JP2010098243A - 半導体装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電界効果トランジスタ、特に、アンテナスイッチのスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタで発生する高次高調波の発生を低減できる技術を提供する。
【解決手段】メアンダ構造をしているトランジスタＱ１において、ゲート入力側に最も近い部分トランジスタのゲート幅を大きくする。具体的には、図５に示すように、櫛歯状電極ＣＬ（１）をその他の櫛歯状電極ＣＬ（２）〜ＣＬ（ｎ）よりも長くするように構成している。言い換えれば、フィンガー長Ｌｗ１をその他のフィンガー長Ｌｗｊよりも長くしている。特に、櫛歯状電極ＣＬ（１）を櫛歯状電極ＣＬ（１）〜ＣＬ（ｎ）の中で最も長くする。
【選択図】図５

Description

本発明は、半導体装置に関し、特に、アンテナスイッチを含む半導体装置に適用して有効な技術に関するものである。

特開２００６−１６５２２４号公報（特許文献１）には、挿入損失を増大させることなく、マルチゲートを構成するゲート間の電位安定化が可能な電界効果トランジスタを提供する技術が記載されている。具体的に、電界効果トランジスタは、半導体基板上に形成された２個のオーミック電極と、この２個のオーミック電極の間に配置された少なくとも２個のゲート電極と、隣り合うゲート電極の間に挟まれて配置された導電領域とを備える。この導電領域の一端には、隣り合うゲート電極に挟まれて配置された導電領域よりも幅の広い幅広領域を有し、隣り合うゲート電極の間の距離が幅広領域の幅よりも狭くなっている。さらに、幅広領域を介して２個のオーミック電極の間に直列に抵抗が接続されているとしている。
特開２００６−１６５２２４号公報

近年の携帯電話機では音声通話機能だけでなく様々なアプリケーション機能が追加されている。すなわち、携帯電話機を用いた配信音楽の視聴、動画伝送、データ転送などの音声通話機能以外の機能が携帯電話機に追加されている。このような携帯電話機の多機能化に伴い、世界各国での周波数帯（ＧＳＭ（Global System for Mobile communications）帯、ＰＣＳ（Personal Communication Services）帯など）や変調方式（ＧＳＭ、ＥＤＧＥ（Enhanced Data rates for GSM Evolution）、ＷＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiplex Access）など）が多数存在することになっている。したがって、携帯電話機では、複数の異なる周波数帯や異なる変調方式に対応した送受信信号に対応する必要がある。このことから、携帯電話機では、これらの送受信信号の送信と受信とを１つのアンテナで共用し、アンテナスイッチによってアンテナとの接続を切り替えることが行なわれている。

例えば、携帯電話機においては、送信信号の電力が１Ｗを超えるなど大電力になることが普通であり、アンテナスイッチには、大電力の送信信号の高品質性を確保し、かつ、他の周波数帯の通信に悪影響を与える妨害波（高次高調波）の発生を低減する性能が要求される。このため、アンテナスイッチを構成するスイッチング素子として電界効果トランジスタを使用する場合、この電界効果トランジスタには、高耐圧性だけでなく、高次高調波歪を低減できる性能が要求される。

アンテナスイッチには、高次高調波歪の低減などの電気的特性の向上が要求されるが、一方で、アンテナスイッチを制御する制御信号の簡略化（制御信号の本数の削減、制御信号の低電圧化）やアンテナスイッチのコスト削減（チップサイズの縮小化）が求められている。しかし、このような状況においても、アンテナスイッチには、高次高調波歪の低減などの電気的特性の向上が求められている。つまり、アンテナスイッチを製品化するためには、コストの削減と電気的特性の向上の両方が必要となる。

本発明の目的は、電界効果トランジスタ、特に、アンテナスイッチのスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタで発生する高次高調波の発生を低減できる技術を提供することにある。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。

本発明による半導体装置は、半導体基板上に形成された電界効果トランジスタを備える。このとき、前記電界効果トランジスタは、（ａ）前記半導体基板の第１方向に延在し、互いに対向するように配置された第１オーミック電極および第２オーミック電極と、（ｂ）前記第１オーミック電極の前記第２オーミック電極と対向する対向面から前記第１方向と交差する第２方向に突き出た複数の第１櫛歯状電極とを有する。そして、（ｃ）前記第２オーミック電極の前記第１オーミック電極と対向する対向面から前記第１方向と交差する前記第２方向に突き出た複数の第２櫛歯状電極と、（ｄ）前記複数の第１櫛歯状電極と前記複数の第２櫛歯状電極とを交互に櫛歯状に配置することにより、前記複数の第１櫛歯状電極と前記複数の第２櫛歯状電極の間に形成される隙間に沿って延在するゲート電極とを有する。ここで、前記複数の第１櫛歯状電極と前記複数の第２櫛歯状電極を含む櫛歯状電極のうち、前記ゲート電極に制御信号を入力する入力側に最も近い櫛歯状電極の長さを、その他の櫛歯状電極の長さよりも長くすることを特徴とするものである。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。

アンテナスイッチを含む半導体装置において、アンテナスイッチで発生する高次高調波歪を低減できる。

以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらはお互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。

また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でもよい。

さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。

同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうではないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。

また、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。なお、図面をわかりやすくするために平面図であってもハッチングを付す場合がある。

（実施の形態１）
＜携帯電話機の構成および動作＞
図１は、携帯電話機の送受信部の構成を示すブロック図である。図１に示すように、携帯電話機１は、アプリケーションプロセッサ２、メモリ３、ベースバンド部４、ＲＦＩＣ５、電力増幅器６、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタ７、アンテナスイッチ８およびアンテナ９を有している。

アプリケーションプロセッサ２は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）から構成され、携帯電話機１のアプリケーション機能を実現する機能を有している。具体的には、メモリ３から命令を読みだして解読し、解読した結果に基づいて各種の演算や制御することによりアプリケーション機能を実現している。メモリ３は、データを記憶する機能を有しており、例えば、アプリケーションプロセッサ２を動作させるプログラムや、アプリケーションプロセッサ２での処理データを記憶するように構成されている。また、メモリ３は、アプリケーションプロセッサ２だけでなく、ベースバンド部４ともアクセスできるようになっており、ベースバンド部で処理されるデータの記憶にも使用できるようになっている。

ベースバンド部４は、中央制御部であるＣＰＵを内蔵し、送信時には、操作部を介したユーザ（通話者）からの音声信号（アナログ信号）をデジタル処理してベースバンド信号を生成できるように構成されている。一方、受信時には、デジタル信号であるベースバンド信号から音声信号を生成できるように構成されている。

ＲＦＩＣ５は、送信時にはベースバンド信号を変調して無線周波数の信号を生成し、受信時には、受信信号を復調してベースバンド信号を生成することができるように構成されている。電力増幅器６は、微弱な入力信号と相似な大電力の信号を電源から供給される電力で新たに生成して出力する回路である。ＳＡＷフィルタ７は、受信信号から所定の周波数帯の信号だけを通過させるように構成されている。

アンテナスイッチ８は、携帯電話機１に入力される受信信号と携帯電話機１から出力される送信信号とを分離するためのものであり、アンテナ９は、電波を送受信するためのものである。

携帯電話機１は、上記のように構成されており、以下に、その動作について簡単に説明する。まず、信号を送信する場合について説明する。ベースバンド部４で音声信号などのアナログ信号をデジタル処理することにより生成されたベースバンド信号は、ＲＦＩＣ５に入力する。ＲＦＩＣ５では、入力したベースバンド信号を、変調信号源およびミキサによって、無線周波数（ＲＦ（Radio Frequency）周波数）の信号に変換する。無線周波数に変換された信号は、ＲＦＩＣ５から電力増幅器（ＲＦモジュール）６に出力される。電力増幅器６に入力した無線周波数の信号は、電力増幅器６で増幅された後、アンテナスイッチ８を介してアンテナ９より送信される。

次に、信号を受信する場合について説明する。アンテナ９により受信された無線周波数の信号（受信信号）は、ＳＡＷフィルタ７を通過した後、ＲＦＩＣ５に入力する。ＲＦＩＣ５では、入力した受信信号を増幅した後、変調信号源およびミキサによって、周波数変換を行なう。そして、周波数変換された信号の検波が行なわれ、ベースバンド信号が抽出される。その後、このベースバンド信号は、ＲＦＩＣ５からベースバンド部４に出力される。このベースバンド信号がベースバンド部４で処理され、音声信号が出力される。

＜ＲＦモジュールの構成＞
上述したように、デジタル携帯電話機から信号を送信する際、電力増幅器６によって信号は増幅された後、アンテナスイッチ８を介してアンテナ９から出力される。この電力増幅器６とアンテナスイッチ８とは例えば、１つのＲＦモジュールＨＰＡとして製品化されている。以下では、このＲＦモジュールＨＰＡの回路ブロック構成について説明する。図２は、本実施の形態１におけるＲＦモジュールＨＰＡの回路ブロック構成を示す図である。図２において、本実施の形態１におけるＲＦモジュールＨＰＡは、電力増幅器６、出力整合回路１２ａ、１２ｂ、検波回路１３ａ、１３ｂ、ローパスフィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ２、アンテナスイッチ８およびダイプレクサＤｉを有している。

電力増幅器６は、整合回路１０ａ、１０ｂ、増幅回路ＬＢ、ＨＢおよび制御回路１１から構成されている。整合回路１０ａは、ＲＦモジュールＨＰＡの入力端子ＴＸ（ＬＢ）ｉｎに入力する入力信号（ＲＦ入力）の反射を抑制して効率良く増幅回路ＬＢに出力できるようになっている。この整合回路１０ａは、例えば、インダクタ、容量素子および抵抗素子などの受動部品から形成されており、入力信号に対するインピーダンス整合をとることができるように組み合わされている。整合回路１０ａに入力される入力信号は、第１周波数帯の信号である。例えば、第１周波数帯の信号としては、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）方式を利用した信号が挙げられ、周波数帯としては、ＧＳＭ低周波帯域の８２４ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ、ＧＳＭ高周波帯域の１７１０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚを使用している信号である。

増幅回路ＬＢは、整合回路１０ａに接続されており、整合回路１０ａから出力された入力信号を増幅するように構成されている。すなわち、増幅回路ＬＢは、ＧＳＭ低周波帯域の入力信号を増幅するアンプであり、例えば、２つの増幅段から構成されている。増幅回路ＬＢでは、整合回路１０ａから出力されたＧＳＭ低周波帯域の入力信号がまず、初段の増幅段で増幅される。そして、初段の増幅段で増幅された入力信号は、終段の増幅段で増幅されるようになっている。この増幅回路ＬＢによって、微弱な入力信号と相似の大電力の増幅信号を得ることができる。

このように、電力増幅器６には、ＧＳＭ低周波帯域の入力信号を増幅するための整合回路１０ａと増幅回路ＬＢを有しているが、さらに、電力増幅器６には、ＧＳＭ高周波帯域１７１０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚの入力信号も増幅できるようになっている。具体的には、電力増幅器６は、さらに、整合回路１０ｂと増幅回路ＨＢを有している。

整合回路１０ｂは、ＲＦモジュールＨＰＡの入力端子ＴＸ（ＨＢ）ｉｎから入力する入力信号（ＲＦ入力）の反射を抑制して効率良く増幅回路ＨＢに出力できるようになっている。この整合回路１０ｂは、例えば、インダクタ、容量素子および抵抗素子などの受動部品から形成されており、入力信号に対するインピーダンス整合をとることができるように組み合わされている。整合回路１０ｂに入力される入力信号は、第２周波数帯の信号である。例えば、第２周波数帯の信号としては、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）方式を利用した信号が挙げられ、周波数帯としては、ＧＳＭ高周波帯域の１７１０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚを使用している信号である。この整合回路１０ｂは、ＧＳＭ高周波帯域の信号用の整合回路であり、上述したＧＳＭ低周波帯域の信号用の整合回路とは異なる数値の受動部品から構成されている。

増幅回路ＨＢは、整合回路１０ｂに接続されており、整合回路１０ｂから出力された入力信号を増幅するように構成されている。すなわち、増幅回路ＨＢは、ＧＳＭ高周波帯域の入力信号を増幅するアンプであり、例えば、２つの増幅段から構成されている。増幅回路ＨＢでは、整合回路１０ｂから出力されたＧＳＭ高周波帯域の入力信号がまず、初段の増幅段で増幅される。そして、初段の増幅段で増幅された入力信号は、終段の増幅段で増幅されるようになっている。この増幅回路ＨＢによって、微弱な入力信号と相似の大電力の増幅信号を得ることができる。

以上のように本実施の形態１における電力増幅器６は、ＧＳＭ低周波帯域の信号とＧＳＭ高周波帯域の信号という異なる周波数帯域の信号を増幅できるように構成されている。そして、電力増幅器６には、ＧＳＭ低周波帯域の信号を増幅する増幅回路ＬＢと、ＧＳＭ高周波帯域の信号を増幅する増幅回路ＨＢとを制御する制御回路１１を有している。制御回路１１は、ＲＦモジュールＨＰＡに入力される電源（電源電圧）と制御信号（パワー制御電圧）にしたがって、それぞれ、増幅回路ＬＢと増幅回路ＨＢにバイアス電圧を印加して増幅度を制御するように構成されている。

このように、制御回路１１は、増幅回路ＬＢと増幅回路ＨＢとの制御を行なうが、増幅回路ＬＢの増幅度や増幅回路ＨＢの増幅度が一定になるようにフィードバック制御を行なっている。このフィードバック制御の構成について説明する。

フィードバック制御を実現するために、ＧＳＭ低周波帯の信号を増幅する増幅回路ＬＢの出力には、方向性結合器（カプラ）（図示せず）が設けられている。方向性結合器は、増幅回路ＬＢで増幅された増幅信号の電力を検出できるように構成されている。具体的に方向性結合器は、主線路を構成する配線と副線路を構成する配線から形成されており、主線路を進行する増幅信号の電力を電磁界結合によって副線路で検出するものである。

この方向性結合器には、検波回路１３ａが接続されている。検波回路１３ａは、方向性結合器により検出された電力を電圧あるいは電流に変換して制御回路１１に検出信号を出力するように構成されている。このように、フィードバック制御は、方向性結合器と検波回路１３ａにより実現されている。制御回路１１では、検波回路１３ａから入力した検出信号と制御信号（パワー制御電圧）の差分を算出し、算出した差分がなくなるように増幅回路ＬＢに印加するバイアス電圧を調整するように構成されている。このようにして、制御回路１１は、増幅回路ＬＢの増幅度が一定になるように制御している。同様に、ＧＳＭ高周波帯の信号を増幅する増幅回路ＨＢの出力には、方向性結合器（カプラ）（図示せず）が設けられ、この方向性結合器に検波回路１３ｂが接続されている。検波回路１３ｂで検出された検出信号は、制御回路１１に入力するようになっている。

次に、出力整合回路１２ａは、電力増幅器６に含まれる増幅回路ＬＢで増幅された増幅信号を入力し、この増幅信号のインピーダンス整合をとるように構成されている。すなわち、出力整合回路１２ａは、増幅回路ＬＢで増幅された増幅信号を効率良く伝達する機能を有し、例えば、インダクタ、容量素子および抵抗素子などの受動部品から構成されている。この出力整合回路１２ａには、増幅回路ＬＢで増幅された増幅信号が入力されるため、ＧＳＭ低周波帯域の信号用の整合回路である。

ローパスフィルタＬＰＦ１は、出力整合回路１２ａに接続されており、高調波ノイズを除去する機能を有している。例えば、増幅回路ＬＢで入力信号を増幅する場合、ＧＳＭ低周波帯域の信号が増幅されるが、このとき、ＧＳＭ低周波帯域の整数倍の高調波も生成される。この高調波は、ＧＳＭ低周波帯域の信号に含まれることになるが、ＧＳＭ低周波帯域の増幅信号とは周波数の異なるノイズ成分となる。したがって、増幅されたＧＳＭ低周波帯域の増幅信号から高調波成分を除去する必要がある。この機能を有するのが、出力整合回路１２ａの後に接続されたローパスフィルタＬＰＦ１である。このローパスフィルタＬＰＦ１は、複数の周波数帯の信号から特定範囲の周波数帯の信号を通過させる選別回路として機能するものである。すなわち、ローパスフィルタＬＰＦ１は、ＧＳＭ低周波帯域の増幅信号を通過させる一方、ＧＳＭ低周波帯域の増幅信号よりも周波数の高い高調波を減衰させるように構成されている。このローパスフィルタＬＰＦ１により、ＧＳＭ低周波帯域の増幅信号に含まれる高調波ノイズを低減することができる。

続いて、ＧＳＭ高周波帯域の増幅信号を生成する増幅回路ＨＢの出力にも、出力整合回路１２ｂとローパスフィルタＬＰＦ２が接続されている。具体的に、出力整合回路１２ｂは、電力増幅器６に含まれる増幅回路ＨＢで増幅された増幅信号を入力し、この増幅信号のインピーダンス整合をとるように構成されている。すなわち、出力整合回路１２ｂは、増幅回路ＨＢで増幅された増幅信号を効率良く伝達する機能を有し、例えば、インダクタ、容量素子および抵抗素子などの受動部品から構成されている。この出力整合回路１２ｂには、増幅回路ＨＢで増幅された増幅信号が入力されるため、ＧＳＭ高周波帯域の信号用の整合回路である。

ローパスフィルタＬＰＦ２は、出力整合回路１２ｂに接続されており、高調波ノイズを除去する機能を有している。例えば、増幅回路ＨＢで入力信号を増幅する場合、ＧＳＭ高周波帯域の信号が増幅されるが、このとき、ＧＳＭ高周波帯域の整数倍の高調波も生成される。この高調波は、ＧＳＭ高周波帯域の信号に含まれることになるが、ＧＳＭ高周波帯域の増幅信号とは周波数の異なるノイズ成分となる。したがって、増幅されたＧＳＭ高周波帯域の増幅信号から高調波成分を除去する必要がある。この機能を有するのが、出力整合回路１２ｂの後に接続されたローパスフィルタＬＰＦ２である。このローパスフィルタＬＰＦ２は、複数の周波数帯の信号から特定範囲の周波数帯の信号を通過させる選別回路として機能するものである。すなわち、ローパスフィルタＬＰＦ２は、ＧＳＭ高周波帯域の増幅信号を通過させる一方、ＧＳＭ高周波帯域の増幅信号よりも周波数の高い高調波を減衰させるように構成されている。このローパスフィルタＬＰＦ２により、ＧＳＭ高周波帯域の増幅信号に含まれる高調波ノイズを低減することができる。

次に、アンテナスイッチ８は、アンテナＡＮＴに接続する回線を切り替えるように構成されており、この回線の切り替えは、切り替えスイッチによって行なわれる。具体的に、アンテナスイッチ８を構成する切り替えスイッチは、ローパスフィルタＬＰＦ１の出力とローパスフィルタＬＰＦ２の出力を切り替えて、アンテナＡＮＴに接続するように構成されている。つまり、ローパスフィルタＬＰＦ１から出力されるＧＳＭ低周波帯域の増幅信号をアンテナＡＮＴから出力する場合には、切り替えスイッチによって、ローパスフィルタＬＰＦ１の出力をアンテナＡＮＴに接続するように構成されている。一方、ローパスフィルタＬＰＦ２から出力されるＧＳＭ高周波帯域の増幅信号をアンテナＡＮＴから出力する場合には、切り替えスイッチによって、ローパスフィルタＬＰＦ２の出力をアンテナＡＮＴに接続するようになっている。このようにアンテナスイッチ８は、二系統の出力（送信状態）を切り替えるように構成されているとともに、さらに、受信状態にも切り替えることができるように構成されている。例えば、受信状態では、アンテナで受信した受信信号を受信回路へ出力するように切り替えスイッチを動作させるようになっている。この受信回線も複数存在するため、複数の受信回路へ切り替えることができるように切り替えスイッチが構成されている。例えば、複数の受信信号を出力する受信端子ＲＸ１〜ＲＸ４が設けられており、アンテナＡＮＴで受信された受信信号は、アンテナスイッチ８による切り替えにより対応する受信回路へ出力されるように構成されている。

アンテナスイッチ８を構成する切り替えスイッチの制御は、ベースバンド部４からの制御信号に基づいて、アンテナスイッチ８内に形成されているデコーダ１４によって行なわれる。このデコーダ１４は、電力増幅器６のチップ内に内蔵されていても構わない。例えば、増幅された増幅信号（ＲＦ信号（低周波帯域））は、アンテナスイッチ８内に形成されている切り替えスイッチ（スイッチング素子）のオン／オフによってアンテナＡＮＴへの出力／非出力が制御されている。また、アンテナからの受信信号は、アンテナスイッチ８内に形成されている別の切り替えスイッチ（スイッチング素子）のオン／オフによって受信回路への出力／非出力が制御される。同様に、増幅された増幅信号（ＲＦ信号（高周波帯域））も図示していないが、アンテナスイッチ８内の切り替えスイッチ（スイッチング素子）のオン／オフによってアンテナＡＮＴへの出力／非出力が制御されている。

続いて、ダイプレクサＤｉは、低周波帯域（ＬＢ）と高周波帯域（ＨＢ）の２つの異なる周波数帯域を分離する部品であり、アンテナ共有器、分波器とも呼ばれることもある。ダイプレクサＤｉを用いることで帯域の異なる信号を高価なアンテナスイッチを余分に使用しなくても１本のアンテナのみで信号分離を行うことができる。また、低周波帯域（ＬＢ）および高周波帯域（ＨＢ）の送信モード（電力増幅器６から出力された大電力がスイッチを介してアンテナから送信される場合）時、電力増幅器６からの大電力がオフしている片方のスイッチはダイプレクサＤｉにより分離されている。そのため大電力に耐えられる回路的工夫が不要となるため、回路構成が簡素化できる利点もある。

＜ＲＦモジュールの動作＞
本実施の形態１におけるＲＦモジュールＨＰＡは上記のように構成されており、以下に、その動作について説明する。図２に示すように、本実施の形態１では、ＧＳＭ低周波帯域の信号およびＧＳＭ高周波帯域の信号を増幅することができるように構成されているが、動作は同様なので、ＧＳＭ低周波帯域の信号を増幅する動作について説明する。なお、通信方式は、ＧＳＭ方式について説明しているが、その他の通信方式であってもよい。

図２に示すように、ＲＦモジュールＨＰＡに微弱な入力信号（ＲＦ入力）が入力されると、まず、微弱な入力信号は、整合回路１０ａに入力する。整合回路１０ａでは、微弱な入力信号に対して、インピーダンス整合をとっているので、反射することなく効率的に入力信号が増幅回路ＬＢに向って出力される。続いて、増幅回路ＬＢに入力した入力信号は、増幅回路ＬＢを構成する２つの増幅段によって電力が増幅される。このとき、増幅回路ＬＢによる電力の増幅は、制御回路１１によって制御される。具体的には、制御回路１１に入力する電源（電源電圧）と制御信号（パワー制御電圧）に基づいて、制御回路１１は、増幅回路ＬＢにバイアス電圧を印加する。すると、増幅回路ＬＢは、制御回路１１からのバイアス電圧に基づいて入力信号を増幅して増幅信号を出力する。このようにして、電力増幅器６で増幅された増幅信号が出力される。

電力増幅器６から出力される増幅信号は、一定電力であることが望ましい。しかし、外部からの影響により実際に出力される増幅信号の電力が所望の電力になっているとは限らない。そこで、増幅回路ＬＢを制御する制御回路１１にフィードバックをかけている。このフィードバック回路の動作について説明する。

増幅回路ＬＢで増幅された増幅信号の電力は、方向性結合器（カプラ）（図示せず）によって検出される。方向性結合器で検出された電力は、方向性結合器に接続されている検波回路１３ａで電圧に変換される。検波回路１２ａで変換された電圧からなる検出信号は、制御回路１１に入力する。一方、制御回路１１には、ＲＦモジュールＨＰＡの外部から入力した制御信号（パワー制御電圧）も入力している。そして、制御回路１１は、検波回路１３ａで変換された検出信号と、ＲＦモジュールＨＰＡの外部から入力した制御信号との差分を算出する。次に、制御回路１１は、算出された差分がなくなるように制御回路１１から増幅回路ＬＢへ印加するバイアス電圧を制御する。このようにして、増幅回路ＬＢで増幅された増幅信号の電力が一定となる。この動作がフィードバック回路の動作である。

続いて、増幅回路ＬＢで増幅された増幅信号は、出力整合回路１２ａに入力する。出力整合回路１２ａでは、増幅された増幅信号に対して、インピーダンス整合をとっているので、反射することなく効率的に増幅信号がローパスフィルタＬＰＦ１に向って出力される。続いて、ローパスフィルタＬＰＦ１に入力した増幅信号は、ローパスフィルタＬＰＦ１で増幅信号に含まれる高次高調波が除去される。その後、ローパスフィルタＬＰＦ１を通過した増幅信号は、アンテナスイッチ８に入力する。このとき、ベースバンド部からのスイッチ切り替え制御信号によってアンテナスイッチ８を構成する切り替えスイッチが制御される。いまの場合には、ローパスフィルタＬＰＦ１とアンテナＡＮＴが電気的に接続するように切り替えスイッチを制御する。これにより、ローパスフィルタＬＰＦ１から出力された増幅信号は、オン状態の切り替えスイッチを介してダイプレクサＤｉに出力され、このダイプレクサＤｉからアンテナＡＮＴへ送信される。以上のようにして、ＲＦモジュールＨＰＡで増幅された増幅信号をアンテナＡＮＴから送信することができる。

次に、アンテナＡＮＴで受信した受信信号を取り込む動作につい説明する。アンテナＡＮＴで受信された受信信号は、ダイプレクサＤｉを介してアンテナスイッチ８に入力する。アンテナスイッチ８に入力した受信信号は、ベースバンド部からのスイッチ切り替え制御信号により切り替えスイッチを切り替える。具体的には、アンテナＡＮＴとＲＦモジュールＨＰＡの外部に設けられている受信回路（図示せず）とを電気的に接続するように、アンテナスイッチ８に含まれる切り替えスイッチを切り替える。すると、アンテナＡＮＴで受信された受信信号は、アンテナスイッチ８を構成する切り替えスイッチを介して受信回路に入力する。そして、受信回路内で信号処理される。このようにして、受信信号を受信することができる。

＜アンテナスイッチの回路構成および動作＞
本実施の形態１は、ＲＦモジュールＨＰＡに搭載されるアンテナスイッチに着目している。以下では、このアンテナスイッチの回路構成について説明する。図３は、アンテナスイッチを構成する回路の一例を示す図である。図３に示すように、アンテナスイッチには、送信端子ＴＸ１、アンテナ端子ＡＮＴ１および受信端子ＲＸ１を有している。送信端子ＴＸ１は電力増幅器の出力に接続されており、アンテナ端子ＡＮＴ１はアンテナに接続されている。そして、受信端子ＲＸ１は受信回路の入力に接続されている。

送信端子ＴＸ１とアンテナ端子ＡＮＴ１との間には、スイッチング素子としてトランジスタＱ１が接続されている。一方、アンテナ端子ＡＮＴ１と受信端子ＲＸ１との間には、スイッチング素子としてトランジスタＱ２が接続されている。送信端子ＴＸ１とアンテナ端子ＡＮＴ１との間に接続されているトランジスタＱ１は、オーミック電極ＯＥ１、オーミック電極ＯＥ２およびゲート電極Ｇ１を有している。オーミック電極ＯＥ１は送信端子ＴＸ１と接続され、オーミック電極ＯＥ２はアンテナ端子ＡＮＴ１と接続されている。ゲート電極Ｇ１はゲート抵抗Ｒｇｇ１を介してゲート端子ＴＸ１ｃと接続されている。ゲート抵抗Ｒｇｇ１は、送信端子ＴＸ１とアンテナ端子ＡＮＴ１との間を流れる送信信号がゲート端子ＴＸ１ｃに漏れ出ることを防ぐために設けられているアイソレーション抵抗である。

受信端子ＲＸ１とアンテナ端子ＡＮＴ１との間に接続されているトランジスタＱ２は、オーミック電極ＯＥ３、オーミック電極ＯＥ４およびゲート電極Ｇ２ａ、Ｇ２ｂを有している。オーミック電極ＯＥ３はアンテナ端子ＡＮＴ１と接続され、オーミック電極ＯＥ４は受信端子ＲＸ１と接続されている。ゲート電極Ｇ２ａはゲート抵抗Ｒｇｇ３およびゲート抵抗Ｒｇｇ２を介してゲート端子ＲＸ１ｃと接続され、ゲート電極Ｇ２ｂはゲート抵抗Ｒｇｇ４およびゲート抵抗Ｒｇｇ２を介してゲート端子ＲＸ１ｃと接続されている。ゲート抵抗Ｒｇｇ２〜Ｒｇｇ４は、アンテナ端子ＡＮＴ１と受信端子ＲＸ１との間を流れる受信号がゲート端子ＲＸ１ｃに漏れ出ることを防ぐために設けられているアイソレーション抵抗である。

本実施の形態１におけるアンテナスイッチは上記のように構成されており、以下にその動作について説明する。アンテナスイッチの動作を説明する前に、本実施の形態１に用いるトランジスタとしては、高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）を想定した説明になっている。ＨＥＭＴの基本動作を、図３に示したトランジスタＱ１を例に、図４に示した断面構造を用いて説明する。ゲート電極Ｇ１は、ＡｌＧａＡｓ層２３とショットキー接合を形成して接している。ゲート電極Ｇ１がオーミック電極（ＯＥ１、もしくは、ＯＥ２）に対ししきい値電圧Ｖｔｈ（一般的には−１．０Ｖ程度）より低い電位であればオーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２間が高インピーダンスになりオフ状態となる。逆に、ゲート電極Ｇ１に印加される電圧をオーミック電極（ＯＥ１、もしくは、ＯＥ２）に対して、しきい値電圧Ｖｔｈ（一般的には−１．０Ｖ程度）より高くすることで、ゲート電極Ｇ１とＡｌＧａＡｓ層２３とのショットキー障壁がつぶれて、ゲート電極Ｇ１に印加された電圧がオーミック電極ＯＥ１、ＯＥ２にかかり、同時に、オーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２間が低インピーダンスとなりオン状態になる。ゲート電極Ｇ１とオーミック電極ＯＥ１（ＯＥ２）間の電位差によるトランジスタＱ１のオン／オフ制御は、ＭＯＳＦＥＴでも同じように切り替えることができる。そこで、具体的に、送信信号をアンテナから送信する場合について説明する。

トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１に正電圧（〜３Ｖ）を印加すると、ゲート電極Ｇ１に印加される電圧がオーミック電極（ＯＥ１、もしくは、ＯＥ２）に対し閾値電圧Ｖｔｈ（一般的には−１．０Ｖ程度）より高くなるのでトランジスタＱ１はオンする。それと同時にオーミック電極ＯＥ１、ＯＥ２にはショットキー障壁分だけ下がった電圧（〜０．５Ｖ程度低下）が印加される。一方、トランジスタＱ２をオフ状態にするために、トランジスタＱ２のゲート電極Ｇ２ａおよびゲート電極Ｇ２ｂには０Ｖが印加される。トランジスタＱ１をオンさせるためにゲート電極Ｇ１に印加した正電圧によりショットキー障壁分下がった電圧（〜０．５Ｖ程度低下）がトランジスタＱ１のオーミック電極ＯＥ１、ＯＥ２に印加されている。すなわち、トランジスタＱ２のオーミック電極ＯＥ３、ＯＥ４にも同等な電圧が印加されていることになる。トランジスタＱ２のゲート電極Ｇ２ａおよびゲート電極Ｇ２ｂは０Ｖであるので、ゲート電極Ｇ２ａおよびゲート電極Ｇ２ｂはオーミック電極ＯＥ３（ＯＥ４）に対してしきい値電圧Ｖｔｈより低い電圧になる。このため、トランジスタＱ２はオフ状態となる。

したがって、アンテナ端子ＡＮＴ１は、オンしているトランジスタＱ１を介して送信端子ＴＸ１と電気的に接続される。この状態で、送信端子ＴＸ１からアンテナスイッチに入力した送信信号（ＡＣ信号）は、導通状態のトランジスタＱ１を通ってアンテナ端子ＡＮＴ１に出力された後、アンテナから送信される。

続いて、受信信号をアンテナから受信する場合について説明する。受信端子Ｒｘ１から入る受信信号を通すために、トランジスタＱ２のゲート電極Ｇ２ａ、Ｇ２ｂに正電圧を印加（ゲート端子Ｒｘ１ｃに正電圧を印加）し、トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１に０Ｖを印加する。トランジスタＱ２はゲート電極Ｇ２ａ、Ｇ２ｂに正電圧が印加されたことでオン状態になり、それと同時にオーミック電極ＯＥ３、ＯＥ４にはショットキー障壁分低下した電圧（〜０．５Ｖ程度低下）が印加される。トランジスタＱ１のオーミック電極ＯＥ１、ＯＥ２にはトランジスタＱ２のオーミック電極ＯＥ３、ＯＥ４と同じ正電圧が印加される。トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１は０Ｖになっているので、ゲート電極Ｇ１はオーミック電極ＯＥ１(ＯＥ２)より電圧が低く、しきい値電圧Ｖｔｈより低くなることで、トランジスタＱ１はオフ状態になる。

したがって、アンテナ端子ＡＮＴ１は、オンしているトランジスタＱ２を介して受信端子ＲＸ１と電気的に接続される。この状態で、アンテナ端子ＡＮＴ１からアンテナスイッチに入力した受信信号（ＡＣ信号）は、導通状態のトランジスタＱ２を通って受信端子ＲＸ１に出力された後、受信回路に入力する。

このように、送信時においては、トランジスタＱ１をオンし、かつ、トランジスタＱ２をオフすることにより、送信端子ＴＸ１から入力した送信信号をアンテナ端子ＡＮＴ１から送信することができる。一方、受信時においては、トランジスタＱ１をオフし、かつ、トランジスタＱ２をオンすることにより、アンテナ端子ＡＮＴ１から入力した受信信号を受信回路に出力することができる。

ここで、アンテナスイッチから送信信号を出力する場合を考える。送信信号の電力は、例えば、１Ｗを超える大電力であり、この送信信号に含まれる高次高調波を抑制する必要がある。つまり、送信信号はアンテナから送信されるが、送信信号の周波数は予め定められている周波数帯域の信号だけが含まれていることが望ましい。しかし、送信信号は、例えば、図２に示すＲＦモジュールＨＰＡの電力増幅器６で増幅されるが、このとき、使用する周波数の２倍や３倍の高次高調波も発生する。したがって、電力増幅器６から出力された送信信号をそのままアンテナから送信すると、使用帯域よりも高い高次高調波が含まれることとなり電波法との関係で問題となる。すなわち、送信信号の周波数帯は予め規定されており、規定外の周波数帯の信号が発生すると、他の信号の妨害波となるため、高次高調波の発生を低減する必要がある。このことから、図２に示すように、電力増幅器６で増幅された送信信号は、ローパスフィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ２を通過するように構成されており、ローパスフィルタＬＰ１、ＬＰ２により送信信号に含まれる高次高調波は除去される。

ところが、ローパスフィルタＬＰ１、ＬＰ２でも高次高調波を完全に除去することはできず、さらに、ローパスフィルタＬＰ１、ＬＰ２を通過した後に入力するアンテナスイッチにおいても高次高調波が発生する。したがって、アンテナスイッチにおいて発生する高次高調波も低減する必要がある。具体的に、アンテナスイッチは、図３に示すように、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２から構成されている。送信信号の送信時では、トランジスタＱ１をオン状態にし、かつ、トランジスタＱ２をオフ状態とする。このとき、オンしているトランジスタＱ１により高次高調波が発生するとともに、オフしているトランジスタＱ２からも高次高調波が発生する。

まず、オンしているトランジスタＱ１とオフしているトランジスタＱ２の両方で、高次高調波の発生を低減する構成を採用している。例えば、トランジスタＱ１のオーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２との間に抵抗Ｒｄ１を設けている。同様に、トランジスタＱ２のオーミック電極ＯＥ３とオーミック電極ＯＥ４の間に抵抗Ｒｄ３および抵抗Ｒｄ４を設けている。この理由について説明する。例えば、トランジスタＱ１について考えて見る。トランジスタＱ１のオーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２の間を抵抗Ｒｄ１で接続するのは、オーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２とをＤＣ的に同電位にするためである。つまり、オーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２がＤＣ的に同電位になっていないと、オーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２間の非線形性が顕在化し、この非線形性の顕在化により送信信号が通過する際、高次高調波が発生するのである。つまり、送信信号に高次高調波を発生させる一要因として、トランジスタＱ１におけるオーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２間の非線形性が挙げられるのである。このため、オーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２とを抵抗Ｒｄ１でＤＣ的に同電位にすることにより、高次高調波の発生を抑制することができる。同様の理由から、トランジスタＱ２においても、オーミック電極ＯＥ３とオーミック電極ＯＥ４の間に抵抗Ｒｄ３および抵抗Ｒｄ４を設けることにより、オーミック電極ＯＥ３とオーミック電極ＯＥ４とをＤＣ的に同電位としている。

なお、図３において、例えば、オーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２とを抵抗Ｒｄ１で接続すると、トランジスタＱ１をオフしている状態でもオーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２が導通すると考えられるが、オーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２はＤＣ的に同電位であり、かつ、抵抗Ｒｄ１は、ＡＣ的なＲＦ信号を遮蔽するのに充分大きな抵抗を使用しているので、トランジスタＱ１がオフ状態のときにオーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２の間をＡＣ的なＲＦ信号が流れることはないのである。

次に、オフしているトランジスタＱ２において、高次高調波の発生を低減する構成について説明する。図３に示すように、送信時にオフしているトランジスタＱ２は、ゲート電極Ｇ２ａとゲート電極Ｇ２ｂとを有している。すなわち、トランジスタＱ２は、デュアルゲート構造をしている。これにより、送信時にオフしているトランジスタＱ２から発生する高次高調波を低減することができるのである。この理由について説明する。例えば、図３に示すように、送信時、トランジスタＱ２はオフしている。このため、トランジスタＱ２のオーミック電極ＯＥ３とオーミック電極ＯＥ４はフローティング状態となっていると考えられる。しかし、実際には、受信端子ＲＸ１は抵抗を介して基準電位（ＧＮＤ電位）と接続されているので、送信信号が送信端子ＴＸ１からアンテナ端子ＡＮＴ１へ伝達する際、アンテナ端子ＡＮＴ１と受信端子ＲＸ１との間にＲＦ電圧が印加されることになる。つまり、トランジスタＱ２が有するオフ容量によって、トランジスタＱ２のオーミック電極ＯＥ３とオーミック電極ＯＥ４の間にＲＦ電圧が印加されることになる。このＲＦ電圧が大きくなればなるほど、オフしているトランジスタＱ２から高次高調波が発生することになるのである。そこで、本実施の形態１では、トランジスタＱ２をデュアルゲート構造としている。すなわち、トランジスタＱ２のゲート電極を２本のゲート電極Ｇ２ａとゲート電極Ｇ２ｂから構成すると、オーミック電極ＯＥ３とオーミック電極ＯＥ４との間に形成されるオフ容量が分割される。この結果、分割されたそれぞれのオフ容量に印加されるＲＦ電圧を小さくすることができる。このことから、トランジスタＱ２の個々のオフ容量に印加されるＲＦ電圧が小さくなるので、トランジスタＱ２から発生する高次高調波を低減できるのである。

続いて、オンしているトランジスタＱ１において、高次高調波の発生を低減する構成について説明する。本実施の形態１では、オンしているトランジスタＱ１の構成を工夫することにより、送信時にオンしているトランジスタＱ１から発生する高次高調波を低減することに特徴がある。本実施の形態１における特徴点を説明する前に、トランジスタＱ１を構成するデバイス構造について説明する。

＜アンテナスイッチを構成するトランジスタのデバイス構造＞
アンテナスイッチを構成するトランジスタＱ１やトランジスタＱ２は、例えば、電界効果トランジスタの一種であるＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）から構成される。このＨＥＭＴのデバイス構造について説明する。

図４は、本実施の形態１におけるＨＥＭＴの構成を示す断面図である。図４において、半絶縁性基板２０上にエピタキシャル層２１が形成されている。半絶縁性基板２０とは、化合物半導体であるＧａＡｓ基板から構成される以下に示すような基板である。つまり、禁制帯幅の大きい化合物半導体では、ある種の不純物を添加すると、禁制帯の内部に深い準位が形成される。そして、この深い準位の電子および正孔が固定され、伝導帯の電子密度あるいは価電子帯の正孔密度が非常に小さくなり絶縁体に近くなる。このような基板を半絶縁性基板と呼ぶ。ＧａＡｓ基板では、Ｃｒ、Ｉｎ、酸素などを添加したり、過剰に砒素を導入することにより深い準位が形成され、半絶縁性基板となる。

半絶縁性基板２０上に形成されているエピタキシャル層２１は、例えば、ＧａＡｓ層から形成されている。そして、このエピタキシャル層２１上にバッファ層２２が形成され、このバッファ層２２上にＡｌＧａＡｓ層２３が形成される。このＡｌＧａＡｓ層２３はメサ形状に加工され素子分離がなされている。そして、ＡｌＧａＡｓ層２３上にゲート電極Ｇ１が形成されている。ゲート電極Ｇ１は、例えば、Ｐｔ（白金）を最下層とする金属層から形成され、下層よりＰｔ、Ｔｉ（チタン）、Ｐｔ、Ａｕ（金）を順次積層した積層膜が用いられる。これにより、ＡｌＧａＡｓ層２３とゲート電極Ｇ１（最下層のＰｔ）とは、ショットキー接合を形成することになる。さらに、ゲート電極Ｇ１を離間して挟むように、ｎ型ＧａＡｓ層２４が形成されており、このｎ型ＧａＡｓ層２４上にオーミック電極ＯＥ１、ＯＥ２が形成されている。このオーミック電極ＯＥ１とＯＥ２は、ｎ型ＧａＡｓ層２４とオーミック接触するように構成されている。ここで、後述するように、オーミック電極ＯＥ１は、櫛歯状電極ＣＬ（１）と一体的に形成され、オーミック電極ＯＥ２は、櫛歯状電極ＣＬ（２）と一体的に形成されている。

上述した高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）は、半絶縁性基板（化合物半導体基板）２０上に、高抵抗なエピタキシャル層２１（ＧａＡｓ層）とＡｌＧａＡｓ層２３を積層して形成し、ＧａＡｓ層とＡｌＧａＡｓ層とのヘテロ結合界面にできる三角形の井戸型ポテンシャルを利用するものである。この高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）は、ＡｌＧａＡｓ層２３の表面に金属膜を形成してショットキー障壁型のゲート電極Ｇ１を有し、このゲート電極Ｇ１を挟んで、ヘテロ接合面に電流を流すためのオーム性のソース電極（オーミック電極ＯＥ１）とドレイン電極（オーミック電極ＯＥ２）を設けた構造をしている。

高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）は、この井戸型ポテンシャルに形成される２次元電子ガスをキャリアとして利用する。ヘテロ接合界面に存在する井戸型ポテンシャルの幅が電子の波長と同程度の幅しかなく、電子は、ほぼ界面に沿った２次元的な運動しかできないため、大きな電子移動度が得られるという特性がある。したがって、２次元電子ガスの高移動度特性により、高周波特性および高速特性に優れ、雑音が非常に少ないことから、高速性を要求されるアンテナスイッチに使用されているのである。

＜トランジスタのレイアウト構造（本発明の特徴的構成）＞
続いて、本実施の形態１の特徴点を含むトランジスタＱ１のレイアウト構成について説明する。図５は、本実施の形態１におけるトランジスタＱ１のレイアウト構成を示す図である。図５において、ｙ軸方向に延在するようにオーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２が形成されている。すなわち、オーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２とは、一定距離だけ離間し、かつ、それぞれがｙ軸方向に延在するように配置されている。そして、オーミック電極ＯＥ１のオーミック電極ＯＥ２と対向する面に複数の櫛歯状電極ＣＬ（１）、ＣＬ（３）・・・ＣＬ（２ｊ＋１）が形成されている。この複数の櫛歯状電極ＣＬ（１）、ＣＬ（３）・・・ＣＬ（２ｊ＋１）は、ｘ軸方向に突き出るように配置されている。同様に、オーミック電極ＯＥ２のオーミック電極ＯＥ１と対向する面にも複数の櫛歯状電極ＣＬ（２）、ＣＬ（４）・・・ＣＬ（ｎ）が形成されている。この複数の櫛歯状電極ＣＬ（２）、ＣＬ（４）・・・ＣＬ（ｎ）もｘ軸方向に突き出るように配置されている。この櫛歯状電極ＣＬ（１）、ＣＬ（３）・・・ＣＬ（２ｊ＋１）および櫛歯状電極ＣＬ（２）、ＣＬ（４）・・・ＣＬ（ｎ）は、メサ領域ＭＲに形成されている。

オーミック電極ＯＥ１と電気的に接続する櫛歯状電極ＣＬ（１）、ＣＬ（３）・・・ＣＬ（２ｊ＋１）と、オーミック電極ＯＥ２と電気的に接続する櫛歯状電極ＣＬ（２）、ＣＬ（４）・・・ＣＬ（ｎ）は、それぞれ交互に櫛歯状に配置されている。そして、複数の櫛歯状電極ＣＬ（１）、ＣＬ（３）・・・ＣＬ（２ｊ＋１）と複数の櫛歯状電極ＣＬ（２）、ＣＬ（４）・・・ＣＬ（ｎ）の間に形成される隙間に沿ってゲート電極Ｇ１が形成されている。つまり、ゲート電極Ｇ１は、複数の櫛歯状電極ＣＬ（１）、ＣＬ（３）・・・ＣＬ（２ｊ＋１）と複数の櫛歯状電極ＣＬ（２）、ＣＬ（４）・・・ＣＬ（ｎ）の間に形成される隙間を縫うように延在している。このとき、ゲート電極Ｇ１は、ゲート抵抗Ｒｇｇ１を介してゲート端子ＴＸ１ｃと接続されている。さらに、オーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２とは、抵抗Ｒｄ１を介して接続されている。

本実施の形態１におけるトランジスタＱ１は上記のように構成されており、本明細書では上述したトランジスタＱ１のレイアウト構成をメアンダ（蛇行）構造と呼ぶことにする。メアンダ構成によれば、トランジスタＱ１の高次高調波の発生を低減することができる構造をしている。すなわち、メアンダ構造では、ゲート電極Ｇ１のゲート幅（ゲート電極Ｇ１が延在する方向の長さ）を大きくとれる構造をしている。このことは、トランジスタＱ１のオーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２間のオン抵抗を低減できることを意味しており、オン抵抗を低減することができることから、オン抵抗の非線形成分に起因した高次高調波の発生を低減することができるのである。つまり、メアンダ構造では、一定の面積において、ゲート電極Ｇ１のゲート幅を大きくできるというように面積効率を向上できるので、一定の規定された面積の中でゲート電極Ｇ１のゲート幅を大きくとれるということができる。

したがって、送信時にオンしているトランジスタＱ１で発生する高次高調波を低減する観点からは、ゲート電極Ｇ１のゲート幅を長くすればするほど望ましいことがわかる。しかし、ゲート電極Ｇ１のゲート幅を際限なく長くすることは、トランジスタＱ１の占有面積が大きくなることを意味しており、トランジスタＱ１を形成する半導体チップの小型化やコスト低減を図る観点から、ゲート電極Ｇ１のゲート幅を長くすることは望ましいといえない。

さらに、ゲート電極Ｇ１のゲート幅を長くすると、以下に示す副作用が生じる。この副作用について説明する。図３において、受信信号を受信する場合について考える。この場合、トランジスタＱ１はオフし、かつ、トランジスタＱ２はオンしている。したがって、受信時には、アンテナ端子ＡＮＴ１と受信端子ＲＸ１が導通状態のトランジスタＱ２を介して電気的に接続され、アンテナで受信された受信信号が、アンテナ端子ＡＮＴ１から受信端子ＲＸ１を介して受信回路に出力される。このとき、トランジスタＱ１は、オフして非導通状態となっているため、トランジスタＱ１にはオフ容量が生じている。このオフ容量が大きくなると、アンテナ端子ＡＮＴ１から受信端子ＲＸ１に流れる受信信号が、トランジスタＱ１のオフ容量に起因して送信端子ＴＸ１側に漏れ出る現象が発生する。すると、受信回路に伝達する受信信号が少なくなるため、受信信号の処理が困難となり、受信が正常に行なわれなくなる。したがって、トランジスタＱ１のオフ容量は大きくならないことが望ましい。

ところが、トランジスタＱ１を構成するゲート電極Ｇ１のゲート幅を大きくすると、トランジスタＱ１のオフ容量が増加するのである。このことから、ゲート電極Ｇ１のゲート幅をあまり大きくすることはできないのである。つまり、トランジスタＱ１におけるゲート電極Ｇ１のゲート幅を調整する観点から見ると、トランジスタＱ１での高次高調波の発生を低減することと、トランジスタＱ１のオフ容量を低減することは、トレードオフの関係にあることがわかる。したがって、トランジスタＱ１における高次高調波の発生を抑制し、かつ、トランジスタＱ１のオフ容量を低減し、さらに、トランジスタＱ１を形成する面積の低減とコスト低減を実現するためには、ある規定された面積で最も高次高調波の発生を低減できる構造を提供する工夫が必要となる。すなわち、トランジスタの面積低減、コスト低減およびオフ容量の低減を満足するように、トランジスタＱ１のゲート幅が、ある規定された幅に設定される。この状態で如何に高次高調波の発生を低減できるかが鍵となる。以下では、規定されたゲート幅の範囲内で、最大限に高次高調波の発生を抑制できる本実施の形態１の特徴的構成について説明する。

図５において、本実施の形態１における特徴的構成は、櫛歯状電極ＣＬ（１）の長さをその他の櫛歯状電極ＣＬ（３）〜ＣＬ（２ｊ＋１）、ＣＬ（２）〜ＣＬ（ｎ）よりも長くする点にある。つまり、櫛歯状電極ＣＬ（１）の長さを最も長く形成し、その他の櫛歯状電極ＣＬ（３）〜ＣＬ（２ｊ＋１）、ＣＬ（２）〜ＣＬ（ｎ）の長さよりも長くする点にある。ここでは、櫛歯状電極ＣＬ（１）〜ＣＬ（２ｊ＋１）、ＣＬ（２）〜ＣＬ（ｎ）の長さで説明しているが、より詳細には、フィンガー長の大小関係で説明される。フィンガー長とは、以下のようにして定義される量である。つまり、図５に示すように、例えば、フィンガー長Ｌｗ１は、櫛歯状電極ＣＬ（１）のうち、相対する位置に櫛歯状電極ＣＬ（２）が存在する部分を示している。言い換えれば、櫛歯状電極ＣＬ（１）と櫛歯状電極ＣＬ（２）とをｘ軸上に射影した場合に重なる部分の長さをフィンガー長Ｌｗ１とするものである。同様に、フィンガー長Ｌｗｎは、櫛歯状電極ＣＬ（ｎ−１）と櫛歯状電極ＣＬ（ｎ）とをｘ軸上に射影した場合に重なる部分の長さで定義される。したがって、本実施の形態１の特徴的構成は、櫛歯状電極ＣＬ（１）の長さをその他の櫛歯状電極ＣＬ（３）〜ＣＬ（２ｊ＋１）、ＣＬ（２）〜ＣＬ（ｎ）よりも長くするということもできるし、フィンガー長Ｌｗ１の長さをその他のフィンガー長Ｌｗｊよりも長くするということもできる。

本実施の形態１では、櫛歯状電極ＣＬ（１）（フィンガー長Ｌｗ１）をその他の櫛歯状電極ＣＬ（ｊ）（フィンガー長Ｌｗｊ）よりも長くすることに特徴があるが、ここでいう櫛歯状電極ＣＬ（１）（フィンガー長Ｌｗ１）は、ゲート電極Ｇ１の入力側に最も近い櫛歯状電極を示している。つまり、図５において、ゲート端子ＴＸ１ｃからゲート抵抗Ｒｇｇ１を介してゲート電極Ｇ１が延在しているが、メアンダ構造を構成する櫛歯状電極ＣＬ（ｊ）（フィンガー長Ｌｗｊ）のうちゲート端子ＴＸ１ｃに接続されているゲート電極Ｇ１の入力側に最も近い櫛歯状電極ＣＬ（１）（フィンガー長Ｌｗ１）の長さを最も長くすることに特徴がある。

このように構成することにより、規定された範囲内のゲート幅において、最大限に高次高調波の発生を抑制することができるのである。以下に、この理由について定性的に説明する。

＜高次高調波の発生を低減できる定性的理由＞
図６は、本実施の形態１におけるメアンダ構造を示す平面図である。図６に示すように、アンテナスイッチを構成するトランジスタＱ１はメアンダ構造をしている。この図６に示すメアンダ構造によって１つのトランジスタＱ１が構成されているが、１つのトランジスタＱ１は、複数の部分トランジスタＣＦ１、ＣＦ２・・・ＣＦｊから構成されているとみなすことができる。具体的には、図６から、メアンダ構造をした１つのトランジスタＱ１は、部分トランジスタＣＦ１、ＣＦ２・・・ＣＦｊを並列に接続した構造をしているということができる。例えば、部分トランジスタＣＦ１は、櫛歯状電極ＣＬ（１）と櫛歯状電極ＣＬ（２）を一対のオーミック電極とし、その間に配置されているゲート電極Ｇ１からなるトランジスタとみなすことができる。詳細には、部分トランジスタＣＦ１は、フィンガー長Ｌｗ１に対応したトランジスタである。同様に、部分トランジスタＣＦ２は、櫛歯状電極ＣＬ（２）と櫛歯状電極ＣＬ（３）を一対のオーミック電極とし、その間に配置されているゲート電極Ｇ１からなるトランジスタとみなすことができる。詳細には、部分トランジスタＣＦ２は、フィンガー長Ｌｗ２（図示せず）に対応したトランジスタである。

以上のようにメアンダ構造をした１つのトランジスタＱ１は複数の部分トランジスタＣＦ１、ＣＦ２・・・ＣＦｊを並列に接続したものとみなすことができる。このことを前提として、メアンダ構造をした１つのトランジスタの等価回路図について説明する。図７は、メアンダ構造をした１つのトランジスタＱ１のオン時における等価回路図である。図７において、左端に送信端子ＴＸ１が配置され、この送信端子ＴＸ１にオーミック電極ＯＥ１が電気的に接続されており、このオーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２の間にオン抵抗Ｒｏｎ１、Ｒｏｎ２・・・が形成されている。そして、オーミック電極ＯＥ２にアンテナ端子ＡＮＴ１が接続されている。このとき、オーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２とを接続するオン抵抗Ｒｏｎ１は、部分トランジスタＣＦ１の櫛歯状電極ＣＬ（１）と櫛歯状電極ＣＬ（２）との間のオン抵抗である。同様に、オーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２とを接続するオン抵抗Ｒｏｎ２は、部分トランジスタＣＦ２の櫛歯状電極ＣＬ（２）と櫛歯状電極ＣＬ（３）との間のオン抵抗である。このように等価回路でも、部分トランジスタＣＦ１や部分トランジスタＣＦ２がオーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２の間に並列に接続されていることがわかる。

さらに、ゲート端子ＴＸ１ｃの一端は、直流電源Ｖｃｔを介して基準電位（ＧＮＤ電位）に接続され、ゲート端子ＴＸ１ｃの他端は、ゲート抵抗Ｒｇｇ１を介してゲート電極Ｇ１と電気的に接続されている。部分トランジスタＣＦ１において、このゲート電極Ｇ１と櫛歯状電極ＣＬ（１）との間にはショットキーバリアダイオードＤ１ａが接続され、ゲート電極Ｇ１と櫛歯状電極ＣＬ（２）との間にショットキーバリアダイオードＤ１ｂが接続されている。

ＨＥＭＴのゲート電極Ｇ１とＡｌＧａＡｓ層２３（図４）とはショットキー接合を形成している。等価回路としてゲート電極Ｇ１とオーミック電極ＯＥ１、ＯＥ２の接続を表現するには、ショットキーダイオードを用いることが有効である。部分トランジスタＣＦ１でも構造は同じであるためゲート電極Ｇ１と櫛歯状電極ＣＬ（１）、あるいは、ゲート電極Ｇ１と櫛歯状電極ＣＬ（２）とをショットキーダイオードで接続した等価回路に置き換えている。

同様に、部分トランジスタＣＦ２においても、部分トランジスタＣＦ１のゲート電極Ｇ１から抵抗Ｒを介してゲート電極Ｇ１が配置されている。このとき、部分トランジスタＣＦ１のゲート電極Ｇ１と部分トランジスタＣＦ２のゲート電極Ｇ１の間に抵抗Ｒが存在するとしているのは、ゲート電極Ｇ１の配線抵抗を考慮しているからである。つまり、部分トランジスタＣＦ２は、部分トランジスタＣＦ１よりもゲート電極Ｇ１の入力側から離れて存在しているため、その距離に応じた配線抵抗を考慮したものである。このように構成されている部分トランジスタＣＦ２においても、ゲート電極Ｇ１と櫛歯状電極ＣＬ（３）、あるいは、ゲート電極Ｇ１と櫛歯状電極ＣＬ（２）の間にショットキーバリアダイオードＤ２ａ、Ｄ２ｂが接続されていると考えることができる。

このようにして、メアンダ構造をした１つのトランジスタＱ１の回路構成は、図７に示すような等価回路図となる。次に、図７に示す等価回路図を使用して送信端子ＴＸ１に高周波（ＲＦ）電圧（図中では正弦波にて表現）Ｖｉｎが入力される場合を考える。まず、送信端子ＴＸ１に送信信号が入力されると、部分トランジスタＣＦ１、ＣＦ２・・・ＣＦｊがオンしていることから、オン抵抗Ｒｏｎ１、Ｒｏｎ２・・・Ｒｏｎｊを介して送信信号がアンテナ端子ＡＮＴ１から出力される。したがって、オン抵抗Ｒｏｎ１、Ｒｏｎ２・・・Ｒｏｎｊを小さくすれば、オン抵抗Ｒｏｎ１、Ｒｏｎ２・・・Ｒｏｎｊの非線形性に起因した高次高調波の発生を抑制できる。

さらに、送信端子ＴＸ１に高周波（ＲＦ）電圧（図中では正弦波にて表現）Ｖｉｎが入力されると、ゲート電極Ｇ１がゲート抵抗Ｒｇｇ１を介して基準電位（ＧＮＤ電位）に接続されていることから、送信端子ＴＸ１とゲート端子ＴＸ１ｃの間にＲＦ電圧が印加される。具体的には、部分トランジスタＣＦ１において、ゲート抵抗Ｒｇｇ１とショットキーバリアダイオードＤ１ａのインピーダンスにより、ＲＦ電圧が分圧され、ショットキーバリアダイオードＤ１ａにＲＦ電圧Ｖｒｆ１が印加される。同様に、部分トランジスタＣＦ２においても、ゲート抵抗Ｒｇｇ１と抵抗ＲとショットキーバリアダイオードＤ２ａのインピーダンスにより、ＲＦ電圧が分圧され、ショットキーバリアダイオードＤ２ａにＲＦ電圧Ｖｒｆ２が印加される。このようにして部分トランジスタＣＦ１、ＣＦ２・・・ＣＦｊを構成するショットキーバリアダイオードＤ１ａ、Ｄ２ａ・・・Ｄｊａには、ＲＦ電圧Ｖｒｆ１、Ｖｒｆ２・・・Ｖｒｆｊが印加されることになる。

例えば、部分トランジスタＣＦ１に着目すると、ショットキーバリアダイオードＤ１ａにＲＦ電圧Ｖｒｆ１が印加されることになる。ショットキーバリアダイオードＤ１ａにＲＦ電圧Ｖｒｆ１が印加されると、ショットキーバリアダイオードＤ１ａの非線形性により高次高調波が発生する。このショットキーバリアダイオードＤ１ａから発生する高次高調波は、ショットキーバリアダイオードＤ１ａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ１が大きくなるほど大きくなる。したがって、ショットキーバリアダイオードＤ１ａに発生するＲＦ電圧Ｖｒｆ１を小さくすることができれば、高次高調波の発生を抑制することができることがわかる。

ここで、部分トランジスタＣＦ１、ＣＦ２・・・ＣＦｊを構成するショットキーバリアダイオードＤ１ａ、Ｄ２ａ・・・Ｄｊａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ１、Ｖｒｆ２・・・Ｖｒｆｊの大小関係について考えてみる。図７に示すように、部分トランジスタＣＦ１のショットキーバリアダイオードＤ１ａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ１は、ゲート抵抗Ｒｇｇ１とショットキーバリアダイオードＤ１ａのインピーダンスの割合で決定される。これに対し、部分トランジスタＣＦ２のショットキーバリアダイオードＤ２ａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ２は、ゲート抵抗Ｒｇｇ１と、抵抗Ｒと、ショットキーバリアダイオードＤ２ａのインピーダンスの割合で決定される。したがって、部分トランジスタＣＦ１を構成するショットキーバリアダイオードＤ１ａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ１は、部分トランジスタＣＦ２を構成するショットキーバリアダイオードＤ２ａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ２よりも大きくなる。つまり、部分トランジスタＣＦ２では、ゲート配線による抵抗Ｒが存在するため、この抵抗Ｒに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆｇ１だけ、部分トランジスタＣＦ２を構成するショットキーバリアダイオードＤ２ａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ２は、部分トランジスタＣＦ１を構成するショットキーバリアダイオードＤ１ａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ１よりも必然的に小さくなる。同様にして、部分トランジスタＣＦ１〜ＣＦｊに進むにつれて、ショットキーバリアダイオードＤ１ａ、Ｄ２ａ・・・Ｄｊａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ１、Ｖｒｆ２・・・Ｖｒｆｊは徐々に小さくなる。すなわち、ＲＦ電圧Ｖｒｆ１が最も大きくなることがわかる。このとき、ＲＦ電圧が大きくなると、高次高調波の発生も大きくなることから、部分トランジスタＣＦ１において、最も高次高調波が発生しやすくなることがわかる。そして、それぞれの部分トランジスタＣＦ１、ＣＦ２・・・ＣＦｊは並列に接続されていることから、それぞれの部分トランジスタＣＦ１、ＣＦ２・・・ＣＦｊで発生した高次高調波は減衰することなくアンテナ端子ＡＮＴ１からアンテナに出力される。

以上のことから、ゲート端子ＴＸ１ｃ（言い換えれば、ゲート入力側）に最も近い部分トランジスタＣＦ１から発生する高次高調波を抑制することができれば、トランジスタＱ１からの高次高調波の発生を充分に抑制できることがわかる。部分トランジスタＣＦ１において、ショットキーバリアダイオードＤ１ａに印加されるＲＦ電圧を小さくするには、ショットキーバリアダイオードＤ１ａのインピーダンスを小さくすればよい。ここで、ショットキーバリアダイオードＤ１ａのインピーダンスを小さくすることは、部分トランジスタＣＦ１のゲート幅を大きくすればよいことを意味する。そこで、本実施の形態１では、ゲート入力側に最も近い部分トランジスタＣＦ１のゲート幅を大きくしている。具体的には、図６に示すように、櫛歯状電極ＣＬ（１）をその他の櫛歯状電極ＣＬ（２）〜ＣＬ（ｎ）よりも長くするように構成している。言い換えれば、部分トランジスタＣＦ１のフィンガー長Ｌｗ１をその他の部分トランジスタのフィンガー長Ｌｗｊよりも長くしている。これにより、ゲート入力側に最も近い部分トランジスタＣＦ１のゲート幅を大きくすることができる。この結果、部分トランジスタＣＦを構成するショットキーバリアダイオードＤ１ａのインピーダンスが小さくなり、ショットキーバリアダイオードＤ１ａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ１を小さくすることができる。このことから、ショットキーバリアダイオードＤ１ａの非線形性に起因した高次高調波の発生を抑制することができるのである。以上のように、本実施の形態１によれば、規定されたゲート幅の範囲内で、最大限に高次高調波の発生を抑制できることがわかる。このことは、トランジスタＱ１における高次高調波の発生を抑制し、かつ、トランジスタＱ１のオフ容量を低減し、さらに、トランジスタＱ１を形成する面積の低減とコスト低減を実現することができることを意味するものである。

＜高次高調波を低減できる定量的理由＞
次に、本実施の形態１によれば、高次高調波を低減できることを定量的に説明する。本実施の形態１では、図７に示す等価回路図を用いてシミュレーションを行い、送信時にオンしているトランジスタＱ１から発生する高次高調波を算出した。シミュレーションの条件としては、入力信号の電力Ｐｉｎを３５ｄＢｍ、入力信号の周波数を８８０ＭＨｚとしている。このとき、メアンダ構造をしているトランジスタＱ１のゲート幅Ｗｇを２０５０μｍとし、フィンガー本数を２０本に固定して評価している。

図８は、本実施の形態１で実施したシミュレーション結果を示す表である。図８において、ゲート入力側に最も近い部分トランジスタのフィンガー長をフィンガー長Ｌｗ１とし、その他の部分トランジスタのフィンガー長をフィンガー長Ｌｗｎで示している。まず、最も左側のデータについて検討する。最も左側のデータでは、フィンガー長Ｌｗ１とフィンガー長Ｌｗｎとを同じ１０２．５μｍとしている。すなわち、フィンガー長Ｌｗ１／フィンガー長Ｌｗｎの比は１である。これは、個々の部分トランジスタのフィンガー長がすべて同じである場合を示していることになる。この場合、最もゲート入力側に近い部分トランジスタのショットキーバリアダイオードに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ１は１．２３Ｖであり、その他の部分トランジスタのショットキーバリアダイオードに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆｎは１．０８Ｖとなっている。このときトランジスタＱ１から発生する高次高調波（３次高調波３ＨＤ）は、６３．１９ｄＢｃとなっている。

次に、図８の中央のデータについて検討する。中央のデータでは、フィンガー長Ｌｗ１を１５０．００μｍとし、フィンガー長Ｌｗｎを１００．００μｍとしている。すなわち、フィンガー長Ｌｗ１／フィンガー長Ｌｗｎの比は１．５である。これは、ゲート入力側に最も近い部分トランジスタのフィンガー長Ｌｗ１がその他の部分トランジスタのフィンガー長Ｌｗｎよりも大きい場合を示している。つまり、本実施の形態１の特徴を実現している構造となっている。この場合、最もゲート入力側に近い部分トランジスタのショットキーバリアダイオードに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ１は１．１４Ｖであり、その他の部分トランジスタのショットキーバリアダイオードに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆｎは１．００Ｖとなっている。このとき、トランジスタＱ１から発生する高次高調波（３次高調波３ＨＤ）は、６５．２２ｄＢｃとなっている。ここで、３次高調波をデシベルで表示しているが、このデシベル表示は、高次高調波の大きさが入力電力の電力Ｐｉｎからどれだけ減衰させているかを示している。すなわち、３次高調波のデシベル表示が大きくなるほど減衰も大きくなり、３次高調波の大きさが小さくなっていることを示していることになる。したがって、最も左側のデータと中央のデータを比較した場合、最も左側のデータでは高次高調波のレベルが６３．１９ｄＢｃであるのに対し、中央のデータでは高次高調波のレベルが６５．２２ｄＢｃとなっていることから、最も左側のデータよりも中央のデータの方が高次高調波の発生を抑制できていることを示している。つまり、ゲート入力側に最も近い部分トランジスタのフィンガー長Ｌｗ１をその他の部分トランジスタのフィンガー長Ｌｗｎよりも長くすることにより、高次高調波の発生を抑制できることがわかる。

これは、以下のように考えることができる。すなわち、発生する高次高調波の大きさは、部分トランジスタに印加されるＲＦ電圧の大きさに比例して大きくなる。部分トランジスタに印加されるＲＦ電圧は、部分トランジスタを構成するショットキーバリアダイオードのインピーダンスおよび一対のオーミック電極間の抵抗のインピーダンスが大きいと大きくなる。そして、ショットキーバリアダイオードのインピーダンスおよび一対のオーミック電極間の抵抗のインピーダンスは、部分トランジスタのゲート幅（フィンガー長）に依存し、部分トランジスタのゲート幅（フィンガー長）が大きいほど小さくなる。このため、図８に示すように、ゲート入力側に最も近い部分トランジスタのフィンガー長Ｌｗ１を大きくすることにより、部分トランジスタに印加されるＲＦ電圧のうち最も高いＲＦ電圧Ｖｒｆ１が小さくなる結果、高次高調波の発生を抑制できると考えることができる。

さらに、図８の最も右側のデータについて検討する。最も右側のデータでは、フィンガー長Ｌｗ１を１８７．９６μｍとし、フィンガー長Ｌｗｎを９８．００μｍとしている。すなわち、フィンガー長Ｌｗ１／フィンガー長Ｌｗｎの比は１．９２である。これは、ゲート入力側に最も近い部分トランジスタのフィンガー長Ｌｗ１がその他の部分トランジスタのフィンガー長Ｌｗｎよりも大きい場合を示している。つまり、本実施の形態１の特徴をさらに実現している構造となっている。この場合、最もゲート入力側に近い部分トランジスタのショットキーバリアダイオードに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ１は１．０８Ｖであり、その他の部分トランジスタのショットキーバリアダイオードに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆｎは０．９５Ｖとなっている。このとき、トランジスタＱ１から発生する高次高調波（３次高調波３ＨＤ）は、６６．９９ｄＢｃにもなる。

以上のことから、ゲート入力側に最も近い部分トランジスタのフィンガー長Ｌｗ１をその他の部分トランジスタのフィンガー長Ｌｗｎよりも長くすればするほど、高次高調波の発生を抑制することができることがわかる。

（実施の形態２）
前記実施の形態１では、シングルゲート構造のトランジスタに本発明を適用する例を説明したが、本実施の形態２では、デュアルゲート構造のトランジスタに本発明を適用する例について説明する。

図９は、アンテナスイッチの回路構成の一例を示す図である。図９において、アンテナ端子ＡＮＴ１と送信端子ＴＸ１との間にトランジスタＱ１が接続されている。このトランジスタＱ１は、オーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２を有しており、オーミック電極ＯＥ１は送信端子ＴＸ１に接続され、オーミック電極ＯＥ２はアンテナ端子ＡＮＴ１に接続されている。そして、オーミック電極ＯＥ１とオーミック電極ＯＥ２とは、抵抗Ｒｄ１および抵抗Ｒｄ２により接続されている。さらに、トランジスタＱ１はデュアルゲート構造をしており、２本のゲート電極Ｇ１ａとゲート電極Ｇ１ｂとを有している。このゲート電極Ｇ１ａはゲート抵抗Ｒｇｇ１およびゲート抵抗Ｒｇｇ１２を介してゲート端子ＴＸ１ｃと接続されている。同様に、ゲート電極Ｇ１ｂはゲート抵抗Ｒｇｇ２およびゲート抵抗Ｒｇｇ１２を介してゲート端子ＴＸ１ｃと接続されている。

一方、本実施の形態２では、２つの受信端子ＲＸ１、ＲＸ２を有しており、アンテナ端子ＡＮＴ１と受信端子ＲＸ１との間には、トリプルゲート構造のトランジスタＱｃとトランジスタＱｒ１が接続されている。トランジスタＱｃのゲート電極はゲート端子ＲＸｃと接続され、トランジスタＱｒ１のゲート電極はゲート端子ＲＸ１ｃと接続されている。同様に、アンテナ端子ＡＮＴ１と受信端子ＲＸ２との間には、トリプルゲート構造のトランジスタＱｃとトランジスタＱｒ２が接続されている。トランジスタＱｃのゲート電極はゲート端子ＲＸｃと接続され、トランジスタＱｒ２のゲート電極はゲート端子ＲＸ２ｃと接続されている。このようにアンテナ端子ＡＮＴ１と受信端子ＲＸ１の間、あるいは、アンテナ端子ＡＮＴ１と受信端子ＲＸ２の間に、トランジスタを多段に接続しているのは、送信時にオフするトランジスタのオフ容量を分割して、個々のオフ容量に印加されるＲＦ電圧を小さくすることにより、高次高調波の発生を抑制するためである。同様に、トリプルゲート構造のトランジスタＱｃを採用している理由も同様である。

本実施の形態２におけるアンテナスイッチは上記のように構成されており、以下に、アンテナ端子ＡＮＴ１と送信端子ＴＸ１との間に接続されているデュアルゲート構造のトランジスタＱ１に本発明の技術的思想を適用する例について説明する。図１０は、デュアルゲート構造のトランジスタＱ１のレイアウト構成を示す図である。図１０に示すように、本実施の形態２におけるトランジスタＱ１は、図５に示す前記実施の形態１におけるトランジスタＱ１と同様にメアンダ構造をしている。本実施の形態２では、デュアルゲート構造をしているので、複数の櫛歯状電極ＣＬ（１）、ＣＬ（３）・・・ＣＬ（２ｊ＋１）と複数の櫛歯状電極ＣＬ（２）、ＣＬ（４）・・・ＣＬ（ｎ）の間に形成される隙間に沿って２本のゲート電極Ｇ１ａとゲート電極Ｇ１ｂが並行するように形成されている。つまり、ゲート電極Ｇ１ａおよびゲート電極Ｇ１ｂは、複数の櫛歯状電極ＣＬ（１）、ＣＬ（３）・・・ＣＬ（２ｊ＋１）と複数の櫛歯状電極ＣＬ（２）、ＣＬ（４）・・・ＣＬ（ｎ）の間に形成される隙間を縫うように延在している。

本実施の形態２でも、櫛歯状電極ＣＬ（１）（フィンガー長Ｌｗ１）をその他の櫛歯状電極ＣＬ（ｊ）（フィンガー長Ｌｗｊ）よりも長くすることに特徴がある。ここでいう櫛歯状電極ＣＬ（１）（フィンガー長Ｌｗ１）は、ゲート電極Ｇ１ａ、Ｇ１ｂの入力側に最も近い櫛歯状電極を示している。つまり、図１０において、ゲート端子ＴＸ１ｃからゲート抵抗Ｒｇｇ１２とゲート抵抗Ｒｇｇ１を介してゲート電極Ｇ１ａが延在し、かつ、ゲート端子ＴＸ１ｃからゲート抵抗Ｒｇｇ１２とゲート抵抗Ｒｇｇ２を介してゲート電極Ｇ１ｂが延在しているが、メアンダ構造を構成する櫛歯状電極ＣＬ（ｊ）（フィンガー長Ｌｗｊ）のうちゲート端子ＴＸ１ｃに接続されているゲート電極Ｇ１ａ、Ｇ１ｂの入力側に最も近い櫛歯状電極ＣＬ（１）（フィンガー長Ｌｗ１）の長さを最も長くすることに特徴がある点は前記実施の形態１と同様である。このように構成することにより、前記実施の形態１と同様に、規定された範囲内のゲート幅において、最大限に高次高調波の発生を抑制することができるのである。なお、本実施の形態２では、デュアルゲート構造のトランジスタＱ１に本発明の技術的思想を適用する例について説明したが、これに限らず、例えば、トリプルゲート構造のトランジスタに本発明の技術的思想を適用してもよい。

（実施の形態３）
本実施の形態３では、メアンダ構造を有するトランジスタにおいて、櫛歯状電極の長さ（フィンガー長）がゲート電極に制御信号を入力する入力側から遠くなるにつれて短くなる例について説明する。

図１１は本実施の形態３におけるトランジスタＱ１のレイアウト構成を示している。図１１に示すように、本実施の形態３におけるトランジスタＱ１も前記実施の形態２と同様にデュアルゲート構造をし、かつ、メアンダ構造をしている。図１１において、本実施の形態３におけるトランジスタＱ１の特徴は、櫛歯状電極ＣＬ（１）〜ＣＬ（ｎ）の長さが徐々に短くなっている点にある。すなわち、櫛歯状電極ＣＬ（１）〜ＣＬ（ｎ）において、櫛歯状電極ＣＬ（１）の長さ＞櫛歯状電極ＣＬ（２）の長さ＞・・・＞櫛歯状電極ＣＬ（ｎ）の長さという関係が成立している。言い換えれば、フィンガー長Ｌｗ１〜Ｌｗｎにおいて、フィンガー長Ｌｗ１＞フィンガー長Ｌｗ２＞・・・＞フィンガー長Ｌｗｎの関係が成立するように櫛歯状電極ＣＬ（１）〜ＣＬ（ｎ）が形成されている。

これにより、本実施の形態３においても、ゲート電極に制御信号を入力する入力側に最も近い部分トランジスタの櫛歯状電極ＣＬ（１）（フィンガー長Ｌｗ１）を最も長くすることができるので、前記実施の形態１と同様に、規定された範囲内のゲート幅において、最大限に高次高調波の発生を抑制することができる。つまり、本実施の形態３では、最もＲＦ電圧が高くなる部分トランジスタ（ゲート入力側に最も近い部分トランジスタ）のゲート幅（フィンガー長Ｌｗ１）を長くすることにより、この部分トランジスタに印加されるＲＦ電圧を小さくして高次高調波の発生を抑制している。そして、ゲート入力側から離れた部分トランジスタについては、ゲート入力側に最も近い部分トランジスタに比べて印加されるＲＦ電圧が徐々に小さくなっていくことから、フィンガー長Ｌｗｊを徐々に短くしている。これにより、部分トランジスタ全体（トランジスタＱ１）のゲート幅を大幅に大きくすることなく、高次高調波の発生を効果的に抑制することができるのである。すなわち、本実施の形態３によれば、トランジスタＱ１のオフ時におけるオフ容量を低減しつつ、オン時における高次高調波の発生を抑制することができる。

（実施の形態４）
前記実施の形態１では、アンテナスイッチを構成するトランジスタとして高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）を使用する例について説明したが、本実施の形態４では、アンテナスイッチを構成するトランジスタとしてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用する例について説明する。

図１２は、アンテナスイッチを構成するトランジスタとして使用されるＭＯＳＦＥＴの構造を示す断面図である。図１２に示すように、半導体基板３０上に、例えば、酸化シリコン膜からなる埋め込み絶縁層３１が形成され、この埋め込み絶縁層３１上にシリコン層（活性層）３２が形成されている。つまり、本実施の形態４では、半導体基板３０と、埋め込み絶縁層３１と、シリコン層３２よりなるＳＯＩ（Silicon on Insulator）基板上にＭＯＳＦＥＴが形成されている。このＭＯＳＦＥＴは、シリコン層３２に形成された素子分離領域ＳＴＩで区画された活性領域に形成されている。具体的に、ＭＯＳＦＥＴは、シリコン層３２上に形成されたゲート絶縁膜ＧＯＸを有し、このゲート絶縁膜ＧＯＸ上にゲート電極Ｇを有している。ゲート絶縁膜ＧＯＸは、例えば、酸化シリコン膜から形成され、ゲート電極Ｇは、例えば、ポリシリコン膜とシリサイド膜の積層膜から形成される。

そして、ゲート電極Ｇの両側の側壁には、例えば、酸化シリコン膜からなるサイドウォールＳＷが形成され、このサイドウォールＳＷ直下のシリコン層３２内にゲート電極Ｇに整合して不純物拡散領域であるエクステンション領域ＥＸが形成されている。そして、エクステンション領域ＥＸの外側にサイドウォールＳＷに整合したソース領域Ｓ１およびドレイン領域Ｄ１が形成されている。エクステンション領域ＥＸおよびソース領域Ｓ１、ドレイン領域Ｄ１は、リンや砒素などのｎ型不純物を導入した半導体領域であり、エクステンション領域ＥＸに導入されている不純物量は、ソース領域Ｓ１やドレイン領域Ｄ１に導入されている不純物量よりも少なくなっている。

以上のようにして、本実施の形態３におけるＭＯＳＦＥＴが構成されており、このＭＯＳＦＥＴ上に層間絶縁膜ＩＬが形成されている。そして、この層間絶縁膜ＩＬを貫通してソース領域Ｓ１やドレイン領域Ｄ１に達するプラグＰＬＧが形成されている。層間絶縁膜ＩＬ上には、プラグＰＬＧと電気的に接続される配線Ｌ１が形成されている。

本実施の形態４では、ＭＯＳＦＥＴをＳＯＩ基板上に形成しているが、ＭＯＳＦＥＴをＳＯＩ基板上に形成することで、完全に素子分離することができ、また、ソース領域Ｓ１あるいはドレイン領域Ｄ１の容量を低減することができる。このため、集積密度や動作速度の向上、高耐圧化やラッチアップフリー化を実現できる利点がある。

上述したＭＯＳＦＥＴは、アンテナスイッチを構成するトランジスタとして機能するが、その平面構造は、前記実施の形態１と同様にメアンダ構造をしている（図５参照）。したがって、図１２に示すソース領域Ｓ１が、例えば、櫛歯状電極ＣＬ（１）を構成し、ドレイン領域Ｄ１が櫛歯状電極ＣＬ（２）を構成する。この櫛歯状電極ＣＬ（１）はオーミック電極ＯＥ１に接続され、櫛歯状電極ＣＬ（２）はオーミック電極ＯＥ２に接続されている。

ＭＯＳＦＥＴを使用したメアンダ構造においても、図５に示すように、櫛歯状電極ＣＬ（１）（フィンガー長Ｌｗ１）をその他の櫛歯状電極ＣＬ（ｊ）（フィンガー長Ｌｗｊ）よりも長くすることに特徴がある。ここでいう櫛歯状電極ＣＬ（１）（フィンガー長Ｌｗ１）は、ゲート電極Ｇ１の入力側に最も近い櫛歯状電極を示している。つまり、図５において、ゲート端子ＴＸ１ｃからゲート抵抗Ｒｇｇ１を介してゲート電極Ｇ１が延在しているが、メアンダ構造を構成する櫛歯状電極ＣＬ（ｊ）（フィンガー長Ｌｗｊ）のうちゲート端子ＴＸ１ｃに接続されているゲート電極Ｇ１の入力側に最も近い櫛歯状電極ＣＬ（１）（フィンガー長Ｌｗ１）の長さを最も長くすることに特徴がある点は前記実施の形態１と同様である。このように構成することにより、前記実施の形態１と同様に、規定された範囲内のゲート幅において、最大限に高次高調波の発生を抑制することができるのである。

このようにＭＯＳＦＥＴを使用したメアンダ構造においても、本発明が有効であることについて説明する。図１３は、メアンダ構造をした１つのトランジスタのオン時における等価回路図である。図１３は図７とほぼ同様の構成をしている。図１３と図７の異なる点は、例えば、部分トランジスタＣＦ１において、ゲート電極Ｇ１と櫛歯状電極ＣＬ（１）との間に接続される素子が容量Ｃ１ａとなっている点である。さらに、ゲート電極Ｇ１と櫛歯状電極ＣＬ（２）との間にも容量Ｃ１ｂが接続されている。同様に、部分トランジスタＣＦ２においても、ゲート電極Ｇ１と櫛歯状電極ＣＬ（３）との間に接続される素子が容量Ｃ２ａとなっており、ゲート電極Ｇ１と櫛歯状電極ＣＬ（２）との間にも容量Ｃ２ｂが接続されている。したがって、図７と図１３では、例えば、部分トランジスタＣＦ１において、ゲート電極Ｇ１と櫛歯状電極ＣＬ（１）との間に接続される素子がショットキーバリアダイオードか容量かの相違があることになる。これは、図７に示す前記実施の形態１ではトランジスタとしてＨＥＭＴを使用しているのに、図１３に示す本実施の形態４ではトランジスタとしてＭＯＳＦＥＴを使用しているからである。つまり、ＨＥＭＴの場合、ゲート電極Ｇと基板とはショットキー接合しているのに対し、ＭＯＳＦＥＴの場合、ゲート電極Ｇと基板とはゲート絶縁膜ＧＯＸを容量絶縁膜とする容量として形成されているからである。

図１３において、例えば、部分トランジスタＣＦ１に着目すると、容量Ｃ１ａにＲＦ電圧Ｖｒｆ１が印加されることになる。容量Ｃ１ａにＲＦ電圧Ｖｒｆ１が印加されると、高次高調波が発生する。この容量Ｃ１ａから発生する高次高調波は、容量Ｃ１ａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ１が大きくなるほど大きくなる。したがって、本実施の形態４においても、容量Ｃ１ａに発生するＲＦ電圧Ｖｒｆ１を小さくすることができれば、高次高調波の発生を抑制することができることがわかる。

ここで、部分トランジスタＣＦ１、ＣＦ２・・・ＣＦｊを構成する容量Ｃ１ａ、Ｃ２ａ・・・Ｃｊａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ１、Ｖｒｆ２・・・Ｖｒｆｊの大小関係について考えてみる。図１３に示すように、部分トランジスタＣＦ１の容量Ｃ１ａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ１は、ゲート抵抗Ｒｇｇ１と容量Ｃ１ａのインピーダンスの割合で決定される。これに対し、部分トランジスタＣＦ２の容量Ｃ２ａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ２は、ゲート抵抗Ｒｇｇ１と、抵抗Ｒと、容量Ｃ２ａのインピーダンスの割合で決定される。したがって、部分トランジスタＣＦ１を構成する容量Ｃ１ａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ１は、部分トランジスタＣＦ２を構成する容量Ｃ２ａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ２よりも大きくなる。つまり、部分トランジスタＣＦ２では、ゲート配線による抵抗Ｒが存在するため、この抵抗Ｒに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆｇ１だけ、部分トランジスタＣＦ２を構成する容量Ｃ２ａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ２は、部分トランジスタＣＦ１を構成する容量Ｃ１ａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ１よりも必然的に小さくなる。同様にして、部分トランジスタＣＦ１〜ＣＦｊに進むにつれて、容量Ｃ１ａ、Ｃ２ａ・・・Ｃｊａに印加されるＲＦ電圧Ｖｒｆ１、Ｖｒｆ２・・・Ｖｒｆｊは徐々に小さくなる。すなわち、ＲＦ電圧Ｖｒｆ１が最も大きくなることがわかる。このとき、ＲＦ電圧が大きくなると、高次高調波の発生も大きくなることから、部分トランジスタＣＦ１において、最も高次高調波が発生しやすくなることがわかる。

以上のことから、本実施の形態４でも、ゲート端子ＴＸ１ｃ（言い換えれば、ゲート入力側）に最も近い部分トランジスタＣＦ１から発生する高次高調波を抑制することができれば、トランジスタＱ１からの高次高調波の発生を充分に抑制できることがわかる。部分トランジスタＣＦ１において、容量Ｃ１ａに印加されるＲＦ電圧を小さくするには、容量Ｃ１ａのインピーダンスを小さくすればよい。ここで、容量Ｃ１ａのインピーダンスを小さくすることは、部分トランジスタＣＦ１のゲート幅を大きくすればよいことを意味する。したがって、本実施の形態４のようにＭＯＳＦＥＴを使用したメアンダ構造においても、本発明の技術的思想が有効に作用することがわかる。

本実施の形態４では、ＳＯＩ基板上にＭＩＳＦＥＴを形成する例について説明したが、例えば、ＳＯＩ基板に代えてＳＯＳ（Silicon on Sapphire）基板上にＭＯＳＦＥＴを形成する場合にも適用することができる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。

前記実施の形態では、送信時にオンするトランジスタに本発明の技術的思想を適用する例について説明したが、これに限らず、例えば、受信時にオンする（言い換えれば、送信時にオフする）トランジスタに本発明の技術的思想を適用することもできる。

本発明は、半導体装置を製造する製造業に幅広く利用することができる。

携帯電話機の送受信部の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１におけるＲＦモジュールの回路ブロック構成を示す図である。 アンテナスイッチを構成する回路の一例を示す図である。 高電子移動度トランジスタの構成を示す断面図である。 実施の形態１におけるトランジスタのレイアウト構成を示す図である。 実施の形態１におけるメアンダ構造を示す平面図である。 メアンダ構造をした１つのトランジスタ（ＨＥＭＴ）のオン時における等価回路図である。 実施の形態１で実施したシミュレーション結果を示す表である。 実施の形態２において、アンテナスイッチを構成する回路の一例を示す図である。 実施の形態２におけるトランジスタのレイアウト構成を示す図である。 実施の形態３におけるトランジスタのレイアウト構成を示す図である。 実施の形態４におけるＭＯＳＦＥＴの構成を示す断面図である。 実施の形態４において、メアンダ構造をした１つのトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）のオン時における等価回路図である。

符号の説明

１ 携帯電話機
２ アプリケーションプロセッサ
３ メモリ
４ ベースバンド部
５ ＲＦＩＣ
６ 電力増幅器
７ ＳＡＷフィルタ
８ アンテナスイッチ
９ アンテナ
１０ａ 整合回路
１０ｂ 整合回路
１１ 制御回路
１２ａ 出力整合回路
１２ｂ 出力整合回路
１３ａ 検波回路
１３ｂ 検波回路
１４ デコーダ
２０ 半絶縁性基板
２１ エピタキシャル層
２２ バッファ層
２３ ＡｌＧａＡｓ層
２４ ｎ型ＧａＡｓ層
３０ 半導体基板
３１ 埋め込み絶縁層
３２ シリコン層
ＡＮＴ アンテナ
ＡＮＴ１ アンテナ端子
Ｃ１ａ 容量
Ｃ１ｂ 容量
Ｃ２ａ 容量
Ｃ２ｂ 容量
ＣＦ１ 部分トランジスタ
ＣＦ２ 部分トランジスタ
ＣＬ（１） 櫛歯状電極
ＣＬ（２） 櫛歯状電極
ＣＬ（３） 櫛歯状電極
ＣＬ（４） 櫛歯状電極
ＣＬ（２ｊ＋１） 櫛歯状電極
ＣＬ（ｎ−１） 櫛歯状電極
ＣＬ（ｎ）櫛歯状電極
Ｄ１ ドレイン領域
Ｄ１ａ ショットキーバリアダイオード
Ｄ１ｂ ショットキーバリアダイオード
Ｄ２ａ ショットキーバリアダイオード
Ｄ２ｂ ショットキーバリアダイオード
Ｄｉ ダイプレクサ
ＥＸ エクステンション領域
Ｇ ゲート電極
Ｇ１ ゲート電極
Ｇ１ａ ゲート電極
Ｇ１ｂ ゲート電極
Ｇ２ａ ゲート電極
Ｇ２ｂ ゲート電極
ＧＯＸ ゲート絶縁膜
ＨＢ 増幅回路
ＨＰＡ ＲＦモジュール
ＩＬ 層間絶縁膜
Ｌ１ 配線
ＬＢ 増幅回路
ＬＰＦ１ ローパスフィルタ
ＬＰＦ２ ローパスフィルタ
ＬＷ１ フィンガー長
ＬＷｎ フィンガー長
ＭＲ メサ領域
ＯＥ１ オーミック電極
ＯＥ２ オーミック電極
ＯＥ３ オーミック電極
ＯＥ４ オーミック電極
ＰＬＧ プラグ
Ｑ１ トランジスタ
Ｑ２ トランジスタ
Ｑｃ トランジスタ
Ｑｒ１ トランジスタ
Ｑｒ２ トランジスタ
Ｒｄ１ 抵抗
Ｒｄ２ 抵抗
Ｒｄ３ 抵抗
Ｒｄ４ 抵抗
Ｒｇｇ１ ゲート抵抗
Ｒｇｇ２ ゲート抵抗
Ｒｇｇ３ ゲート抵抗
Ｒｇｇ４ ゲート抵抗
Ｒｇｇ１２ ゲート抵抗
Ｒｏｎ１ オン抵抗
Ｒｏｎ２ オン抵抗
ＲＸ１ 受信端子
ＲＸ１ｃ ゲート端子
ＲＸ２ 受信端子
ＲＸ２ｃ ゲート端子
ＲＸ３ 受信端子
ＲＸ４ 受信端子
ＲＸｃ ゲート端子
Ｓ１ ソース領域
ＳＴＩ 素子分離領域
ＳＷ サイドウォール
ＴＸ１ 送信端子
ＴＸ１ｃ ゲート端子
ＴＸ（ＨＢ）ｉｎ 入力端子
ＴＸ（ＬＢ）ｉｎ 入力端子
Ｖｃｔ 直流電源
Ｖｉｎ 高周波電圧
Ｖｒｆ１ ＲＦ電圧
Ｖｒｆ２ ＲＦ電圧
Ｖｒｆｇ１ ＲＦ電圧

Claims (18)

1. 半導体基板上に形成された電界効果トランジスタを備え、
   前記電界効果トランジスタは、
   （ａ）前記半導体基板の第１方向に延在し、互いに対向するように配置された第１オーミック電極および第２オーミック電極と、
   （ｂ）前記第１オーミック電極の前記第２オーミック電極と対向する対向面から前記第１方向と交差する第２方向に突き出た複数の第１櫛歯状電極と、
   （ｃ）前記第２オーミック電極の前記第１オーミック電極と対向する対向面から前記第１方向と交差する前記第２方向に突き出た複数の第２櫛歯状電極と、
   （ｄ）前記複数の第１櫛歯状電極と前記複数の第２櫛歯状電極とを交互に櫛歯状に配置することにより、前記複数の第１櫛歯状電極と前記複数の第２櫛歯状電極の間に形成される隙間に沿って延在するゲート電極とを有する半導体装置であって、
   前記複数の第１櫛歯状電極と前記複数の第２櫛歯状電極を含む櫛歯状電極のうち、前記ゲート電極に制御信号を入力する入力側に最も近い櫛歯状電極の長さを、その他の櫛歯状電極の長さよりも長くすることを特徴とする半導体装置。
2. 請求項１記載の半導体装置であって、
   前記複数の第１櫛歯状電極と前記複数の第２櫛歯状電極の間に形成される隙間に沿って、互いに並行する複数のゲート電極が延在していることを特徴とする半導体装置。
3. 請求項１記載の半導体装置であって、
   前記ゲート電極に制御信号を入力する入力側に最も近い櫛歯状電極の長さが、櫛歯状電極の中で最も長さが長いことを特徴とする半導体装置。
4. 請求項１記載の半導体装置であって、
   前記複数の第１櫛歯状電極の長さがそれぞれ異なり、かつ、前記複数の第２櫛歯状電極の長さもそれぞれ異なることを特徴とする半導体装置。
5. 請求項４記載の半導体装置であって、
   前記複数の第１櫛歯状電極と前記複数の第２櫛歯状電極を含む櫛歯状電極の長さが、前記ゲート電極に制御信号を入力する入力側から遠くなるにつれて、短くなることを特徴とする半導体装置。
6. 請求項１記載の半導体装置であって、
   前記電界効果トランジスタは、高電子移動度トランジスタであることを特徴とする半導体装置。
7. 請求項６記載の半導体装置であって、
   前記ゲート電極と前記半導体基板の間には半導体層が形成されており、
   前記ゲート電極と前記半導体層の境界にはショットキー接合が形成されていることを特徴とする半導体装置。
8. 請求項７記載の半導体装置であって、
   前記半導体基板は化合物半導体から形成されていることを特徴とする半導体装置。
9. 請求項１記載の半導体装置であって、
   前記ゲート電極と前記半導体基板の間にゲート絶縁膜が形成されていることを特徴とする半導体装置。
10. 請求項９記載の半導体装置であって、
    前記半導体基板はＳＯＩ基板、もしくは、ＳＯＳ基板であることを特徴とする半導体装置。
11. 送信信号の送信と受信信号の受信を切り替えるアンテナスイッチを半導体基板上に備え、
    前記アンテナスイッチは、
    （ａ）前記送信信号を入力する第１端子と、
    （ｂ）アンテナに接続された第２端子と、
    （ｃ）前記受信信号を出力する第３端子と、
    （ｄ）前記第１端子と前記第２端子との間に接続された第１スイッチング素子と、
    （ｅ）前記第２端子と前記第３端子との間に接続された第２スイッチング素子とを有し、
    前記送信信号の送信時に、前記第１スイッチング素子は導通状態となり、かつ、前記第２スイッチング素子は非導通状態となる一方、前記受信信号の受信時に、前記第１スイッチング素子は非導通となり、かつ、前記第２スイッチング素子は導通状態となる半導体装置であって、
    前記第１スイッチング素子は電界効果トランジスタから構成され、
    前記電界効果トランジスタは、
    （ｆ１）前記半導体基板の第１方向に延在し、互いに対向するように配置された第１オーミック電極および第２オーミック電極と、
    （ｆ２）前記第１オーミック電極の前記第２オーミック電極と対向する対向面から前記第１方向と交差する第２方向に突き出た複数の第１櫛歯状電極と、
    （ｆ３）前記第２オーミック電極の前記第１オーミック電極と対向する対向面から前記第１方向と交差する前記第２方向に突き出た複数の第２櫛歯状電極と、
    （ｆ４）前記複数の第１櫛歯状電極と前記複数の第２櫛歯状電極とを交互に櫛歯状に配置することにより、前記複数の第１櫛歯状電極と前記複数の第２櫛歯状電極の間に形成される隙間に沿って延在するゲート電極とを有し、
    前記複数の第１櫛歯状電極と前記複数の第２櫛歯状電極を含む櫛歯状電極のうち、前記ゲート電極に制御信号を入力する入力側に最も近い櫛歯状電極の長さを、その他の櫛歯状電極の長さよりも長くすることを特徴とする半導体装置。
12. 請求項１１記載の半導体装置であって、
    前記第２スイッチング素子も前記第１スイッチング素子と同様の構成をしている前記電界効果トランジスタから構成されていることを特徴とする半導体装置。
13. 請求項１１記載の半導体装置であって、
    前記複数の第１櫛歯状電極と前記複数の第２櫛歯状電極の間に形成される隙間に沿って、互いに並行する複数のゲート電極が延在していることを特徴とする半導体装置。
14. 請求項１１記載の半導体装置であって、
    前記ゲート電極に制御信号を入力する入力側に最も近い櫛歯状電極の長さが、櫛歯状電極の中で最も長さが長いことを特徴とする半導体装置。
15. 請求項１１記載の半導体装置であって、
    前記複数の第１櫛歯状電極の長さがそれぞれ異なり、かつ、前記複数の第２櫛歯状電極の長さもそれぞれ異なることを特徴とする半導体装置。
16. 請求項１５記載の半導体装置であって、
    前記複数の第１櫛歯状電極と前記複数の第２櫛歯状電極を含む櫛歯状電極の長さが、前記ゲート電極に制御信号を入力する入力側から遠くなるにつれて、短くなることを特徴とする半導体装置。
17. （ａ）送信信号を増幅する第１増幅器と、
    （ｂ）前記送信信号の送信時に、前記第１増幅器で増幅された前記送信信号をアンテナから送信されるようにスイッチング動作し、受信信号の受信時に、前記アンテナで受信した受信信号を受信回路へ出力するようにスイッチング動作するアンテナスイッチを備え、
    前記アンテナスイッチは、
    （ｂ１）前記送信信号を入力する第１端子と、
    （ｂ２）アンテナに接続された第２端子と、
    （ｂ３）前記受信信号を出力する第３端子と、
    （ｂ４）前記第１端子と前記第２端子との間に接続された第１スイッチング素子と、
    （ｂ５）前記第２端子と前記第３端子との間に接続された第２スイッチング素子とを有し、
    前記送信信号の送信時に、前記第１スイッチング素子は導通状態となり、かつ、前記第２スイッチング素子は非導通状態となる一方、前記受信信号の受信時に、前記第１スイッチング素子は非導通となり、かつ、前記第２スイッチング素子は導通状態となる半導体装置であって、
    前記第１スイッチング素子は電界効果トランジスタから構成され、
    前記電界効果トランジスタは、
    （ｃ１）半導体基板の第１方向に延在し、互いに対向するように配置された第１オーミック電極および第２オーミック電極と、
    （ｃ２）前記第１オーミック電極の前記第２オーミック電極と対向する対向面から前記第１方向と交差する第２方向に突き出た複数の第１櫛歯状電極と、
    （ｃ３）前記第２オーミック電極の前記第１オーミック電極と対向する対向面から前記第１方向と交差する前記第２方向に突き出た複数の第２櫛歯状電極と、
    （ｃ４）前記複数の第１櫛歯状電極と前記複数の第２櫛歯状電極とを交互に櫛歯状に配置することにより、前記複数の第１櫛歯状電極と前記複数の第２櫛歯状電極の間に形成される隙間に沿って延在するゲート電極とを有し、
    前記複数の第１櫛歯状電極と前記複数の第２櫛歯状電極を含む櫛歯状電極のうち、前記ゲート電極に制御信号を入力する入力側に最も近い櫛歯状電極の長さを、その他の櫛歯状電極の長さよりも長くすることを特徴とする半導体装置。
18. 請求項１７記載の半導体装置であって、
    前記半導体装置は、携帯電話機のＲＦモジュールを構成していることを特徴とする半導体装置。

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