JP2010051134A - モータ端子装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータの高速スイッチング出力でモータを駆動する場合、モータに入力される段階ではサージやＥＭＩノイズが含まれる波形となっていた。そのため、ノイズによりモータの駆動システムに誤動作を生ぜしめたり、モータの絶縁劣化等の原因となっていた。
【解決手段】次のような構成のモータ端子装置８をモータの入力側に接続し、ノイズを抑制する。一端に入力端子９を具え他端に出力端子１８を具えた第１導体１０に対し、第１絶縁層１１を介して第１導体１０と同サイズの第２導体１４を対向配置する。第１，導体の出力端子側を、バイパスコンデンサ１３で接続する。第２導体１４と第２絶縁層１６を介してコモングランド体を形成する第３導体を設け、第２導体１４の入力端子側と第３導体１７との間に減衰抵抗１５を接続する。
【選択図】図１

Description

本発明は、インバータとモータ間に短い配線で接続された時にモータの端子で発生するサージ電圧とそのサージによって誘発されるＥＭＩノイズ（電磁干渉ノイズ，Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｎｏｉｓｅ）の双方を抑制するモータ端子装置に関するものである。

モータには、インバータ（例、パルス幅変調インバータ）により電力を供給されて駆動されるものがある。電気自動車の走行用モータもそのようなモータの１つであり、バッテリからの直流がインバータにより交流に変換され、それが走行用モータに印加され、駆動されている。
図４は、インバータによるモータ駆動装置の従来例を示す図である。図４において、１はバッテリ、２はインバータ、３は配線、４はモータ、５はモータ端子ボックス、６は車速センサ、７はコントローラである。バッテリ１の出力がインバータ２に供給され、インバータ２の出力がモータ４に供給されるよう接続されている。また、コントローラ７はインバータ２へ制御信号を送り、その出力を制御する。

バッテリ１からの直流はインバータ２で交流に変換される。図４の例では、Ｕ，Ｖ，Ｗの３相の交流に変換され、配線３を経てモータ４に供給される。Ｕ₄ 〜Ｗ₄ はモータ４の入力端子であり、これらはモータ端子ボックス５内に収容されている。モータ端子ボックス５は、通常、金属で作られている。モータ４は電気自動車の走行用モータとすると、モータ４の車軸には車速センサ６が付設されている。
車速センサ６で検出された車速信号は、コントローラ７に送られる。コントローラ７には、車速信号以外の各種信号（例、アクセル信号）が入力される。コントローラ７は、電気自動車についての各種の制御を行うためのものであり、モータ４の駆動制御をするためにインバータ２へ制御信号を供給することも行っている。

モータ４の制御を高精度に行おうとすると、インバータ２のスイッチングを高速で行う必要がある。しかし、高速スイッチング動作で発生させられた急峻な立ち上がり及び立ち下がり特性を持つ方形波状のインバータ出力電圧（波形Ａ）が、配線３を経由してモータ４の端子（Ｕ₄ 〜Ｗ₄ ）に印加されると、モータ端子上にサージ電圧（波形Ｂ）が発生し、そのサージ電圧によってＥＭＩノイズが発生することが知られている。
インバータの出力端子側乃至インバータ・モータ間にフィルタ装置を付加し、インバータの出力電圧を平滑にすることにより、このサージ電圧やＥＭＩノイズを抑制することも考えられる。しかしそうすると、今度は、付加したフィルタの端子でサージ電圧が発生し、フィルタ側からＥＭＩノイズが発生する。また、サージ電圧を平滑させる程に十分にインバータ出力電圧を平滑すると、モータに印加される波形は応答が劣化した波形となり、モータのトルク制御が高速に行えなくなるという問題も生ずる。
特開２００５−０３９８７２号公報

前記した従来のモータ駆動装置では、サージやＥＭＩノイズが含まれた入力によりモータ４が駆動されることになるが、これにより次のような問題点が生じていた。
第１の問題点は、モータ端子に印加される電圧がインバータの入力電圧の最大２倍まで跳ね上がり、サージがインバータ出力電圧の立ち上がり及び立ち下がりの時点で繰り返し発生することになるために、モータ４の絶縁が劣化するなどして、駆動システムの信頼性を低下させるという点である。

第２の問題点は、サージ電圧が重畳した電圧波形によってモータ４が駆動されると、振動が発生して、安定なモータ駆動を行うことが出来ないという点である。
第３の問題点は、ＥＭＩノイズが含まれた電流がモータ巻線を流れることにより、ノイズ成分による磁界も発生し、これが制御に悪影響を及ぼすという点である。例えば、電気自動車の場合、走行用のモータ４には車速センサ６が付設されているが、それにＥＭＩノイズ成分が拾われ、車速信号としてコントローラ７へ送られると、制御に誤動作を生じる恐れがある。
本発明は、以上のような問題点を解決することを課題とするものである。

前記課題を解決するため、本発明では、次のようなモータ端子装置を提供することとした。即ち、一端が入力端子に連なり他端が出力端子に連なっているパワー伝送用の第１導体と、該第１導体と第１絶縁層を挟んで対向配置された第２導体と、前記第１導体の出力端子側と該第２導体の出力端子側との間に接続されるバイパスコンデンサと、第２絶縁層により前記第２導体と絶縁されて配設され、コモンモードグランドを形成する第３導体と、前記第２導体の入力端子側と該第３導体との間に接続される減衰抵抗と、を具えた構成を有し、インバータからの出力で駆動されるモータのモータ入力端子に前記出力端子を接続して使用するというモータ端子装置である。
なお、上記バイパスコンデンサの容量は、このモータ端子装置を適用しようとするモータのモータ端子間容量よりも大としておくのが望ましい。また、上記減衰抵抗の値は、第２導体を流れるＥＭＩノイズ電流を消費する値にしておくのが望ましい。

３相モータに対しては、３相の各相に対応させて設けた第１導体，第１絶縁層，第２導体，第２絶縁層，バイパスコンデンサおよび減衰抵抗と、３相に共通の第３導体とを具えた構成のモータ端子装置とする。
なお、前記第１導体及び第２導体の形状は、入力端子側から出力端子側へ向かって直線形状のものとしてもよいし、入力端子側から出力端子側へ向かってＵ字状に曲げられた形状のものとしてもよい。

本発明のモータ端子装置によれば、次のような効果を奏する。
１．入力側にサージやＥＭＩノイズを含んだ電圧が供給されても、出力側にはそれが除去ないしは低減された電圧を送出することが出来るので、モータにはサージやＥＭＩノイズを殆ど含まない電圧を供給することが可能となる。
サージやＥＭＩノイズが除去ないしは低減されると、ノイズの振動は殆どなくなるし、振幅が大（サージ）であった場合には振幅も減少される。
２．モータには振幅大の電圧が印加されることがないので、モータの絶縁劣化や絶縁破壊が防止される。

３．モータに印加される電圧の波形がＥＭＩノイズにより歪められたものではないので、モータのきめ細かな高精度の制御が害されることがない。
４．モータ巻線を流れる電流にＥＭＩノイズが含まれないので、モータ巻線周囲にノイズ成分による磁界が発生することもなく、制御動作に悪影響を及ぼすことがない（例えば、モータに付設されている車速センサからの車速信号にＥＭＩノイズ成分が含まれてしまうことがなく、それにより制御に誤動作が生ぜしめられることがない。）。
５．構造簡単で小型であるので、モータ端子ボックス内に設置することが出来、格別の設置スペースを必要としない。そのため、電気自動車の狭いエンジンルーム内に設置されている走行用モータに対しても、容易に適用することが出来る。

インバータ（パルス幅変調インバータ）からの高速スイッチング電圧が配線を経てモータへ供給されると、モータ端子に到達した時点ではサージやＥＭＩノイズが含まれたものになってしまうということは既に述べた。
インバータからモータまでの配線が長い場合（例えば、１５ｍ以上の場合）、それらは、配線間に分布する浮遊容量に大きく影響されて発生しているものであることが既に究明されている。一方、配線が短い場合（例えば、５ｍ以下の場合）における発生メカニズムについては、あまり研究されては来なかった。

しかしながら、この度、本発明の発明者は、インバータからモータまでの配線が短い場合（約５ｍ以下の場合）、モータ端子間におけるサージやＥＭＩノイズは、（配線間の浮遊容量にではなく、むしろ）モータ端子間に存在する浮遊容量に大きく影響されて発生しているものであることを突き止めた。
即ち、この場合のＥＭＩノイズ等は、配線抵抗，配線インダクタンス及びモータ端子間容量で構成される直列回路で生ぜしめられている直列共振現象により、大きく影響されているものであるという新しい知見を得るに至った。

最近、地球環境を悪化させないためにＣＯ₂ 排出量がゼロか極めて少ない自動車が幾つか開発され、その改良も急ピッチで進められている。しかし、そのような自動車では、駆動源としてモータが採用され、そのモータの制御はインバータで行われているのが殆どである。モータとインバータとの配線距離は自動車内であるから５ｍ以下であり、上記した「配線が短い場合」に該当している。
一方、最近の自動車では、種々の動作をコンピュータにより制御するようにしているため、電装品が高密度に実装されている。このような環境下では、ＥＭＩノイズ等は他の制御に誤動作をもたらす原因となる恐れがある。そのため、短い配線でモータとインバータとが接続されている自動車の分野でも、ＥＭＩノイズ等を抑制することは、極めて有用なことである。
そこで本発明は、配線が短い場合においてモータのＥＭＩノイズ等を除去ないしは低減すべく、前記したような新しい知見を基にしてなされたものである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。
図３は、インバータによるモータ駆動装置に本発明を適用した場合の図である。符号は図４のものに対応しており、８はモータ端子装置である。
構成上、図４の従来のモータ駆動装置と比べて相違する点は、モータ４の入力側に本発明のモータ端子装置８を接続し、モータ入力端子Ｕ₄ 〜Ｗ₄ と共にモータ端子ボックス５内に収容するようにした点である。

図５は、本発明のモータ端子装置８をモータ端子ボックス５内に収容する状況を示す図であり、５１はモータ端子ボックスのふたである。モータ端子装置８をモータ端子ボックス５に入れ、モータ端子装置８の出力端子をモータ４の入力端子と接続する。モータ端子装置８の入力端子は、別途、インバータ２からの配線３に接続する（図３）。
図３，図５のような接続構成とすることにより、インバータ２からの出力は先ずモータ端子装置８に入力され、そこからの出力がモータ４に入力される。モータ端子装置８は、後で詳しく述べるように、入力にＥＭＩノイズ等が含まれていても（図３の波形Ｂ）、それを除去あるいは低減して出力するので（図３の波形Ｃ）、モータ４にはＥＭＩノイズ等が入力されることがなくなる。

図１は、本発明のモータ端子装置８の断面構成を示す図である。図１において、９は入力端子、１０は第１導体、１１は第１絶縁層、１２は浮遊容量、１３はバイパスコンデンサ、１４は第２導体、１５は減衰抵抗、１６は第２絶縁層、１７は第３導体、１８は出力端子である。
モータ端子装置８は、次のような機能を果たすための３つの導体を具えた３層構造とされている。即ち、第１導体１０は電力を伝送するためのものであり（電力伝送層）、第２導体１４は第１導体１０に流れるＥＭＩノイズ等の成分の電流をバイパスして流すためのものであり（バイパス層）、第３導体１７はコモンモードグランドを形成するための３相に共通の導体である（コモングランド層）。

第１絶縁層１１は、第１導体１０と第２導体１４との間を絶縁するため、両者の間に介在させられている絶縁体であり、第２絶縁層１６は、第２導体１４と第３導体１７との間を絶縁するため、両者の間に介在させられている絶縁体である。
浮遊容量１２は、第１導体１０と第２導体１４との間に分布して存在している浮遊容量を示している。バイパスコンデンサ１３は、ＥＭＩノイズ等の成分の第２導体１４へのバイパスを良好にするため、第１導体１０の出力端子側と第２導体１４の出力端子側との間に接続されたコンデンサである。
減衰抵抗１５は、第２導体１４の入力端子側と第３導体１７との間に接続された抵抗で、第２導体１４に流れ込んで来たバイパス電流を集め、熱損失という形で電力消費して減衰させるためのものである。
なお、バイパスコンデンサ１３や減衰抵抗１５の値は、上記のバイパス機能あるいは電力消費機能を果たすよう適宜決定されるが、どのような値にすればよいかについての一例を、後で説明する。

モータ端子装置８における動作の概要は、次の通りである。
入力端子９にサージやＥＭＩノイズが含まれた波形（波形Ｂ）の入力が供給されると、その波形で第１導体１０を流れて出力端子１８に向かおうとする。しかし、ＥＭＩノイズ等は高周波であり、第１導体１０と第２導体１４との間には浮遊容量１２が分布しているので、ＥＭＩノイズ等の成分の電流は浮遊容量１２を通って第２導体１４に流れ込む。更に、第１導体１０と第２導体１４の出力側にはバイパスコンデンサ１３が接続されているので、これを通ってＥＭＩノイズ等の殆どが第２導体１４に流れ込む（逆に言うならば、殆どがバイパスされてしまうようにバイパスコンデンサ１３の値を定めておく）。
そのため、第１導体１０を出力端子１８へ向かって流れていた電流のＥＭＩノイズ等の成分の殆どは、第２導体１４へ吸収されてしまい、出力端子１８に達した時点ではＥＭＩノイズ等の成分を殆ど含まない波形（波形Ｃ）となっている。

なお、周知のように導体に電流が流れるとその電流に対応した磁界を周囲に放射するが、第１導体１０にＥＭＩノイズ成分の電流が流れると、それに対応したノイズ的な磁界が周囲に放射される。これを「放射ＥＭＩノイズ」と言うことにする。一方、前記したように導体を流れて行くＥＭＩノイズを、「伝導ＥＭＩノイズ」と言うことにする。
放射ＥＭＩノイズは、伝導ＥＭＩノイズの電流が第１導体１０を出力端子１８に向かって流れるときにも生じ、第２導体１４に流れ込んだ伝導ＥＭＩノイズの電流が、減衰抵抗１５が接続されている入力側に向かって流れて来るときにも生じる。

第１導体１０から第２導体１４へバイパスした伝導ＥＭＩノイズ電流は、バイパスした箇所から第２導体１４の入力側（減衰抵抗１５が接続されている側）に引き返す形で流れるから、第１導体１０を流れる伝導ＥＭＩノイズ電流と第２導体１４を流れる伝導ＥＭＩノイズ電流とを比べると、向きは逆で、対向している部分を流れる電流の大きさは同じである（どちらの導体でも入力側に近い部分ほど大の電流が流れており、出力側に近い部分ほど小の電流が流れている）。
その結果、第１導体１０を流れている伝導ＥＭＩノイズ電流により生ぜしめられた磁界（放射ＥＭＩノイズ）は、第２導体１４を流れる伝導ＥＭＩノイズにより生ぜしめられる磁界（放射ＥＭＩノイズ）により、丁度打ち消されることになる。つまり、放射ＥＭＩノイズは、モータ端子装置８内で消滅させられることになる。そのため、放射ＥＭＩノイズが近傍に存在するセンサ等に悪影響を及ぼすことがなく、制御に誤動作を生じさせたりすることがない。

図６は、本発明のモータ端子装置の入力波形，出力波形を説明する図である。図６（１）はモータ端子装置の入力端子へ送られて来た入力の電圧波形であり（図３の波形Ｂ）、図６（２）はモータ端子装置の出力端子から出て来る出力の電圧波形である（図３の波形Ｃ）。いずれも横軸は時間を表し、縦軸は電圧を表している。
入力は高周波で振動するサージやＥＭＩノイズが含まれた波形であるが、これが本発明のモータ端子装置で抑制され、モータ端子装置から出力される段階では、サージやＥＭＩノイズが殆ど除去ないしは低減された波形となっている。
このような波形の入力がモータ４に入力されれば、モータ４の制御がノイズに影響されることなく精度よくなされると共に、近傍に付設されている車速センサ６等にＥＭＩノイズ等の影響を及ぼすことがない。そのため、制御信号が乱されることがなく、それに起因する誤動作を招くこともなくなる。

図７は、本発明のモータ端子装置の第１導体，第２導体の形状の例を示す図である。符号は図１のものに対応し、２４〜２６は矢印である。図７（１）は直線型の場合を示し、図７（２）はＵ字型の場合を示している。いずれも第１導体１０の上方から見下ろした図であり、第１導体１０の裏面には、第１絶縁層１１を介して同じ形状の第２導体１４が配設されている。ここでは、いずれも１相分のみを示している。

直線型は、入力端子９と出力端子１８との間の第１導体１０の形状が、直線形状とされているという型である。Ｕ字型は、入力端子９と出力端子１８との間の第１導体１０の形状が、Ｕ字状に曲げられた形状にされているという型である。
サージやＥＭＩノイズ成分は高周波であるので、表皮効果のためにそれらの電流は導体の表面に集中して流れるわけであるが、直線型の第１導体１０では、電流の流れる条件としては導体の幅方向のどの位置でもほぼ同じであるので、電流は矢印２４で示すように、第１導体１０の表面の幅全体にわたって一様に広がって流れて行く。

一方、Ｕ字型の第１導体１０では、内側の経路は短く外側の経路は長い。そのため、ＥＭＩノイズ等の殆どの電流は、大きな矢印２６で示すように内側の経路を通って流れ、外側の経路を通る電流は、小さな矢印２５で示すように僅かとなる。言い換えれば、導体を流れるＥＭＩノイズ電流（伝導ＥＭＩノイズ）の拡散が抑制され、内側経路という狭い範囲に閉じ込められる形となる。
すると、伝導ＥＭＩノイズの電流により生ぜしめられる放射ＥＭＩノイズの抑制効果（伝導ＥＭＩノイズの電流が第１導体１０，第２導体１４を同じ大きさで互いに逆方向に流れることにより抑制される効果）は、向上する。なぜなら、広く拡散して流れるより集中して流れる方が、放射ＥＭＩノイズの打ち消し合いが良好に行われるからである。
その結果、放射ＥＭＩノイズの抑制効果を、直線型のものとＵ字型のものと比べた場合、Ｕ字型の方が格段に良好となる。

図２は、本発明のモータ端子装置をモータに適用した場合の回路構成を示す図である。ここでは３相モータに適用した場合を例にとっているが、図面が煩雑になるのを避けるため、Ｕ相，Ｖ相についてのみ示している。図２において符号は図１，図３のものに対応し、３_U はＵ相の配線、３_V はＶ相の配線、１９はＵ相線路抵抗（Ｒ_U ）、２０はＵ相線路インダクタンス（Ｌ_U ）、２１はＶ相線路抵抗（Ｒ_V ）、２２はＶ相線路インダクタンス（Ｌ_V ）、２３はＵＶ相モータ端子間容量（Ｃ_tUV ）である。１０_U ，１０_V はそれぞれＵ相，Ｖ相の第１導体を表し、１３_U ，１３_V はそれぞれＵ相，Ｖ相のバイパスコンデンサを表し、１４_U ，１４_V はそれぞれＵ相，Ｖ相の第２導体を表し、１５_U ，１５_V はそれぞれＵ相，Ｖ相の減衰抵抗を表している。なお、第３導体１７は全部の相に共通である。

ＵＶ相モータ端子間容量２３とは、次のような容量である。モータ４のＵ相入力端子やＶ相入力端子には、モータ４内でそれぞれ対応するモータ巻線（図示せず）が接続されており、モータ巻線やそれらの配設関係によりモータ巻線間には浮遊容量が存在している。そのため、モータ４のＵ相入力端子とＶ相入力端子からモータ４を見た場合、両者の間には、それら浮遊容量の総体に相当する容量が存在している。それが、図２で示しているＵＶ相モータ端子間容量２３（Ｃ_tUV ）である。
ＵＶ相モータ端子間容量２３は、上記したように、モータ巻線及びその配設関係に影響されて異なるので、その値は個々のモータに特有のものとなる。

ところで、図１で示したような本発明のモータ端子装置８を具体的に実現するためには、バイパスコンデンサ１３や減衰抵抗１５の値を定める必要がある。図２で分かるように、他の回路要素（配線の抵抗等やＵＶ相モータ端子間容量２３）の値は、実際に適用するモータを含む回路が決まればそれに応じて定まる。
インバータからモータまでの配線が短い場合、モータ端子間に生ずるＥＭＩノイズは、配線抵抗，配線インダクタンス及びモータ端子間容量で構成される直列回路で、直列共振現象が発生することにより生ぜしめられているということが判明したということは既に述べた。従って、バイパスコンデンサ１３や減衰抵抗１５の値を定めるには、モータ端子装置８を接続しない状態の回路で直列共振が生ずる場合の回路要素の値を、先ず解明する必要がある。
以下では、その解明の仕方およびバイパスコンデンサ１３，減衰抵抗１５の決め方の１例を説明する。

図８は、本発明のモータ端子装置をモータに適用しない状態での等価回路を示している。図が煩雑となるのを避けるため、３相のうちのＵＶ相間についてのみの回路を示している。符号は図２のものに対応し、２７はＵＶ相間線路抵抗（Ｒ_UV）、２８はＵＶ相間線路インダクタンス（Ｌ_UV）である。ＵＶ相間線路抵抗２７（Ｒ_UV）は、図２のＵ相線路抵抗１９（Ｒ_U ）とＶ相線路抵抗２１（Ｒ_V ）との合計であり、ＵＶ相間線路インダクタンス２８（Ｌ_UV）は、図２のＵ相線路インダクタンス２０（Ｌ_U ）とＶ相線路インダクタンス２２（Ｌ_V ）との合計である。

ここで注意すべきことは、ＥＭＩノイズ等を発生する直列共振の周波数（直列共振周波数ｆ_r ）は、１ＭＨｚ以上の高周波であるという点である。従って、図８の等価回路における直列共振を考える場合、回路要素の値（ＵＶ相間線路抵抗２７（Ｒ_UV）等の値など）も、そのような高周波においての値を求める必要がある。例えば、高周波では導体を流れる電流は表皮効果により導体表面に集中して流れるから、ＵＶ相間線路抵抗２７の値（Ｒ_UV）としては、表皮効果を考慮した値を求める必要がある。
なお、回路要素の値を知りたいという場合、ＬＲＣメータを使用して測定することも考えられるが、１ＭＨｚ以上の高周波における抵抗やインピーダンスを測定することは、既存のＬＲＣメータでは不可能である。

将来、ＬＲＣメータの測定性能が向上された場合には、それを用いて測定することも可能となるかも知れないが、現時点においては、モータ端子装置８を適用しようとする現実のモータ回路にインバータ出力を供給してみて、モータ端子間に生ずる波形を実測し、その波形から種々の値を読み取って回路要素の値を求めて行くという方法が、最も実用的な方法である。以下、それを説明する。

（１）減衰定数ρ，時定数τの決定
図９は、モータ入力端子電圧の実測波形を示す図である。横軸は時間を表し、縦軸は電圧を表している。Ｅ_d はインバータから供給されたステップ電圧の値であり、Ｖ_P は実測波形のピーク電圧の値である。実測波形は、ピーク電圧Ｖ_P から振幅を減じつつステップ電圧Ｅ_d を中心として上下に振動し、徐々にステップ電圧Ｅ_d に収斂して行くという波形となる。
この回路での減衰定数（ρ）の値をρ₀ とし_, 時定数をτとすると、図９のような実測波形から、公知の波形読み取り技術により、減衰定数ρ₀ ，時定数τが求められる。即ち、減衰定数ρ₀ は、Ｖ_P ／Ｅ_d の値に応じて割り出されるし、時定数τは、波形の立ち上がり時点ｔ₀ から所定の値まで減少して来た時点ｔ₁ までの時間を読み取ることにより求められる。

（２）直列共振周波数ｆ_r の決定
図１０は、実測電圧波形の高速フーリエ変換解析（ＦＦＴ解析，ＦＦＴ…Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の結果を示す図である。横軸は周波数を表し、縦軸は電圧を表している。この解析結果を見ると、図中の点Ｒで示す部分でピークが現れているが、このピークは直列共振のために生じていると判断される。従って、ピークが現れている周波数ｆ_r が、実測に供した回路（図８の回路）の直列共振周波数ｆ_r として求められる。

（３）ＵＶ相間線路インダクタンス２８（Ｌ_UV）の決定
表皮効果を考慮した場合のＵＶ相間線路インダクタンス２８の値Ｌ_UVは、次の（１）式で算出し得ることが知られている。但し、Ａは配線の長さ、ａは配線の半径である。

Ｌ_UV＝２×２Ａ｛ｌｏｇ（２Ａ／ａ）−１｝×１０^-1 （１）

（４）ＵＶ相間線路抵抗２７（Ｒ_UV）の決定
ＵＶ相間線路抵抗２７の値Ｒ_UVは、次の（２）式で算出し得ることが知られている。Ｌ_UV，τは既に求められているから、算出可能である。

Ｒ_UV＝２Ｌ_UV／τ （２）

（５）ＵＶ相モータ端子間容量２３（Ｃ_tUV ）の決定
ＵＶ相モータ端子間容量２３の値Ｃ_tuv を求める手法としては、２つの方法がある。第１の方法は減衰定数ρ（＝ρ₀ ）を用いる方法であり、次の（３）式で算出し得ることが知られている。ρ，Ｒ_UV，Ｌ_UVは既に求められているから、算出可能である。

Ｃ_tuv ＝（２ρ／Ｒ_UV）² ×Ｌ_UV （３）

第２の方法は直列共振周波数ｆ_r を用いる方法であり、次の（４）式で算出し得ることが知られている。ｆ_r ，Ｌ_UVは既に求められているから、算出可能である。

Ｃ_tuv ＝（２πｆ_r ）² ×Ｌ_UV （４）

以上により、図８の回路要素の値は実測波形より求められる。次に、モータ端子装置８の中に接続するバイパスコンデンサ（図１の１３，図２の１３_U 等）の値を定める必要がある。
（６）バイパスコンデンサ１３の容量Ｃ_b の決定
図１１は、ＵＶ相間バイパス容量の定め方を説明する図である。符号は図８のものに対応し、８はモータ端子装置、２９はＵＶ相間バイパス容量（Ｃ_buv ）、Ｉ₂₃はＵＶ相モータ端子間容量２３を流れる電流、Ｉ₂₉はＵＶ相間バイパス容量２９を流れる電流である。ＥＭＩノイズを抑制するのに適切なＵＶ相間バイパス容量２９の値Ｃ_bUV を求めるには、Ｃ_bUV をいろいろな値に変えてシミュレーションしてみて、それらの結果を見て求める。

図１１（１）はＵＶ相間バイパス容量２９（Ｃ_buv ）を接続した場合の等価回路である。図１１（２）は、Ｃ_bUV としてＣ_tuv の２倍の値のものを接続してシミュレーションした場合の、電流Ｉ₂₃，Ｉ₂₉の波形である。図１１（３）（４）は、それぞれＣ_bUV としてＣ_tuv の４倍，６倍の値のものを接続してシミュレーションした場合の、電流Ｉ₂₃，Ｉ₂₉の波形である。
図１１（２）の場合は電流Ｉ₂₃がまだ相当大であるが、図１１（３）の場合にはかなり低くされ、図１１（４）の場合には相当抑制されている。これらシミュレーションの結果を見て、Ｃ_bUV を適宜な値に定める。
これらは一例である。しかし、これらの例からも分かるように、モータ端子間容量を流れる電流が減少しているために、その分、第２導体へ流れるＥＭＩノイズの電流が大きくなって、バイパス効果があらわれていることを示していると考えられる。また、この第２導体へ流れるＥＭＩノイズの電流が大きくなっていることは、減衰抵抗によって処理しやすい状態になっているとも言える。
以上のことから、バイパスコンデンサの容量を決定するには、バイパスコンデンサ容量の値を、モータ端子間容量よりも大きな値とすることが望ましい。しかし、モータ端子間容量は、モータの特性によってモータ毎に変るため、シミュレーションしてモータ毎に適正な値とする必要がある。

（７）減衰抵抗１５の値Ｒ_d の決定
図１でも説明したように、モータ端子装置８の減衰抵抗１５は、振動成分であるＥＭＩノイズ等の電流をここに集めて流し、熱として消費して減衰させるためのものである。モータ端子装置８をモータ４を含む実際の回路に使用した場合の減衰抵抗１５の位置は、図２に示した通りである（符号１５_U ，１５_V ）。この回路での減衰定数をρ₁ とした場合、ρ₁ は次の（５）式で表される。

ρ₁ ＝｛（Ｒ_U ＋Ｒ_V ＋２Ｒ_d ）／４｝×√｛２Ｃ_b ／（Ｌ_U ＋Ｌ_V ）｝ （５）

但し、Ｒ_U …Ｕ相線路抵抗１９の値
Ｒ_V …Ｖ相線路抵抗２１の値
Ｌ_U …Ｕ相線路インダクタンス２０の値
Ｌ_V …Ｖ相線路インダクタンス２２の値

振動の減衰状況は減衰定数ρ₁ の値によって規定されるが、ＥＭＩノイズ等がオーバーシュートしたりすることなく減衰されるためには、ρ₁ がいわゆる臨界制動の条件を満たす必要がある。即ち、ρ₁ は少なくとも１以上の値となる必要がある（ρ₁ ≧１）。そこで、ρ₁ ≧１を満たす適宜なる値（例えば、ρ₁ ＝１）を上記（５）式に代入すれば、臨界制動の効いた減衰が得られることになる。（５）式においてρ₁ の値を代入すれば、Ｒ_d 以外の値は既に求められているから、Ｒ_d を算出することが出来る。

本発明のモータ端子装置の断面構成を示す図 本発明のモータ端子装置をモータに適用した場合の回路構成を示す図 インバータによるモータ駆動装置に本発明を適用した場合の図 インバータによるモータ駆動装置の従来例を示す図 本発明のモータ端子装置をモータ端子ボックス内に収容する状況を示す図 本発明のモータ端子装置の入力波形，出力波形を説明する図 本発明のモータ端子装置の導体の形状の例を示す図 本発明のモータ端子装置をモータに適用しない状態での等価回路 モータ入力端子電圧の実測波形を示す図 実測電圧波形の高速フーリエ変換解析の結果を示す図 ＵＶ相間バイパス容量の定め方を説明する図

符号の説明

１…バッテリ、２…インバータ、３…配線、４…モータ、５…モータ端子ボックス、６…車速センサ、７…コントローラ、８…モータ端子装置、９…入力端子、１０…第１導体、１１…第１絶縁層、１２…浮遊容量、１３…バイパスコンデンサ、１４…第２導体、１５…減衰抵抗、１６…第２絶縁層、１７…第３導体、１８…出力端子、１９…Ｕ相線路抵抗、２０…Ｕ相線路インダクタンス、２１…Ｖ相線路抵抗、２２…Ｖ相線路インダクタンス、２３…ＵＶ相モータ端子間容量、２４〜２６…矢印、２７…ＵＶ相間線路抵抗、２８…ＵＶ相間線路インダクタンス、２９…ＵＶ相間バイパス容量、５１…ふた

Claims (6)

1. 一端が入力端子に連なり他端が出力端子に連なっているパワー伝送用の第１導体と、
   該第１導体と第１絶縁層を挟んで対向配置された第２導体と、
   前記第１導体の出力端子側と該第２導体の出力端子側との間に接続されるバイパスコンデンサと、
   第２絶縁層により前記第２導体と絶縁されて配設され、コモンモードグランドを形成する第３導体と、
   前記第２導体の入力端子側と該第３導体との間に接続される減衰抵抗と、
   を具えた構成を有し、
   インバータからの出力で駆動されるモータのモータ入力端子に前記出力端子が接続されて使用される
   ことを特徴とするモータ端子装置。
   
2. バイパスコンデンサの容量がモータ端子間容量よりも大とされていることを特徴とする請求項１記載のモータ端子装置。
   
3. 減衰抵抗の値が第２導体を流れるＥＭＩノイズ電流を消費する値にされていることを特徴とする請求項１記載のモータ端子装置。
   
4. ３相モータの各相に対応させて設けた第１導体，第１絶縁層，第２導体，第２絶縁層，バイパスコンデンサおよび減衰抵抗と、３相に共通の第３導体とを具えた
   ことを特徴とする請求項１，２または３記載のモータ端子装置。
   
5. 第１導体及び第２導体が、入力端子側から出力端子側へ向かって直線形状とされていることを特徴とする請求項１，２，３または４記載のモータ端子装置。
   
6. 第１導体及び第２導体が、入力端子側から出力端子側へ向かってＵ字状に曲げられた形状とされている
   ことを特徴とする請求項１，２，３または４記載のモータ端子装置。

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