ対策を許すべきではないとの考えから妨害波測定器の規格を見直すことを検討した経緯があって、電磁適合性を高めるための技術としては疑問視されている。このため、この技術によって将来に亘って電磁適合性に優れたスイッチング電源装置を実現することは不可能であった。
解決しようとする問題点の第３は、特許文献３に関する。特許文献３は、負荷の状態に応じて一意に決定するスイッチング周波数を、負荷の状態に拘わらずスイッチング動作によるノイズエネルギが特定周波数に集中しないように拡散させ、伝導及び放射によるノイズレベルを抑制して低ノイズの自励方式スイッチング電源回路を開示している。しかしこの技術は、IECが規定する妨害波測定法での測定値を低くするための方策であり、瞬時的な電磁放射レベルは抑制されない。IECにおいて、本技術によるノイズ対策を許すべきではないとの考えから妨害波測定器の規格を見直すことを検討した経緯があって、電磁適合性を高めるための技術としては疑問視されている。このため、この技術によって将来に亘って電磁適合性に優れたスイッチング電源装置を実現することは不可能であった。
解決しようとする問題点の第４は、特許文献４に関する。特許文献４は、トランスの１次巻線の端子間に抵抗、コンデンサ、ダイオードから成るスナバ回路を接続し、トランスの１次巻線に直列に可飽和リアクタンスとスイッチングトランジスタを接続することにより、サージ電流のピーク値の低下と高周波振動電圧のスナバ回路への誘導を図り、ラインノイズ、放射ノイズを低減する技術を開示している。しかしこの技術は電磁干渉問題を扱うことが出来ない定常状態用の集中素子モデルを使用しており、で電磁干渉問題を扱うことの出来る分布素子モデルまたは電磁波理論に基づいていないためにメガヘルツ以上の帯域に於いてスイッチング電源装置に有効なノイズフィルタ回路を実現することは不可能であった。
解決しようとする問題点の第５は、特許文献５に関する。特許文献５は、スイッチング・レギュレータ電源回路のスイッチ・クロックの周波数を擬似ランダム変調する擬似ランダム変調回路を導入することにより、スイッチ・クロックに意図的に揺らぎ（ジッタ）を与えてスイッチノイズによる電磁輻射ノイズの影響を減少させたスイッチングレギュレータ電源回路を開示している。しかしこの技術は、IECが規定する妨害波測定器の機能を逆用して測定値を低く見せるための方策であり、根本的な電磁ノイズ低減技術ではない。IECにおいて本技術のようなノイズ対策を排除するために妨害波測定器の機能を見直すことを検討したこともあり、将来に亘って電磁適合性に優れたスイッチング電源装置を実現することは不可能であった。
解決しようとする問題点の第６は、非特許文献４に関する。非特許文献４は、安定化電源モジュールは1kHz以下、大容値コンデンサは1kHzから1MHz、セラミックコンデンサは1MHzから数百MHzをカバーしていると考えられるが最近では数百MHｚ以上をカバーすることが必要になってきているので、SPICEを使用して、安定化電源モジュール、大容値コンデンサ、セラミックコンデンサを含む電源分配回路の特性解析を周波数軸で行いこれらの素子のインピーダンスの周波数特性を合成することによって、数百MHｚ以上をカバーするデカップリング回路の設計の効率化が図られるとしている。この文献では、配線または線路の電磁的効果を無視して複数のコンデンサ素子の特性を合成している。このアイデアは、定常状態用の集中素子モデルを使用しており、電磁干渉問題を扱うことの出来る分布素子モデルまたは電磁波理論に基づいていないために、メガヘルツ以上の帯域に於いて電磁適合性に優れたスイッチング電源装置を実現することに有効ではなかった。
解決しようとする問題点の第７は、非特許文献６に関する。非特許文献６は、電源ノイズスペクトラムの測定値とディファレンシャルモードインピーダンスとコモンモードインピーダンスの最大および最小計算値を使用する、従来に比べて簡単で実用性の高いスイッチング電源用の電磁干渉（EMI）フィルタを設計する技術を紹介している。このアイデアは、定常状態用の集中素子モデルを使用しており、電磁干渉問題を扱うことの出来る分布素子モデルまたは電磁波理論に基づいていないために、メガヘルツ以上の帯域に於いて電磁適合性に優れたスイッチング電源装置を実現することに有効ではなかった。
解決しようとする問題点の第８は、非特許文献７に関する。非特許文献７は、伝送線路解析に用いられるネットワークアナライザによる測定結果を基に、リアクトルとキャパシタに寄生要素を加えてスイッチング電源（SMPS）に使用する入力フィルタの設計に必要な解析データを紹介している。このアイデアは、集中素子モデルを使用しており、電磁干渉問題を扱うことの出来る分布素子モデルまたは電磁波理論に基づいていないために、メガヘルツ以上の帯域に於いて電磁適合性に大きく優れたEMIフィルタを実現することに有効ではなかった。
解決しようとする問題点の第９は、非特許文献８に関する。非特許文献８は、ジッタ周波数変調技術（またはランダム周波数変調）が、従来のEMI対策よりも格段に効果的なEMI低減効果技術があることを２つの実験結果によって確認したとしている。しかしこの技術は、IECが規定する妨害波測定法での測定値を低くするための方策であり、瞬時的な電磁放射レベルは抑制されない。IECにおいて、本技術によるノイズ対策を許すべきではないとの考えから妨害波測定器の規格を見直すことを検討した経緯があって、電磁適合性を高めるための技術としては疑問視されている。このため、この技術によって将来に亘って電磁適合性に優れたスイッチング電源装置を実現することは不可能であった。
アナログ回路は、回路状態の変化が比較的緩やかで始まりと終わりが明確でないことが多い。従って、特に低周波アナログ回路の設計においては、マックスウエルが確立した線形電磁波理論の代わりに、定常状態の回路を扱う集中定数理論またはその基本である静電磁気理論を適用しても、実用上、問題が生じることはほとんど無かった。
これに対してスイッチング回路（またはディジタル回路）の状態の変化はスイッチで行われ非常に急激である。急激なスイッチングは当然ながら大きな電磁波を励起するので、スイッチング回路は明らかに活性状態の回路である。一方、アナログ回路の場合と異なり、スイッチング回路における状態の変化の始まりと終わりは明確である。
以上のようにアナログ回路とスイッチング回路は電磁現象の観点での挙動は大きく異なる。しかし、大部分がスイッチング回路で構成されるスイッチング電源装置の配線の設計や解析には、従来からアナログ回路の代表的な設計理論である集中定数回路理論が使用されて来ている。この原因の一つは、スイッチング波をひずみ波の一種として扱ってきたことに因る。
フーリエ変換法によると、ひずみ波は多くの高調波から構成されている。高調波は正弦波であり、高調波毎に配線上の信号を解析してその結果を加算すれば、スイッチング波の解析が可能である。アナログ回路が扱う信号は連続した正弦波であるが、正弦波に対して大きく歪んでいるディジタル波もフーリエ変換を施すと多数の正弦波に分解することが出来る。従って、スイッチング回路の挙動を個々の正弦波について解析する手法にはアナログ回路に関する理論が問題なく使用できると考えられてきた。
フーリエ変換法は、スイッチング回路の設計や解析に従来のアナログ回路に関する理論を適用する道を開いている。しかし、フーリエ変換法は、演算手法を提供しているだけであって、スイッチング回路内で発生している、明確な始まりと終わりが繰り返される電磁現象を説明出来ない。リアルタイムの電磁現象を説明出来る電磁波理論とフーリエ変換法との間には、理論的な関係が全く存在しない。
スイッチング回路システムの信号回路においてはトランジスタまたはインバータ毎に信号回路内の高周波アイソレーションまたはデカップリングがほぼ完全に行われるが、電源回路には効率よく電力を変換し安定化させる機能が要求されるため、アナログ回路用に開発された従来の手法ではスイッチング電源装置内でのデカップリングを効率的に行うことが出来ない。デカップリングが不十分なままで電源分配回路の高精度の解析を行おうとすると、対象がスイッチング電源装置内に止まらず、ディジタル回路基板、半導体LSI、さらには商用電源ネットワークまでが対象となってしまう。さらに、スイッチング波形を歪み波として扱うと波数が膨大になる。このため、スイッチング回路を活性状態の回路として扱い従来の線形電磁波理論に基づいて全波解析を行うことは、高性能コンピュータを用いても不可能となる。本発明は、上記２つの問題すなわち、不十分なデカップリングとスイッチング波形を歪み波として扱うという問題を根本的に解消する手段を提供することを目的の一つとしている。
上記課題を解決するため、請求項1記載の発明は、スイッチング電源装置に係り、スイッチング素子を含む複数の回路素子とこれらの回路素子間を接続する配線とからなるDC-DCコンバータにおいて、前記DC-DCコンバータを構成する全てまたは一部のスイッチング素子に接続される、該スイッチング素子の上昇時間および降下時間のいずれか短い方の時間内に光が真空中を進む距離の1/10よりも長い配線の全ておよびこれよりも短い配線の全てまたは一部が、伝送線路の構造とされ、該伝送線路は、前記スイッチング素子の上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数における特性インピーダンスが５０オームから２００オームであることを特徴としている。
また、請求項２記載の発明は、スイッチング電源装置に係り、請求項１記載のスイッチング電源装置において、前記DC-DCコンバータを構成する全ての前記伝送線路のいずれか一方の終端に、前記スイッチング素子の上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数における該伝送線路の特性インピーダンスに等しいインピーダンス値を有する整合終端回路が接続されることを特徴としている。
また、請求項３記載の発明は、スイッチング電源装置に係り、請求項１から請求項２記載のスイッチング電源装置において、前記DC-DCコンバータの入力用コンデンサと該DC-DCコンバータの電力変換回路部との間、および該DC-DCコンバータの電力変換回路部と該DC-DCコンバータの出力用コンデンサとの間の、全てまたは一個所以上に、前記スイッチング素子の上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数での特性インピーダンスと損失係数がそれぞれ１オーム以下と100以上である低インピーダンス損失線路が使用されることを特徴としている。
また、請求項４記載の発明は、スイッチング電源装置に係り、請求項１から請求項３記載のスイッチング電源装置において、電力変換部が、スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタのドレインに接続される配線とグランド導体とで構成され前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第１の伝送線路と、直流電源の正極と負極との間に接続される入力コンデンサと、該入力コンデンサと前記第１の伝送線路との間に接続される第１の前記低インピーダンス損失線路と、平滑用リアクトルと、該平滑用リアクトルの一端と前記スイッチングトランジスタのソースとの接続点に接続される配線と前記グランド導体とで構成され前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第２の伝送線路と、前記平滑用リアクトルの一端にカソードが前記グランド導体にアノードが接続されるフライホイールダイオードと、出力コンデンサと、該出力コンデンサと前記第２の伝送線路との間に前記平滑用リアクトルを介して接続される第２の前記低インピーダンス損失線路とで構成され、前記第１の伝送線路の前記スイッチングトランジスタ側の終端、および前記第２の伝送線路の前記平滑用リアクトル側の終端に、前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第１および第２の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理が施され、降圧型コンバータまたはバックコンバータとして機能することを特徴としている。
また、請求項５記載の発明は、スイッチング電源装置に係り、請求項１から請求項４記載のスイッチング電源装置において、電力変換部が、直流電源の正極と負極との間に接続される入力コンデンサと、平滑用リアクトルと、グランド導体にソースが接続されるスイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタのドレインにアノードが接続されるフライホイールダイオードと、該フライホイールダイオードのアノードと前記平滑用リアクトルの一端との間に接続される配線と前記グランド導体とで構成され前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路と前記入力コンデンサとの間に前記平滑用リアクトルを介して接続される第１の前記低インピーダンス損失線路と、前記フライホイールダイオードのカソードに一端が接続される配線と前記グランド導体とで構成され前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第２の伝送線路と、出力コンデンサと、該出力コンデンサと前記第２の伝送線路との間に接続される第２の前記低インピーダンス損失線路とで構成され、前記第１の伝送線路の前記平滑用リアクトル側の終端と、前記第２の伝送線路の前記フライホイールダイオード側の終端に、前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第１および第２の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理が施され、昇圧型コンバータまたはブーストコンバータとして機能することを特徴としている。
また、請求項６の記載の発明は、スイッチング電源装置に係り、請求項１から請求項５記載のスイッチング電源装置において、電力変換部が、スイッチングトランジスタと、直流電源の正極と負極との間に接続される入力コンデンサと、前記スイッチングトランジスタのドレインに一端が接続される配線とグランド導体とで構成され前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路と前記入力コンデンサとの間に接続される第１の前記低インピーダンス損失線路と、フライホイールダイオードと、該フライホイールダイオードのカソードと前記スイッチングトランジスタのソースとの間に接続される配線と前記グランド導体とで構成され前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第２の伝送線路と、前記フライホイールダイオードのカソードと前記グランド導体との間に接続される平滑用リアクトルと、出力コンデンサと、該出力コンデンサと前記第２の伝送線路との間に前記フライホイールダイオードを介して接続される第２の前記低インピーダンス損失線路とで構成され、前記第１の伝送線路の前記スイッチングトランジスタ側の終端と前記第２の伝送線路の前記フライホイールダイオード側の終端に、前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第１および第２の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理が施され、昇降圧型コンバータまたはバックブーストコンバータとして機能することを特徴としている。
また、請求項７の記載の発明は、スイッチング電源装置に係り、請求項１から請求項６記載のスイッチング電源装置において、電力変換部が、変圧器と、該変圧器の第１の一次巻線の非極性端子にドレインが接続されるスイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタのソースに接続される導体と前記第１の一次巻線の極性端子に一端が接続される導体とで構成され前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第１の伝送線路と、直流電源の正極と負極との間に接続される入力コンデンサと、該入力コンデンサと前記第１の伝送線路との間に接続される第１の前記低インピーダンス損失線路と、前記スイッチングトランジスタのソースにアノードが接続される励磁電流回生用ダイオードと、該励磁電流回生用ダイオードのカソードに極性側が接続され非極性側は前記第１の一次巻線の極性端子に接続される前記変圧器の第２の一次巻線と、前記変圧器の二次巻線と、該二次巻線の極性側にアノードが接続される第１の整流用ダイオードと、該第１の整流用ダイオードのカソードにカソードが、前記二次巻線の非極性側にアノードが接続される第２の整流用ダイオードと、平滑用リアクトルと、該平滑用リアクトルの一端と前記第１の整流用ダイオードのカソードとの間に接続される配線と前記第２の整流用ダイオードのアノードに接続される導体から構成され前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第２の伝送線路と、出力コンデンサと、該出力コンデンサと前記第２の伝送線路との間に前記平滑用リアクトルを介して接続される第２の前記低インピーダンス損失線路とで構成され、前記第１の伝送線路の前記変圧器側の終端と前記第２の伝送線路の前記平滑用リアクトル側の終端に、前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第１および第２の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理が施され、絶縁型フォワードコンバータとして機能することを特徴としている。
また、請求項８記載の発明は、スイッチング電源装置に係り、電力変換部が、変圧器と、直流電源の正極が極性側に接続される前記変圧器の第１の一次巻線と、該第１の一次巻線の非極性側にドレインが接続される第１のスイッチングトランジスタと、該第１のスイッチングトランジスタのソースに非極性側が接続される前記変圧器の第２の一次巻線と、該第２の一次巻線の極性側にドレインが接続されソースが前記直流電源の負極に接続される第２のスイッチングトランジスタと、前記直流電源の正極に一端が接続される第１の入力コンデンサと、該第１の入力コンデンサの他端と前記直流電源の負正極との間に接続される第２の入力コンデンサと、前記第１の入力コンデンサに並列に接続される第１の分圧用抵抗と、前記第２の入力コンデンサに並列に接続される第２の分圧用抵抗と、前記第１の入力コンデンサの他端と前記第１のスイッチングトランジスタのソースとの間に接続される平衡用コンデンサと、記前記変圧器の第１の二次巻線と、該第１の二次巻線の極性側にアノードが接続される第１の整流用ダイオードと、該第１の整流用ダイオードのカソードにカソードが前記第１の二次巻線の非極性側にアノードがそれぞれ接続される第２の整流用ダイオードと、前記第１の二次巻線の非極性側に一端が接続される第１の平滑用リアクトルと、前記変圧器の第２の二次巻線と、該第２の二次巻線の非極性側にアノードが接続される第３の整流用ダイオードと、該第３の整流用ダイオードのカソードにカソードが前記第２の二次巻線の極性側にアノードがそれぞれ接続される第４の整流用ダイオードと、前記第２の二次巻線の極性側に一端が前記第１の平滑用リアクトルの他端に他端が接続される第２の平滑用リアクトルと前記第１の平滑用リアクトルの他端に接続される出力コンデンサとで構成され、絶縁型ハーフブリッジコンバータとして機能することを特徴としている。
また、請求項９記載の発明は、スイッチング電源装置に係り、請求項１から請求項８記載のスイッチング電源装置において、電力変換部が、変圧器と、前記変圧器の第１の一次巻線と、前記第１の一次巻線の非極性側にドレインが接続される第１のスイッチングトランジスタと、該第１のスイッチングトランジスタのソースに非極性側が接続される前記変圧器の第２の一次巻線と、該第１の一次巻線の極性側にドレインが接続される第２のスイッチングトランジスタと、前記第１のスイッチングトランジスタのソースに一端が接続される平衡用コンデンサと、前記第１の一次巻線の極性側に一端が接続される第１の導体と前記平衡用コンデンサの他端に一端が接続される第２の導体とから構成され前記第１のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第１の伝送線路と、前記平衡用コンデンサの他端に一端が接続される第１の導体と前記第２のスイッチングトランジスタのソースに一端が接続される第２の導体とから構成され前記第２のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第２の伝送線路と、直流電源の正極に一端が接続される第１の入力コンデンサと、該第１の入力コンデンサの他端と前記直流電源の負正極との間に接続される第２の入力コンデンサと、前記第１の入力コンデンサに並列に接続される第１の分圧用抵抗と、前記第２の入力コンデンサに並列に接続される第２の分圧用抵抗と、前記第１の入力コンデンサと前記第１の伝送線路との間に接続される第１の前記低インピーダンス損失線路と、前記第２の入力コンデンサと前記第２の伝送線路との間に接続される第２の前記低インピーダンス損失線路と、前記変圧器の第１の二次巻線と、該第１の二次巻線の極性側にアノードが接続される第１の整流用ダイオードと、該第１の整流用ダイオードのカソードにカソードが前記第１の二次巻線の非極性側にアノードがそれぞれ接続される第２の整流用ダイオードと、前記変圧器の第２の二次巻線と、該第２の二次巻線の非極性側にアノードが接続される第３の整流用ダイオードと、該第３の整流用ダイオードのカソードにカソードが前記第２の二次巻線の極性側にアノードがそれぞれ接続される第４の整流用ダイオードと、前記第１の整流用ダイオードのカソードに一端が接続される第１の導体と前記第２の整流用ダイオードのアノードに一端が接続される第２の導体とから構成され前記第１のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第３の伝送線路と、前記第３の整流用ダイオードのカソードに一端が接続される第１の導体と前記第４の整流用ダイオードのアノードに一端が接続される第２の導体とから構成され前記第２のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第４の伝送線路と、前記第３の伝送線路を構成する第２の導体の他端に一端が接続される第１の平滑用リアクトルと、前記第４の伝送線路を構成する第１の導体の他端に一端が前記第１の平滑用リアクトルの他端に他端が接続される第２の平滑用リアクトルと、出力コンデンサと、該出力コンデンサと前記第３の伝送線路および第４の伝送線路との間に前記第１および第２の平滑用リアクトルを介して接続される第３の前記低インピーダンス損失線路とで構成され、前記第１の伝送線路の前記変圧器側の終端および前記第３の伝送線路の前記第１の平滑用リアクトル側の終端に前記第１のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第１および第３の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理がそれぞれ施され、前記第２の伝送線路の前記変圧器側の終端および前記第４の伝送線路の前記第２の平滑用リアクトル側の終端に、前記第２のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第２および第４の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理がそれぞれ施され、絶縁型ハーフブリッジコンバータとして機能することを特徴としている。
また、請求項１０記載の発明は、スイッチング電源装置に係り、電力変換部が、変圧器と、直流電源の正極にドレインが接続される第１のスイッチングトランジスタと、該第１のスイッチングトランジスタのソースに極性側が接続される前記変圧器の第１の一次巻線と、該第１の一次巻線の非極性側に非極性側が接続される前記変圧器の第２の一次巻線と、該第２の一次巻線の極性側にドレインが接続されソースが前記直流電源の負極に接続される第４のスイッチングトランジスタと、第１の一次巻線の非極性側に一端が接続される平衡用コンデンサと、該平衡用コンデンサの他端にドレインが接続され前記直流電源の負極にソースが接続される第２のスイッチングトランジスタと、前記平衡用コンデンサの他端にソースが接続され前記直流電源の正極にドレインが接続される第３のスイッチングトランジスタと、記前記変圧器の第１の二次巻線と、該第１の二次巻線の極性側にアノードが接続される第１の整流用ダイオードと、該第１の整流用ダイオードのカソードにカソードが接続される第２の整流用ダイオードと、該第２の整流用ダイオードのアノードに非極性側が接続され前記第１の二次巻線の非極性側に極性側が接続される記前記変圧器の第２の二次巻線と、前記第１の整流用ダイオードのカソードに一端が接続される平滑用リアクトルと、該平滑用リアクトルの他端と前記第１の二次巻線の非極性側との間に出力コンデンサとで構成され、絶縁型ハーフブリッジコンバータとして機能することを特徴としている。
また、請求項１１記載の発明は、スイッチング電源装置に係り、請求項１から請求項１０記載のスイッチング電源装置において、電力変換部が、第１、第２、第３、および第４のスイッチングトランジスタと、変圧器と、該変圧器の第１の一次巻線と、該第１の一次巻線の極性側に一端が前記第１のスイッチングトランジスタのソースに他端が接続される第１の導体と前記第１の一次巻線の非極性側に一端が接続される第２の導体とから構成され前記第１または第２のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間のそれぞれ大きい値に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第１の伝送線路と、前記第１の伝送線路の第２の導体の他端に一端が前記第２のスイッチングトランジスタのドレインおよび前記第３のスイッチングトランジスタのソースに他端が接続される平衡用コンデンサと、前記第１のスイッチングトランジスタのドレインに一端が接続される第１の導体と前記第２のスイッチングトランジスタのソースに一端が接続される第２の導体とから構成され前記第１または第２のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間のそれぞれ大きい値に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第２の伝送線路と、前記変圧器の第２の一次巻線と、該第２の一次巻線の非極性側に一端が接続され前記平衡用コンデンサの一端に他端が接続される第１の導体と前記第２の一次巻線の極性側に一端が前記第４のスイッチングトランジスタのドレインに他端が接続される第２の導体とから構成され前記第３または第４のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間のそれぞれ大きい値に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第３の伝送線路と、前記第３のスイッチングトランジスタのドレインに一端が接続される第１の導体と前記第４のスイッチングトランジスタのソースに一端が接続される第２の導体とから構成され前記第３または第４のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間のそれぞれ大きい値に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第４の伝送線路と、前記第２の伝送線路および第４の伝送線路と直流電源との間にそれぞれ接続される第１および第２の前記低インピーダンス損失線路と、前記変圧器の第１の二次巻線と、該第１の二次巻線の極性側にアノードが接続される第１の整流用ダイオードと、前記変圧器の第２の二次巻線と、該第２の二次巻線の非極性側にアノードが前記第１の整流用ダイオードのカソードのカソードが接続される第２の整流用ダイオードと、前記第１の整流用ダイオードのカソードに一端が接続される第１の導体と前記該第１の二次巻線の非極性側に一端が接続される第２の導体とから構成され前記第１、第２、第３、または第４のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間のそれぞれ大きい値に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第５の伝送線路と、前記第５の伝送線路を構成する第１の導体の他端に一端が接続される平滑用リアクトルと、出力コンデンサと、該出力コンデンサと前記第５の伝送線路との間に前記平滑用リアクトルを介して接続される第３の前記低インピーダンス損失線路とで構成され、前記第１および前記第２の伝送線路の前記第１のスイッチングトランジスタ側の終端に前記第１または第２のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間のそれぞれ大きい値に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第１および第２の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理が施され、前記第３および第４の伝送線路の前記第４のスイッチングトランジスタ側の終端に、前記第３または第４のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間のそれぞれ大きい値に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第３および第４の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理が施され、前記第５の伝送線路の前記平滑用リアクトル側の終端に、前記第１、第２、第３、または第４のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間のそれぞれ大きい値に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第５の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理が施され、絶縁型フルブリッジコンバータとして機能することを特徴としている。
孤立電磁波コンセプトによると、スイッチング電源装置内のスイッチング素子は、スイッチングの瞬間に非線形波動またはソリトンの一種である孤立電磁波を励起する。孤立電磁波の時間軸または距離軸上の振幅波形は、オンチップインバータのゲート遅延時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数を有する正弦波の半波に近似しており、近似の確かさ（accuracy）は、92％以上と見込まれる。従って、実用上の設計や解析は便法として前記１つの周波数の正弦波で行うことが出来る。
孤立電磁波コンセプトおよびその便法に従う本発明を適用すると、電磁波理論に忠実なスイッチング電源回路の設計や解析が可能となるため、スイッチング電源装置の一段の小型化や電磁適合性や電力変換効率のさらなる向上が可能となる。
また、スイッチング電源装置に孤立電磁波コンセプトの便法に従う本発明を適用すると、EMC対策用素子のほとんどが不要となる。
また、スイッチング電源装置に孤立電磁波コンセプトおよびその便法に従う本発明を適用すると、孤立電磁波は高調波を含まないので、孤立電磁波の解析モデルがコンピュータのライブラリに登録されていれば、比較的簡単に回路の挙動を解析し設計を行うことが出来る。回路上の電界と電圧、磁界と電流の関係は比較的簡単な式で表されるので、本発明を適用すると、スイッチング電源回路設計者が、従来の時間軸波形に注目していたのとほとんど変わらない方法で、電磁波理論に基づく高精度の設計、解析が可能となる。
以下の実施例においては、スイッチング用のトランジスタにはNチャネルMOS FETとして販売されている上昇時間の代表値が4nsのHAT2215R (RENESAS)より一桁高速な、0.5nsの上昇時間を有するスイッチング電源装置用のNチャネルMOS FETの使用を仮定する。なお、本特許は、スイッチング電源装置の電磁適合性を現状以上に高めることを目的とするので、以下に示す実施例においては非特許文献２の判断基準の２倍厳しい判断基準を採用し、4cmより長い配線を伝送線路としている。
また、以下の実施例においてはスイッチング周波数を10MHzとする。このときのスイッチング周期は100nsであり、実用設計時の最小パルス幅は約25nsと推定される。トランジスタの上昇時間と降下時間の和は1nsであるので、デューティサイクルは4%となりトランジスタのスイッチング損失はほぼ無視できるほどに小さい。また、前記孤立電磁波コンセプトに従い、伝送線路ならびに整合終端回路の設計は637MHzで行っている。
図１１は、低インピーダンス損失線路3、11および21の電極構造の一例である。電極は、公知の固体アルミ電解コンデンサ電極構造とする平行板線路構造である。出力回路用の低インピーダンス損失線路11の電極の絶縁膜である酸化アルミニウムの厚さは約20nm、絶縁膜の母材であるアルミニウム箔の厚さは0.23mm、幅は7.3mm、長さは24mmであり、特性インピーダンスは4mΩ、損失係数は約1000、定格直流電圧は10ボルト、
定格直流電流は60アンペア以上である。
入力回路用の低インピーダンス損失線路3および21の電極の絶縁膜である酸化アルミニウムの厚さは1.2μm、絶縁膜の母材であるアルミニウム箔の厚さは0.23mm、幅は7.3mm、長さは32mmであり、特性インピーダンスは20mΩ、損失係数は約1000、定格直流電圧は400ボルト、
定格直流電流は40アンペア以上である。
図１１の構造を有する低インピーダンス損失線路は、線路端に正極および負極の端子が接続されトランスファーモールディングによる気密封止が施されることによって、ボード搭載用の低インピーダンス損失線路として形成され、以下の実施例において使用される。ボード搭載用の低インピーダンス損失線路3、11および21を100オームの特性インピーダンスを有する伝送線路の途中に挿入したときの637MHzにおける挿入損は、低電圧用低インピーダンス損失線路の試作品からの推定によると、70dB以上である。
以上の条件下で、DC-DCコンバータの入力用コンデンサと電力変換回路部との間およびDC-DCコンバータの電力変換回路部と出力用コンデンサとの間の、全てまたは一個所以上に、前記低インピーダンス損失線路を使用するとともに、4cm以上の長さの配線の全てを100Ωの特性インピーダンスとなる伝送線路構造とし、全ての伝送線路上のいずれか一つの終端に、637MHzにおいて伝送線路の特性インピーダンスと等しいインピーダンス値を有するコンデンサと抵抗器の直列回路から構成される整合終端回路が接続される。
図１は、本発明に係る降圧型コンバータまたはバックコンバータの一例である。図1において、降圧型コンバータまたはバックコンバータは、電圧Eの直流電源1と、直流電源1の両端に接続されるコンデンサ2と、トランジスタ6と、トランジスタ6のドレインに接続される配線41とグランド導体43とで構成され637MHzにおいて100オームの特性インピーダンスを有する伝送線路33と、伝送線路33と入力コンデンサ2との間に接続される低インピーダンス損失線路3と、リアクトル8と、コンデンサ12と、トランジスタ6のソースとリアクトル8の一端に接続される配線41とグランド導体43とで構成され637MHzにおいて100オームの特性インピーダンスを有する伝送線路34と、リアクトル8の一端にカソードがグランド導体43にアノードが接続されるダイオード7と、伝送線路34とコンデンサ12との間にリアクトル8を介して接続される低インピーダンス損失線路11と、コンデンサ12の両端に接続される正極出力端子69と、負極出力端子60とで構成され、伝送線路33のトランジスタ6のドレイン側の一端と、伝送線路34のリアクトル8側の一端に、抵抗4とコンデンサ5の直列回路、および抵抗9とコンデンサ10の直列回路で構成され637MHzにおいて100オームの値を有する整合終端処理が施されている。
図１において、トランジスタ6がオフからオンになる瞬間のトランジスタの上昇時間中に、進行方向が逆の２つの孤立磁電磁波が励起される。伝送線路34上をx方向に進行する孤立電界波は図３（a）に示す波形を有し、伝送線路34の電位を図３（b）のように1/2Eまで上昇させつつ進行し抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅する。
伝送線路33上を-x方向に進行する孤立電界波は図４（a）に示す波形を有し、伝送線路33の電位を図４（b）のように1/2Eまで降下させつつ進行し低インピーダンス損失線路3の端部53、54で反射する。端部53、54で反射した孤立電界波は極性を反転し、伝送線路33の電位を1/2EからEに戻しつつトランジスタ6に至る。このときトランジスタ6がオンの状態を維持していれば、孤立電界波はトランジスタ6を通過し、伝送線路34の電位を1/2EからさらにEまで上昇させつつ進行し抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅する。
次に、図１において、トランジスタ6がオンからオフになる瞬間のトランジスタ6の降下期間中に、前記と同様に進行方向が逆の２つの孤立磁電磁波が励起される。伝送線路34上をx方向に進行する孤立電界波は図３（a）に示す波形の逆極性であり、伝送線路34の電位をEからゼロまで降下させつつ進行し抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅する。一方、伝送線路33上を-x方向に進行する孤立電界波は図４（a）に示す波形の逆極性であり、伝送線路33の電位をEから2Eまで上昇させつつ進行し低インピーダンス損失線路3の端子53、54で反射する。端子53、54で反射した孤立電界波は極性を反転し、伝送線路33の電位を2EからEに戻しつつトランジスタ6に至る。このときトランジスタ6はオフの状態を維持していれば、孤立電界波は抵抗4とコンデンサ5で構成される整合終端回路で消滅する。
トランジスタ6がオンからオフになる瞬間のトランジスタ6の降下期間中に伝送線路33上に励起され低インピーダンス損失線路3で反射して伝送線路33上を進行する孤立電磁波は、抵抗4とコンデンサ5で構成される整合終端回路で消滅する。トランジスタ6の降下期間中に伝送線路34上に励起される孤立電磁波は伝送線路34の電位をゼロにしつつ進行し、そのほとんどが抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅する。
トランジスタ6の上昇または降下の期間中に励起される孤立電磁波が整合終端回路で消滅した後は、電磁気理論で定義する定常状態となる。トランジスタ6によって線路33および線路34の電位がEの定常状態となると、直流電源1から供給される定常電流によってリアクトル8が充電される。トランジスタ6によって、前述と同様の活性状態を経て線路34の電位がゼロの定常状態となると、リアクトル8がダイオード7を経由してコンデンサ12を定常電流によって充電する。コンデンサ2は、直流電源1の瞬断時に直流電源1に代わって定常電流を供給する。コンデンサ12は端子59、60間に接続される負荷の瞬断時にリアクトル8から供給される電荷を蓄積する。
低インピーダンス損失線路3は伝送線路33を進む孤立電磁波を反射させる。低インピーダンス損失線路3に侵入する微量の孤立電磁波は内部で熱消費され、直流電源1に到達する孤立電磁波は実用上無視できる値となる。リアクトル8のインダクタンス値が637MHzにおいて伝送線路34の特性インピーダンス値に対して充分大きくない場合には、伝送線路34を進む孤立電磁波の全てが抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅せず、その一部がリアクトル8を透過する。低インピーダンス損失線路11は、リアクトル8を透過する孤立電磁波を反射させる。低インピーダンス損失線路11に侵入する微量の孤立電磁波は内部で熱消費され、端子59、60から電源分配回路に漏洩する孤立電磁波は実用上無視できる値となる。
図４は、本発明に係る昇圧型コンバータまたはブーストコンバータの一例である。図４において、降圧型コンバータまたはバックコンバータは、直流電源1と、直流電源1の正極と負極との間に接続されるコンデンサ2と、リアクトル8と、グランド導体43にソースが接続されるトランジスタ6と、トランジスタ6のドレインにアノードが接続されるダイオード7と、ダイオードのアノード7とリアクトル8の一端との間に接続される配線41とグランド導体43とで構成され637MHzにおいて100オームの特性インピーダンスを有する伝送線路33と、伝送線路33とコンデンサ2との間にリアクトル8を介して接続される低インピーダンス損失線路3と、ダイオード7のカソードに一端が接続される配線34とグランド導体43とで構成され637MHzにおいて100オームの特性インピーダンスを有する伝送線路34と、コンデンサ12と、コンデンサ12と伝送線路34との間に接続される低インピーダンス損失線路11と、コンデンサ12の両端に接続される正極出力端子69と、負極出力端子60とで構成され、伝送線路33のリアクトル8側の終端、および伝送線路34のダイオード7側の終端に、抵抗4とコンデンサ5の直列回路、および抵抗9とコンデンサ10の直列回路で構成され637MHzにおいて100オームの値を有する整合終端処理が施されている。
図４において、トランジスタ6がオフからオンになる瞬間のトランジスタの上昇時間中に、トランジスタ6のドレイン側とソース側に進行方向が逆の２つの孤立磁電磁波が励起される。ソース側に励起される孤立電磁波はソースに直接接続されたグランド導体43で反射しドレイン側に励起される孤立電磁波と同極性で重なり、図３（a）のような正極性の一つの孤立電界波となる。
伝送線路41に進む孤立電磁波は、伝送線路41の電位をＥからゼロに降下させつつ進行し抵抗4とコンデンサ5で構成される整合終端回路で消滅する。伝送線路34に進む孤立電磁波は、伝送線路34の電位をEからゼロに降下させつつ進行し低インピーダンス損失線路11の端子55、56で反射する。端子55、56で反射した孤立電界波は極性を反転し、伝送線路34の電位をゼロからEに戻しつつダイオード７のカソードに方向に進み、抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅する。
トランジスタ6がオンからオフになる瞬間のトランジスタ6の降下期間中に伝送線路33上に励起され低インピーダンス損失線路3で反射して伝送線路33上を進行する孤立電磁波は、抵抗4とコンデンサ5で構成される整合終端回路で消滅する。トランジスタ6がオンからオフになる瞬間のトランジスタ6の降下期間中に伝送線路34上に励起される孤立電磁波は伝送線路34の電位をEだけ増やしつつ進行し低インピーダンス損失線路11の端子55、56で反射する。端子55、56で反射した孤立電界波は極性を反転して伝送線路34の電位を元に戻しつつダイオード7のカソードに方向に進み、抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅する。
トランジスタ6の上昇または降下の期間中に励起される孤立電磁波が整合終端回路で消滅した後は、電磁気理論で定義する定常状態となる。トランジスタ6によって線路33および線路34の電位がゼロの定常状態となると、直流電源1から供給される定常電流によってリアクトル8が充電される。トランジスタ6によって、前述と同様の活性状態を経て線路34の電位がEの定常状態となると、リアクトル8がダイオード7を経由してコンデンサ12を定常電流によって充電する。コンデンサ2は、直流電源1の瞬断時に直流電源1に代わって定常電流を供給する。コンデンサ12は端子59、60間の電位が規定の値になるまで、および端子59、60間に接続される負荷の瞬断時にリアクトル8から供給される電荷を蓄積する。
リアクトル8のインダクタンス値が637MHzにおいて伝送線路33の特性インピーダンス値に対して充分大きくない場合には、伝送線路33を進む孤立電磁波の全てが抵抗4とコンデンサ5で構成される整合終端回路で消滅せず、その一部がリアクトル8を透過する。低インピーダンス損失線路53はリアクトル8を透過する孤立電磁波を反射させる。低インピーダンス損失線路8に侵入する微量の孤立電磁波は内部で熱消費され、端子51、52から直流伝願電源１側の電源分配回路に漏洩する孤立電磁波は実用上無視できる値となる。低インピーダンス損失線路11は伝送線路34を進む孤立電磁波を反射させる。低インピーダンス損失線路11に侵入する微量の孤立電磁波は内部で熱消費され、端子59、60から電源分配回路に漏洩する孤立電磁波は実用上無視できる値となる。
図５は、本発明に係る昇降圧型コンバータまたはバックブーストコンバータの一例である。図５において、昇降圧型コンバータまたはバックブーストコンバータは、直流電源1と、直流電源1の正極と負極との間に接続されるコンデンサ2と、トランジスタ6と、トランジスタ6のドレインに一端が接続される配線41とグランド導体43とで構成され637MHzにおいて100オームの特性インピーダンスを有する伝送線路33と、伝送線路33とコンデンサ2との間に接続される低インピーダンス損失線路3と、ダイオード7と、ダイオード7のカソードとグランド導体43との間に接続されるリアクトル8と、ダイオード7のカソードとトランジスタ6のソースとの間に接続される配線42とグランド導体43とで構成される伝送線路34と、コンデンサ12と、コンデンサ12と伝送線路34との間にダイオード7を介して接続される低インピーダンス損失線路11と、コンデンサ12の両端に接続される正極出力端子69と、負極出力端子60とで構成され、伝送線路33のトランジスタ6側の終端と伝送線路34のダイオード側の終端に、抵抗4とコンデンサ5の直列回路、および抵抗9とコンデンサ10の直列回路で構成され637MHzにおいて100オームの値を有する整合終端処理が施されている。
図５において、トランジスタ6がオフからオンになる瞬間のトランジスタ6の上昇時間中に、進行方向が逆の２つの孤立磁電磁波が励起される。伝送線路34上をx方向に進行する孤立電界波は図３（a）に示す波形を有し、伝送線路34の電位を図３（b）のように1/2Eまで上昇させつつ進行し抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅する。
伝送線路33上を-x方向に進行する孤立電界波は図４（a）に示す波形を有し、伝送線路33の電位を図４（b）のように1/2Eまで降下させつつ進行し低インピーダンス損失線路3の端子53、54で反射する。端子53、54で反射した孤立電界波は極性を反転し、伝送線路33の電位を1/2EからEに戻しつつトランジスタ6に至る。このときトランジスタ6ンの状態を維持していれば、孤立電界波はトランジスタ6を通過し、伝送線路34の電位を1/2EからさらにEまで上昇させつつ進行し抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅する。
トランジスタ6がオンからオフになる瞬間のトランジスタ6の降下期間中に伝送線路33上に励起され低インピーダンス損失線路3で反射して伝送線路33上を進行する孤立電磁波は、抵抗4とコンデンサ5で構成される整合終端回路で消滅する。トランジスタ6がオンからオフになる瞬間のトランジスタ6の降下期間中に伝送線路34上に励起される孤立電磁波は伝送線路34の電位をゼロにしつつ進行し、そのほとんどが抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅する。
トランジスタ6の上昇または降下の期間中に励起される孤立電磁波が整合終端回路で消滅した後は、電磁気理論で定義する定常状態となる。トランジスタ6によって線路33および線路34の電位がEの定常状態となると、直流電源1から供給される定常電流によってリアクトル8が充電される。トランジスタ6によって、前述と同様の活性状態を経て線路34の電位がゼロの定常状態となると、リアクトル8がダイオード7を経由してコンデンサ12を定常電流によって充電する。コンデンサ2は、直流電源１の瞬断時に直流電源1に代わって定常電流を供給する。コンデンサ12は端子59、60間に接続される負荷の瞬断時にリアクトル8から供給される電荷を蓄積する。
低インピーダンス損失線路3は伝送線路33を進む孤立電磁波を反射させる。低インピーダンス損失線路3に侵入する微量の孤立電磁波は内部で熱消費され、直流電源1に到達する孤立電磁波は実用上無視できる値となる。リアクトル8のインダクタンス値が637MHzにおいて伝送線路34の特性インピーダンス値に対して充分大きくない場合には、伝送線路34を進む孤立電磁波の全てが抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅せず、その一部がダイオード7を透過する。低インピーダンス損失線路11は、ダイオード7を透過する孤立電磁波を反射させる。低インピーダンス損失線路11に侵入する微量の孤立電磁波は内部で熱消費され、端子59、60から電源分配回路に漏洩する孤立電磁波は実用上無視できる値となる。
図６は、本発明に係る絶縁型フォワードコンバータの一例である。図６において、絶縁型フォワードコンバータは、直流電源1と、直流電源1の正極と負極との間に接続されるコンデンサ2と、変圧器14と、変圧器14の第１の一次巻線の非極性端子64にドレインが接続されるランジスタ6と、トランジスタ6のソースにアノードが接続されるダイオード7と、ダイオード7のカソードに極性端子62が接続され非極性端子63は第１の一次巻線の極性端子14に接続される変圧器14の第２の一次巻線と、トランジスタ6のソースに接続される導体42と第１の一次巻線の極性端子67に一端が接続される導体41とで構成され637MHzにおいて100オームの特性インピーダンスを有する伝送線路33と、コンデンサ2と伝送線路33との間に接続される低インピーダンス損失線路3と、変圧器14の二次巻線と、二次巻線の極性端子65にアノードが接続されるダイオード13と、ダイオード13のカソードにカソードが第１の二次巻線の非極性端子66にアノードが接続されるダイオード15と、リアクトル8と、リアクトル8の一端とダイオード13のカソードとの間に接続される配線43とダイオード15のアノードとの間に接続される導体44から構成され637MHzにおいて100オームの特性インピーダンスを有する伝送線路34と、コンデンサ12と、コンデンサ12と伝送線路34との間にリアクトル8を介して接続される低インピーダンス損失線路11と、コンデンサ12の両端に接続される正極出力端子69と、負極出力端子60とで構成され、伝送線路33の変圧器14側の終端と伝送線路34のリアクトル8側の終端に、それぞれ、637MHzにおいて100オームの値を有する公知の整合終端処理が施されている。
図５において、トランジスタ6がからオンになる瞬間のトランジスタ6の上昇時間中に、変圧器14の第１の一次巻線と第１の二次巻線との結合率が637MHzにおいて充分高ければ、変圧器14の第１の一次巻線と第１の二次巻線に進行方向が逆の２つの孤立磁電磁波が励起される。伝送線路34上をx方向に進行する孤立電界波は図３（a）に示す波形を有し、伝送線路34の電位を図３（b）のように1/2Eまで上昇させつつ進行し抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅する。
伝送線路33上を-x方向に進行する孤立電界波は図４（a）に示す波形を有し、伝送線路33の電位を図４（b）のように1/2Eまで降下させつつ進行し低インピーダンス損失線路3の端子53、54で反射する。端子53、54で反射した孤立電界波は極性を反転し、伝送線路33の電位を1/2EからEに戻しつつ変圧器14に至る。このときトランジスタ6がオンの状態を維持していれば、孤立電界波は変圧器14を通過し、伝送線路34の電位を1/2EからさらにEまで上昇させつつ進行し抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅する。
トランジスタ6がオンからオフになる瞬間のトランジスタ6の降下期間中に伝送線路33上に励起され低インピーダンス損失線路3で反射して伝送線路33上を進行する孤立電磁波は、抵抗4とコンデンサ5で構成される整合終端回路で消滅する。トランジスタ6がオンからオフになる瞬間のトランジスタ6の降下期間中に変圧器14上に励起される孤立電磁波は伝送線路34の電位をゼロにしつつ進行し、そのほとんどが抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅する。
トランジスタ６の上昇または降下の期間中に励起される孤立電磁波が整合終端回路で消滅した後は、電磁気理論で定義する定常状態となる。トランジスタ6によって線路33および線路34の電位がEの定常状態となると、直流電源1から供給される定常電流によってリアクトル8が充電される。トランジスタ6によって、前述と同様の活性状態を経て線路34の電位がゼロの定常状態となると、リアクトル8がダイオード15を経由してコンデンサ12を定常電流によって充電する。コンデンサ2は、直流電源1の瞬断時に直流電源1に代わって定常電流を供給する。コンデンサ12は端子59、60の間に接続される負荷の瞬断時にリアクトル8から供給される電荷を蓄積する。
低インピーダンス損失線路3は伝送線路33を進む孤立電磁波を反射させる。低インピーダンス損失線路3に侵入する微量の孤立電磁波は内部で熱消費され、直流電源1に到達する孤立電磁波は実用上無視できる値となる。リアクトル8のインダクタンス値が637MHzにおいて伝送線路34の特性インピーダンス値に対して充分大きくない場合には、伝送線路34を進む孤立電磁波の全てが抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅せず、その一部がリアクトル8を透過する。低インピーダンス損失線路11は、リアクトル8を透過する孤立電磁波を反射させる。低インピーダンス損失線路11に侵入する微量の孤立電磁波は内部で熱消費され、端子59、60から電源分配回路に漏洩する孤立電磁波は実用上無視できる値となる。
図８は、本発明に係る絶縁型ハーフブリッジコンバータの一例である。図７は本発明に係る絶縁型ハーフブリッジコンバータを集中素子モデルで表した等価回路であり、重複を避けるため説明を省略する。図８において、直流電源1と、変圧器14と、変圧器14の第１の一次巻線と、前記第１の一次巻線の非極性端子62にドレインが接続されるトランジスタ6と、トランジスタ6のソースに非極性端子67が接続される変圧器14の第２の一次巻線と、第２の一次巻線の極性端子64にドレインが接続されるトランジスタ25と、トランジスタ6のソースに一端が接続されるコンデンサ22と、第１の一次巻線の極性端子63に一端が接続される導体41とコンデンサ22の他端に一端が接続される導体42とから構成され637MHzにおいて100オームの特性インピーダンスを有する伝送線路33と、コンデンサ22の他端に一端が接続される導体43とトランジスタ25のソースに一端が接続される導体44とから構成され637MHzにおいて100オームの特性インピーダンスを有する伝送線路34と、直流電源1の正極に一端が接続されるコンデンサ2と、コンデンサ2の他端と直流電源1の負正極との間に接続されるコンデンサ19と、コンデンサ2に並列に接続される抵抗18と、コンデンサ19に並列に接続される20抵抗と、コンデンサ2と伝送線路33との間に接続される低インピーダンス損失線路3と、コンデンサ19と伝送線路34との間に接続される低インピーダンス損失線路21と、変圧器14の第１の二次巻線と、第１の二次巻線の極性端子65にアノードが接続されるダイオード13と、ダイオード13のカソードにカソードが第１の二次巻線の非極性端子66にアノードがそれぞれ接続されるダイオード15と、変圧器14の第２の二次巻線と、第２の二次巻線の非極性端子69にアノードが接続されるダイオード16と、ダイオード16のカソードにカソードが第２の二次巻線の極性端子68にアノードがそれぞれ接続されるダイオード17と、ダイオード13のカソードに一端が接続される導体45とダイオード15のアノードに一端が接続される導体46とから構成され637MHzにおいて100オームの特性インピーダンスを有する伝送線路35と、ダイオード16のカソードに一端が接続される導体48とダイオード17のアノードに一端が接続される導体47とから構成され637MHzにおいて100オームの特性インピーダンスを有する伝送線路36と、伝送線路35を構成する導体46の他端に一端が接続されるリアクトル8と、伝送線路36を構成する導体47の他端に一端がリアクトル8の他端に他端が接続されるリアクトル28と、コンデンサ12と、コンデンサ12の両端に接続される正極出力端子69および負極出力端子60と、伝送線路35および伝送線路36とコンデンサ12との間にリアクトル8とリアクトル28を介して接続される低インピーダンス損失線路11とで構成され、伝送線路33および伝送線路34の変圧器14側の終端、伝送線路35のリアクトル8側の終端、および伝送線路36のリアクトル28側の終端に、それぞれ、637MHzにおいて100オームの値を有する公知の整合終端処理が施されている。
図８において、トランジスタ６がオフからオンになる瞬間のトランジスタ6の上昇時間中に、変圧器14の第１の一次巻線と第１の二次巻線との結合率が637MHzにおいて充分高ければ、変圧器14の第１の一次巻線と第１の二次巻線に進行方向が逆の２つの孤立磁電磁波が励起される。伝送線路35上をx方向に進行する孤立電界波は図３（a）に示す波形を有し、伝送線路35の電位を図３（b）のように1/2Eまで上昇させつつ進行し抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅する。
伝送線路33上を-x方向に進行する孤立電界波は図４（a）に示す波形を有し、伝送線路33の電位を図４（b）のように1/2Eまで降下させつつ進行し低インピーダンス損失線路3の端部53、54で反射する。端部53、54で反射した孤立電界波は極性を反転し、伝送線路33の電位を1/2EからEに戻しつつトランス14に至る。このときトランジスタ6がオンの状態を維持していれば、孤立電界波は変圧器14を通過し、伝送線路35の電位を1/2EからさらにEまで上昇させつつ進行し抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅する。
トランジスタ25がオフからオンになる瞬間のトランジスタ25の上昇時間中に、変圧器14の第２の一次巻線と第２の二次巻線との結合率が637MHzにおいて充分高ければ、変圧器14の第２の一次巻線と第２の二次巻線に進行方向が逆の２つの孤立磁電磁波が励起される。伝送線路36上をx方向に進行する孤立電界波は図３（a）に示す波形を有し、伝送線路35の電位を図３（b）のように1/2Eまで上昇させつつ進行し抵抗26とコンデンサ27で構成される整合終端回路で消滅する。
伝送線路34上を-x方向に進行する孤立電界波は図４（a）に示す波形を有し、伝送線路34の電位を図４（b）のように1/2Eまで降下させつつ進行し低インピーダンス損失線路21の端子73、74で反射する。端子73、74で反射した孤立電界波は極性を反転し、伝送線路34の電位を1/2EからEに戻しつつ変圧器14に至る。このときトランジスタ25がオンの状態を維持していれば、孤立電界波は変圧器14を通過し、伝送線路36の電位を1/2EからさらにEまで上昇させつつ進行し抵抗26とコンデンサ27で構成される整合終端回路で消滅する。
トランジスタ6がオンからオフになる瞬間のトランジスタ6の降下期間中に伝送線路33上に励起され低インピーダンス損失線路3で反射して伝送線路33上を進行する孤立電磁波は、抵抗4とコンデンサ5で構成される整合終端回路で消滅する。トランジスタ6がオンからオフになる瞬間のトランジスタ6の降下期間中に変圧器14上に励起される孤立電磁波は伝送線路35の電位をゼロにしつつ進行し、そのほとんどが抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅する。
トランジスタ25がオンからオフになる瞬間のトランジスタ25の降下期間中に伝送線路34上に励起され低インピーダンス損失線路21で反射して伝送線路34上を進行する孤立電磁波は、抵抗23とコンデンサ24で構成される整合終端回路で消滅する。トランジスタ25がオンからオフになる瞬間のトランジスタ25の降下期間中に変圧器14上に励起される孤立電磁波は伝送線路36の電位をゼロにしつつ進行し、そのほとんどが抵抗26とコンデンサ27で構成される整合終端回路で消滅する。
トランジスタ6またはトランジスタ25の上昇または降下の期間中に励起される孤立電磁波が整合終端回路で消滅した後は、電磁気理論で定義する定常状態となる。トランジスタ6によって線路33および線路35の電位がEの定常状態となると、直流電源1から供給される定常電流によってリアクトル8が充電される。トランジスタ6によって、前述と同様の活性状態を経て線路34の電位がゼロの定常状態となると、リアクトル8がダイオード15を経由してコンデンサ12を定常電流によって充電する。コンデンサ2は、直流電源1の瞬断時に直流電源1に代わって定常電流を供給する。
トランジスタ25によって線路34の電位がEの定常状態となると、直流電源1から供給される定常電流によってリアクトル8が充電される。トランジスタ25によって、前述と同様の活性状態を経て線路34および線路35の電位がゼロの定常状態となると、リアクトル28がダイオード17を経由してコンデンサ12を定常電流によって充電する。コンデンサ19は、直流電源1の瞬断時に直流電源１に代わって定常電流を供給する。コンデンサ12は端子59、60の間に接続される負荷の瞬断時にリアクトル8およびリアクトル28から供給される電荷を蓄積する。
低インピーダンス損失線路3は伝送線路33を進む孤立電磁波を反射させる。低インピーダンス損失線路3に侵入する微量の孤立電磁波は内部で熱消費され、直流電源１に到達する孤立電磁波は実用上無視できる値となる。リアクトル8のインダクタンス値が637MHzにおいて伝送線路34の特性インピーダンス値に対して充分大きくない場合には、伝送線路34を進む孤立電磁波の全てが抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅せず、その一部がリアクトル8を透過する。低インピーダンス損失線路11は、リアクトル8を透過する孤立電磁波を反射させる。低インピーダンス損失線路11に侵入する微量の孤立電磁波は内部で熱消費され、端子59、60から電源分配回路に漏洩する孤立電磁波は実用上無視できる値となる。
低インピーダンス損失線路21は伝送線路34を進む孤立電磁波を反射させる。低インピーダンス損失線路21に侵入する微量の孤立電磁波は内部で熱消費され、直流電源1に到達する孤立電磁波は実用上無視できる値となる。リアクトル28のインダクタンス値が637MHzにおいて伝送線路36の特性インピーダンス値に対して充分大きくない場合には、伝送線路36を進む孤立電磁波の全てが抵抗26とコンデンサ27で構成される整合終端回路で消滅せず、その一部がリアクトル28を透過する。低インピーダンス損失線路11は、リアクトル28を透過する孤立電磁波を反射させる。低インピーダンス損失線路11に侵入する微量の孤立電磁波は内部で熱消費され、端子59、60から電源分配回路に漏洩する孤立電磁波は実用上無視できる値となる。
図１０は、本発明に係る絶縁型フルブリッジコンバータの一例である。図９は本発明に係る絶縁型絶縁型フルブリッジコンバータを集中素子モデルで表した等価回路であり、重複を避けるため説明を省略する。図１０において、直流電源1と、トランジスタ6と、トランジスタ25と、トランジスタ30と、トランジスタ29と、変圧器14と、変圧器14の第１の一次巻線と、変圧器14の第１の一次巻線の極性端子63に一端がトランジスタ6のソースに他端が接続される導体45と変圧器14の第１の一次巻線の非極性端子62に一端が接続される導体46とから構成され637MHzにおいて100オームの特性インピーダンスを有する伝送線路35と、伝送線路35の導体46の他端に一端がトランジスタ25のドレインとトランジスタ30のソースとに他端が接続されるコンデンサ22と、トランジスタ6のドレインに一端が接続される導体41とトランジスタ25のソースに一端が接続される導体42とから構成され637MHzにおいて100オームの特性インピーダンスを有する伝送線路33と、変圧器14の第２の一次巻線と、変圧器14の第２の一次巻線の非極性端子67に一端が接続されコンデンサ22の一端に他端が接続される導体47と変圧器14の第２の一次巻線の極性端子64に一端がトランジスタ29のドレインに他端が接続される導体48とから構成され637MHzにおいて100オームの特性インピーダンスを有する伝送線路36と、トランジスタ30のドレインに一端が接続される導体43とトランジスタ29のソースに一端が接続される導体44とから構成され637MHzにおいて100オームの特性インピーダンスを有する伝送線路34と、伝送線路33および伝送線路34と直流電源1との間にそれぞれ接続される低インピーダンス損失線路3および低インピーダンス損失線路21と、変圧器14の第１の二次巻線と、第１の二次巻線の極性端子65にアノードが接続されるダイオード7と、変圧器14の第２の二次巻線と、変圧器14の第２の二次巻線の非極性端子68にアノードが接続されダイオード7のカソードにカソードが接続されるダイオード13と、ダイオード7のカソードに一端が接続される導体49と変圧器14の第１の二次巻線の非極性端子66に一端が接続される導体50とから構成され637MHzにおいて100オームの特性インピーダンスを有する伝送線路37と、伝送線路37を構成する導体49の他端に一端が接続されるリアクトル8と、正極出力端子59と、負極出力端子60と、正極出力端子59と負極出力端子60との間に接続されるコンデンサ12と、伝送線路37とコンデンサ12との間にリアクトル8を介して接続される低インピーダンス損失線路11とで構成され、伝送線路35および伝送線路33のトランジスタ6側の終端、伝送線路36および伝送線路34のトランジスタ29側の終端、および伝送線路37のリアクトル8側の終端に、それぞれ、637MHzにおいて100オームの値を有する公知の整合終端処理が施されている。
図１１において、トランジスタ6およびトランジスタ25がオフからオンになる瞬間のトランジスタ6およびトランジスタ25の上昇時間中に、進行方向が逆の２つの孤立磁電磁波が励起される。伝送線路35上をx方向に進行する孤立電界波は図３（a）に示す波形を有し、伝送線路35の電位を図３（b）のように1/2Eまで上昇させつつ進行し変圧器14の第１の一次巻線に至る。変圧器14の第１の一次巻線と第１の二次巻線との結合率が637MHzにおいて充分高ければ図３（a）に示す波形の孤立電界波は変圧器14を透過して伝送線路37の電位を図３（b）のように1/2Eまで上昇させつつ進行し抵抗31とコンデンサ32で構成される整合終端回路で消滅する。
伝送線路33上を-x方向に進行する孤立電界波は図４（a）に示す波形を有し、伝送線路33の電位を図４（b）のように1/2Eまで降下させつつ進行し低インピーダンス損失線路3の端部53、54で反射する。端部53、54で反射した孤立電界波は極性を反転し、伝送線路33の電位を1/2EからEに戻しつつランジスタ6に至る。このときトランジスタ6がオンの状態を維持していれば、孤立電界波はランジスタ6を通過し、伝送線路35の電位を1/2EからさらにEまで上昇させつつ進行しさらに変圧器14を通過して伝送線路37の電位を図３（b）のように1/2Eまで上昇させつつ進行し抵抗31とコンデンサ32で構成される整合終端回路で消滅する。
トランジスタ30およびトランジスタ29がオフからオンになる瞬間のトランジスタ30およびトランジスタ29の上昇時間中に、進行方向が逆の２つの孤立磁電磁波が励起される。伝送線路36上をx方向に進行する孤立電界波は図３（a）に示す波形を有し、伝送線路36の電位を図３（b）のように1/2Eまで上昇させつつ進行し変圧器14の第２の一次巻線に至る。変圧器14の第２の一次巻線と第２の二次巻線との結合率が637MHzにおいて充分高ければ図３（a）に示す波形の孤立電界波は変圧器14を透過して伝送線路37の電位を図３（b）のように1/2Eまで上昇させつつ進行し抵抗31とコンデンサ32で構成される整合終端回路で消滅する。
伝送線路33上を-x方向に進行する孤立電界波は図４（a）に示す波形を有し、伝送線路33の電位を図４（b）のように1/2Eまで降下させつつ進行し低インピーダンス損失線路3の端部53、54で反射する。端部53、54で反射した孤立電界波は極性を反転し、伝送線路33の電位を1/2EからEに戻しつつランジスタ6に至る。このときトランジスタ6がオンの状態を維持していれば、孤立電界波はランジスタ6を通過し、伝送線路35の電位を1/2EからさらにEまで上昇させつつ進行しさらに変圧器14を通過して伝送線路37の電位を図３（b）のように1/2Eまで上昇させつつ進行し抵抗31とコンデンサ32で構成される整合終端回路で消滅する。
トランジスタ6およびトランジスタ25がオンからオフになる瞬間のトランジスタ6およびトランジスタ25の降下期間中に伝送線路33上に励起され低インピーダンス損失線路3で反射して伝送線路33上を進行する孤立電磁波は、抵抗4とコンデンサ5で構成される整合終端回路で消滅する。トランジスタ6およびトランジスタ25がオンからオフになる瞬間のトランジスタ6およびトランジスタ25の降下期間中に伝送線路35上に励起される孤立電磁波は伝送線路35および伝送線路37の電位をゼロにしつつ進行し、抵抗23とコンデンサ24で構成される整合終端回路および抵抗31とコンデンサ32で構成される整合終端回路で消滅する。
トランジスタ29およびトランジスタ30がオンからオフになる瞬間のトランジスタ29およびトランジスタ30の降下期間中に伝送線路34上に励起され低インピーダンス損失線路21で反射して伝送線路33上を進行する孤立電磁波は、抵抗9とコンデンサ10で構成される整合終端回路で消滅する。トランジスタ29およびトランジスタ30がオンからオフになる瞬間のトランジスタ29およびトランジスタ30の降下期間中に伝送線路36上に励起される孤立電磁波は伝送線路36および伝送線路37の電位をゼロにしつつ進行し、抵抗26とコンデンサ27で構成される整合終端回路および抵抗31とコンデンサ32で構成される整合終端回路で消滅する。
トランジスタ6、トランジスタ25、トランジスタ30、およびトランジスタ29の上昇または降下の期間中に励起される孤立電磁波が整合終端回路で消滅した後は、電磁気理論で定義する定常状態となる。トランジスタ6およびトランジスタ25によって線路33、線路35および線路37の電位がEの定常状態となると、直流電源1から供給される定常電流によってリアクトル8が充電される。トランジスタ6およびトランジスタ25によって、前述と同様の活性状態を経て線路35および線路37の電位がゼロの定常状態となると、リアクトル8がダイオード7およびダイオード線路13を経由してコンデンサ12を定常電流によって充電する。
トランジスタ29およびトランジスタ30によって線路34、線路36および線路37の電位がEの定常状態となると、直流電源1から供給される定常電流によってリアクトル8が充電される。トランジスタ29およびトランジスタ30によって、前述と同様の活性状態を経て線路36および線路37の電位がゼロの定常状態となると、リアクトル8がダイオード7およびダイオード線路13を経由してコンデンサ12を定常電流によって充電する。
低インピーダンス損失線路3は伝送線路33を進む孤立電磁波を反射させる。低インピーダンス損失線路3に侵入する微量の孤立電磁波は内部で熱消費され、直流電源１に到達する孤立電磁波は実用上無視できる値となる。
低インピーダンス損失線路21は伝送線路34を進む孤立電磁波を反射させる。低インピーダンス損失線路21に侵入する微量の孤立電磁波は内部で熱消費され、直流電源1に到達する孤立電磁波は実用上無視できる値となる。
リアクトル8のインダクタンス値が637MHzにおいて伝送線路37の特性インピーダンス値に対して充分大きくない場合には、伝送線路37を進む孤立電磁波の全てが抵抗31とコンデンサ32で構成される整合終端回路で消滅せず、その一部がリアクトル8を透過する。低インピーダンス損失線路11は、リアクトル8を透過する孤立電磁波を反射させる。低インピーダンス損失線路11に侵入する微量の孤立電磁波は内部で熱消費され、端子59、60から電源分配回路に漏洩する孤立電磁波は実用上無視できる値となる。
以上の設計例においては、バックコンバータのスイッチングトランジスタの動作に伴う孤立電磁波の通路を比較的電磁漏洩の少ない伝送線路構造にするとともに、電磁波理論に従って過渡状態すなわち活性状態の期間を最小限度に止めることができるので、スイッチング周波数が高くても、電力変換効率が高く電磁適合性に優れたスイッチング電源装置を実現できる。また、伝送線路構造や整合終端回路の設計を637MHzの単一正弦波で行うことができるので、完成度の高い設計を従来に比べて非常に容易に行うことができる。
この発明は、スイッチング電源装置の電磁波理論に基づく高精度の設計や解析を、フーリエ変換法を使用せずに単一周波数の正弦波またはソリトンの一種である孤立電磁波の作用に基づいて容易に行うことを可能とする。また、本発明は、スイッチング電源装置の内部や外部での電磁干渉を実用上無視出来る程度まで減少させることが出来る。また、本発明はスイッチング電源装置のスイッチング周波数を高めても電磁干渉問題を発生させないため、スイッチング電源装置の大幅な小型軽量化を可能とする。また、本発明は、不要な電磁エネルギーの発生を抑制するため省エネルギーを可能とする。
図１は、降圧型コンバータまたはバックコンバータの一例である。 図２は、線路上の電源側の電位波形と電界波形の一例である。 図３は、線路上の抵抗側の電位波形と電界波形の一例である。 図４は、昇圧型コンバータまたはブーストコンバータの一例である。 図５は、昇降圧型コンバータまたはバックブーストコンバータの一例である。 図６は、絶縁型フォワードコンバータの一例である。 図７は、絶縁型ハーフブリッジコンバータの一例である。 図８は、絶縁型ハーフブリッジコンバータの他の一例である。 図９は、絶縁型フルブリッジコンバータの一例である。 図１０は、絶縁型フルブリッジコンバータの他の一例である。 図１１は、低インピーダンス損失線路の電極構造の一例である。
符号の説明
1 直流電源
2、5、10、12、19、22、24、27、32 コンデンサ
3、11、21
低インピーダンス損失線路
4、9、18、20、23、26、29、31 抵抗
6、25、29、30
トランジスタ
7、13、15、16、17
ダイオード
8、28 リアクトル
14
変圧器
33、34、35、36、37
伝送線路
41、42、43、44、45、46、47、48、49 配線または導体
51、52、53、54、55、56、57、58、59、60、61、62、63、64、65、66、67、68、69、70、71、72、73、74、75、76 端子
91 正極導体
92 負極導体
93 絶縁膜
94 半導体膜または金属微粒子を含有する誘電体膜

Claims (11)

  1. スイッチング素子を含む複数の回路素子とこれらの回路素子間を接続する配線とからなるDC-DCコンバータにおいて、前記DC-DCコンバータを構成する全てまたは一部のスイッチング素子に接続される、該スイッチング素子の上昇時間および降下時間のいずれか短い方の時間内に光が真空中を進む距離の1/10よりも長い配線の全ておよびこれよりも短い配線の全てまたは一部が、伝送線路の構造とされ、該伝送線路は、前記スイッチング素子の上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数における特性インピーダンスが５０オームから２００オームであることを特徴とする、スイッチング電源装置
  2. 前記DC-DCコンバータを構成する全ての前記伝送線路のいずれか一方の終端に、前記スイッチング素子の上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数における該伝送線路の特性インピーダンスに等しいインピーダンス値を有する整合終端回路が接続されることを特徴とする、請求項１記載のスイッチング電源装置
  3. 前記DC-DCコンバータの入力用コンデンサと該DC-DCコンバータの電力変換回路部との間、および該DC-DCコンバータの電力変換回路部と該DC-DCコンバータの出力用コンデンサとの間の、全てまたは一個所以上に、前記スイッチング素子の上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数での特性インピーダンスと損失係数がそれぞれ１オーム以下と100以上である低インピーダンス損失線路が使用されることを特徴とする、請求項１から請求項２記載のスイッチング電源装置
  4. 電力変換部が、スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタのドレインに接続される配線とグランド導体とで構成され前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第１の伝送線路と、直流電源の正極と負極との間に接続される入力コンデンサと、該入力コンデンサと前記第１の伝送線路との間に接続される第１の前記低インピーダンス損失線路と、平滑用リアクトルと、該平滑用リアクトルの一端と前記スイッチングトランジスタのソースとの接続点に接続される配線と前記グランド導体とで構成され前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第２の伝送線路と、前記平滑用リアクトルの一端にカソードが前記グランド導体にアノードが接続されるフライホイールダイオードと、出力コンデンサと、該出力コンデンサと前記第２の伝送線路との間に前記平滑用リアクトルを介して接続される第２の前記低インピーダンス損失線路とで構成され、前記第１の伝送線路の前記スイッチングトランジスタ側の終端、および前記第２の伝送線路の前記平滑用リアクトル側の終端に、前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第１および第２の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理が施され、降圧型コンバータまたはバックコンバータとして機能することを特徴とする、請求項１から請求項３記載のスイッチング電源装置
  5. 電力変換部が、直流電源の正極と負極との間に接続される入力コンデンサと、平滑用リアクトルと、グランド導体にソースが接続されるスイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタのドレインにアノードが接続されるフライホイールダイオードと、該フライホイールダイオードのアノードと前記平滑用リアクトルの一端との間に接続される配線と前記グランド導体とで構成され前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路と前記入力コンデンサとの間に前記平滑用リアクトルを介して接続される第１の前記低インピーダンス損失線路と、前記フライホイールダイオードのカソードに一端が接続される配線と前記グランド導体とで構成され前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第２の伝送線路と、出力コンデンサと、該出力コンデンサと前記第２の伝送線路との間に接続される第２の前記低インピーダンス損失線路とで構成され、前記第１の伝送線路の前記平滑用リアクトル側の終端と、前記第２の伝送線路の前記フライホイールダイオード側の終端に、前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第１および第２の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理が施され、昇圧型コンバータまたはブーストコンバータとして機能することを特徴とする、請求項１から請求項４記載のスイッチング電源装置
  6. 電力変換部が、スイッチングトランジスタと、直流電源の正極と負極との間に接続される入力コンデンサと、前記スイッチングトランジスタのドレインに一端が接続される配線とグランド導体とで構成され前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第１の伝送線路と、該第１の伝送線路と前記入力コンデンサとの間に接続される第１の前記低インピーダンス損失線路と、フライホイールダイオードと、該フライホイールダイオードのカソードと前記スイッチングトランジスタのソースとの間に接続される配線と前記グランド導体とで構成され前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第２の伝送線路と、前記フライホイールダイオードのカソードと前記グランド導体との間に接続される平滑用リアクトルと、出力コンデンサと、該出力コンデンサと前記第２の伝送線路との間に前記フライホイールダイオードを介して接続される第２の前記低インピーダンス損失線路とで構成され、前記第１の伝送線路の前記スイッチングトランジスタ側の終端と前記第２の伝送線路の前記フライホイールダイオード側の終端に、前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第１および第２の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理が施され、昇降圧型コンバータまたはバックブーストコンバータとして機能することを特徴とする、請求項１から請求項５記載のスイッチング電源装置
  7. 電力変換部が、変圧器と、該変圧器の第１の一次巻線の非極性端子にドレインが接続されるスイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタのソースに接続される導体と前記第１の一次巻線の極性端子に一端が接続される導体とで構成され前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第１の伝送線路と、直流電源の正極と負極との間に接続される入力コンデンサと、該入力コンデンサと前記第１の伝送線路との間に接続される第１の前記低インピーダンス損失線路と、前記スイッチングトランジスタのソースにアノードが接続される励磁電流回生用ダイオードと、該励磁電流回生用ダイオードのカソードに極性側が接続され非極性側は前記第１の一次巻線の極性端子に接続される前記変圧器の第２の一次巻線と、前記変圧器の二次巻線と、該二次巻線の極性側にアノードが接続される第１の整流用ダイオードと、該第１の整流用ダイオードのカソードにカソードが、前記二次巻線の非極性側にアノードが接続される第２の整流用ダイオードと、平滑用リアクトルと、該平滑用リアクトルの一端と前記第１の整流用ダイオードのカソードとの間に接続される配線と前記第２の整流用ダイオードのアノードに接続される導体から構成され前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第２の伝送線路と、出力コンデンサと、該出力コンデンサと前記第２の伝送線路との間に前記平滑用リアクトルを介して接続される第２の前記低インピーダンス損失線路とで構成され、前記第１の伝送線路の前記変圧器側の終端と前記第２の伝送線路の前記平滑用リアクトル側の終端に、前記スイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第１および第２の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理が施され、絶縁型フォワードコンバータとして機能することを特徴とする、請求項１から請求項６記載のスイッチング電源装置
  8. 電力変換部が、変圧器と、直流電源の正極が極性側に接続される前記変圧器の第１の一次巻線と、該第１の一次巻線の非極性側にドレインが接続される第１のスイッチングトランジスタと、該第１のスイッチングトランジスタのソースに非極性側が接続される前記変圧器の第２の一次巻線と、該第２の一次巻線の極性側にドレインが接続されソースが前記直流電源の負極に接続される第２のスイッチングトランジスタと、前記直流電源の正極に一端が接続される第１の入力コンデンサと、該第１の入力コンデンサの他端と前記直流電源の負正極との間に接続される第２の入力コンデンサと、前記第１の入力コンデンサに並列に接続される第１の分圧用抵抗と、前記第２の入力コンデンサに並列に接続される第２の分圧用抵抗と、前記第１の入力コンデンサの他端と前記第１のスイッチングトランジスタのソースとの間に接続される平衡用コンデンサと、記前記変圧器の第１の二次巻線と、該第１の二次巻線の極性側にアノードが接続される第１の整流用ダイオードと、該第１の整流用ダイオードのカソードにカソードが前記第１の二次巻線の非極性側にアノードがそれぞれ接続される第２の整流用ダイオードと、前記第１の二次巻線の非極性側に一端が接続される第１の平滑用リアクトルと、前記変圧器の第２の二次巻線と、該第２の二次巻線の非極性側にアノードが接続される第３の整流用ダイオードと、該第３の整流用ダイオードのカソードにカソードが前記第２の二次巻線の極性側にアノードがそれぞれ接続される第４の整流用ダイオードと、前記第２の二次巻線の極性側に一端が前記第１の平滑用リアクトルの他端に他端が接続される第２の平滑用リアクトルと前記第１の平滑用リアクトルの他端に接続される出力コンデンサとで構成され、絶縁型ハーフブリッジコンバータとして機能することを特徴とする、スイッチング電源装置
  9. 電力変換部が、変圧器と、前記変圧器の第１の一次巻線と、前記第１の一次巻線の非極性側にドレインが接続される第１のスイッチングトランジスタと、該第１のスイッチングトランジスタのソースに非極性側が接続される前記変圧器の第２の一次巻線と、該第１の一次巻線の極性側にドレインが接続される第２のスイッチングトランジスタと、前記第１のスイッチングトランジスタのソースに一端が接続される平衡用コンデンサと、前記第１の一次巻線の極性側に一端が接続される第１の導体と前記平衡用コンデンサの他端に一端が接続される第２の導体とから構成され前記第１のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第１の伝送線路と、前記平衡用コンデンサの他端に一端が接続される第１の導体と前記第２のスイッチングトランジスタのソースに一端が接続される第２の導体とから構成され前記第２のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第２の伝送線路と、直流電源の正極に一端が接続される第１の入力コンデンサと、該第１の入力コンデンサの他端と前記直流電源の負正極との間に接続される第２の入力コンデンサと、前記第１の入力コンデンサに並列に接続される第１の分圧用抵抗と、前記第２の入力コンデンサに並列に接続される第２の分圧用抵抗と、前記第１の入力コンデンサと前記第１の伝送線路との間に接続される第１の前記低インピーダンス損失線路と、前記第２の入力コンデンサと前記第２の伝送線路との間に接続される第２の前記低インピーダンス損失線路と、前記変圧器の第１の二次巻線と、該第１の二次巻線の極性側にアノードが接続される第１の整流用ダイオードと、該第１の整流用ダイオードのカソードにカソードが前記第１の二次巻線の非極性側にアノードがそれぞれ接続される第２の整流用ダイオードと、前記変圧器の第２の二次巻線と、該第２の二次巻線の非極性側にアノードが接続される第３の整流用ダイオードと、該第３の整流用ダイオードのカソードにカソードが前記第２の二次巻線の極性側にアノードがそれぞれ接続される第４の整流用ダイオードと、前記第１の整流用ダイオードのカソードに一端が接続される第１の導体と前記第２の整流用ダイオードのアノードに一端が接続される第２の導体とから構成され前記第１のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第３の伝送線路と、前記第３の整流用ダイオードのカソードに一端が接続される第１の導体と前記第４の整流用ダイオードのアノードに一端が接続される第２の導体とから構成され前記第２のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第４の伝送線路と、前記第３の伝送線路を構成する第２の導体の他端に一端が接続される第１の平滑用リアクトルと、前記第４の伝送線路を構成する第１の導体の他端に一端が前記第１の平滑用リアクトルの他端に他端が接続される第２の平滑用リアクトルと、出力コンデンサと、該出力コンデンサと前記第３の伝送線路および第４の伝送線路との間に前記第１および第２の平滑用リアクトルを介して接続される第３の前記低インピーダンス損失線路とで構成され、前記第１の伝送線路の前記変圧器側の終端および前記第３の伝送線路の前記第１の平滑用リアクトル側の終端に前記第１のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第１および第３の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理がそれぞれ施され、前記第２の伝送線路の前記変圧器側の終端および前記第４の伝送線路の前記第２の平滑用リアクトル側の終端に、前記第２のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第２および第４の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理がそれぞれ施され、絶縁型ハーフブリッジコンバータとして機能することを特徴とする、請求項１から請求項９記載のスイッチング電源装置
  10. 電力変換部が、変圧器と、直流電源の正極にドレインが接続される第１のスイッチングトランジスタと、該第１のスイッチングトランジスタのソースに極性側が接続される前記変圧器の第１の一次巻線と、該第１の一次巻線の非極性側に非極性側が接続される前記変圧器の第２の一次巻線と、該第２の一次巻線の極性側にドレインが接続されソースが前記直流電源の負極に接続される第４のスイッチングトランジスタと、第１の一次巻線の非極性側に一端が接続される平衡用コンデンサと、該平衡用コンデンサの他端にドレインが接続され前記直流電源の負極にソースが接続される第２のスイッチングトランジスタと、前記平衡用コンデンサの他端にソースが接続され前記直流電源の正極にドレインが接続される第３のスイッチングトランジスタと、記前記変圧器の第１の二次巻線と、該第１の二次巻線の極性側にアノードが接続される第１の整流用ダイオードと、該第１の整流用ダイオードのカソードにカソードが接続される第２の整流用ダイオードと、該第２の整流用ダイオードのアノードに非極性側が接続され前記第１の二次巻線の非極性側に極性側が接続される記前記変圧器の第２の二次巻線と、前記第１の整流用ダイオードのカソードに一端が接続される平滑用リアクトルと、該平滑用リアクトルの他端と前記第１の二次巻線の非極性側との間に出力コンデンサとで構成され、絶縁型ハーフブリッジコンバータとして機能することを特徴とする、スイッチング電源装置
  11. 電力変換部が、第１、第２、第３、および第４のスイッチングトランジスタと、変圧器と、該変圧器の第１の一次巻線と、該第１の一次巻線の極性側に一端が前記第１のスイッチングトランジスタのソースに他端が接続される第１の導体と前記第１の一次巻線の非極性側に一端が接続される第２の導体とから構成され前記第１または第２のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間のそれぞれ大きい値に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第１の伝送線路と、前記第１の伝送線路の第２の導体の他端に一端が前記第２のスイッチングトランジスタのドレインおよび前記第３のスイッチングトランジスタのソースに他端が接続される平衡用コンデンサと、前記第１のスイッチングトランジスタのドレインに一端が接続される第１の導体と前記第２のスイッチングトランジスタのソースに一端が接続される第２の導体とから構成され前記第１または第２のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間のそれぞれ大きい値に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第２の伝送線路と、前記変圧器の第２の一次巻線と、該第２の一次巻線の非極性側に一端が接続され前記平衡用コンデンサの一端に他端が接続される第１の導体と前記第２の一次巻線の極性側に一端が前記第４のスイッチングトランジスタのドレインに他端が接続される第２の導体とから構成され前記第３または第４のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間のそれぞれ大きい値に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第３の伝送線路と、前記第３のスイッチングトランジスタのドレインに一端が接続される第１の導体と前記第４のスイッチングトランジスタのソースに一端が接続される第２の導体とから構成され前記第３または第４のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間のそれぞれ大きい値に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第４の伝送線路と、前記第２の伝送線路および第４の伝送線路と直流電源との間にそれぞれ接続される第１および第２の前記低インピーダンス損失線路と、前記変圧器の第１の二次巻線と、該第１の二次巻線の極性側にアノードが接続される第１の整流用ダイオードと、前記変圧器の第２の二次巻線と、該第２の二次巻線の非極性側にアノードが前記第１の整流用ダイオードのカソードのカソードが接続される第２の整流用ダイオードと、前記第１の整流用ダイオードのカソードに一端が接続される第１の導体と前記該第１の二次巻線の非極性側に一端が接続される第２の導体とから構成され前記第１、第２、第３、または第４のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間のそれぞれ大きい値に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において５０オームから２００オームの特性インピーダンスを有する第５の伝送線路と、前記第５の伝送線路を構成する第１の導体の他端に一端が接続される平滑用リアクトルと、出力コンデンサと、該出力コンデンサと前記第５の伝送線路との間に前記平滑用リアクトルを介して接続される第３の前記低インピーダンス損失線路とで構成され、前記第１および前記第２の伝送線路の前記第１のスイッチングトランジスタ側の終端に前記第１または第２のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間のそれぞれ大きい値に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第１および第２の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理が施され、前記第３および第４の伝送線路の前記第４のスイッチングトランジスタ側の終端に、前記第３または第４のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間のそれぞれ大きい値に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第３および第４の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理が施され、前記第５の伝送線路の前記平滑用リアクトル側の終端に、前記第１、第２、第３、または第４のスイッチングトランジスタの上昇時間および降下時間のそれぞれ大きい値に円周率を掛けた値の逆数として求められる周波数において前記第５の伝送線路の特性インピーダンス値と等しい値を有する公知の整合終端処理が施され、絶縁型フルブリッジコンバータとして機能することを特徴とする、請求項１から請求項１０記載のスイッチング電源装置
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016119753A (ja) * 2014-12-19 2016-06-30 株式会社豊田自動織機 電力変換装置
CN109406897A (zh) * 2018-11-01 2019-03-01 珠海许继电气有限公司 检测装置和检测方法
CN113643886A (zh) * 2021-08-24 2021-11-12 深圳市科陆电子科技股份有限公司 变压器、开关电源及电子设备

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