JP5375307B2 - 半導体装置 - Google Patents

Description

本発明は、半導体装置に関し、特に、移動体通信機器などに搭載されるアンテナスイッチを含む半導体装置に適用して有効な技術に関するものである。

特開２００８−１１１３１号公報（特許文献１）には、アンテナ端子と複数の信号端子との間にＦＥＴ（Field Effect Transistor）を備えるアンテナスイッチにおいて、高次高調波歪を低減するために、アンテナ電圧を上昇させる回路構成をとる技術が記載されている。言い換えれば、高次高調波歪を低減するために、オフ状態となっているＦＥＴを深いオフ状態とする技術が記載されている。

特開２００８−１７１７０号公報（特許文献２）には、複数段のＦＥＴから構成されたスイッチ回路において、高次高調波歪を低減させるため、ＦＥＴの少なくとも１つのしきい値電圧を他のＦＥＴよりも高く設定する技術が記載されている。

特開２００８−１１１３１号公報 特開２００８−１７１７０号公報

近年の携帯電話機では音声通話機能だけでなく様々なアプリケーション機能が追加されている。すなわち、携帯電話機を用いた配信音楽の視聴、動画伝送、データ転送などの音声通話機能以外の機能が携帯電話機に追加されている。このような携帯電話機の多機能化に伴い、世界各国での周波数帯（ＧＳＭ（Global System for Mobile communications）帯、ＰＣＳ（Personal Communication Services）帯など）や変調方式（ＧＳＭ、ＥＤＧＥ（Enhanced Data rates for GSM Evolution）、ＷＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiplex Access）など）が多数存在することになっている。したがって、携帯電話機では、複数の異なる周波数帯や異なる変調方式に対応した送受信信号に対応する必要がある。このことから、携帯電話機では、これらの送受信信号の送信と受信とを１つのアンテナで共用し、アンテナスイッチによってアンテナとの接続を切り替えることが行なわれている。

例えば、ＧＳＭ携帯電話機においては、送信信号の電力が１Ｗを超えるなど大電力になることが普通であり、アンテナスイッチには、大電力の送信信号の高品質性を確保し、かつ、他の周波数帯の通信に悪影響を与える妨害波（高次高調波歪）の発生を低減する性能が要求される。このため、アンテナスイッチを構成するスイッチング素子として電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を使用する場合、この電界効果トランジスタには、高耐圧性だけでなく、高次高調波歪を低減できる性能が要求される。

アンテナスイッチは、例えば、アンテナ端子と送信端子との間にスイッチとして機能する送信用ＦＥＴが接続され、アンテナ端子と受信端子との間にスイッチとして機能する受信用ＦＥＴが接続された構成をしている。送信信号をアンテナから送信する場合は、送信用ＦＥＴをオンし、受信用ＦＥＴをオフする。一方、受信信号をアンテナから受信する場合は、送信ＦＥＴをオフし、受信用ＦＥＴをオンする。したがって、アンテナスイッチでは、送信信号を送信する場合と、受信信号を受信する場合の両方で、オンしているＦＥＴとオフしているＦＥＴが存在することになる。

このとき、アンテナスイッチから発生する高次高調波歪は、オンしているＦＥＴと、オフしているＦＥＴの両方から発生する。オフしているＦＥＴから発生する高次高調波歪は、オフしているＦＥＴを深いオフ状態にすることで低減することができる。すなわち、オフしているＦＥＴのソース領域を基準としたゲート電極の電位（逆バイアスという）が負で、かつ、ゲート電極の電位の絶対値が大きいほど、オフしているＦＥＴから発生する高次高調波歪を低減できる。これは、オフしているＦＥＴにおいて、ゲート電極とソース領域（あるいはドレイン領域）間の容量の非線形性が、逆バイアスを大きくするほど小さくなるからである。一方、オンしているＦＥＴから発生する高次高調波歪は、非線形性を有するオン抵抗と正の相関を持っており、オン抵抗が大きくなると、発生する高次高調波歪も増加する。このように、アンテナスイッチから発生する高次高調波歪を抑制するには、オフしているＦＥＴから発生する高次高調波歪と、オンしているＦＥＴから発生する高次高調波歪の両方を抑制する必要があることがわかる。

ここで、携帯電話機の通信方式として、例えば、時分割多重接続方式（ＴＤＭＡ方式）がある。時分割多重接続方式とは、伝送に用いる搬送周波数をタイムスロットと呼ばれる単位で分割し、同一周波数において、複数の通信を可能とする技術である。例えば、時分割多重接続方式では、１フレーム（４．６１５ｍｓｅｃ）内に８つのタイムスロット（５７６．９μｓｅｃ）を有し、各タイムスロットに送信モードや受信モードを割り当てることにより、複数の通信を可能とするものである。このとき、本発明者は、複数のタイムスロットに割り当てるモードの組み合わせにより、アンテナスイッチから発生する高次高調波歪の大きさに相違があることを新たに見出した。具体的には、受信モードの直後のタイムスロットが送信モードである場合に発生する高次高調波歪が、例えば、送信モードだけが存在する試験モード（ローカルモード）である場合に発生する高次高調波歪よりも大きくなることを本発明者は見出した。つまり、受信モードから送信モードに切り替える場合に、高次高調波歪が増加する問題点があることを本発明者は見出した。

本発明の目的は、送信時における高次高調波歪の発生を抑制することができる技術を提供することにある。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。

代表的な実施の形態による半導体装置は、（ａ）アンテナと電気的に接続されるアンテナ端子と、（ｂ）送信信号が伝達される送信端子と、（ｃ）受信信号が伝達される受信端子とを備える。そして、（ｄ）前記送信端子と前記アンテナ端子との間に接続され、スイッチとして機能する送信用ＦＥＴと、（ｅ）前記受信端子と前記アンテナ端子との間に接続され、スイッチとして機能する受信用ＦＥＴと、（ｆ）前記送信用ＦＥＴおよび前記受信用ＦＥＴのオン／オフを制御する制御信号を入力する制御端子とを備える。このとき、前記送信用ＦＥＴは、（ｄ１）半導体基板内に離間して形成された一対の第１ソース領域および第１ドレイン領域と、（ｄ２）前記第１ソース領域と前記第１ドレイン領域の間の前記半導体基板上に形成され、前記制御端子と接続された第１ゲート電極とを有する。一方、前記受信用ＦＥＴは、（ｅ１）前記半導体基板内に離間して形成された一対の第２ソース領域および第２ドレイン領域と、（ｅ２）前記第２ソース領域と前記第２ドレイン領域の間の前記半導体基板上に形成され、前記制御端子と接続された第２ゲート電極とを有する。ここで、前記送信信号を前記アンテナから送信する際には、前記制御端子から入力される前記制御信号により、前記送信用ＦＥＴの前記第１ソース領域を基準とした前記第１ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも高い第１電位を印加して前記送信用ＦＥＴをオンさせるとともに、前記受信用ＦＥＴの前記第２ソース領域を基準にした前記第２ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも低い第２電位を印加して前記受信用ＦＥＴをオフさせる。一方、前記受信信号を前記アンテナから受信する際には、前記制御端子から入力される前記制御信号により、前記送信用ＦＥＴの前記第１ソース領域を基準にした前記第１ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも低い第３電位を印加して前記送信用ＦＥＴをオフさせるとともに、前記受信用ＦＥＴの前記第２ソース領域を基準とした前記第２ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも高い第４電位を印加して前記受信用ＦＥＴをオンさせるように構成されている。このとき、前記第３電位の絶対値は、前記第２電位の絶対値よりも小さいことを特徴とするものである。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。

送信時にアンテナスイッチから発生する高次高調波歪を抑制することができる。

携帯電話機の送受信部の構成を示すブロック図である。 実施の形態におけるＲＦモジュールの回路ブロック構成を示す図である。 実施の形態におけるＲＦモジュールの実装構成の一例を示す図である。 実施の形態におけるＲＦモジュールの他の実装構成を示す図である。 実施の形態におけるＨＥＭＴの構成を示す断面図である。 アンテナスイッチを構成するトランジスタとして使用されるＭＯＳＦＥＴの構造を示す断面図である。 アンテナスイッチを構成する回路の一例を示す図である。 時分割多重接続方式において、試験モードを示す図である。 時分割多重接続方式において、通常の通信モードを示す図である。 トランジスタのソース電極を基準としたゲート電極の電位とドレイン電流との関係、および、ソース電極を基準としたゲート電極の電位とゲート・ソース間容量との関係を示すグラフである。 トランジスタのソース電極を基準としたゲート電極の電位とドレイン電流との関係、および、ソース電極を基準としたゲート電極の電位とゲート・ソース間容量との関係を示すグラフである。 トランジスタのソース電極を基準としたゲート電極の電位と、オン抵抗との関係を示す図である。 トランジスタのソース電極を基準としたゲート電極の電位と、オン抵抗との関係を示す図である。 トランジスタのゲート電極に印加するゲート電圧と、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の送信モードで発生する２次高調波歪、３次高調波歪との関係を示すグラフである。

以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらはお互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。

また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でもよい。

さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。

同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうではないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。

また、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。なお、図面をわかりやすくするために平面図であってもハッチングを付す場合がある。

＜携帯電話機の構成および動作＞
図１は、携帯電話機の送受信部の構成を示すブロック図である。図１に示すように、携帯電話機１は、アプリケーションプロセッサ２、メモリ３、ベースバンド部４、ＲＦＩＣ５、電力増幅器６、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタ７、アンテナスイッチ８およびアンテナ９を有している。

アプリケーションプロセッサ２は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）から構成され、携帯電話機１のアプリケーション機能を実現する機能を有している。具体的には、メモリ３から命令を読みだして解読し、解読した結果に基づいて各種の演算や制御することによりアプリケーション機能を実現している。メモリ３は、データを記憶する機能を有しており、例えば、アプリケーションプロセッサ２を動作させるプログラムや、アプリケーションプロセッサ２での処理データを記憶するように構成されている。また、メモリ３は、アプリケーションプロセッサ２だけでなく、ベースバンド部４ともアクセスできるようになっており、ベースバンド部４で処理されるデータの記憶にも使用できるようになっている。

ベースバンド部４は、中央制御部であるＣＰＵを内蔵し、送信時には、操作部を介したユーザ（通話者）からの音声信号（アナログ信号）をデジタル処理してベースバンド信号を生成できるように構成されている。一方、受信時には、デジタル信号であるベースバンド信号から音声信号を生成できるように構成されている。

ＲＦＩＣ５は、送信時にはベースバンド信号を変調して無線周波数の信号を生成し、受信時には、受信信号を復調してベースバンド信号を生成することができるように構成されている。電力増幅器６は、微弱な入力信号と相似な大電力の信号を電源から供給される電力で新たに生成して出力する半導体装置である。ＳＡＷフィルタ７は、受信信号から所定の周波数帯の信号だけを通過させるように構成されている。

アンテナスイッチ８は、携帯電話機１に入力される受信信号と携帯電話機１から出力される送信信号とを分離するためのものであり、アンテナ９は、電波を送受信するためのものである。

携帯電話機１は、上記のように構成されており、以下に、その動作について簡単に説明する。まず、信号を送信する場合について説明する。ベースバンド部４で音声信号などのアナログ信号をデジタル処理することにより生成されたベースバンド信号は、ＲＦＩＣ５に入力される。ＲＦＩＣ５では、入力したベースバンド信号を、変調信号源およびミキサによって、無線周波数（ＲＦ（Radio Frequency）周波数）の信号に変換する。無線周波数に変換された信号は、ＲＦＩＣ５から電力増幅器（ＲＦモジュール）６に出力される。電力増幅器６に入力した無線周波数の信号は、電力増幅器６で増幅された後、アンテナスイッチ８を介してアンテナ９より送信される。

次に、信号を受信する場合について説明する。アンテナ９により受信された無線周波数の信号（受信信号）は、ＳＡＷフィルタ７を通過した後、ＲＦＩＣ５に入力される。ＲＦＩＣ５では、入力した受信信号を増幅した後、変調信号源およびミキサによって、周波数変換を行なう。そして、周波数変換された信号の検波が行なわれ、ベースバンド信号が抽出される。その後、このベースバンド信号は、ＲＦＩＣ５からベースバンド部４に出力される。このベースバンド信号がベースバンド部４で処理され、音声信号が出力される。

＜ＲＦモジュールの構成＞
上述したように、デジタル携帯電話機から信号を送信する際、電力増幅器６によって信号は増幅された後、アンテナスイッチ８を介してアンテナ９から出力される。この電力増幅器６とアンテナスイッチ８とは例えば、１つのＲＦモジュールＨＰＡとして製品化されている。以下では、このＲＦモジュールＨＰＡの回路ブロック構成について説明する。図２は、本実施の形態におけるＲＦモジュールＨＰＡの回路ブロック構成を示す図である。

図２において、本実施の形態におけるＲＦモジュールＨＰＡは、ＬｏｗＢａｎｄ（ＬＢ）用の増幅回路ＰＡ＿Ｌ、ＨｉｇｈＢａｎｄ（ＨＢ）用の増幅回路ＰＡ＿Ｈ、ＬＢ用の出力整合回路ＭＮ＿Ｌ、ＨＢ用の出力整合回路ＭＮ＿Ｈ、ＬＢ用のローパスフィルタＬＰＦ＿Ｌ、ＨＢ用のローパスフィルタＬＰＦ＿Ｈ、および、アンテナスイッチＡＳＷを有している。

増幅回路ＰＡ＿Ｌは、入力端子ＴＥ（ＴＸ＿Ｌ）に接続されており、入力端子ＴＥ（ＴＸ＿Ｌ）に入力された入力信号を増幅するように構成されている。すなわち、増幅回路ＰＡ＿Ｌは、ＧＳＭ低周波帯域（８２４ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ）の入力信号を増幅するアンプであり、例えば、２つの増幅段から構成されている。増幅回路ＰＡ＿Ｌでは、入力端子ＴＥ（ＴＸ＿Ｌ）から出力されたＧＳＭ低周波帯域の入力信号がまず、初段の増幅段で増幅される。そして、初段の増幅段で増幅された入力信号は、終段の増幅段で増幅されるようになっている。この増幅回路ＰＡ＿Ｌによって、微弱な入力信号と相似の大電力の増幅信号を得ることができる。

増幅回路ＰＡ＿Ｈは、入力端子ＴＥ（ＴＸ＿Ｈ）に接続されており、入力端子ＴＥ（ＴＸ＿Ｈ）に入力された入力信号を増幅するように構成されている。すなわち、増幅回路ＰＡ＿Ｈは、ＧＳＭ高周波帯域（１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚをＤＣＳ、１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚをＰＣＳともいう）の入力信号を増幅するアンプであり、例えば、２つの増幅段から構成されている。増幅回路ＰＡ＿Ｈでは、入力端子ＴＥ（ＴＸ＿Ｈ）から出力されたＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の入力信号がまず、初段の増幅段で増幅される。そして、初段の増幅段で増幅された入力信号は、終段の増幅段で増幅されるようになっている。この増幅回路ＰＡ＿Ｈによって、微弱な入力信号と相似の大電力の増幅信号を得ることができる。

以上のように本実施の形態におけるＲＦモジュールＨＰＡは、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の信号とＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の信号という異なる周波数帯域の信号を増幅できるように構成されている。そして、ＲＦモジュールＨＰＡには、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の信号を増幅する増幅回路ＰＡ＿Ｌと、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の信号を増幅する増幅回路ＰＡ＿Ｈとを制御する制御回路ＣＮＴを有している。制御回路ＣＮＴは、ＲＦモジュールＨＰＡに入力される電源（電源電圧）と制御信号（パワー制御電圧）にしたがって、それぞれ、増幅回路ＰＡ＿Ｌと増幅回路ＰＡ＿Ｈにバイアス電圧を印加して増幅度を制御するように構成されている。

このように、制御回路ＣＮＴは、増幅回路ＰＡ＿Ｌと増幅回路ＰＡ＿Ｈとの制御を行なうが、増幅回路ＰＡ＿Ｌの増幅度や増幅回路ＰＡ＿Ｈの増幅度が一定になるようにフィードバック制御を行なっている。このフィードバック制御の構成について説明する。

フィードバック制御を実現するために、ＧＳＭ低周波帯（ＧＳＭ）の信号を増幅する増幅回路ＰＡ＿Ｌの出力には、方向性結合器（カプラ）（図示せず）が設けられている。方向性結合器は、増幅回路ＰＡ＿Ｌで増幅された増幅信号の電力を検出できるように構成されている。具体的に方向性結合器は、主線路を構成する配線と副線路を構成する配線から形成されており、主線路を進行する増幅信号の電力を電磁界結合によって副線路で検出するものである。

この方向性結合器には、検波回路（図示せず）が接続されている。検波回路は、方向性結合器により検出された電力を電圧あるいは電流に変換して制御回路ＣＮＴに検出信号を出力するように構成されている。このように、フィードバック制御は、方向性結合器と検波回路により実現されている。制御回路ＣＮＴでは、検波回路から入力した検出信号と制御信号（パワー制御電圧）の差分を算出し、算出した差分がなくなるように増幅回路ＰＡ＿Ｌに印加するバイアス電圧を調整するように構成されている。このようにして、制御回路ＣＮＴは、増幅回路ＰＡ＿Ｌの増幅度が一定になるように制御している。同様に、ＧＳＭ高周波帯（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の信号を増幅する増幅回路ＰＡ＿Ｈの出力には、方向性結合器（カプラ）（図示せず）が設けられ、この方向性結合器に検波回路（図示せず）が接続されている。検波回路で検出された検出信号は、制御回路ＣＮＴに入力するようになっている。

次に、出力整合回路ＭＮ＿Ｌは、増幅回路ＰＡ＿Ｌで増幅された増幅信号を入力し、この増幅信号のインピーダンス整合をとるように構成されている。すなわち、出力整合回路ＭＮ＿Ｌは、増幅回路ＰＡ＿Ｌで増幅された増幅信号を効率良く伝達する機能を有し、例えば、インダクタ、容量素子および抵抗素子などの受動部品から構成されている。この出力整合回路ＭＮ＿Ｌには、増幅回路ＰＡ＿Ｌで増幅された増幅信号が入力されるため、出力整合回路ＭＮ＿Ｌは、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の信号用の出力整合回路である。

ローパスフィルタＬＰＦ＿Ｌは、出力整合回路ＭＮ＿Ｌに接続されており、高調波ノイズを除去する機能を有している。例えば、増幅回路ＰＡ＿Ｌで入力信号を増幅する場合、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の信号が増幅されるが、このとき、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の整数倍の高調波も生成される。この高調波は、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の信号に含まれることになるが、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の増幅信号とは周波数の異なるノイズ成分となる。したがって、増幅されたＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の増幅信号から高調波成分を除去する必要がある。この機能を有するのが、出力整合回路ＭＮ＿Ｌの後に接続されたローパスフィルタＬＰＦ＿Ｌである。このローパスフィルタＬＰＦ＿Ｌは、複数の周波数帯の信号から特定範囲の周波数帯の信号を通過させる選別回路として機能するものである。すなわち、ローパスフィルタＬＰＦ＿Ｌは、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の増幅信号を通過させる一方、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の増幅信号よりも周波数の高い高調波を減衰させるように構成されている。このローパスフィルタＬＰＦ＿Ｌにより、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の増幅信号に含まれる高調波ノイズを低減することができる。

続いて、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の増幅信号を生成する増幅回路ＰＡ＿Ｈの出力にも、出力整合回路ＭＮ＿ＨとローパスフィルタＬＰＦ＿Ｈが接続されている。具体的に、出力整合回路ＭＮ＿Ｈは、増幅回路ＰＡ＿Ｈで増幅された増幅信号を入力し、この増幅信号のインピーダンス整合をとるように構成されている。すなわち、出力整合回路ＭＮ＿Ｈは、増幅回路ＰＡ＿Ｈで増幅された増幅信号を効率良く伝達する機能を有し、例えば、インダクタ、容量素子および抵抗素子などの受動部品から構成されている。この出力整合回路ＭＮ＿Ｈには、増幅回路ＰＡ＿Ｈで増幅された増幅信号が入力されるため、出力整合回路ＭＮ＿Ｈは、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の信号用の出力整合回路である。

ローパスフィルタＬＰＦ＿Ｈは、出力整合回路ＭＮ＿Ｈに接続されており、高調波ノイズを除去する機能を有している。例えば、増幅回路ＰＡ＿Ｈで入力信号を増幅する場合、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の信号が増幅されるが、このとき、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の整数倍の高調波も生成される。この高調波は、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の信号に含まれることになるが、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の増幅信号とは周波数の異なるノイズ成分となる。したがって、増幅されたＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の増幅信号から高調波成分を除去する必要がある。この機能を有するのが、出力整合回路ＭＮ＿Ｈの後に接続されたローパスフィルタＬＰＦ＿Ｈである。このローパスフィルタＬＰＦ＿Ｈは、複数の周波数帯の信号から特定範囲の周波数帯の信号を通過させる選別回路として機能するものである。すなわち、ローパスフィルタＬＰＦ＿Ｈは、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の増幅信号を通過させる一方、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の増幅信号よりも周波数の高い高調波を減衰させるように構成されている。このローパスフィルタＬＰＦ＿Ｈにより、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の増幅信号に含まれる高調波ノイズを低減することができる。

次に、アンテナスイッチＡＳＷは、アンテナＡＮＴに接続する回線を切り替えるように構成されており、この回線の切り替えは、切り替えスイッチによって行なわれる。具体的に、アンテナスイッチＡＳＷを構成する切り替えスイッチは、ローパスフィルタＬＰＦ＿Ｌの出力とローパスフィルタＬＰＦ＿Ｈの出力を切り替え、出力端子ＴＥ（ＯＵＴ）を介して切り替えたパス（経路）をアンテナＡＮＴに接続するように構成されている。つまり、ローパスフィルタＬＰＦ＿Ｌから出力されるＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の増幅信号をアンテナＡＮＴから出力する場合には、切り替えスイッチによって、ローパスフィルタＬＰＦ＿Ｌの出力をアンテナＡＮＴに接続するようになっている。一方、ローパスフィルタＬＰＦ＿Ｈから出力されるＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の増幅信号をアンテナＡＮＴから出力する場合には、切り替えスイッチによって、ローパスフィルタＬＰＦ＿Ｈの出力をアンテナＡＮＴに接続するようになっている。このようにアンテナスイッチＡＳＷは、二系統の出力（送信状態）を切り替えるように構成されているとともに、さらに、受信状態にも切り替えることができるように構成されている。例えば、受信状態では、アンテナで受信した受信信号を受信回路へ出力するように切り替えスイッチを動作させるようになっている。この受信回線も複数存在するため、複数の受信回路へ切り替えることができるように切り替えスイッチが構成されている。例えば、複数の受信信号を出力する受信端子ＴＥ（ＲＸ＿Ｈ）や受信端子ＴＥ（ＲＸ＿Ｌ）が設けられており、アンテナＡＮＴで受信された受信信号は、アンテナスイッチＡＳＷによる切り替えにより対応する受信回路へ出力されるように構成されている。

アンテナスイッチＡＳＷを構成する切り替えスイッチの制御は、制御回路ＣＮＴからの制御信号に基づいて行なわれる。例えば、増幅された増幅信号（ＲＦ信号（低周波帯域）（ＧＳＭ））は、アンテナスイッチＡＳＷ内に形成されている切り替えスイッチ（スイッチング素子）のオン／オフによってアンテナＡＮＴへの出力／非出力が制御されている。また、アンテナからの受信信号は、アンテナスイッチＡＳＷ内に形成されている別の切り替えスイッチ（スイッチング素子）のオン／オフによって受信回路への出力／非出力が制御される。同様に、増幅された増幅信号（ＲＦ信号（高周波帯域）（ＤＣＳ／ＰＣＳ））も、アンテナスイッチＡＳＷ内の切り替えスイッチ（スイッチング素子）のオン／オフによってアンテナＡＮＴへの出力／非出力が制御されている。

＜ＲＦモジュールの動作＞
本実施の形態におけるＲＦモジュールＨＰＡは上記のように構成されており、以下に、その動作について説明する。図２に示すように、本実施の形態では、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の信号およびＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の信号を増幅することができるように構成されているが、動作は同様なので、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の信号を増幅する動作について説明する。なお、通信方式は、ＧＳＭ方式について説明しているが、その他の通信方式であってもよい。

図２に示すように、ＲＦモジュールＨＰＡに微弱な入力信号（ＲＦ入力）が入力されると、まず、微弱な入力信号は、増幅回路ＰＡ＿Ｌに入力する。続いて、増幅回路ＰＡ＿Ｌに入力した入力信号は、増幅回路ＰＡ＿Ｌを構成する２つの増幅段によって電力が増幅される。このとき、増幅回路ＰＡ＿Ｌによる電力の増幅は、制御回路ＣＮＴによって制御される。具体的には、制御回路ＣＮＴに入力する電源（電源電圧）と制御信号（パワー制御電圧）に基づいて、制御回路ＣＮＴは、増幅回路ＰＡ＿Ｌにバイアス電圧を印加する。すると、増幅回路ＰＡ＿Ｌは、制御回路ＣＮＴからのバイアス電圧に基づいて入力信号を増幅して増幅信号を出力する。このようにして、増幅回路ＰＡ＿Ｌで増幅された増幅信号が出力される。

増幅回路ＰＡ＿Ｌから出力される増幅信号は、一定電力であることが望ましい。しかし、外部からの影響により実際に出力される増幅信号の電力が所望の電力になっているとは限らない。そこで、増幅回路ＰＡ＿Ｌを制御する制御回路ＣＮＴにフィードバックをかけている。このフィードバック回路の動作について説明する。

増幅回路ＰＡ＿Ｌで増幅された増幅信号の電力は、方向性結合器（カプラ）（図示せず）によって検出される。方向性結合器で検出された電力は、方向性結合器に接続されている検波回路（図示ぜす）で電圧に変換される。検波回路で変換された電圧からなる検出信号は、制御回路ＣＮＴに入力する。一方、制御回路ＣＮＴには、ＲＦモジュールＨＰＡの外部から入力した制御信号（パワー制御電圧）も入力している。そして、制御回路ＣＮＴは、検波回路で変換された検出信号と、ＲＦモジュールＨＰＡの外部から入力した制御信号との差分を算出する。次に、制御回路ＣＮＴは、算出された差分がなくなるように制御回路ＣＮＴから増幅回路ＰＡ＿Ｌへ印加するバイアス電圧を制御する。このようにして、増幅回路ＰＡ＿Ｌで増幅された増幅信号の電力が一定となる。この動作がフィードバック回路の動作である。

続いて、増幅回路ＰＡ＿Ｌで増幅された増幅信号は、出力整合回路ＭＮ＿Ｌに入力する。出力整合回路ＭＮ＿Ｌでは、増幅された増幅信号に対して、インピーダンス整合をとっているので、反射することなく効率的に増幅信号がローパスフィルタＬＰＦ＿Ｌに向って出力される。続いて、ローパスフィルタＬＰＦ＿Ｌに入力した増幅信号は、ローパスフィルタＬＰＦ＿Ｌで増幅信号に含まれる高次高調波歪が除去される。その後、ローパスフィルタＬＰＦ＿Ｌを通過した増幅信号は、アンテナスイッチＡＳＷに入力する。このとき、制御回路ＣＮＴからのスイッチ切り替え制御信号によってアンテナスイッチＡＳＷを構成する切り替えスイッチが制御される。いまの場合には、ローパスフィルタＬＰＦ＿ＬとアンテナＡＮＴが電気的に接続するように切り替えスイッチを制御する。これにより、ローパスフィルタＬＰＦ＿Ｌから出力された増幅信号は、オン状態の切り替えスイッチを介して出力端子ＴＥ（ＯＵＴ）に出力され、この出力端子ＴＥ（ＯＵＴ）からアンテナＡＮＴへ送信される。以上のようにして、ＲＦモジュールＨＰＡで増幅された増幅信号をアンテナＡＮＴから送信することができる。

次に、アンテナＡＮＴで受信した受信信号を取り込む動作について説明する。アンテナＡＮＴで受信された受信信号は、出力端子ＴＥ（ＯＵＴ）を介してアンテナスイッチＡＳＷに入力される。その際、制御回路ＣＮＴからのスイッチ切り替え制御信号により切り替えスイッチが切り替わる。具体的には、アンテナＡＮＴとＲＦモジュールＨＰＡの外部に設けられている受信回路（図示せず）とを電気的に接続するように、アンテナスイッチＡＳＷに含まれる切り替えスイッチを切り替える。すると、アンテナＡＮＴで受信された受信信号は、アンテナスイッチＡＳＷを構成する切り替えスイッチを介して受信回路に入力する。そして、受信回路内で信号処理される。このようにして、受信信号を受信することができる。

＜ＲＦモジュールの実装構成＞
続いて、ＲＦモジュールＨＰＡの実装構成について説明する。図３は本実施の形態におけるＲＦモジュールＨＰＡの実装構成の一例を示す図である。図３において、本実施の形態におけるＲＦモジュールＨＰＡは、配線基板ＷＢ上に、半導体チップＣＨＰ１（増幅回路用半導体チップ、制御回路用半導体チップ）、半導体チップＣＨＰ２（アンテナスイッチ用半導体チップ）および受動部品ＳＭＤを有している。そして、半導体チップＣＨＰ１と半導体チップＣＨＰ２とは、ワイヤによって電気的に接続されている。さらに、半導体チップＣＨＰ１と受動部品ＳＭＤや、半導体チップＣＨＰ２と受動部品ＳＭＤも、配線基板ＷＢに形成されている配線（図示せず）で電気的に接続されている。

以下に、図３に示すＲＦモジュールＨＰＡの実装構成図と図２に示す回路ブロック図との対応関係について説明する。まず、図３に示す半導体チップＣＨＰ１には、図２に示す制御回路ＣＮＴおよび増幅回路ＰＡ＿Ｌ，増幅回路ＰＡ＿Ｈが形成されている。具体的に、半導体チップＣＨＰ１は、シリコンを主体とする半導体基板から構成されており、この半導体基板に、ＣＭＯＳＦＥＴ（Complementary Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＬＤＭＯＳＦＥＴ（Laterally Diffused Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が形成されている。半導体基板に形成されているＣＭＯＳＦＥＴによる集積回路により制御回路ＣＮＴが構成され、半導体基板に形成されているＬＤＭＯＳＦＥＴによる集積回路により増幅回路ＰＡ＿Ｌおよび増幅回路ＰＡ＿Ｈが構成されている。このように図３に示すＲＦモジュールＨＰＡでは、シリコンを主体とする半導体基板上にＣＭＯＳＦＥＴとＬＤＭＯＳＦＥＴとを同時に形成することができるので、制御回路ＣＮＴと増幅回路ＰＡ＿Ｌおよび増幅回路ＰＡ＿Ｈとを１つの半導体チップＣＨＰ１に形成することができるのである。

次に、図３に示す半導体チップＣＨＰ２には、図２に示すアンテナスイッチＡＳＷが形成されている。具体的に、半導体チップＣＨＰ２は、ＧａＡｓを主体とする化合物半導体基板から構成されており、この化合物半導体基板上にＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）が形成されている。化合物半導体基板に形成されている複数のＨＥＭＴによりアンテナスイッチＡＳＷが構成されている。このように図３に示すＲＦモジュールＨＰＡでは、制御回路ＣＮＴと増幅回路ＰＡ＿Ｌおよび増幅回路ＰＡ＿Ｈを、シリコンを主体とする半導体チップＣＨＰ１に形成し、アンテナスイッチＡＳＷを、ＧａＡｓを主体とする半導体チップＣＨＰ２に形成している。

続いて、図３に示す受動部品ＳＭＤは、図２に示す出力整合回路ＭＮ＿Ｌ、出力整合回路ＭＮ＿Ｈ、ローパスフィルタＬＰＦ＿Ｌ、ローパスフィルタＬＰＦ＿Ｈを構成する部品である。この受動部品ＳＭＤは、例えば、チップ抵抗、チップ容量、チップインダクタなどのチップ部品から構成されている。

このように本実施の形態におけるＲＦモジュールＨＰＡは図３に示すような実装構成をしているが、これに限らず、別の実装構成も可能である。図４は、本実施の形態におけるＲＦモジュールＨＰＡの他の実装構成を示す図である。図４において、本実施の形態におけるＲＦモジュールＨＰＡは、配線基板ＷＢ上に、半導体チップＣＨＰ１（制御回路用半導体チップ）、半導体チップＣＨＰ２（アンテナスイッチ用半導体チップ）、半導体チップＣＨＰ３（増幅回路用半導体チップ）、半導体チップＣＨＰ４（増幅回路用半導体チップ）および受動部品ＳＭＤを有している。そして、半導体チップＣＨＰ１と半導体チップＣＨＰ２、半導体チップＣＨＰ１と半導体チップＣＨＰ３、半導体チップＣＨＰ１と半導体チップＣＨＰ４とは、ワイヤによって電気的に接続されている。さらに、半導体チップＣＨＰ１と受動部品ＳＭＤや、半導体チップＣＨＰ２と受動部品ＳＭＤ、半導体チップＣＨＰ３と受動部品ＳＭＤや、半導体チップＣＨＰ４と受動部品ＳＭＤも、配線基板ＷＢに形成されている配線（図示せず）で電気的に接続されている。

以下に、図４に示すＲＦモジュールＨＰＡの実装構成図と図２に示す回路ブロック図との対応関係について説明する。半導体チップＣＨＰ１は、例えば、シリコンを主体とする半導体基板から形成されており、この半導体基板にＣＭＯＳＦＥＴが形成されている。このような半導体チップＣＨＰ１には、図２に示す制御回路ＣＮＴが形成されている。

半導体チップＣＨＰ２には、図２に示すアンテナスイッチＡＳＷが形成されている。具体的に、半導体チップＣＨＰ２は、ＧａＡｓを主体とする化合物半導体基板から構成されており、この化合物半導体基板上にＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）（高電子移動度トランジスタ）が形成されている。化合物半導体基板に形成されている複数のＨＥＭＴによりアンテナスイッチＡＳＷが構成されている。

続いて、半導体チップＣＨＰ３および半導体チップＣＨＰ４には、図２に示す増幅回路ＰＡ＿Ｌおよび増幅回路ＰＡ＿Ｈが形成されている。具体的に、半導体チップＣＨＰ３および半導体チップＣＨＰ４は、ＧａＡｓを主体とする化合物半導体基板から形成されており、この化合物半導体基板に、ＨＢＴ（Heterojunction Bipolar Transistor）（ヘテロ接合バイポーラトランジスタ）が形成されている。このように図４に示す実装構成では、増幅回路ＰＡ＿Ｌや増幅回路ＰＡ＿Ｈを化合物半導体基板に形成したＨＢＴから構成し、かつ、制御回路ＣＮＴをシリコン基板に形成したＣＭＯＳＦＥＴから構成しているので、増幅回路ＰＡ＿Ｌ（増幅回路ＰＡ＿Ｈ）と制御回路ＣＮＴとを別々の半導体チップで形成することになる。

図４に示す受動部品ＳＭＤは、図２に示す出力整合回路ＭＮ＿Ｌ、出力整合回路ＭＮ＿Ｈ、ローパスフィルタＬＰＦ＿Ｌ、ローパスフィルタＬＰＦ＿Ｈを構成する部品である。この受動部品ＳＭＤは、例えば、チップ抵抗、チップ容量、チップインダクタなどのチップ部品から構成されている。

＜アンテナスイッチのデバイス構成＞
以上のように、本実施の形態におけるＲＦモジュールＨＰＡは、図３や図４に示す実装構成をしていることになる。特に、半導体チップＣＨＰ２には、例えば、ＨＥＭＴからなるアンテナスイッチＡＳＷが形成されており、このアンテナスイッチＡＳＷを構成するＨＥＭＴのデバイス構造について説明する。

図５は、本実施の形態におけるＨＥＭＴの構成を示す断面図である。図５において、半絶縁性基板１０上にエピタキシャル層１１が形成されている。半絶縁性基板１０とは、化合物半導体であるＧａＡｓ基板から構成される以下に示すような基板である。つまり、禁制帯幅の大きい化合物半導体では、ある種の不純物を添加すると、禁制帯の内部に深い準位が形成される。そして、この深い準位の電子および正孔が固定され、伝導帯の電子密度あるいは価電子帯の正孔密度が非常に小さくなり絶縁体に近くなる。このような基板を半絶縁性基板と呼ぶ。ＧａＡｓ基板では、Ｃｒ、Ｉｎ、酸素などを添加したり、過剰に砒素を導入することにより深い準位が形成され、半絶縁性基板となる。

半絶縁性基板１０上に形成されているエピタキシャル層１１は、例えば、ＧａＡｓ層から形成されている。そして、このエピタキシャル層１１上にバッファ層１２が形成され、このバッファ層１２上にＡｌＧａＡｓ層１３が形成される。このＡｌＧａＡｓ層１３はメサ形状に加工され素子分離がなされている。そして、ＡｌＧａＡｓ層１３上にゲート電極Ｇが形成されている。ゲート電極Ｇは、例えば、Ｐｔ（白金）を最下層とする金属層から形成され、下層よりＰｔ、Ｔｉ（チタン）、Ｐｔ、Ａｕ（金）を順次積層した積層膜が用いられる。これにより、ＡｌＧａＡｓ層１３とゲート電極Ｇ（最下層のＰｔ）とは、ショットキー接合を形成することになる。さらに、ゲート電極Ｇを離間して挟むように、ｎ型ＧａＡｓ層１４が形成されており、このｎ型ＧａＡｓ層１４上にソース電極ＳＥ（オーミック電極）とドレイン電極ＤＥ（オーミック電極）が形成されている。このソース電極ＳＥとドレイン電極ＤＥは、ｎ型ＧａＡｓ層１４とオーミック接触するように構成されている。

上述した高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）は、半絶縁性基板（化合物半導体基板）１０上に、高抵抗なエピタキシャル層１１（ＧａＡｓ層）とＡｌＧａＡｓ層１３を積層して形成し、ＧａＡｓ層とＡｌＧａＡｓ層とのヘテロ結合界面にできる三角形の井戸型ポテンシャルを利用するものである。この高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）は、ＡｌＧａＡｓ層１３の表面に金属膜を形成してショットキー障壁型のゲート電極Ｇを有し、このゲート電極Ｇを挟んで、ヘテロ接合面に電流を流すためのオーム性のソース電極ＳＥ（オーミック電極）とドレイン電極ＤＥ（オーミック電極）を設けた構造をしている。

高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）は、この井戸型ポテンシャルに形成される２次元電子ガスをキャリアとして利用する。ヘテロ接合界面に存在する井戸型ポテンシャルの幅が電子の波長と同程度の幅しかなく、電子は、ほぼ界面に沿った２次元的な運動しかできないため、大きな電子移動度が得られるという特性がある。したがって、２次元電子ガスの高移動度特性により、高周波特性および高速特性に優れ、雑音が非常に少ないことから、高速性を要求されるアンテナスイッチＡＳＷに使用されているのである。

本実施の形態では、アンテナスイッチＡＳＷをＨＥＭＴから構成する例を説明しているが、これに限らず、例えば、アンテナスイッチＡＳＷを構成するトランジスタとしてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用することもできる。

図６は、アンテナスイッチＡＳＷを構成するトランジスタとして使用されるＭＯＳＦＥＴの構造を示す断面図である。図６に示すように、シリコンを主体とする半導体基板２０上に、例えば、酸化シリコン膜からなる埋め込み絶縁層２１が形成され、この埋め込み絶縁層２１上にシリコン層（活性層）２２が形成されている。つまり、この例では、半導体基板２０と、埋め込み絶縁層２１と、シリコン層２２よりなるＳＯＩ（Silicon on Insulator）基板上にＭＯＳＦＥＴが形成されている。このＭＯＳＦＥＴは、シリコン層２２に形成された素子分離領域ＳＴＩで区画された活性領域に形成されている。具体的に、ＭＯＳＦＥＴは、シリコン層２２上に形成されたゲート絶縁膜ＧＯＸを有し、このゲート絶縁膜ＧＯＸ上にゲート電極Ｇを有している。ゲート絶縁膜ＧＯＸは、例えば、酸化シリコン膜から形成され、ゲート電極Ｇは、例えば、ポリシリコン膜とシリサイド膜の積層膜から形成される。

そして、ゲート電極Ｇの両側の側壁には、例えば、酸化シリコン膜からなるサイドウォールＳＷが形成され、このサイドウォールＳＷ直下のシリコン層２２内にゲート電極Ｇに整合して不純物拡散領域であるエクステンション領域ＥＸが形成されている。そして、エクステンション領域ＥＸの外側にサイドウォールＳＷに整合したソース領域Ｓ１およびドレイン領域Ｄ１が形成されている。エクステンション領域ＥＸおよびソース領域Ｓ１、ドレイン領域Ｄ１は、リンや砒素などのｎ型不純物を導入した半導体領域であり、エクステンション領域ＥＸに導入されている不純物量は、ソース領域Ｓ１やドレイン領域Ｄ１に導入されている不純物量よりも少なくなっている。

以上のようにして、本実施の形態におけるＭＯＳＦＥＴが構成されており、このＭＯＳＦＥＴ上に層間絶縁膜ＩＬが形成されている。そして、この層間絶縁膜ＩＬを貫通してソース領域Ｓ１やドレイン領域Ｄ１に達するプラグＰＬＧが形成されている。層間絶縁膜ＩＬ上には、プラグＰＬＧと電気的に接続される配線Ｌ１が形成されている。

本実施の形態では、ＭＯＳＦＥＴをＳＯＩ基板上に形成しているが、ＭＯＳＦＥＴをＳＯＩ基板上に形成することで、完全に素子分離することができ、また、ソース領域Ｓ１あるいはドレイン領域Ｄ１の容量を低減することができる。このため、集積密度や動作速度の向上、高耐圧化やラッチアップフリー化を実現できる利点がある。

なお、本実施の形態では、ＳＯＩ基板上にＭＯＳＦＥＴを形成する例について説明したが、例えば、ＳＯＩ基板に代えてＳＯＳ（Silicon on Sapphire）基板上にＭＯＳＦＥＴを形成する場合にも適用することができるし、さらには、ＳＯＩ基板ではなく、通常の半導体基板上に形成されるＭＯＳＦＥＴをアンテナスイッチＡＳＷに適用することもできる。

＜アンテナスイッチの回路構成＞
本実施の形態は、ＲＦモジュールＨＰＡに搭載されるアンテナスイッチＡＳＷに着目している。以下では、このアンテナスイッチＡＳＷの回路構成について説明する。図７は、アンテナスイッチＡＳＷを構成する回路の一例を示す図である。図７に示すように、アンテナスイッチＡＳＷは、送信端子ＴＸ１、送信端子ＴＸ２、アンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）および受信端子ＲＸを有している。送信端子ＴＸ１はＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の増幅回路ＰＡ＿Ｌの出力（詳細にはローパスフィルタＬＰＦ＿Ｌの出力）と接続されており、送信端子ＴＸ２はＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の増幅回路ＰＡ＿Ｈの出力（詳細にはローパスフィルタＬＰＦ＿Ｈの出力）と接続されている。そして、アンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）はアンテナに接続されており、受信端子ＲＸは受信回路の入力に接続されている。

送信端子ＴＸ１とアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）との間には、スイッチング素子としてトランジスタＱ１（第１送信用ＦＥＴ）が接続されている。送信端子ＴＸ１とアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）との間に接続されているトランジスタＱ１は、ソース電極、ドレイン電極およびゲート電極Ｇ１を有している。このとき、トランジスタＱ１におけるソース電極とドレイン電極は同等であり、オーミック電極となる。本明細書では、トランジスタＱ１のうちアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）と接続する側のオーミック電極をソース電極とし、送信端子ＴＸ１と接続する側のオーミック電極をドレイン電極と定義する。ゲート電極Ｇ１はゲート抵抗Ｒｇｇ１を介してゲート端子ＴＸ１ｃと接続されている。ゲート抵抗Ｒｇｇ１は、送信端子ＴＸ１とアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）との間を流れる送信信号がゲート端子ＴＸ１ｃに漏れ出ることを防ぐために設けられているアイソレーション抵抗である。

続いて、送信端子ＴＸ２とアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）との間には、スイッチング素子としてトランジスタＱ２（第２送信用ＦＥＴ）が接続されている。送信端子ＴＸ２とアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）との間に接続されているトランジスタＱ２は、ソース電極、ドレイン電極およびゲート電極Ｇ２を有している。このとき、トランジスタＱ２におけるソース電極とドレイン電極は同等であり、オーミック電極となる。本明細書では、トランジスタＱ２のうちアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）と接続する側のオーミック電極をソース電極とし、送信端子ＴＸ２と接続する側のオーミック電極をドレイン電極と定義する。ゲート電極Ｇ２はゲート抵抗Ｒｇｇ２を介してゲート端子ＴＸ２ｃと接続されている。ゲート抵抗Ｒｇｇ２は、送信端子ＴＸ２とアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）との間を流れる送信信号がゲート端子ＴＸ２ｃに漏れ出ることを防ぐために設けられているアイソレーション抵抗である。

受信端子ＲＸとアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）との間には、スイッチング素子としてトランジスタＱ３（受信用ＦＥＴ）が接続されている。受信端子ＲＸとアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）との間に接続されているトランジスタＱ３は、ソース電極、ドレイン電極およびゲート電極Ｇ３を有している。このとき、トランジスタＱ３におけるソース電極とドレイン電極は同等であり、オーミック電極となる。本明細書では、トランジスタＱ３のうちアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）と接続する側のオーミック電極をソース電極とし、受信端子ＲＸと接続する側のオーミック電極をドレイン電極と定義する。ゲート電極Ｇ３はゲート抵抗Ｒｇｇ３を介してゲート端子ＲＸ１ｃと接続されている。ゲート抵抗Ｒｇｇ３は、受信端子ＲＸとアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）との間を流れる送信信号がゲート端子ＲＸ１ｃに漏れ出ることを防ぐために設けられているアイソレーション抵抗である。

＜アンテナスイッチの一般的な回路動作＞
本実施の形態におけるアンテナスイッチＡＳＷは上記のように構成されており、以下にその一般的な動作について説明する。アンテナスイッチＡＳＷの動作を説明する前に、本実施の形態に用いるトランジスタとしては、高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）を想定した説明になっている。ＨＥＭＴの基本動作を、図７に示したトランジスタＱ１を例に、図５に示した断面構造を用いて説明する。ゲート電極Ｇ（Ｇ１）は、ＡｌＧａＡｓ層１３とショットキー接合を形成して接している。ゲート電極Ｇ（Ｇ１）がソース電極ＳＥ（もしくはドレイン電極ＤＥ）に対し、しきい値電圧Ｖｔｈ（一般的には−１．０Ｖ程度）より低い電位であればソース電極ＳＥとドレイン電極ＤＥ間が高インピーダンスになりオフ状態となる。逆に、ゲート電極Ｇ（Ｇ１）に印加される電圧をソース電極ＳＥ（もしくは、ドレイン電極ＤＥ）に対して、しきい値電圧Ｖｔｈ（一般的には−１．０Ｖ程度）より高くする。すると、ゲート電極Ｇ（Ｇ１）とＡｌＧａＡｓ層１３とのショットキー障壁がつぶれて、ゲート電極Ｇ（Ｇ１）に印加された電圧がソース電極ＳＥおよびドレイン電極ＤＥにかかり、同時に、ソース電極ＳＥとドレイン電極ＤＥ間が低インピーダンスとなりオン状態になる。ゲート電極Ｇ（Ｇ１）とソース電極ＳＥ（ドレイン電極ＤＥ）間の電位差によるトランジスタＱ１のオン／オフ制御は、ＭＯＳＦＥＴでも同じように切り替えることができる。そこで、具体的に、送信信号をアンテナから送信する場合について説明する。

まず、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の送信信号をアンテナから送信する場合のアンテナスイッチＡＳＷの動作について、図７を参照しながら説明する。

トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１に正電圧（〜４Ｖ）を印加すると、ゲート電極Ｇ１に印加される電圧がソース電極（もしくは、ドレイン電極）に対して、閾値電圧Ｖｔｈ（一般的には−１．０Ｖ程度）より高くなるのでトランジスタＱ１はオンする。すなわち、トランジスタＱ１において、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ１の電位Ｖｇｓ１がしきい値電圧以上となるので、トランジスタＱ１はオンする。それと同時に、ソース電極（あるいは、ドレイン電極）にはショットキー障壁分だけ下がった電圧（〜０．５Ｖ程度低下）が印加される。ここで、トランジスタＱ１がオンした時、ソース電極（ドレイン電極）には上述したように、ゲート電極Ｇ１に印加した電圧からショットキー障壁分下がった電位が印加されるが、以下の記載では、ショットキー障壁分の電圧降下を無視して、トランジスタＱ１のソース電極（ドレイン電極）には、ゲート電極Ｇ１と同電位が印加されるとする。したがって、トランジスタＱ１のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは、正電位（〜４Ｖ）となる。

一方、トランジスタＱ２をオフ状態にするために、トランジスタＱ２のゲート電極Ｇ２には０Ｖが印加される。トランジスタＱ１をオンさせるためにゲート電極Ｇ１に印加した正電圧（〜４Ｖ）により、この正電位（〜４Ｖ）がトランジスタＱ１のソース電極およびドレイン電極に印加されている。すなわち、トランジスタＱ１のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは正電位（〜４Ｖ）となり、このアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）と電気的に接続されているトランジスタＱ２のソース電極にも正電位（〜４Ｖ）が印加されることになる。トランジスタＱ２のゲート電極Ｇ２は０Ｖであるので、ゲート電極Ｇ２はソース電極（ドレイン電極）に対して、しきい値電圧Ｖｔｈより低い電圧になる。つまり、トランジスタＱ２では、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ２の電位Ｖｇｓ２がしきい値電圧以下となるので、トランジスタＱ２はオフ状態となる。

同様に、トランジスタＱ３のゲート電極Ｇ３には０Ｖが印加される。トランジスタＱ１をオンさせるためにゲート電極Ｇ１に印加した正電圧（〜４Ｖ）により、この正電位（〜４Ｖ）がトランジスタＱ１のソース電極およびドレイン電極に印加されている。すなわち、トランジスタＱ１のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは正電位（〜４Ｖ）となり、このアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）と電気的に接続されているトランジスタＱ３のソース電極にも正電位（〜４Ｖ）が印加されることになる。トランジスタＱ３のゲート電極Ｇ３は０Ｖであるので、ゲート電極Ｇ３はソース電極（ドレイン電極）に対して、しきい値電圧Ｖｔｈより低い電圧になる。つまり、トランジスタＱ３では、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ３の電位Ｖｇｓ３がしきい値電圧以下となるので、トランジスタＱ３はオフ状態となる。

したがって、アンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）は、オンしているトランジスタＱ１を介して送信端子ＴＸ１と電気的に接続される。この状態で、送信端子ＴＸ１からアンテナスイッチＡＳＷに入力したＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の送信信号（ＲＦ信号）は、オン状態のトランジスタＱ１を通ってアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）に出力された後、アンテナから送信される。

次に、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の送信信号をアンテナから送信する場合のアンテナスイッチＡＳＷの動作について、図７を参照しながら説明する。

トランジスタＱ２のゲート電極Ｇ２に正電圧（〜４Ｖ）を印加すると、ゲート電極Ｇ２に印加される電圧がソース電極（もしくは、ドレイン電極）に対して、閾値電圧Ｖｔｈ（一般的には−１．０Ｖ程度）より高くなるのでトランジスタＱ２はオンする。すなわち、トランジスタＱ２において、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ２の電位Ｖｇｓ２がしきい値電圧以上となるので、トランジスタＱ２はオンする。それと同時に、ソース電極（あるいは、ドレイン電極）にはショットキー障壁分だけ下がった電圧（〜０．５Ｖ程度低下）が印加される。ここで、トランジスタＱ２がオンした時、ソース電極（ドレイン電極）には上述したように、ゲート電極Ｇ２に印加した電圧からショットキー障壁分下がった電位が印加されるが、以下の記載では、ショットキー障壁分の電圧降下を無視して、トランジスタＱ２のソース電極（ドレイン電極）には、ゲート電極Ｇ２と同電位が印加されるとする。したがって、トランジスタＱ２のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは、正電位（〜４Ｖ）となる。

一方、トランジスタＱ１をオフ状態にするために、トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１には０Ｖが印加される。トランジスタＱ２をオンさせるためにゲート電極Ｇ２に印加した正電圧（〜４Ｖ）により、この正電位（〜４Ｖ）がトランジスタＱ２のソース電極およびドレイン電極に印加されている。すなわち、トランジスタＱ２のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは正電位（〜４Ｖ）となり、このアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）と電気的に接続されているトランジスタＱ１のソース電極にも正電位（〜４Ｖ）が印加されることになる。トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１は０Ｖであるので、ゲート電極Ｇ１はソース電極（ドレイン電極）に対して、しきい値電圧Ｖｔｈより低い電圧になる。つまり、トランジスタＱ１では、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ１の電位Ｖｇｓ１がしきい値電圧以下となるので、トランジスタＱ１はオフ状態となる。

同様に、トランジスタＱ３のゲート電極Ｇ３には０Ｖが印加される。トランジスタＱ２をオンさせるためにゲート電極Ｇ２に印加した正電圧（〜４Ｖ）により、この正電位（〜４Ｖ）がトランジスタＱ２のソース電極およびドレイン電極に印加されている。すなわち、トランジスタＱ２のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは正電位（〜４Ｖ）となり、このアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）と電気的に接続されているトランジスタＱ３のソース電極にも正電位（〜４Ｖ）が印加されることになる。トランジスタＱ３のゲート電極Ｇ３は０Ｖであるので、ゲート電極Ｇ３はソース電極（ドレイン電極）に対して、しきい値電圧Ｖｔｈより低い電圧になる。つまり、トランジスタＱ３では、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ３の電位Ｖｇｓ３がしきい値電圧以下となるので、トランジスタＱ３はオフ状態となる。

したがって、アンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）は、オンしているトランジスタＱ２を介して送信端子ＴＸ２と電気的に接続される。この状態で、送信端子ＴＸ２からアンテナスイッチＡＳＷに入力したＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の送信信号（ＲＦ信号）は、導通状態のトランジスタＱ２を通ってアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）に出力された後、アンテナから送信される。

続いて、受信信号をアンテナから受信する場合について説明する。トランジスタＱ３のゲート電極Ｇ３に正電圧（〜４Ｖ）を印加すると、ゲート電極Ｇ３に印加される電圧がソース電極（もしくは、ドレイン電極）に対して、閾値電圧Ｖｔｈ（一般的には−１．０Ｖ程度）より高くなるのでトランジスタＱ３はオンする。すなわち、トランジスタＱ３において、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ３の電位Ｖｇｓ３がしきい値電圧以上となるので、トランジスタＱ３はオンする。それと同時に、ソース電極（あるいは、ドレイン電極）にはショットキー障壁分だけ下がった電圧（〜０．５Ｖ程度低下）が印加される。ここで、トランジスタＱ３がオンした時、ソース電極（ドレイン電極）には上述したように、ゲート電極Ｇ３に印加した電圧からショットキー障壁分下がった電位が印加されるが、以下の記載では、ショットキー障壁分の電圧降下を無視して、トランジスタＱ３のソース電極（ドレイン電極）には、ゲート電極Ｇ３と同電位が印加されるとする。したがって、トランジスタＱ３のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは、正電位（〜４Ｖ）となる。

一方、トランジスタＱ１をオフ状態にするために、トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１には０Ｖが印加される。トランジスタＱ３をオンさせるためにゲート電極Ｇ３に印加した正電圧（〜４Ｖ）により、この正電位（〜４Ｖ）がトランジスタＱ３のソース電極およびドレイン電極に印加されている。すなわち、トランジスタＱ３のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは正電位（〜４Ｖ）となり、このアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）と電気的に接続されているトランジスタＱ１のソース電極にも正電位（〜４Ｖ）が印加されることになる。トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１は０Ｖであるので、ゲート電極Ｇ１はソース電極（ドレイン電極）に対して、しきい値電圧Ｖｔｈより低い電圧になる。つまり、トランジスタＱ１では、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ１の電位Ｖｇｓ１がしきい値電圧以下となるので、トランジスタＱ１はオフ状態となる。

同様に、トランジスタＱ２のゲート電極Ｇ２には０Ｖが印加される。トランジスタＱ３をオンさせるためにゲート電極Ｇ３に印加した正電圧（〜４Ｖ）により、この正電位（〜４Ｖ）がトランジスタＱ３のソース電極およびドレイン電極に印加されている。すなわち、トランジスタＱ３のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは正電位（〜４Ｖ）となり、このアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）と電気的に接続されているトランジスタＱ２のソース電極にも正電位（〜４Ｖ）が印加されることになる。トランジスタＱ２のゲート電極Ｇ２は０Ｖであるので、ゲート電極Ｇ２はソース電極（ドレイン電極）に対して、しきい値電圧Ｖｔｈより低い電圧になる。つまり、トランジスタＱ２では、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ２の電位Ｖｇｓ２がしきい値電圧以下となるので、トランジスタＱ２はオフ状態となる。

したがって、アンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）は、オンしているトランジスタＱ３を介して受信端子ＲＸと電気的に接続される。この状態で、アンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）からアンテナスイッチに入力した受信信号（ＲＦ信号）は、オン状態のトランジスタＱ３を通って受信端子ＲＸに出力された後、受信回路に入力する。

このように、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の送信信号を送信する際には、トランジスタＱ１をオンし、かつ、トランジスタＱ２およびトランジスタＱ３をオフすることにより、送信端子ＴＸ１から入力した送信信号をアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）から送信することができる。同様に、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の送信信号を送信する際には、トランジスタＱ２をオンし、かつ、トランジスタＱ１およびトランジスタＱ３をオフすることにより、送信端子ＴＸ２から入力した送信信号をアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）から送信することができる。一方、受信信号の受信時においては、トランジスタＱ１およびトランジスタＱ２をオフし、かつ、トランジスタＱ３をオンすることにより、アンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）から入力した受信信号を受信回路に出力することができる。

ここで、アンテナスイッチから送信信号を出力する場合を考える。送信信号の電力は、例えば、１Ｗを超える大電力であり、この送信信号に含まれる高次高調波歪を抑制する必要がある。つまり、送信信号はアンテナから送信されるが、送信信号の周波数は予め定められている周波数帯域の信号だけが含まれていることが望ましい。しかし、送信信号は、例えば、図２に示すＲＦモジュールＨＰＡの増幅回路ＰＡ＿Ｌや増幅回路ＰＡ＿Ｈで増幅されるが、このとき、使用する周波数の２倍や３倍の高次高調波歪も発生する。したがって、増幅回路ＰＡ＿Ｌや増幅回路ＰＡ＿Ｈから出力された送信信号をそのままアンテナから送信すると、使用帯域よりも高い高次高調波歪が含まれることとなり電波法との関係で問題となる。すなわち、送信信号の周波数帯は予め規定されており、規定外の周波数帯の信号が発生すると、他の信号の妨害波となるため、高次高調波歪の発生を低減する必要がある。このことから、図２に示すように、増幅回路ＰＡ＿Ｌや増幅回路ＰＡ＿Ｈで増幅された送信信号は、ローパスフィルタＬＰＦ＿ＬやローパスフィルタＬＰＦ＿Ｈを通過するように構成されており、ローパスフィルタＬＰＦ＿ＬやローパスフィルタＬＰＦ＿Ｈにより送信信号に含まれる高次高調波歪は極力除去される。

ところが、ローパスフィルタＬＰＦ＿ＬやローパスフィルタＬＰＦ＿Ｈでも高次高調波歪を完全に除去することはできず、さらに、ローパスフィルタＬＰＦ＿ＬやローパスフィルタＬＰＦ＿Ｈを通過した後に入力するアンテナスイッチＡＳＷからも高次高調波歪が発生する。したがって、アンテナスイッチＡＳＷにおいて発生する高次高調波歪を低減する必要がある。具体的に、アンテナスイッチＡＳＷは、図７に示すように、例えば、トランジスタＱ１、トランジスタＱ２およびトランジスタＱ３から構成されている。ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の送信信号を送信する際には、トランジスタＱ１をオン状態にし、かつ、トランジスタＱ２およびトランジスタＱ３をオフ状態とする。このとき、オンしているトランジスタＱ１から高次高調波歪が発生するとともに、オフしているトランジスタＱ２やトランジスタＱ３からも高次高調波歪が発生する。

まず、オンしているトランジスタＱ１とオフしているトランジスタＱ２、Ｑ３のいずれにおいても、高次高調波歪の発生を低減する構成を採用している。例えば、トランジスタＱ１のソース電極とドレイン電極との間に抵抗Ｒｄ１を設けている。同様に、トランジスタＱ２のソース電極とドレイン電極の間に抵抗Ｒｄ２を設け、トランジスタＱ３のソース電極とドレイン電極の間に抵抗Ｒｄ３を設けている。この理由について説明する。例えば、トランジスタＱ１について考えて見る。トランジスタＱ１のソース電極とドレイン電極の間を抵抗Ｒｄ１で接続するのは、ソース電極とドレイン電極とをＤＣ的に同電位にするためである。つまり、ソース電極とドレイン電極がＤＣ的に同電位になっていないと、ソース電極とドレイン電極間の非線形性が顕在化し、この非線形性の顕在化により送信信号が通過する際、高次高調波歪が発生するのである。つまり、送信信号に高次高調波歪を発生させる一要因として、トランジスタＱ１におけるソース電極とドレイン電極間の非線形性が挙げられるのである。このため、ソース電極とドレイン電極とを抵抗Ｒｄ１でＤＣ的に同電位にすることにより、高次高調波歪の発生を抑制することができる。同様の理由から、トランジスタＱ２においても、ソース電極とドレイン電極の間に抵抗Ｒｄ２を設け、トランジスタＱ３においても、ソース電極とドレイン電極の間の抵抗Ｒｄ３を設けている。

なお、図７において、例えば、ソース電極とドレイン電極とを抵抗Ｒｄ１で接続すると、トランジスタＱ１をオフしている状態でも、ソース電極とドレイン電極が導通すると考えられるが、ソース電極とドレイン電極はＤＣ的に同電位であり、かつ、抵抗Ｒｄ１は、ＲＦ信号を遮蔽するのに充分大きな抵抗を使用しているので、トランジスタＱ１がオフ状態のときにソース電極とドレイン電極の間をＲＦ信号が流れることはないのである。

＜本発明者が見出した新規な課題＞
以上のように、アンテナスイッチＡＳＷから発生する高次高調波歪が問題となるが、本発明者は、アンテナスイッチＡＳＷから発生する高次高調波歪について検討を行なった結果、以下に示すような新規な課題を見出した。この課題について説明する。

携帯電話機の通信方式として、例えば、時分割多重接続方式（ＴＤＭＡ方式）がある。時分割多重接続方式とは、伝送に用いる搬送周波数をタイムスロットと呼ばれる単位で分割し、同一周波数において、複数の通信を可能とする技術である。例えば、時分割多重接続方式では、図８に示すように、１フレーム（４．６１５ｍｓｅｃ）内に８つのタイムスロット（５７６．９μｓｅｃ）を有し、各タイムスロットに送信モードや受信モードを割り当てることにより、複数の通信を可能とするものである。図８では、複数のタイムスロットを送信モードだけに使用する試験モード（ローカルモード）を示す図である。図８に示す試験モードでは、アンテナスイッチＡＳＷから発生する高次高調波歪は問題とならないレベルであることが検証されている。つまり、複数のタイムスロットを送信モードだけで使用する場合は、送信時の高次高調波歪のレベルが低くなっている。

これに対し、図９は、実際に携帯電話機で通信を行なう場合の例を示す図である。図９は、受信モードの直後に送信モードが存在する場合を示している。これは、実際の携帯電話機で通信する場合、まず、基地局からの電波を受信して通信できる基地局を確認し、その後、確認した基地局に対して携帯電話機から電波を送信することに対応したものである。つまり、実際の携帯電話機の通信では、受信モードの直後に送信モードが存在する組み合わせが一般的に存在する。そして、図８に示す試験モードに比べて、図９に示すような受信モードの直後に送信モードが存在するような場合は、アンテナスイッチＡＳＷから発生する高次高調波歪が増加することを本発明者は新たに見出したのである。特に、送信モードが３０ｄＢを超える大電力であるＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の送信信号を送信するモードの場合に高次高調波歪の増加が顕著になることを本発明者は見出した。

そこで、本発明者がこの原因を追究したところ、受信モードから送信モードに遷移することに高次高調波歪の増加の原因があるのではないかと考えた。つまり、送信モードだけが存在する試験モードでは、送信モードから遷移する状態はないのに対し、通常の通信モードでは、受信モードから送信モードへ遷移する状態が存在するからである。具体的には、試験モードでは、アンテナスイッチＡＳＷにおけるオン／オフの切り替えが存在しないのに対し、通常の通信モードでは、アンテナスイッチＡＳＷにおけるオン／オフの切り替えが存在することが、高次高調波歪の増加の一因であるのではないかと推測している。そこで、本発明者は、まず、アンテナスイッチＡＳＷにおいて、オフしているトランジスタから発生する高次高調波歪と、オンしているトランジスタから発生する高次高調波歪を検討した。

＜オフしているトランジスタから発生する高次高調波歪＞
オフしているトランジスタから発生する高次高調波歪について説明する。図１０は、トランジスタのソース電極を基準としたゲート電極の電位Ｖｇｓとドレイン電流Ｉｄｓとの関係、および、ソース電極を基準としたゲート電極の電位Ｖｇｓとゲート・ソース間容量Ｃｇｓとの関係を示すグラフである。図１０において、横軸は電位Ｖｇｓを示しており、縦軸がドレイン電流Ｉｄｓ、および、ゲート・ソース間容量Ｃｇｓを示している。このとき、図１０では、横軸は原点（０Ｖ）から左側に延在している。そして、電位Ｖｇｓは負の値をとっており、左側に進むにつれて絶対値が大きくなっている。

まず、電位Ｖｇｓとドレイン電流Ｉｄｓとの関係を見ると、電位Ｖｇｓの値がしきい値電圧Ｖｔｈよりも大きくなるとドレイン電流Ｉｄｓが流れる。この状態がトランジスタのオン状態である。一方、電位Ｖｇｓの値がしきい値電圧Ｖｔｈよりも小さくなるとドレイン電流Ｉｄｓが流れなくなる。この状態がトランジスタのオフ状態である。すなわち、図１０において、電位Ｖｇｓの値がしきい値電圧Ｖｔｈよりも大きい場合（電位ＶｇｓがＶｔｈよりも右側にある場合）はトランジスタのオン状態を示しており、電位Ｖｇｓの値がしきい値電圧Ｖｔｈよりも小さい場合（電位ＶｇｓがＶｔｈよりも左側にある場合）はトランジスタのオフ状態を示している。

続いて、トランジスタのソース電極を基準としたゲート電極の電位Ｖｇｓと、ゲート・ソース間容量との関係について説明する。図１０に示すように、電位Ｖｇｓの値が大きくなると（電位Ｖｇｓは負であるため、絶対値は小さくなる）、ゲート・ソース間容量Ｃｇｓは増加する。一方、電位Ｖｇｓの値が小さくなると（電位Ｖｇｓは負であるため、絶対値は大きくなる）、ゲート・ソース間容量Ｃｇｓは減少する。これは以下のようにして説明することができる。例えば、電位Ｖｇｓがしきい値電圧Ｖｔｈよりも小さくなるということは、トランジスタがオフすることを意味する。オフしているトランジスタでは、ゲート電極とソース電極との間の空乏層が広がり、電位Ｖｇｓがしきい値電圧Ｖｔｈよりも小さくなればなるほど深くオフされ空乏層は広がる。このことは、電位Ｖｇｓがしきい値電圧Ｖｔｈよりも小さくなればなるほど、ゲート・ソース間容量Ｃｇｓの容量絶縁膜となる空乏層の幅が大きくなることを意味し、ゲート・ソース間容量Ｃｇｓが低下するのである。一方、電位Ｖｇｓがしきい値電圧Ｖｔｈよりも大きくなるということは、トランジスタがオンすることを意味する。オンしているトランジスタでは、空乏層の幅が減少し、チャネル領域が形成されるため、ゲート・ソース間容量ＣＧｓが増加するのである。したがって、電位Ｖｇｓが小さいほどゲート・ソース間容量Ｃｇｓは低下し、電位Ｖｇｓが大きくなるにしたがってゲート・ソース間容量Ｃｇｓは増加することになる。このとき、ゲート・ソース間容量Ｃｇｓの変化は図１０に示すような曲線で示される。特に、しきい値電圧Ｖｔｈ近傍の領域Ａでは、急激にゲート・ソース間容量Ｃｇｓが変化していることがわかる。つまり、領域Ａにおけるゲート・ソース間容量Ｃｇｓの変化は、非線形性が増大しているということになる。

ここで、図１０において、オフしているトランジスタを考える。このオフしているトランジスタのソース電極を基準にしたゲート電極の電位Ｖｇｓが−Ｖａｎｔ´であるとする。そして、このオフしているトランジスタにＲＦ信号が入力されたとする。すると、図１０に示すように、電位Ｖｇｓは、−Ｖａｎｔ´にＲＦ信号が重畳されて変化することになる。例えば、電位Ｖｇｓは−Ｖａｎｔ´を中心にして振幅（Ｖｉｎ／２）で変化する。この場合、電位Ｖｇｓの変化にともなってゲート・ソース間容量Ｃｇｓも変化する。このとき、図１０に示すように、電位Ｖｇｓの変化がしきい値電圧Ｖｔｈの近傍にまで及ぶと、ゲート・ソース間容量Ｃｇｓの変化も非線形成分の大きい領域Ａで行なわれることになる。このため、オフしているトランジスタでは、入力されたＲＦ信号により、ゲート・ソース間容量Ｃｇｓが変化し、この変化したゲート・ソース間容量Ｃｇｓの非線形性により高次高調波歪が発生するのである。つまり、オフしているトランジスタでは、ゲート・ソース間容量Ｃｇｓの非線形性によって高次高調波歪が発生するのである。

そこで、オフしているトランジスタからの高次高調波歪の発生を抑制するため、以下に示す技術が採用されている。図１１は、トランジスタのソース電極を基準としたゲート電極の電位Ｖｇｓとドレイン電流Ｉｄｓとの関係、および、ソース電極を基準としたゲート電極の電位Ｖｇｓとゲート・ソース間容量Ｃｇｓとの関係を示すグラフである。図１１において、横軸は電位Ｖｇｓを示しており、縦軸がドレイン電流Ｉｄｓ、および、ゲート・ソース間容量Ｃｇｓを示している。このとき、図１１では、横軸は原点（０Ｖ）から左側に延在している。そして、電位Ｖｇｓは負の値をとっており、左側に進むにつれて絶対値が大きくなっている。

図１１において、オフしているトランジスタを考える。このオフしているトランジスタのソース電極を基準にしたゲート電極の電位Ｖｇｓが−Ｖａｎｔであるとする。図１１に示す−Ｖａｎｔは、図１０に示す−Ｖａｎｔ´よりも充分に小さくなっている。そして、このオフしているトランジスタにＲＦ信号が入力されたとする。すると、図１１に示すように、電位Ｖｇｓは、−ＶａｎｔにＲＦ信号が重畳されて変化することになる。例えば、電位Ｖｇｓは−Ｖａｎｔを中心にして振幅（Ｖｉｎ／２）で変化する。この場合、電位Ｖｇｓの変化にともなってゲート・ソース間容量Ｃｇｓも変化する。このとき、図１１に示すように、−Ｖａｎｔがしきい値電圧Ｖｔｈよりも充分に小さくなっているため、電位Ｖｇｓの変化がしきい値電圧Ｖｔｈの近傍にまで及ばない。したがって、ゲート・ソース間容量Ｃｇｓの変化は非線形成分の小さい領域Ｂで行なわれることになる。このため、オフしているトランジスタでは、入力されたＲＦ信号により、ゲート・ソース間容量Ｃｇｓが変化するが、この変化したゲート・ソース間容量Ｃｇｓの非線形性が小さいので、高次高調波歪の発生を抑制できるのである。つまり、オフしているトランジスタからの高次高調波歪の発生を抑制するには、ソース電極を基準としたゲート電極の電位Ｖｇｓをしきい値電圧Ｖｔｈよりも充分に低くすることで実現できることがわかる。

＜オンしているトランジスタから発生する高次高調波歪＞
次に、オンしているトランジスタから発生する高次高調波歪について説明する。オンしているトランジスタから発生する高次高調波歪は、非線形性を持ったオン抵抗と正の相関をもっており、オン抵抗が大きくなると、高次高調波歪も増加する。したがって、オンしているトランジスタから発生する高次高調波歪を抑制するためには、オン抵抗を低減する必要があることがわかる。

上述したように、オフしているトランジスタからの高次高調波歪を抑制するには、ソース電極を基準としたゲート電極の電位Ｖｇｓを充分に小さくすることで実現できる。ところが、本発明者が検討したところ、電位Ｖｇｓを充分に小さくすると、トランジスタをオンした場合のオン抵抗が増加することがわかった。つまり、オフしているトランジスタからの高次高調波歪を抑制するために、電位Ｖｇｓを充分に低くすると、オフからオンに遷移したトランジスタのオン抵抗が増加し、オンしたトランジスタから発生する高次高調波歪が増加することがわかった。

具体的に、図１２は、トランジスタのソース電極を基準としたゲート電極の電位Ｖｇｓと、オン抵抗との関係を示す図である。図１２において、横軸は電位Ｖｇｓを示しており、縦軸がオン抵抗Ｒｏｎを示している。このとき、図１２では、横軸は原点（０Ｖ）から左側に延在している。そして、電位Ｖｇｓは負の値をとっており、左側に進むにつれて絶対値が大きくなっている。図１２に示すように、オフしているトランジスタの電位Ｖｇｓが小さくなればなるほどオン抵抗Ｒｏｎが増加することがわかる。例えば、オフしているトランジスタの電位Ｖｇｓが−Ｖａｎｔ´である場合から、オンに遷移した場合のオン抵抗Ｒ１よりも、オフしているトランジスタの電位Ｖｇｓが−Ｖａｎｔである場合から、オンに遷移した場合のオン抵抗Ｒ２のほうが大きくなる。したがって、オフしているトランジスタの電位Ｖｇｓが低ければ低いほど、オンに遷移した場合のオン抵抗Ｒｏｎが大きくなり、オンに遷移したトランジスタから発生する高次高調波歪が増加するのである。

このようにオフしているトランジスタの電位Ｖｇｓを低くすればするほど、オンに遷移したトランジスタのオン抵抗が増加するには以下に示すようなメカニズムによると考えられている。すなわち、電位Ｖｇｓをしきい値電圧Ｖｔｈよりも低くしてトランジスタをオフさせる場合、オフしているトランジスタのゲート電極周辺にトラップ準位（捕獲準位）が発生し、このトラップ準位に正孔（ホール）や電子が捕獲される。この結果、オフからオンに遷移した場合に、トランジスタのチャネル領域（キャリアが自由に移動できる領域）が狭くなり、非線形性を持ったオン抵抗Ｒｏｎが増加するというものである。このメカニズムによれば、電位Ｖｇｓを低くすればするほど、発生するトラップ準位が増加する。この結果、オフからオンに遷移した場合に、トランジスタのチャネル領域（キャリアが自由に移動できる領域）が狭くなり、非線形性を持ったオン抵抗Ｒｏｎが増加すると考えることができる。

以上のことから、オフしているトランジスタから発生する高次高調波歪を抑制するには、ソース電極を基準としたゲート電極の電位Ｖｇｓをしきい値電圧Ｖｔｈよりも充分に低くすることで実現できる。しかし、オフしているトランジスタの電位Ｖｇｓを充分に低くすると、オフからオンに遷移したトランジスタのオン抵抗Ｒｏｎが増加し、オンしたトランジスタから発生する高次高調波歪が増加してしまうことがわかる。この現象が、本発明者らが新規に見出した課題の原因と考えられる。つまり、送信モードだけが存在する試験モードでは、オフしているトランジスタがオンに遷移することはないので、オフしているトランジスタから発生する高次高調波歪を抑制するために、ソース電極を基準としたゲート電極の電位Ｖｇｓをしきい値電圧Ｖｔｈよりも充分に低くしても、オンに遷移するトランジスタから発生する高次高調波歪の影響は考慮しなくてもよい。これに対し、受信モードの直後に送信モードが存在する通信モードでは、受信モードではオフになっているトランジスタが送信モードでオンするため、オフからオンへ遷移するトランジスタが存在することになる。この場合、オフしているトランジスタから発生する高次高調波歪を抑制するために、ソース電極を基準としたゲート電極の電位Ｖｇｓをしきい値電圧Ｖｔｈよりも充分に低くすると、オフからオンに遷移するトランジスタのオン抵抗Ｒｏｎが上昇し、オンしたトランジスタから発生する高次高調波歪が増加することになるのである。このことから、試験モードに比べて、受信モードの直後に送信モードが存在するような通信モードの場合では、アンテナスイッチＡＳＷから発生する高次高調波歪が増加すると考えられる。特に、受信モードの直後に存在する送信モードがＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の送信信号を送信するモードである場合、高次高調波歪の増加が顕著となっている。これは、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の電力が３０ｄＢを超える大電力であり、オフしているトランジスタからの高次高調波歪の発生を抑制するために、ソース電極を基準としたゲート電極の電位Ｖｇｓをしきい値電圧Ｖｔｈよりもかなり低くする必要があるからである。

＜本実施の形態におけるアンテナスイッチの特徴＞
そこで、本実施の形態におけるアンテナスイッチＡＳＷでは以下のように対策している。具体的に、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の送信信号を送信する際にオンし、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の送信信号を送信する際および受信信号を受信する際にオフするトランジスタＱ１において、オフしているトランジスタＱ１のソース電極を基準としたゲート電極に印加される電位Ｖｇｓ１を従来に比べて大きくするように構成するものである。つまり、本実施の形態における特徴は、図７に示すトランジスタＱ１のオフ時の電位Ｖｇｓ１を、トランジスタＱ２のオフ時の電位Ｖｇｓ２やトランジスタＱ３のオフ時の電位Ｖｇｓ３よりも大きくする点にある。言い換えれば、オフ時の電位Ｖｇｓ１〜電位Ｖｇｓ３は、負の値をしていることから、トランジスタＱ１のオフ時の電位Ｖｇｓ１を、トランジスタＱ２のオフ時の電位Ｖｇｓ２やトランジスタＱ３のオフ時の電位Ｖｇｓ３よりも大きくするということは、トランジスタＱ１のオフ時の電位Ｖｇｓ１の絶対値を、トランジスタＱ２のオフ時の電位Ｖｇｓ２の絶対値やトランジスタＱ３のオフ時の電位Ｖｇｓ３の絶対値よりも小さくするということができる。これにより、受信モードからＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の送信モードへ移行する際、トランジスタＱ１は、オフ状態からオン状態に遷移するが、トランジスタＱ１のオフ時の電位Ｖｇｓ１の絶対値を小さくすることで、オフからオンに遷移したトランジスタＱ１のオン抵抗Ｒｏｎを低減することができる。この結果、オンしたトランジスタＱ１から発生する高次高調波歪の増加を抑制することができる。

図１３は、トランジスタのソース電極を基準としたゲート電極の電位Ｖｇｓと、オン抵抗との関係を示す図である。図１３において、横軸は電位Ｖｇｓ１を示しており、縦軸がオン抵抗Ｒｏｎを示している。このとき、図１３では、横軸は原点（０Ｖ）から左側に延在している。そして、電位Ｖｇｓ１は負の値をとっており、左側に進むにつれて絶対値が大きくなっている。このとき、例えば、トランジスタＱ１のオフ時の電位Ｖｇｓ１を−Ｖａｎｔから−Ｖａｎｔ＋１に大きくすることにより、オフ状態からオン状態に遷移したトランジスタＱ１のオン抵抗Ｒｏｎを小さくすることができる。言い換えれば、トランジスタＱ１のオフ時の電位Ｖｇｓ１の絶対値をＶａｎｔからＶａｎｔ−１に小さくすることにより、オフ状態からオン状態に遷移したトランジスタＱ１のオン抵抗Ｒｏｎを小さくすることができる。この結果、オンしたトランジスタＱ１から発生する高次高調波歪の増加を抑制することができることがわかる。

ここで、トランジスタＱ１だけオフ時の電位Ｖｇｓ１の絶対値を小さくし、トランジスタＱ２のオフ時の電位Ｖｇｓ２の絶対値とトランジスタＱ３のオフ時の電位Ｖｇｓ３の絶対値とを小さくしないのは、以下に示す理由による。すなわち、受信モードの直後にＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の送信信号を送信する送信モードが存在する場合に高次高調波歪の増加を抑制する必要があるからである。このとき、オフ状態からオン状態へ遷移するトランジスタはトランジスタＱ１であり、トランジスタＱ２はオフ状態を維持し、トランジスタＱ３は、オン状態からオフ状態へ遷移する。つまり、オフ状態からオン状態へ遷移するトランジスタＱ１では、オフ時の電位Ｖｇｓ１の絶対値を小さくすることにより、オフ時の高次高調波歪の発生を多少増加させても、オン時（ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の送信信号を送信する送信モード）の高次高調波歪の発生を低減させる必要があるからである。一方、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の送信信号を送信する送信モードでは、トランジスタＱ２とトランジスタＱ３はオフ状態となっている。したがって、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の送信信号を送信する送信モードでは、トランジスタＱ２とトランジスタＱ３に求められる要求は、オフ時の高次高調波歪の発生を低減させることである。このため、トランジスタＱ２とトランジスタＱ３では、オフ時の高次高調波歪の発生を抑制するために、トランジスタＱ２のオフ時の電位Ｖｇｓ２の絶対値とトランジスタＱ３のオフ時の電位Ｖｇｓ３の絶対値とをトランジスタＱ１のように小さくしないのである。

次に、トランジスタＱ１において、オフ時の電位Ｖｇｓ１の絶対値を小さくすると、トランジスタＱ１のオフ時における高次高調波歪の発生が大きくなると考えられる。トランジスタＱ１がオフしている際に送信モードとなるのは、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の送信信号を送信する送信モードである。

図１４は、オフ状態でのトランジスタＱ１のゲート電極に印加するゲート電圧Ｖｔｘ１ｃと、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の送信モードで発生する２次高調波歪ＰＣＳ＿２ＨＤ、３次高調波歪ＰＣＳ＿３ＨＤとの関係を示すグラフである。このとき、ゲート電圧Ｖｔｘ１ｃは、ソース電極を基準としたゲート電極の電位Ｖｇｓ１とは異なるものであり、ゲート電圧Ｖｔｘ１ｃは、ゲート電極に実際に印加される電圧である。つまり、電位Ｖｇｓ１はソース電極の電位を基準としたゲート電極の電位であり、ゲート電圧Ｖｔｘ１ｃをソース電極の電位を基準として表したものが電位Ｖｇｓ１である。例えば、ソース電極の電位をＶｓとすると、Ｖｔｘ１ｃ−Ｖｓ＝Ｖｇｓ１となる。したがって、Ｖｔｘ１ｃの値がＶｓの値を超えない範囲で大きくなるということは、電位Ｖｇｓ１に換算すると、電位Ｖｇｓ１の絶対値が小さくなることを意味している。例えば、ソース電極の電位Ｖｓを４Ｖとすると、ゲート電圧Ｖｔｘ１ｃが０Ｖのとき、電位Ｖｇｓ１は−４Ｖとなり、ゲート電圧Ｖｔｘ１ｃが１Ｖのとき、電位Ｖｇｓは−３Ｖとなる。

したがって、オフしているトランジスタＱ１のゲート電圧Ｖｔｘ１ｃを大きくするということは、オフしているトランジスタＱ１の電位Ｖｇｓ１の絶対値を小さくすることに対応している。この条件のもとで、図１４を見ると、オフしているトランジスタＱ１のゲート電圧Ｖｔｘ１ｃを大きくすると（オフしているトランジスタＱ１の電位Ｖｇｓ１の絶対値を小さくすると）、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の送信モードで発生する２次高調波歪ＰＣＳ＿２ＨＤおよび３次高調波歪ＰＣＳ＿３ＨＤが増大していることがわかる。２次高調波歪ＰＣＳ＿２ＨＤおよび３次高調波歪ＰＣＳ＿３ＨＤをデシベルで表示しているが、このデシベル表示は、高次高調波歪の大きさが入力電力の電力からどれだけ減衰させているかを示している。すなわち、高次高調波歪のデシベル表示が小さくなるほど減衰が小さくなり、高次高調波歪の大きさが増大していることを示していることになる。

図１４からわかるように、オフしているトランジスタＱ１のゲート電圧Ｖｔｘ１ｃが１Ｖを超えると、高次高調波歪（２次高調波歪ＰＣＳ＿２ＨＤおよび３次高調波歪ＰＣＳ＿３ＨＤ）が増大することがわかる。このため、オフしているトランジスタＱ１のゲート電圧Ｖｔｘ１ｃを１Ｖ以下にする必要があることがわかる。言い換えれば、オフしているトランジスタＱ１の電位Ｖｇｓ１の絶対値が（Ｖｓ−１）よりも小さくなると、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の送信モードで発生する高次高調波歪が増大することがわかる。

以上のことから、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の送信モードで発生する高次高調波歪を抑制する観点からは、オフしているトランジスタＱ１の電位Ｖｇｓ１の絶対値を小さくすることが望ましいが、あまり、小さくしすぎると、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の送信モードで発生する高次高調波歪が増大してしまうのである。このため、オフしているトランジスタＱ１の電位Ｖｇｓ１の絶対値を小さくするが、オフしているトランジスタＱ１の電位Ｖｇｓ１の絶対値を（Ｖｓ−１）よりも大きくすることで、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の送信モードと、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の送信モードの両方で、高次高調波歪の増加を抑制することができる。

＜本実施の形態におけるアンテナスイッチの特徴的な動作＞
以下に、本実施の形態におけるアンテナスイッチの特徴的な動作について説明する。まず、受信信号をアンテナから受信する場合について説明する。トランジスタＱ３のゲート電極Ｇ３に正電圧（〜４Ｖ）を印加すると、ゲート電極Ｇ３に印加される電圧がソース電極（もしくは、ドレイン電極）に対して、閾値電圧Ｖｔｈ（一般的には−１．０Ｖ程度）より高くなるのでトランジスタＱ３はオンする。すなわち、トランジスタＱ３において、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ３の電位Ｖｇｓ３がしきい値電圧以上となるので、トランジスタＱ３はオンする。それと同時に、ソース電極（あるいは、ドレイン電極）にはショットキー障壁分だけ下がった電圧（〜０．５Ｖ程度低下）が印加される。ここで、トランジスタＱ３がオンした時、ソース電極（ドレイン電極）には上述したように、ゲート電極Ｇ３に印加した電圧からショットキー障壁分下がった電位が印加されるが、以下の記載では、ショットキー障壁分の電圧降下を無視して、トランジスタＱ３のソース電極（ドレイン電極）には、ゲート電極Ｇ３と同電位が印加されるとする。したがって、トランジスタＱ３のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは、正電位（〜４Ｖ）となる。

一方、トランジスタＱ１をオフ状態にするために、トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１には１Ｖが印加される。トランジスタＱ３をオンさせるためにゲート電極Ｇ３に印加した正電圧（〜４Ｖ）により、この正電位（〜４Ｖ）がトランジスタＱ３のソース電極およびドレイン電極に印加されている。すなわち、トランジスタＱ３のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは正電位（〜４Ｖ）となり、このアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）と電気的に接続されているトランジスタＱ１のソース電極にも正電位（〜４Ｖ）が印加されることになる。トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１は１Ｖであるので、ゲート電極Ｇ１はソース電極（ドレイン電極）に対して、しきい値電圧Ｖｔｈより低い電圧になる。つまり、トランジスタＱ１では、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ１の電位Ｖｇｓ１（〜−３Ｖ）がしきい値電圧以下となるので、トランジスタＱ１はオフ状態となる。

トランジスタＱ２のゲート電極Ｇ２には０Ｖが印加される。トランジスタＱ３をオンさせるためにゲート電極Ｇ３に印加した正電圧（〜４Ｖ）により、この正電位（〜４Ｖ）がトランジスタＱ３のソース電極およびドレイン電極に印加されている。すなわち、トランジスタＱ３のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは正電位（〜４Ｖ）となり、このアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）と電気的に接続されているトランジスタＱ２のソース電極にも正電位（〜４Ｖ）が印加されることになる。トランジスタＱ２のゲート電極Ｇ２は０Ｖであるので、ゲート電極Ｇ２はソース電極（ドレイン電極）に対して、しきい値電圧Ｖｔｈより低い電圧になる。つまり、トランジスタＱ２では、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ２の電位Ｖｇｓ２（〜−４Ｖ）がしきい値電圧以下となるので、トランジスタＱ２はオフ状態となる。

したがって、アンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）は、オンしているトランジスタＱ３を介して受信端子ＲＸと電気的に接続される。この状態で、アンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）からアンテナスイッチに入力した受信信号（ＡＣ信号）は、導通状態のトランジスタＱ３を通って受信端子ＲＸに出力された後、受信回路に入力する。

このとき、本実施の形態における特徴は、トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１に１Ｖを印加することにより、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ１の電位Ｖｇｓ１を−３Ｖ程度としてトランジスタＱ１をオフしている点にある。一方、トランジスタＱ２のゲート電極Ｇ２に０Ｖを印加することにより、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ２の電位Ｖｇｓ２を−４Ｖ程度としてトランジスタＱ２をオフしている。

次に、ＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の送信信号をアンテナから送信する場合のアンテナスイッチＡＳＷの動作について、図７を参照しながら説明する。

トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１に正電圧（〜４Ｖ）を印加すると、ゲート電極Ｇ１に印加される電圧がソース電極（もしくは、ドレイン電極）に対して、閾値電圧Ｖｔｈ（一般的には−１．０Ｖ程度）より高くなるのでトランジスタＱ１はオンする。すなわち、トランジスタＱ１において、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ１の電位Ｖｇｓ１がしきい値電圧以上となるので、トランジスタＱ１はオンする。それと同時に、ソース電極（あるいは、ドレイン電極）にはショットキー障壁分だけ下がった電圧（〜０．５Ｖ程度低下）が印加される。ここで、トランジスタＱ１がオンした時、ソース電極（ドレイン電極）には上述したように、ゲート電極Ｇ１に印加した電圧からショットキー障壁分下がった電位が印加されるが、以下の記載では、ショットキー障壁分の電圧降下を無視して、トランジスタＱ１のソース電極（ドレイン電極）には、ゲート電極Ｇ１と同電位が印加されるとする。したがって、トランジスタＱ１のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは、正電位（〜４Ｖ）となる。

一方、トランジスタＱ２をオフ状態にするために、トランジスタＱ２のゲート電極Ｇ２には０Ｖが印加される。トランジスタＱ１をオンさせるためにゲート電極Ｇ１に印加した正電圧（〜４Ｖ）により、この正電位（〜４Ｖ）がトランジスタＱ１のソース電極およびドレイン電極に印加されている。すなわち、トランジスタＱ１のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは正電位（〜４Ｖ）となり、このアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）と電気的に接続されているトランジスタＱ２のソース電極にも正電位（〜４Ｖ）が印加されることになる。トランジスタＱ２のゲート電極Ｇ２は０Ｖであるので、ゲート電極Ｇ２はソース電極（ドレイン電極）に対して、しきい値電圧Ｖｔｈより低い電圧になる。つまり、トランジスタＱ２では、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ２の電位Ｖｇｓ２（〜−４Ｖ）がしきい値電圧以下となるので、トランジスタＱ２はオフ状態となる。

同様に、トランジスタＱ３のゲート電極Ｇ３には０Ｖが印加される。トランジスタＱ１をオンさせるためにゲート電極Ｇ１に印加した正電圧（〜４Ｖ）により、この正電位（〜４Ｖ）がトランジスタＱ１のソース電極およびドレイン電極に印加されている。すなわち、トランジスタＱ１のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは正電位（〜４Ｖ）となり、このアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）と電気的に接続されているトランジスタＱ３のソース電極にも正電位（〜４Ｖ）が印加されることになる。トランジスタＱ３のゲート電極Ｇ３は０Ｖであるので、ゲート電極Ｇ３はソース電極（ドレイン電極）に対して、しきい値電圧Ｖｔｈより低い電圧になる。つまり、トランジスタＱ３では、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ３の電位Ｖｇｓ３（〜−４Ｖ）がしきい値電圧以下となるので、トランジスタＱ３はオフ状態となる。

したがって、アンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）は、オンしているトランジスタＱ１を介して送信端子ＴＸ１と電気的に接続される。この状態で、送信端子ＴＸ１からアンテナスイッチＡＳＷに入力したＧＳＭ低周波帯域（ＧＳＭ）の送信信号（ＡＣ信号）は、導通状態のトランジスタＱ１を通ってアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）に出力された後、アンテナから送信される。

このとき、本実施の形態における特徴は、トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１に０Ｖではなく１Ｖを印加することにより、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ１の電位Ｖｇｓ１を−３Ｖ程度としてトランジスタＱ１をオフしていることにある。そして、この状態から、トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１に正電圧（〜４Ｖ）を印加して、トランジスタＱ１をオンしている。したがって、トランジスタＱ１は、例えば、トランジスタＱ１のオフ時の電位Ｖｇｓ１を−４Ｖから−３Ｖに大きくすることにより、オフ状態からオン状態に遷移したトランジスタＱ１のオン抵抗Ｒｏｎを小さくすることができる。言い換えれば、トランジスタＱ１のオフ時の電位Ｖｇｓ１の絶対値を４Ｖから３Ｖに小さくすることにより、オフ状態からオン状態に遷移したトランジスタＱ１のオン抵抗Ｒｏｎを小さくすることができる。この結果、オンしたトランジスタＱ１から発生する高次高調波歪の増加を抑制することができるのである。

最後に、ＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の送信信号をアンテナから送信する場合のアンテナスイッチＡＳＷの動作について、図７を参照しながら説明する。

トランジスタＱ２のゲート電極Ｇ２に正電圧（〜４Ｖ）を印加すると、ゲート電極Ｇ２に印加される電圧がソース電極（もしくは、ドレイン電極）に対して、閾値電圧Ｖｔｈ（一般的には−１．０Ｖ程度）より高くなるのでトランジスタＱ２はオンする。すなわち、トランジスタＱ２において、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ２の電位Ｖｇｓ２がしきい値電圧以上となるので、トランジスタＱ２はオンする。それと同時に、ソース電極（あるいは、ドレイン電極）にはショットキー障壁分だけ下がった電圧（〜０．５Ｖ程度低下）が印加される。ここで、トランジスタＱ２がオンした時、ソース電極（ドレイン電極）には上述したように、ゲート電極Ｇ２に印加した電圧からショットキー障壁分下がった電位が印加されるが、以下の記載では、ショットキー障壁分の電圧降下を無視して、トランジスタＱ２のソース電極（ドレイン電極）には、ゲート電極Ｇ２と同電位が印加されるとする。したがって、トランジスタＱ２のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは、正電位（〜４Ｖ）となる。

一方、トランジスタＱ１をオフ状態にするために、トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１には１Ｖが印加される。トランジスタＱ２をオンさせるためにゲート電極Ｇ２に印加した正電圧（〜４Ｖ）により、この正電位（〜４Ｖ）がトランジスタＱ２のソース電極およびドレイン電極に印加されている。すなわち、トランジスタＱ２のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは正電位（〜４Ｖ）となり、このアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）と電気的に接続されているトランジスタＱ１のソース電極にも正電位（〜４Ｖ）が印加されることになる。トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１は１Ｖであるので、ゲート電極Ｇ１はソース電極（ドレイン電極）に対して、しきい値電圧Ｖｔｈより低い電圧になる。つまり、トランジスタＱ１では、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ１の電位Ｖｇｓ１（〜−３Ｖ）がしきい値電圧以下となるので、トランジスタＱ１はオフ状態となる。

トランジスタＱ３のゲート電極Ｇ３には０Ｖが印加される。トランジスタＱ２をオンさせるためにゲート電極Ｇ２に印加した正電圧（〜４Ｖ）により、この正電位（〜４Ｖ）がトランジスタＱ２のソース電極およびドレイン電極に印加されている。すなわち、トランジスタＱ２のソース電極と電気的に接続されているアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）の電位Ｖａｎｔは正電位（〜４Ｖ）となり、このアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）と電気的に接続されているトランジスタＱ３のソース電極にも正電位（〜４Ｖ）が印加されることになる。トランジスタＱ３のゲート電極Ｇ３は０Ｖであるので、ゲート電極Ｇ３はソース電極（ドレイン電極）に対して、しきい値電圧Ｖｔｈより低い電圧になる。つまり、トランジスタＱ３では、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ３の電位Ｖｇｓ３（〜−４Ｖ）がしきい値電圧以下となるので、トランジスタＱ３はオフ状態となる。

したがって、アンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）は、オンしているトランジスタＱ２を介して送信端子ＴＸ２と電気的に接続される。この状態で、送信端子ＴＸ２からアンテナスイッチＡＳＷに入力したＧＳＭ高周波帯域（ＤＣＳ／ＰＣＳ）の送信信号（ＡＣ信号）は、導通状態のトランジスタＱ２を通ってアンテナ端子ＴＥ（ＡＮＴ）に出力された後、アンテナから送信される。

このとき、本実施の形態における特徴は、トランジスタＱ１のゲート電極Ｇ１に１Ｖを印加することにより、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ１の電位Ｖｇｓ１を−３Ｖ程度としてトランジスタＱ１をオフしている点にある。一方、トランジスタＱ３のゲート電極Ｇ３に０Ｖを印加することにより、ソース電極を基準としたゲート電極Ｇ３の電位Ｖｇｓ３を−４Ｖ程度としてトランジスタＱ３をオフしている。したがって、オフしているとトランジスタＱ１の電位Ｖｇｓ１（〜−３Ｖ）の絶対値は、オフしているトランジスタＱ３の電位Ｖｇｓ３（〜−４Ｖ）の絶対値よりも小さいので、オフしているトランジスタＱ１から発生する高次高調波歪は、オフしているトランジスタＱ３から発生する高次高調波歪よりも増加すると考えられる。しかし、図１４で示したように、オフしているトランジスタＱ１の電位Ｖｇｓ１が−３Ｖ程度（図１４のゲート電圧Ｖｔｘ１ｃ＝１Ｖに対応）であれば、高次高調波歪の増加を抑制することができることがわかる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。

本発明は、半導体装置を製造する製造業に幅広く利用することができる。

１ 携帯電話機
２ アプリケーションプロセッサ
３ メモリ
４ ベースバンド部
５ ＲＦＩＣ
６ 電力増幅器
７ ＳＡＷフィルタ
８ アンテナスイッチ
９ アンテナ
１０ 半絶縁性基板
１１ エピタキシャル層
１２ バッファ層
１３ ＡｌＧａＡｓ層
１４ ｎ型ＧａＡｓ層
２０ 半導体基板
２１ 埋め込み絶縁層
２２ シリコン層
Ａ 領域
ＡＮＴ アンテナ
ＡＳＷ アンテナスイッチ
Ｂ 領域
Ｃｇｓ ゲート・ソース間容量
ＣＨＰ１〜ＣＨＰ４ 半導体チップ
ＣＮＴ 制御回路
Ｄ１ ドレイン領域
ＤＥ ドレイン電極
ＥＸ エクステンション領域
Ｇ ゲート電極
Ｇ１〜Ｇ３ ゲート電極
ＧＯＸ ゲート絶縁膜
ＨＰＡ ＲＦモジュール
Ｉｄｓ ドレイン電流
ＩＬ 層間絶縁膜
Ｌ１ 配線
ＬＰＦ＿Ｈ ローパスフィルタ
ＬＰＦ＿Ｌ ローパスフィルタ
ＭＮ＿Ｈ 出力整合回路
ＭＮ＿Ｌ 出力整合回路
ＰＡ＿Ｈ 増幅回路
ＰＡ＿Ｌ 増幅回路
ＰＣＳ＿２ＨＤ ２次高調波歪
ＰＣＳ＿３ＨＤ ３次高調波歪
ＰＬＧ プラグ
Ｑ１〜Ｑ３ トランジスタ
Ｒｄ１〜Ｒｄ３ 抵抗
Ｒｇｇ１〜Ｒｇｇ３ ゲート抵抗
Ｒ１ オン抵抗
Ｒ２ オン抵抗
Ｒｏｎ オン抵抗
ＲＸ 受信端子
ＲＸ１ｃ ゲート端子
Ｓ１ ソース領域
ＳＥ ソース電極
ＳＭＤ 受動部品
ＳＴＩ 素子分離領域
ＳＷ サイドウォール
ＴＥ（ＡＮＴ）アンテナ端子
ＴＥ（ＯＵＴ） 出力端子
ＴＥ（ＲＸ＿Ｈ） 受信端子
ＴＥ（ＲＸ＿Ｌ） 受信端子
ＴＥ（ＴＸ＿Ｈ） 入力端子
ＴＥ（ＴＸ＿Ｌ） 入力端子
ＴＸ１ 送信端子
ＴＸ１ｃ ゲート端子
ＴＸ２ 送信端子
ＴＸ２ｃ ゲート端子
Ｖａｎｔ 電位
Ｖｇｓ 電位
Ｖｇｓ１〜Ｖｇｓ３ 電位
Ｖｔｈ しきい値電圧
Ｖｔｘ１ｃ ゲート電圧
ＷＢ 配線基板

Claims (16)

1. （ａ）アンテナと電気的に接続されるアンテナ端子と、
   （ｂ）送信信号が伝達される送信端子と、
   （ｃ）受信信号が伝達される受信端子と、
   （ｄ）前記送信端子と前記アンテナ端子との間に接続され、スイッチとして機能する送信用ＦＥＴと、
   （ｅ）前記受信端子と前記アンテナ端子との間に接続され、スイッチとして機能する受信用ＦＥＴと、
   （ｆ）前記送信用ＦＥＴおよび前記受信用ＦＥＴのオン／オフを制御する制御信号を入力する制御端子とを備え、
   前記送信用ＦＥＴは、
   （ｄ１）半導体基板内に離間して形成された一対の第１ソース領域および第１ドレイン領域と、
   （ｄ２）前記第１ソース領域と前記第１ドレイン領域の間の前記半導体基板上に形成され、前記制御端子と接続された第１ゲート電極とを有し、
   前記受信用ＦＥＴは、
   （ｅ１）前記半導体基板内に離間して形成された一対の第２ソース領域および第２ドレイン領域と、
   （ｅ２）前記第２ソース領域と前記第２ドレイン領域の間の前記半導体基板上に形成され、前記制御端子と接続された第２ゲート電極とを有し、
   前記送信信号を前記アンテナから送信する際には、前記制御端子から入力される前記制御信号により、前記送信用ＦＥＴの前記第１ソース領域を基準とした前記第１ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも高い第１電位を印加して前記送信用ＦＥＴをオンさせるとともに、前記受信用ＦＥＴの前記第２ソース領域を基準とした前記第２ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも低い第２電位を印加して前記受信用ＦＥＴをオフさせる一方、
   前記受信信号を前記アンテナから受信する際には、前記制御端子から入力される前記制御信号により、前記送信用ＦＥＴの前記第１ソース領域を基準とした前記第１ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも低い第３電位を印加して前記送信用ＦＥＴをオフさせるとともに、前記受信用ＦＥＴの前記第２ソース領域を基準とした前記第２ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも高い第４電位を印加して前記受信用ＦＥＴをオンさせるように構成されている半導体装置であって、
   前記第３電位の絶対値は、前記第２電位の絶対値よりも小さいことを特徴とする半導体装置。
2. 請求項１記載の半導体装置であって、
   前記第１電位と前記第４電位とは、同電位であることを特徴とする半導体装置。
3. 請求項１記載の半導体装置であって、
   前記送信用ＦＥＴは、前記半導体基板と前記第１ゲート電極との間にショットキー障壁が存在する高電子移動度トランジスタであり、
   前記受信用ＦＥＴは、前記半導体基板と前記第２ゲート電極との間にショットキー障壁が存在する高電子移動度トランジスタであることを特徴とする半導体装置。
4. 請求項１記載の半導体装置であって、
   前記送信用ＦＥＴは、前記半導体基板と前記第１ゲート電極との間に第１ゲート絶縁膜が形成されたＭＩＳＦＥＴであり、
   前記受信用ＦＥＴは、前記半導体基板と前記第２ゲート電極との間に第２ゲート絶縁膜が形成されたＭＩＳＦＥＴであることを特徴とする半導体装置。
5. （ａ）配線基板と、
   （ｂ）アンテナスイッチが形成されたアンテナスイッチ用半導体チップと、
   （ｃ）送信信号の電力を増幅する増幅回路が形成された増幅回路用半導体チップと、
   （ｄ）前記増幅回路および前記アンテナスイッチを制御する制御回路が形成された制御回路用半導体チップとを備え、
   前記アンテナスイッチ用半導体チップは、
   （ｂ１）アンテナと電気的に接続される接続されるアンテナ端子と、
   （ｂ２）前記送信信号が伝達される送信端子と、
   （ｂ３）受信信号が伝達される受信端子と、
   （ｂ４）前記送信端子と前記アンテナ端子との間に接続され、スイッチとして機能する送信用ＦＥＴと、
   （ｂ５）前記受信端子と前記アンテナ端子との間に接続され、スイッチとして機能する受信用ＦＥＴと、
   （ｂ６）前記送信用ＦＥＴのオン／オフと、前記受信用ＦＥＴのオン／オフとを制御する制御信号が伝達される制御端子とを含み、
   前記送信用ＦＥＴは、
   （ｂ４１）半導体基板内に離間して形成された一対の第１ソース領域および第１ドレイン領域と、
   （ｂ４２）前記第１ソース領域と前記第１ドレイン領域の間の前記半導体基板上に形成され、前記制御端子と接続された第１ゲート電極とを有し、
   前記受信用ＦＥＴは、
   （ｂ５１）前記半導体基板内に離間して形成された一対の第２ソース領域および第２ドレイン領域と、
   （ｂ５２）前記第２ソース領域と前記第２ドレイン領域の間の前記半導体基板上に形成され、前記制御端子と接続された第２ゲート電極とを有し、
   前記送信信号を前記アンテナから送信する際、前記制御回路は、前記送信用ＦＥＴの前記第１ソース領域を基準とした前記第１ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも高い第１電位を印加して前記送信用ＦＥＴをオンさせるとともに、前記受信用ＦＥＴの前記第２ソース領域を基準とした前記第２ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも低い第２電位を印加して前記受信用ＦＥＴをオフさせる一方、
   前記受信信号を前記アンテナから受信する際、前記制御回路は、前記送信用ＦＥＴの前記第１ソース領域を基準とした前記第１ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも低い第３電位を印加して前記送信用ＦＥＴをオフさせるとともに、前記受信用ＦＥＴの前記第２ソース領域を基準とした前記第２ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも高い第４電位を印加して前記受信用ＦＥＴをオンさせるように構成されている半導体装置であって、
   前記第３電位の絶対値は、前記第２電位の絶対値よりも小さいことを特徴とする半導体装置。
6. 請求項５記載の半導体装置であって、
   前記増幅回路用半導体チップと、前記制御回路用半導体チップとは、別々の半導体チップから構成されていることを特徴とする半導体装置。
7. 請求項５記載の半導体装置であって、
   前記増幅回路用半導体チップと、前記制御回路用半導体チップとは、同一の半導体チップから構成されていることを特徴とする半導体装置。
8. 請求項５記載の半導体装置であって、
   前記送信用ＦＥＴは、前記半導体基板と前記第１ゲート電極との間にショットキー障壁が存在する高電子移動度トランジスタであり、
   前記受信用ＦＥＴは、前記半導体基板と前記第２ゲート電極との間にショットキー障壁が存在する高電子移動度トランジスタであることを特徴とする半導体装置。
9. （ａ）配線基板と、
   （ｂ）アンテナスイッチが形成されたアンテナスイッチ用半導体チップと、
   （ｃ）第１周波数帯の第１送信信号の電力を増幅する第１増幅回路と、前記第１周波数帯とは異なる第２周波数帯の第２送信信号の電力を増幅する第２増幅回路が形成された増幅回路用半導体チップと、
   （ｄ）前記増幅回路および前記アンテナスイッチを制御する制御回路が形成された制御回路用半導体チップとを備え、
   前記アンテナスイッチ用半導体チップは、
   （ｂ１）アンテナと電気的に接続される接続されるアンテナ端子と、
   （ｂ２）前記第１送信信号が伝達される第１送信端子と、
   （ｂ３）前記第２送信信号が伝達される第２送信端子と、
   （ｂ４）受信信号が伝達される受信端子と、
   （ｂ５）前記第１送信端子と前記アンテナ端子との間に接続され、スイッチとして機能する第１送信用ＦＥＴと、
   （ｂ６）前記第２送信端子と前記アンテナ端子との間に接続され、スイッチとして機能する第２送信用ＦＥＴと、
   （ｂ７）前記受信端子と前記アンテナ端子との間に接続され、スイッチとして機能する受信用ＦＥＴと、
   （ｂ８）前記第１送信用ＦＥＴのオン／オフと、前記第２送信用ＦＥＴのオン／オフと、前記受信用ＦＥＴのオン／オフとを制御する制御信号が伝達される制御端子とを含み、
   前記第１送信用ＦＥＴは、
   （ｂ５１）半導体基板内に離間して形成された一対の第１ソース領域および第１ドレイン領域と、
   （ｂ５２）前記第１ソース領域と前記第１ドレイン領域の間の前記半導体基板上に形成され、前記制御端子と接続された第１ゲート電極とを有し、
   前記第２送信用ＦＥＴは、
   （ｂ６１）前記半導体基板内に離間して形成された一対の第２ソース領域および第２ドレイン領域と、
   （ｂ６２）前記第２ソース領域と前記第２ドレイン領域の間の前記半導体基板上に形成され、前記制御端子と接続された第２ゲート電極とを有し、
   前記受信用ＦＥＴは、
   （ｂ７１）前記半導体基板内に離間して形成された一対の第３ソース領域および第３ドレイン領域と、
   （ｂ７２）前記第３ソース領域と前記第３ドレイン領域の間の前記半導体基板上に形成され、前記制御端子と接続された第３ゲート電極とを有し、
   前記第１送信信号を前記アンテナから送信する際、前記制御回路は、前記第１送信用ＦＥＴの前記第１ソース領域を基準とした前記第１ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも高い第１電位を印加して前記第１送信用ＦＥＴをオンさせ、かつ、前記第２送信用ＦＥＴの前記第２ソース領域を基準とした前記第２ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも低い第２電位を印加して前記第２送信用ＦＥＴをオフさせるとともに、前記受信用ＦＥＴの前記第３ソース領域を基準とした前記第３ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも低い前記第２電位を印加して前記受信用ＦＥＴをオフさせ、
   前記第２送信信号を前記アンテナから送信する際、前記制御回路は、前記第１送信用ＦＥＴの前記第１ソース領域を基準とした前記第１ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも低い第３電位を印加して前記第１送信用ＦＥＴをオフさせ、かつ、前記第２送信用ＦＥＴの前記第２ソース領域を基準とした前記第２ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも高い前記第１電位を印加して前記第２送信用ＦＥＴをオンさせるとともに、前記受信用ＦＥＴの前記第３ソース領域を基準とした前記第３ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも低い前記第２電位を印加して前記受信用ＦＥＴをオフさせ、
   前記受信信号を前記アンテナから受信する際、前記制御回路は、前記第１送信用ＦＥＴの前記第１ソース領域を基準とした前記第１ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも低い前記第３電位を印加して前記第１送信用ＦＥＴをオフさせ、かつ、前記第２送信用ＦＥＴの前記第２ソース領域を基準とした前記第２ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも低い前記第２電位を印加して前記第２送信用ＦＥＴをオフさせるとともに、前記受信用ＦＥＴの前記第３ソース領域を基準とした前記第３ゲート電極の電位として、しきい値電圧よりも高い前記第１電位を印加して前記受信用ＦＥＴをオンさせるように構成されている半導体装置であって、
   前記第３電位の絶対値は、前記第２電位の絶対値よりも小さいことを特徴とする半導体装置。
10. 請求項９記載の半導体装置であって、
    前記第１周波数帯の前記第１送信信号の電力は、前記第２周波数帯の前記第２送信信号の電力よりも大きいことを特徴とする半導体装置。
11. 請求項１０記載の半導体装置であって、
    前記第１周波数帯の周波数は、前記第２周波数帯の周波数よりも小さいことを特徴とする半導体装置。
12. 請求項９記載の半導体装置であって、
    前記制御回路は、前記第１送信信号を前記アンテナから送信する第１送信モードと、前記第２送信信号を前記アンテナから送信する第２送信モードと、前記受信信号を前記アンテナから受信する受信モードとを、時分割多元接続方式で動作させることを特徴とする半導体装置。
13. 請求項１２記載の半導体装置であって、
    前記制御回路により実施される時分割多元接続方式は、前記受信モードを動作させた直後に前記第１送信モードを動作させる場合を含むことを特徴とする半導体装置。
14. 請求項９記載の半導体装置であって、
    前記増幅回路用半導体チップと、前記制御回路用半導体チップとは、別々の半導体チップから構成されていることを特徴とする半導体装置。
15. 請求項９記載の半導体装置であって、
    前記増幅回路用半導体チップと、前記制御回路用半導体チップとは、同一の半導体チップから構成されていることを特徴とする半導体装置。
16. 請求項９記載の半導体装置であって、
    前記第１送信用ＦＥＴは、前記半導体基板と前記第１ゲート電極との間にショットキー障壁が存在する高電子移動度トランジスタであり、
    前記第２送信用ＦＥＴは、前記半導体基板と前記第２ゲート電極との間にショットキー障壁が存在する高電子移動度トランジスタであり、
    前記受信用ＦＥＴは、前記半導体基板と前記第３ゲート電極との間にショットキー障壁が存在する高電子移動度トランジスタであることを特徴とする半導体装置。

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