JP2010032690A

JP2010032690A - 光変調器

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Publication number: JP2010032690A
Application number: JP2008193440A
Authority: JP
Inventors: Kenji Kono; 健治河野; Masaya Nanami; 雅也名波; Yuji Sato; 勇治佐藤; Yasuji Uchida; 靖二内田; Nobuhiro Igarashi; 信弘五十嵐; Toru Nakahira; 中平　　徹; Eiji Kawamo; 英司川面; Satoshi Matsumoto; 松本　　聡
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 2008-07-28
Filing date: 2008-07-28
Publication date: 2010-02-12
Anticipated expiration: 2028-07-28
Also published as: JP4754608B2

Abstract

【課題】小型で、特性インピーダンス、電気的クロストーク、さらには光変調帯域について大幅に改善された光変調器を提供する。
【解決手段】基板１と、該基板に形成された光導波路と、該基板上に形成され電圧を印加するための中心電極４ａ〜４ｄと接地電極５ａ〜５ｅからなる進行波電極とを備え、光導波路は、電極に電圧を印加することにより屈折率が変化する領域である相互作用部に複数の相互作用光導波路を具備し、中心電極が複数からなるとともに、複数の中心電極に接続される入力側フィード部の電極が複数の中心電極と接地電極からなる光変調器において、入力側フィード部における相対向している中心電極と接地電極との間の基板の厚さを掘り下げて少なくすることによりリッジ構造をなしている。
【選択図】図２

Description

本発明は電気光学効果や熱光学効果を利用して、光導波路に入射した光を変調して光信号として出射する光変調器に関する。

代表的な光変調器として誘電体材料を用いた光変調器がある。近年、高速、大容量の光通信システムが実用化されているが、このような高速、大容量の光通信システムに組込むための高性能な光変調器の開発が求められている。

このような要望に応える光変調器として、リチウムナイオベート（ＬｉＮｂＯ_３）のように電界を印加することにより屈折率が変化する、いわゆる電気光学効果を有する基板（以下、ＬＮ基板と略す）に光導波路と進行波電極を形成した進行波電極型リチウムナイオベート光変調器（以下、ＬＮ光変調器と略す）がある。このＬＮ光変調器は、その優れたチャーピング特性から２．５Ｇｂｉｔ／ｓ、１０Ｇｂｉｔ／ｓの大容量光通信システムに適用されている。最近はさらに４０Ｇｂｉｔ／ｓの超大容量光通信システムにも適用が検討されている。

以下、リチウムナイオベートの電気光学効果を利用した従来のＬＮ光変調器の特徴と問題点について考察する。

（第１の従来技術）
近年、開発が進んでいる４０Ｇｂｉｔ／ｓの超大容量光通信システムには、ＤＰＳＫや例えば特許文献１にその原理が開示されているＤＱＰＳＫのような位相変調器型のＬＮ光変調器が適用されている。

例えば特許文献１において開示されているＤＱＰＳＫの信号を発生させる方法について、それを具現化するＬＮ光変調器の模式的な構造図を図８と図９に示す。ここで、説明をわかり易くするために、図８には光導波路のみを示している。このように、ＤＱＰＳＫ型ＬＮ光変調器の光導波路は２つの小さなマッハツェンダ干渉系（あるいは、マッハツェンダ光導波路）とその２つの小さなマッハツェンダ干渉系を合成する１つの大きなマッハツェンダ干渉系により構成されている。

図中、１はｚ−カットＬＮ基板、２はＳｉＯ_２バッファ層、３は光導波路である。３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄは次の図９で述べる進行波電極を伝搬する高周波電気信号と光が相互作用する光導波路であり、この相互作用する領域Ｉを相互作用領域（あるいは、相互作用部）、この領域の光導波路３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄを相互作用光導波路と呼ぶ。

図９には図８に示した光導波路３に加えて、相互作用光導波路３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄを伝搬する光と、相互作用領域Ｉにおいて相互作用する高周波電気信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄを伝搬させる進行波電極も示している。なお、説明を簡単にするために温度ドリフト抑圧のためのＳｉ導電層は省略した。また、ＳｉＯ_２バッファ層２の厚みは１μｍ前後が一般的である。

ＬＮ光変調器に適用する進行波電極としては、特許文献２に開示されたＣＰＷ（共平面線路、あるいはＣｏｐｌａｎａｒ−ｗａｖｅｇｕｉｄｅ）構造が一般的に広く使用されている。このＣＰＷ型の進行波電極の相互作用部には、中心電極の他に接地電極が必要であるが、説明をわかりやすくするために図９では４つの中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄのみを示し、接地電極を省略した（なお、接地電極については次の図１０に詳しく示している）。また、７はπ／２シフト用電極の中心電極であり、同様に接地電極を省略した。

高周波電気信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、ＳｄがＬＮ光変調器に入力されると、これらの高周波電気信号は図９のＩＩとして示した入力側フィード部を経由して相互作用領域Ｉに達し、そこで光と相互作用する。

さて、図９に示した従来のＤＱＰＳＫ型ＬＮ光変調器の問題点について考察する。ＬＮ光変調器のチップの長さは５０ｍｍ程度と長いが、１枚のウェーハから多くのチップを得るために、その横幅（相互作用光導波路３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄの長さ方向に垂直で、かつｚ−カットＬＮ基板１の表面に平行な方向の長さ）は２ｍｍから５ｍｍ程度と短い。そのため、ｚ−カットＬＮ基板１の表面に平行な方向における入力側フィード部ＩＩに割り当てることのできるこの領域の幅も比較的狭くなってしまう。

図１０には図９における入力側フィード部ＩＩの詳細な横断面構造（相互作用光導波路３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄの長さ方向に垂直で、かつｚ−カットＬＮ基板１の表面に平行な方向の断面図）を示す。図からわかるように、この構造は平面型（あるいは、プレーナ型）のＣＰＷ電極構造である。

図１０では図９においては省略した接地電極も示している。ここで、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄの幅をＳ、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ間のギャップをＷ、接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅をＧとする。ギャップＷと比較してこの接地電極の幅Ｇを広くすることにより、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ間の（あるいは、高周波電気信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄ間の）クロストークを抑圧できる。つまり、接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅ＧとギャップＷの比は、高周波電気信号間の電気的なクロストークに大きな影響を与える。なお、一般に、電気的クロストークを充分に小さくするためには、接地電極の幅ＧをギャップＷの４〜５倍とすることが望ましい。

図１１には横軸に中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ間のギャップＷをとり、左側の縦軸にはＣＰＷ進行波電極の特性インピーダンスＺを、右側の縦軸には接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇを示している。図からわかるように、進行波電極の特性インピーダンスＺが不図示の外部回路の特性インピーダンスと一致する５０ΩとなるギャップＷ_１では接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇが狭くなる。また、接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇを広くしようとすると、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ間のギャップＷが狭くなり（例えば、その時のＷをＷ_２とすると、Ｗ_２＜Ｗ_１となる）、進行波電極の特性インピーダンスＺが５０Ωよりも著しく低くなってしまう。

図１２には横軸に中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ間のギャップＷをとり、縦軸に進行波電極から高周波電気信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄが不図示の外部電気回路に戻る電気的パワー反射係数（あるいは、電気的パワー反射率）Ｓ_１１を示す。図１１に述べたように、ギャップＷ_１の場合における進行波電極の特性インピーダンスＺは５０Ωであるから、電気的パワー反射係数Ｓ_１１は極めて小さくなる。一方、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ間のギャップがＷ_２と狭いと、進行波電極の特性インピーダンスＺは５０Ωよりもかなり低く（例えば、３０Ω弱）なるので、図１２に示すように電気的パワー反射係数Ｓ_１１が−１０ｄＢ程度、あるいはそれ以上と大きくなってしまい、高速光変調を行うＬＮ光変調器用の進行波電極として好ましくない。

図１３には横軸に中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ間のギャップＷをとり、左側の縦軸にはＣＰＷ進行波電極の中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ（あるいは、高周波電気信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄ）間の電気的クロストークを示している。なお、図１１と同様に右側の縦軸には接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇを示す。図１１でも述べたように、進行波電極の特性インピーダンスが５０ΩとなるギャップＷ_１では接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇが狭くなる。例えば、接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇが中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄの幅と同じ程度にまで狭くなると、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ間の電気的クロストークが−１０ｄＢ程度、あるいはそれ以上と劣化し、進行波電極としては好ましくない。なお、図１１に示した５０Ωよりも低い特性インピーダンスとなるギャップＷ_２では電気的クロストークが−２０ｄＢ以下と優れてはいるが、電気的パワー反射係数Ｓ_１１が劣化するので、これもまた進行波電極として好ましくない。

前述のように、入力側フィード部ＩＩに割り当てることができる幅（相互作用光導波路３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄの長さ方向に垂直で、かつｚ−カットＬＮ基板１の表面に平行な方向に入力側フィード部ＩＩを割り当てることのできる幅）は限られている。そこで、以上において述べた中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ間のクロストークをある程度抑え、かつ電気的パワー反射係数Ｓ_１１の劣化を抑えようとすると、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄの幅Ｓを狭くすることが考えられる。しかしながら、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄの幅Ｓを狭く（例えば、図１４ではＳ_１と）すると、図１４に示すように高周波電気信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄの伝搬損失αが大きくなるので、図１５に示すようにＬＮ光変調器のパワー変調指数｜ｍ｜^２が周波数（ｆ）とともに著しく劣化してしまい（換言すると、３ｄＢ光変調帯域が狭くなってしまい）、４０Ｇｂｉｔ／ｓ用のＬＮ光変調器としては極めて好ましくない。

例えば、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄの幅Ｓを５μｍとすると、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ間の電気的クロストークと電気的パワー反射係数Ｓ_１１の両方を−２０ｄＢ以下に抑えることができるが、このフィード部における高周波電気信号の伝搬損失が著しく増加するため、ＬＮ光変調器としての３ｄＢ帯域は１０ＧＨｚ程度にまで劣化し、４０Ｇｂｉｔ／ｓの光伝送への適用は困難である。
特表２００４−５１６７４３号公報特許第２１２６２１４号公報

以上のように、ＬＮ光変調器の進行波電極の入力側フィード部は平面型のＣＰＷ構造を有していた。そのため、入力側フィード部として適切な特性インピーダンス（もっとも好ましくは５０Ω）を実現するためには、中心電極と接地電極の間のギャップ（図１０におけるＷ）を広くする必要があった。その結果、図１０に示す接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇが狭くなり、進行波電極を伝搬する高周波電気信号間に電気的クロストークを生じていた。また、この電気的クロストークを抑圧するために、接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇを広くすると、中心電極と接地電極の間のギャップ（図１０におけるＷ）が狭くなる。その結果、進行波電極としての特性インピーダンスＺが著しく下がり、電気的パワー反射係数Ｓ_１１が劣化していた。さらに特性インピーダンスの低下と、高周波電気信号間における電気的クロストークの劣化の両方を抑えるために、進行波電極の特性インピーダンスを５０Ωに近く設定し、かつ中心電極と接地電極の間のギャップ（図１０におけるＷ）と比較して図１０に示す接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇを広くするように設定すると、必然的にギャップＷが狭くなり、その結果進行波電極の中心電極の幅も狭くなった。そして、中心電極の幅が狭くなると高周波電気信号の伝搬損失が増大した。つまり、従来の平面型のＣＰＷ構造からなるフィード部において、特性インピーダンスの低下と、高周波電気信号間における電気的クロストークの劣化の両方を抑えるように設計すると、高周波電気信号の伝搬損失が大きくなり、ＬＮ光変調器として高速での光変調が困難となっていた。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、小型で、高周波電気信号の電気的クロストークと電気的パワー反射率が低く、光変調帯域が広い光変調器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の請求項１の光変調器は、基板と、該基板に形成された光導波路と、該基板上に形成され電圧を印加するための中心電極と接地電極からなる進行波電極とを備え、前記光導波路は、前記電極に電圧を印加することにより屈折率が変化する領域である相互作用部に複数の相互作用光導波路を具備し、前記中心電極が複数からなるとともに、複数の前記中心電極に接続される入力側フィード部の電極が複数の中心電極と接地電極からなる光変調器において、前記入力側フィード部における相対向している前記中心電極と前記接地電極との間の前記基板の厚さを掘り下げて少なくすることによりリッジ構造をなしていることを特徴とする。

本発明の請求項２の光変調器は、前記入力側フィード部における全ての前記中心電極について、その近傍の前記基板の厚みが薄くなるようにエッチングされ、リッジ構造をなしていることを特徴とする。

本発明の請求項３の光変調器は、前記入力側フィード部における一部の前記中心電極について、その近傍の前記基板の厚みが薄くなるようにエッチングされ、リッジ構造をなしていることを特徴とする。

本発明では進行波電極の入力側フィード部における中心電極の近傍のｚ−カットＬＮ基板をエッチングしたリッジ構造を導入する。リッジ構造は進行波電極の特性インピーダンスを高くする効果を有しているので中心電極と接地電極間のギャップＷを比較的狭くしても５０Ωに近い特性インピーダンスを得ることができる。そしてギャップＷを狭くできるので、接地電極の幅を広くすることが可能となり、高周波電気信号間における電気的なクロストークを低減することができる。さらには、中心電極と接地電極間のギャップＷを狭くできるということは入力側フィード部の中心電極の幅を広くできることをも意味している。そして入力側フィード部の中心電極の幅を広くすることにより、この領域における高周波電気信号の伝搬損失を小さくすることができるので、電気的パワー反射率と電気的なクロストークを抑圧しつつ、著しく高速変調が可能な光変調器を実現することが可能となる。

以下、本発明の実施形態について説明するが、図８から図１５に示した従来技術と同一の符号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一の符号を持つ機能部の説明を省略する。

（実施形態）
図１に本発明の光変調器に関する実施形態の一つについてその上面図を示す。なお、光変調方式としてＤＱＰＳＫを例にとっているので、光導波路の構造は図８に示した従来技術と同じである。

また、図１０に対応して、図２には図１の入力側フィード部ＩＩＩの横断面図（相互作用光導波路３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄの長さ方向に垂直で、かつｚ−カットＬＮ基板１の表面に平行な方向の断面図）を示す。なお、図２には図１では省略した接地電極も示している。また、説明を簡単にするために、温度ドリフト抑圧のためのＳｉ導電層は省略した。

図２を用いて本発明の原理を詳細に説明する。本発明の実施形態である図２と従来技術である図１０とを比較すると直ちにわかるように、本発明では中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅの間のｚ−カットＬＮ基板１をエッチングした、いわゆるリッジ構造としている。

つまり、図２において、６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅ、６ｆ、６ｇ、６ｈはエッチング溝部であり、ここにｚ−カットＬＮ基板１よりも比誘電率が低い材料（比誘電率がｚ−カットＬＮ基板１よりも低ければいかなる材料でもよいが、ここではもっとも効果が高い空気としている）を充填することにより、フィード部の特性インピーダンスＺを高めている。なお、本発明においてはエッチング溝部６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅ、６ｆ、６ｇ、６ｈの深さが深いほど（換言すれば、リッジの高さが高いほど）、進行波電極としての特性インピーダンスが高くなり、発明の効果が著しく発揮される。

ここで、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄの幅をＳ´、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ間のギャップをＷ´、接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅をＧ´とする。ギャップＷ´と比較してこの接地電極の幅Ｇ´が広くなると、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ間の（あるいは、高周波電気信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄ間の）電気的クロストークを抑圧できる。つまり、接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇ´とギャップＷ´の比は、高周波電気信号間の電気的なクロストークに大きな影響を与える。なお、一般に、電気的クロストークを充分に小さくするためには、接地電極の幅Ｇ´をギャップＷの４〜５倍とすることが望ましい。

図３には横軸に中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ間のギャップＷ´をとり、左側の縦軸にはＣＰＷ進行波電極の特性インピーダンスＺを、右側の縦軸には接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇ´をとり、これらの関係を示している。なお、本発明の効果を説明するために図１１に示した従来技術による特性インピーダンスを破線で示す。

本発明では進行波電極の特性インピーダンスを高める効果を有するリッジ構造を採用している。従って、図３から明らかなように、中心電極と接地電極間のギャップに対して、本発明における進行波電極の特性インピーダンスＺは従来技術のものよりも高くなる。

つまり、進行波電極の特性インピーダンスＺが不図示の外部回路の特性インピーダンス５０Ωと一致するギャップＷ_１´を例えば３０〜６０μｍ程度と大幅に小さくできるので、接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇ´を広くすることが可能となるばかりでなく、そもそもギャップＷ_１´が小さいので、電気信号間の電気的なクロストークを決定する接地電極の幅Ｇ´とギャップＷ_１´との比を従来技術と比較して著しく大きくすることが可能となる（例えば、従来技術ではＧ／Ｗの値が１〜２程度であっても本発明ではＧ´／Ｗ´の値を４から５と大きくすることが可能となる）。

図４には横軸に中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ間のギャップＷ´をとり、縦軸に高周波電気信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄが進行波電極から不図示の外部電気回路に戻る電気的パワー反射係数Ｓ_１１を示す。図３に述べたように、本発明ではギャップＷ_１´の値を小さくしても進行波電極の特性インピーダンスＺをほぼ５０Ωとすることができるので、電気的パワー反射係数Ｓ_１１を−２０ｄＢ以下と極めて小さくすることが可能となる。

なお、図４には従来技術による電気的パワー反射係数Ｓ_１１を破線により示している。図１２において説明したように、従来技術では高周波電気信号の電気的クロストークを充分抑圧すると、進行波電極の特性インピーダンスＺは例えば３０Ω弱と５０Ωよりもかなり低くなり、電気的パワー反射係数Ｓ_１１が劣化した。このように、本発明を適用することにより、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ間のギャップを小さくしても、進行波電極の特性インピーダンスＺを５０Ωとすることができるので、電気的パワー反射係数Ｓ_１１を大幅に改善することが可能となる。

図５には横軸に中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ間のギャップＷ´をとり、左側の縦軸にはＣＰＷ進行波電極の中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ間の電気的クロストークを示している。なお、図３と同様に右側の縦軸には接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇ´を示す。

本発明では、入力側フィード部ＩＩＩの特性インピーダンスを不図示の外部回路と整合性の良いほぼ５０Ωとしても、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ間のギャップＷ´を狭く設定できるばかりでなく、ギャップＷ´が狭いので、接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇ´を広く（例えば約２００〜２５０μｍなどと）することが可能となる。従って、接地電極の幅Ｇ´とギャップＷ´の比を４〜５と大きくすることができるので、高周波電気信号の電気的クロストークが−２０ｄＢあるいはそれ以下となるように大幅に改善することが可能となる。

さらには、中心電極と接地電極間のギャップＷ´を狭くできるということは入力側フィード部ＩＩＩの中心電極の幅Ｓ´を広くできることをも意味している。そして入力側フィード部の中心電極の幅Ｓ´を広くすることにより、図６に示すようにこの領域における高周波電気信号の伝搬損失を小さくすることができる。例えば、入力側フィード部ＩＩＩの中心電極の幅Ｓ´を１０μｍ〜５０μｍとすると、電気的パワー反射率と電気的なクロストークを抑圧しつつ、従来技術と比較して著しく改善された高速光変調を実現することが可能となる。中心電極の幅Ｓ´を３０μｍとした場合におけるＬＮ光変調器のパワー変調指数｜ｍ｜^２の周波数（ｆ）依存性を図６に示す。図１５において示した従来技術と比較して本実施形態の周波数依存性が大幅に改善されていることがわかる。

（各実施形態）
以上においてＤＱＰＳＫ光変調器を例にとり説明したが、本発明は入力側フィード部に複数の中心電極を有するＬＮ光変調器に有効であるので、ＤＱＰＳＫに限らず１つのマッハツェンダ光導波路からなるＤＰＳＫ、あるいはＤＱＰＳＫよりも多くのマッハツェンダ光導波路を具備するその他の位相変調方式、さらには２電極型の強度変調器にも適用可能であることは言うまでもない。

また、進行波電極における入力側フィード部の全ての中心電極を挟んでｚ−カットＬＮ基板をエッチングし、リッジ加工するとしたが、一部の中心電極についてのみその近傍のｚ−カットＬＮ基板をリッジ加工しても良い。つまりリッジ型と平面型の電極構造を組み合わせても良い。なお、その場合には、フィード部の進行波電極を伝搬する高周波電気信号の等価屈折率が互いに異なるので、電気的クロストークを一層抑圧できる。なお、リッジの深さとしては２．５〜５μｍ程度でも効果があるが、例えば１０μｍ程度の深さにエッチングすると著しい効果がある。

以上の説明においては、進行波電極の入力側フィード部の特性インピーダンスが５０Ωである場合について説明したが、本発明の効果はこれに限るものではない。

つまり、進行波電極の入力側フィード部の少なくとも一部にリッジ構造を導入することにより、リッジ構造を有さない平面型構造と比べて特性インピーダンスが高くなっている限り、進行波電極の入力側フィード部の特性インピーダンスが５０Ωよりも低くても、高くても本発明としての効果を発揮できる。

例えば、進行波電極の入力側フィード部の特性インピーダンスを５０Ωよりもある程度低く設定する場合には、中心電極と接地電極の間のギャップを狭くできるので、接地電極の幅を広く設定することが可能となり、高周波電気信号間のクロストークを改善できる。また、逆に、進行波電極の入力側フィード部の特性インピーダンスを５０Ωよりも高く設定すると、入力側フィード部を伝搬する高周波電気信号の電流値が小さくなるので、ジュール熱による減衰を小さくすることができ、その結果高速光変調が可能となる。

さらに、進行波電極における入力側フィード部の複数の中心電極について異なる特性インピーダンスとすることもできる。つまり、特性インピーダンスが異なるということは、高周波電気信号の等価屈折率も異なるので、電磁界の結合理論から電気的クロストークを改善できる。

なお、入力側フィード部のバッファ層の厚みを高周波電気信号と光が相互作用する相互作用部のバッファ層の厚みよりも厚くすることにより、特性インピーダンスを一層高くできる。従って、この考え方を本発明と組み合わせることにより、本発明の効果をより高めることが可能となる。

また、ｚ−カットＬＮ基板について説明したが、ｘ−カット、ｙ−カット、あるいはそれらを混合したカットなどその他のカットのＬＮ基板でも良いし、半導体基板などその他の基板でも良い。またバッファ層としてはＳｉＯ_２として説明して来たが、Ａｌ_２Ｏ_３やＳｉＮ、あるいはＳｉＯ_ｘ等、その他の材料でも良いことは言うまでもない。

電極構成としては構造が対称なＣＰＷ電極を用いた構成について説明したが、構造が非対称なＣＰＷ電極でも良いし、さらには非対称コプレーナストリップ（ＡＣＰＳ）あるいは対称コプレーナストリップ（ＣＰＳ）など、その他の構成でも良い。また、相互作用部における進行波電極構造としてはリッジ構造でも平面型構造でも良いことは言うまでもない。

以上のように、本発明により、特性インピーダンス、つまり電気的パワー反射率、及び電気的クロストーク、さらには高周波電気信号の伝搬損失、つまり光変調帯域について大幅に改善された光変調器を提供できる。

本発明の実施形態に係わる光変調器を構成する進行波電極を含む上面図図１における入力側フィード部の横断面図本発明の原理を説明する図本発明の原理を説明する図本発明の原理を説明する図本発明の原理を説明する図本発明の原理を説明する図従来技術によるＤＱＰＳＫ光変調器についての光導波路の構成を示す上面図従来技術のＤＱＰＳＫ光変調器についての進行波電極を含む上面図図９における入力側フィード部の横断面図従来技術の問題点を説明する図従来技術の問題点を説明する図従来技術の問題点を説明する図従来技術の問題点を説明する図従来技術の問題点を説明する図

符号の説明

１：ｚ−カットＬＮ基板（基板）
２、９：ＳｉＯ_２バッファ層
３、３０：マッハツェンダ光導波路（光導波路）
３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ：相互作用光導波路
４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、７：中心電極
５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ：接地電極
６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅ、６ｆ、６ｇ、６ｈ：エッチング溝部

Claims

基板と、該基板に形成された光導波路と、該基板上に形成され電圧を印加するための中心電極と接地電極からなる進行波電極とを備え、前記光導波路は、前記電極に電圧を印加することにより屈折率が変化する領域である相互作用部に複数の相互作用光導波路を具備し、前記中心電極が複数からなるとともに、複数の前記中心電極に接続される入力側フィード部の電極が複数の中心電極と接地電極からなる光変調器において、前記入力側フィード部における相対向している前記中心電極と前記接地電極との間の前記基板の厚さを掘り下げて少なくすることによりリッジ構造をなしていることを特徴とする光変調器。
前記入力側フィード部における全ての前記中心電極について、その近傍の前記基板の厚みが薄くなるようにエッチングされ、リッジ構造をなしていることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
前記入力側フィード部における一部の前記中心電極について、その近傍の前記基板の厚みが薄くなるようにエッチングされ、リッジ構造をなしていることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。