JP2010022042A - 波形整形器、カーシャッタ、パルスローラ、ｏｔｄｍ信号発生器、ソリトンピュリファイア、および、ソリトン雑音の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】大伝送容量、小型化及び省電力化が実現可能であり、波長分割多重光における全ての信号光を再生することができる波形整形器を提供する。
【解決手段】ファイバ長がソリトン周期の２倍以下である異常分散ファイバ(Anomalous-dispersion fiber: ADF)を有するソリトンコンバータが備えられている。
【選択図】図１７

Description

本発明は、波形整形器、カーシャッタ、パルスローラ、ＯＴＤＭ信号発生器、ソリトンピュリファイア、および、ソリトン雑音の制御方法に関する。

通信システムの伝送容量は増加の一途をたどっており、光ファイバを用いた光通信システムにより伝送容量は著しく増加している。例えば、通信システムは、ポイント・トゥー・ポイントの幹線系と、メトロ系及びアクセス系とに分けられるが、前者の幹線系では既に光通信システムが普及し、後者においても電気通信システムから光通信システムへの移行が進められている。すなわち、通信システム全体が光通信システムによって構築されようとしている。

近年、波長分割多重方式により、１本の光ファイバで伝送可能な情報量が飛躍的に増加した。同方式では、光ファイバの低損失帯域をスペクトル変換効率０．４bit/Hzで利用すると、１本の光ファイバで伝送可能な伝送容量は約３．２Tbit/sとなる。具体的には、この伝送容量は、各チャンネル（波長）の信号光の伝送速度が現在利用されている１０Gbit/sであるとした場合、３２０のチャンネルによって実現される。

ところで、信号光は、長距離を伝搬する際、必ず、その信号波形、タイミング、及び強度が劣化する。そして、ある程度の距離を伝播した信号光は必ず再生処理を行なう必要がある。そのため、光通信システムには、通常、劣化した信号光を再生するための光信号再生システムが組み込まれている。この光信号再生システムは、例えば、劣化した信号光を受信してそれを電気信号に変える受信装置と、この電気信号に対して増幅、雑音除去、波形再生、クロック再生等の所望の再生処理を行なう再生装置と、そして再生処理を受けた電気信号を再び信号光に変換してそれを光伝送路へ送信する送信装置とを備えている。

具体的には、上記したチャンネル数が３２０にまでおよぶ複数の信号光が伝播する光ファイバに介挿される光信号再生システムの場合には、このチャンネル数に対応して、３２０台の光受信装置、再生装置、及び送信装置が組み込まれる。

このように多数の装置を含む光信号再生システムは、小型化が困難であり、また、消費電力が大きいという問題がある。更には、上述したように光通信システムがメトロ系及びアクセス系に使用された場合、３２０チャンネルの光信号再生システムを各中継所に多数設置する必要が生じるため、光通信システム全体が大型化し、コストの増加や消費電力の増加を招く。

このような問題を解決する一つの方法としては、波長分割多重方式におけるチャンネル数を削減し、各チャンネルの伝送速度を上昇させる方法があげられる。同一の伝送容量を達成する場合には、各チャンネルの伝送速度と、波長分割多重チャンネル数とは反比例の関係にあるからである。

しかし、上記した光信号再生システムに用いられている再生装置は、電気信号に対して処理を行なう電気デバイスであって、物理的に応答速度の上限をもつ。例えば、電気デバイスで処理可能な信号の伝送速度の限界は、現在４０Gbit/sであり、この伝送速度では、なお約８０ものチャンネル数が必要である。更には、電気デバイスをそのように高速駆動させるためには高い電力が必要となる。したがって、電気デバイスを用いた光信号再生システムにおいては、各チャンネルの伝送速度には上限があり、現実には、その小型化及び消費電力の低減は困難である。

このような電気デバイスを用いた光信号再生システムにおける問題を解決する方法の一つに、信号光を電気信号へと変換することなく、光の状態のまま信号再生処理を行なう全光信号再生方法がある。この全光信号再生方法を用いた装置は、通常、高速の電気変調器と物質の非線形光学効果を利用した再生装置とからなる。

しかしながら、この全光信号再生装置は、電気変調器を用いるため、光電変換を行なう光信号再生システムと同様にその処理速度に上限がある。さらに４０Gbit/s以上の伝送速度の信号光を再生処理する場合、時間分割することで伝送信号光の伝送速度を落とし、信号再生を行なった後、時間分割多重する必要が生じるため、大規模な装置になる。

また、上記した全光信号再生装置は、光信号の再生に非線形光学応答（非線形光学効果）を利用しているが、その場合には、以下の問題も発生する。すなわち、大容量光通信システムにおいて、互いに波長の異なる複数の信号光を含む波長分割多重光が光伝送路を伝搬した場合、伝搬後の波長分割多重光に含まれる各信号光の偏光状態は波長毎にわずかに異なる。このような状態にある波長分割多重光に対して、一括して、非線形光学効果を利用した全光信号再生装置による再生処理を施した場合、入射光の偏光状態に応じて非線形光学効果の大小が大きく変化するため、再生された波長分割多重光には、良好に再生されない、もしくは全く再生されない信号光が含まれてしまうという問題である。

以上では光再生装置の入力伝送光偏波状態に注目して、その問題点を示した。以下では、光再生システムに注目して、その現状とその問題点を示す。光再生とは伝送によって劣化した光信号の強度、波形整形そしてタイミングを再生する機能（re-amplification、re-shapingとre-timing、以下ではＯ３Ｒと略す）を意味する。この機能を有する光再生システムでは、無限遠（長距離）の光ファイバ伝送が可能となりえる。

上述した無限遠（長距離）伝送に関してはLeutholdらにより報告されている（Leuthold et al., Electron. Lett., 38, p.890, 2002）。この報告では、Ｏ３Ｒ再生器を用いる４０Gb/s 1,000,000ｋｍ伝送について記述されている。

Leutholdらは、本報告において、時間再生に必要な光クロック抽出（伝送信号光に同期するクロックパルス列の発生技術）及びスイッチングにおいて電子回路技術を用いている。このため、この装置では電子回路技術では対応不可能な伝送スピードには対応できない。例えば１６０Gb/sシステムのような電子回路制限以上の伝送スピードを有するシステムには適用不可能である。

なお、１６０Gb/sシステムに関しては、光スイッチを用いる光再生システムが報告されている（Schubert et al., Electron. Lett., 38, p.903, 2002）。しかしながら、このシステムでは、クロック抽出装置を有していない為にＯ３Ｒ装置として機能出来ないと考えられる。

上述をまとめると、有効な全光技術を基本とする０３Ｒは、実現されていないのが現状である。しかしながら、Ｏ３Ｒの各コンポーネントとなる波形整形技術及び時間再生技術単体に関しては多数の報告がある。以下にこれらの報告を示す。ただし、ここでは本発明に関連する光ファイバを基本とする技術に絞っている。

はじめに、全光波形整形技術について説明する。この技術手法は２つの方式に大別される。一つ目は、光ファイバの光非線形性と異常分散性の複合的効果の結果として形成されるソリトンを活用する手法である（Hasegawa and Tappert, Appl. Phys. Lett., 23, p.142, 1973）。この手法に基づく波形整形器は、soliton converterと呼ばれる。もう一つは、光ファイバ非線形性を介した光パルスの自己位相変調効果に基づく手法である（Mamyshev、ECOC’98, p.475, 1998）。これは提案者の名前に由来しMamyshevフィルタと称されている。スーパーコンティニューム光を活用する方法はこれの追究型と位置づけられる。

前者（soliton converter）を用いたシステム実験としては、４×４０Gb/s信号の10,000ｋｍ伝送が報告されている（Dany et al.、Opt. Lett., 25, p.793, 2000）。後者（Mamyshevフィルタ）は前述したLeutholdらの1,000,000ｋｍ伝送路に活用されている（Leuthold et al., Electron. Lett., 38, p.890, 2002）。これらはいずれもシステムの観点からの報告であり、それらデバイス単体としての性能は明確に記述されていない（数少ない報告例がDany et al., ECOC’01, We.P.45, 2001である）。特に、soliton converterでは、ソリトン効果を介する雑音増大も問題となる（Kubota et al., J. Opt. Soc. Am. B, 16, p.2223, 1999）為、デバイス性能の観点からの設計も重要となる。つまり、これらのデバイス性能を明らかにし、デバイス単体の最適設計指針を得ることが今後の課題となる。

次に時間再生技術について説明する。この技術の主流は光クロック抽出と光スイッチ技術の複合法である。この構成を図３８に示す。光クロック抽出部と光スイッチ部から構成される。前者（光クロック抽出部）は、入力信号（伝送信号に相当する光信号もしくは電気信号）と局所光（クロック基準となり得る光パルス列、光local oscillator（光ＬＯ）とも称される）の位相を一致させるものである。言い換えると、光クロック抽出は、入力光と局所光との間の同期を取ることによって実現される。その為、光ＬＯには繰返し周波数可変性が必要である。

後者（光スイッチ部）は、光領域での乗算機能を実現する光ファイバにおける非線形効果を活用する光デバイス、例えば四光波混合（four wave mixing: FWM）デバイスや非線形光ループミラー（nonlinear optical loop mirror: NOLM）、を利用した光スイッチである。以下に、光クロック抽出及び光スイッチ技術の詳細について述べる。

図３８において破線で囲まれている部分が光クロック抽出部であり、これは光位相比較部、光ＬＯ発生部とコントローラ回路から成る。光位相比較器において外部信号光と光ＬＯの位相差を検出し、その誤差が小さくなるように光ＬＯの発振周波数（パルス列の繰返し周波数に対応）を調整する。

この結果、外部信号光と光LOの同期が実現され、外部信号と同期の取れた時間位置が正確なパルス列（今後はクロックパルス列と呼ぶ）が出力として得られる。両者の位相を比較する部分に、電子回路技術ではなく、非線形光学効果を活用することによって１６０GHzを超える高速動作可能な位相比較器が実現される。以上のような光領域における位相比較器を用いる同期法はoptical phase locked loop（OPLL）と称される。実際に、ＮＯＬＭを用いて２台のＬＤからのビート光と外部信号光の同期を取ることによるクロック抽出が提案されている（Bigo et al., US6,239,893 B1）。

ここで注目すべき内容は、このＯＰＬＬの出力光クロック列のタイミングジッタ（クロックパルスの時間揺らぎ）である。タイミングジッタとは、クロックパルスの時間位置のズレ量を意味する。このジッタは伝送システムの性能劣化の要因となり得る為に、この抑圧は重要である。クロックパルス列のタイミングジッタはＯＰＬＬ動作速度と相関があり、ＯＰＬＬ動作が高速であるほどジッタは減少する。即ち、ＯＰＬＬ高速化がジッタ低減化に効果的である。

しかしながら、上記技術（Bigo et al., US6,239,893 B1）のようにＮＯＬＭを用いるとＯＰＬＬループが長尺となる為にＯＰＬＬ動作帯域が制限されてしまう。その結果、ジッタ低減が困難となる。これを解決する為には、位相比較器に用いる光非線形デバイスのファイバ短尺化が重要となろう。ファイバを短尺化することにより、ＯＰＬＬ動作帯域が制限されず、言い換えるにＯＰＬＬの高速動作が実現され、低ジッタな高品質クロックパルス列発生が可能となる。

上述クロック抽出技術と共に時間再生技術に必要なのが光スイッチ技術である。ここでは、光ファイバの非線形効果を活用した光スイッチの典型例であるＦＷＭを活用する手法について説明する。光ファイバに波長が異なる２色の光波を入力すると、それら入力光の何れかが非線形効果に充分な光パワーを有する場合においては、それらとは色の異なる新たな光波が発生する。これがＦＷＭ現象である。

クロックパルス列と信号光が光ファイバに入力された場合、そのＦＷＭ発生光には入力信号光の情報が重畳されているだけでなく、そのパルスタイミングはクロックパルス列によって決定される。従って、情報が乗った低ジッタの光信号パルス列が得られる。これがＦＷＭを基本とする時間再生の原理である。ただし、光ファイバ伝搬する光パルスには非線形効果だけではなく分散効果も影響を与える。

この効果或いはこれら効果の複合により、パルス伝搬においてパルス波形が変化する。その結果、ＦＷＭ光の波形歪が生じる。これを抑圧する為には、ファイバ分散値や入力パワーの最適化を行うことが有効であるが、具体的な数値やその制御方法等は明らかにされていない。

以上、光再生システムに必要最低限のコンポーネントに関して記述した。この他に光再生システムの性能を向上させる技術も重要である。ここでは本発明に関連する以下の二つのコンポーネントについてまとめる。（１）光パルス波形を光スイッチに適した波形に変換する装置、（２）光パルス成分と光雑音成分を分離する装置。

はじめに、上述した（１）光パルス波形を光スイッチに適した波形に変換する装置に関連する、光スイッチにおける強度雑音増大の抑圧に有効なパルス矩形化技術をまとめる。一般に、光スイッチでは光非線形性と分散の相互作用の結果として、入力される伝送信号パルスの時間揺らぎ（位相揺らぎ）が時間再生された出力信号光の強度揺らぎに変換される。これを説明するのが図３９Ａである。

ここでは、ジッタを有するパルス列とクロックパルス列の光スイッチを考える。光スイッチ出力パルスパワーは伝送パルスとクロックパルスの時間重なりに相関がある。その為に、ジッタによる両者パルス重なりの変化が光スイッチ出力パルスパワー揺らぎに変換される。この位相揺らぎから光強度揺らぎへの変換を抑制する為には、伝送信号光パルスあるいは抽出したクロックパルスの矩形化変換が有効である（図３９Ｂ）。

この矩形化方法としては、波長分散や偏波分散を活用する方法と、非線形効果と正常分散の複合的効果を活用する方法に大別される。前者の例はファイバブラッググレーティングや偏波保持ファイバを用いた手法（Lee et al., OFC2001, PD30-1, 2001およびSchubertet al., Electron. Lett., 38, p.903, 2002）であり、後者の例は正常分散ファイバを用いる方式（原理の報告はNakatsuka et al., Phys. Rev. Lett., 47, p.910,1981）である。

前者の線形動作を基本とする方式では、変換される矩形化の立下り・立上りの急峻さは入力パルス幅によって決定される。即ち、急峻な矩形化パルスを得る為には、それに対応する超短光パルスの入力が必要となる。それに比べて、後者は急峻な矩形波への波形変換が可能である利点を有しているが、矩形化に必要な非線形効果と分散効果を得る為には、入力光の高パワー化やファイバ長尺化が必須となる。

次に、上述した（２）光パルス成分と光雑音成分を分離する装置について説明する。ここでは、雑音除去コンポーネントについてまとめる。光パルスには雑音が付加されている。この雑音の主な成分は、光増幅に伴い発生する自然放出光（amplified spontaneous emission light: ASE）である。一般に、雑音は信号光よりも広帯域な光スペクトルを有している為、信号光帯域外の雑音成分は光フィルタによってある程度除去することができる。

しかしながら、信号光帯域内の雑音成分は残留する。この雑音を除去する為には、前述の波形整形を行う他に光ソリトンの性質を活用する方法がある。ここでは本発明に関連した後者に注目する。

光ソリトン伝搬では、誘導ラマン散乱（stimulated Raman scattering:SRS）によってソリトンが長波長側にシフトする現象（ソリトン自己周波数シフト：SSFS：soliton self-frequency shift）が報告されている（Mitschke and Mollenauer, Opt. Lett., 11, p.659, 1986）。この現象は、ソリトンにＡＳＥ雑音が付加されていても生じ得る。この性質を活用するノイズ除去法としては、この現象を活用し、ソリトンとＡＳＥ雑音成分を（周波数的に）分離し、フィルタリングする方法が提案されている（並木ら、特開２００１−１０９０２４号）。その雑音除去装置の構成を図４０Ａに示す。

これは異常分散ファイバ（anomalous-dispersion fiber: ADF）と光フィルタから成る。図４０Ｂ上部に示すような雑音成分を有する光ソリトンがＡＤＦに入力される。そこでの伝搬では、光ソリトン成分がＳＲＳによってＳＳＦＳする。ここで注目すべきは、このＳＲＳによってソリトン成分は長波長側にシフトするが、雑音成分は長波長側に波長シフトしない点である。従って、シフト後のソリトン成分のみを出力光フィルタによって抽出することによって信号光帯域内であった雑音成分をも除去することが可能となる（図４０Ｂ下部）。

更に、この現象では波長シフトも伴う為に、ＳＳＦＳの制御によって信号光を所望の波長に調整することも可能である。しかしながら、一般にＳＳＦＳはフェムト秒領域において生じる現象である為に、ピコ秒ソリトン伝搬におけるＳＳＦＳやその効率化の為には更なる工夫が必要である。

以上、光再生システムにおける現状とその問題を記述した。本発明はこれら問題点を解決し、かつ簡素なＯ３Ｒシステムを提供することを目的とする。

また、本発明は上記した問題を解決し、大伝送容量、小型化及び省電力化が実現可能であり、かつ、波長分割多重光における全ての信号光を再生することができる波形整形器、カーシャッタ、パルスローラ、ＯＴＤＭ信号発生器、ソリトンピュリファイア、および、ソリトン雑音の制御方法を提供することを目的とする。

上記した目的を達成するために、本発明の光再生システムの第１の態様は、本発明の波形整形器の第１の態様は、ファイバ長がソリトン周期の２倍以下である異常分散ファイバ(Anomalous-dispersion fiber: ADF)を有するソリトンコンバータが備えられた波形整形器である。

本発明の波形整形器の他の態様は、前記異常分散ファイバの後段に光フィルタが備えられた波形整形器である。

本発明の波形整形器の他の態様は、前記異常分散ファイバの前段に光増幅器が備えられた波形整形器である。

本発明の波形整形器の他の態様は、ソリトンコンバータの代わりに、ＭａｍｙｓｈｅｖフィルタまたはＮＯＬＭが備えられた波形整形器である。

本発明の波形整形器の他の態様は、入射側にパルス圧縮器が備えられた波形整形器である。

本発明の波形整形器の他の態様は、前記パルス圧縮器は、断熱圧縮方式を利用した波形整形器である。

本発明の波形整形器の他の態様は、前記パルス圧縮器に、光ファイバの長手方向に分散特性が減少する分散減少ファイバが用いられた波形整形器である。

本発明の波形整形器の他の態様は、前記パルス圧縮器に、光ファイバの長手方向に分散特性がステップ状のプロファイルを持つＳＰＤＦが用いられた波形整形器である。

本発明の波形整形器の他の態様は、前記パルス圧縮器に、光ファイバの長手方向に分散特性が櫛状のプロファイルを持つＣＰＤＦが用いられた波形整形器である。

本発明の波形整形器の他の態様は、前記パルス圧縮器に、長手方向に非線形特性が増大する光ファイバが用いられた波形整形器である。

本発明の波形整形器の他の態様は、前記パルス圧縮器に、長手方向に非線形特性がステップ状のプロファイルを持つ光ファイバが用いられた波形整形器である。

本発明の波形整形器の他の態様は、前記パルス圧縮器に、長手方向に非線形特性が櫛状のプロファイルを持つ光ファイバが用いられた波形整形器である。

本発明の波形整形器の他の態様は、前記パルス圧縮器に、ラマン増幅器が備えられた波形整形器である。

本発明の波形整形器の他の態様は、ソリトンコンバータの代わりに、可飽和吸収特性を持つ可飽和吸収体が用いられた波形整形器である。

本発明の波形整形器の他の態様は、前記可飽和吸収体の位置を調整して、可飽和吸収特性を可変にする位置調整機構が備えられた波形整形器である。

本発明の波形整形器の他の態様は、前記可飽和吸収特性が面内分布を有する波形整形器である。

本発明のカーシャッタの第１の態様は、分波器と、ＯＰＬＬ(Optical Phase-Locked Loop)と、光スイッチ部と、が備えられたカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記ＯＰＬＬにおけるビットレート差をΔω、ループ長をＬ_Ｌｏｏｐとし、ｖを光ファイバ中の光の速度、前記分波器と前記光スイッチ部とを接続したファイバの長さをＬ_A-B、ｎを光ファイバの屈折率、Ｘを任意の数とすると、Ｌ_Ｌｏｏｐは、Δω（Ｌ_Ｌｏｏｐ）＜ｖ・Ｘ／ｎ・Ｌ_A-Bの関係が成り立つように決定されることを特徴とするカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記ＯＰＬＬに、光ＬＯ信号を発生させる光ＬＯ発生器と、外部から入力される信号光と前記光ＬＯ信号の位相差を検出する位相比較器と、前記位相差に基づき前記光ＬＯ信号の周波数を調整する制御部と、が備えられたカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記光位相比較器に、ＦＷＭ光を発生させるＦＷＭ部と、光フィルタと、受光部が備えられたカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記ＦＷＭ部に、高非線形光ファイバ、ＰＰＬＮ(Periodically-poled LiN03) 又はＳＯＡ(Semi-conductive Optical Amplifier)のいずれかが用いられたカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記受光部は、前段にパルスローラが配置され、該受光部に入射されたパルスの周波数特性をモニタすることを特徴とする記載のカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記ＬＯ発生器に、ビート光発生器が備えられたカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記ビート光発生器は、ＣＷ光を発生する２つ以上の周波数成分を持つ１台以上の半導体レーザと、前記ＣＷ光を合波する光カップラーと、が備えられたカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記半導体レーザが直列駆動されたカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記ビート光発生器と前記光スイッチ部との間に、光ファイバ圧縮器が備えられたカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記位相比較器に、ＰＤ(Photo Diode)と、Ｌｏｏｐ Ｆｉｌｔｅｒと、ＬＤコントロール部が備えられ、該ＰＤは、二光子吸収によって光電流が発生することを特徴とするカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記ＰＤは、シリコンアバランシェフォトダイオード（SiAPD）が用いられたカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記光スイッチ部に、ＦＷＭ部と、光フィルタと、位相調整部と、が備えられたカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記位相調整部が、環境温度の変化に対して位相調整量が変化しないように制御されたカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記位相調整量が、出力パルスに基づいてフィードバック制御されるカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記ＦＷＭ部において、ポンプ光と信号光の周波数間隔Δν（離調量）と、入力ポンプパルスのスペクトル幅をΔν_ｐと、入力信号パルスのスペクトル幅Δν_ｓ、の間に下式の関係を有するカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記ＦＷＭ部において、ファイバ長ΔＬと、入力ポンプパルスのスペクトル幅をΔν_ｐと、入力信号パルスのスペクトル幅Δν_ｓ、の間に下式の関係を有するカーシャッタである。
ΔＬ＞Δν_ｐ＋（Δν_ｓ／２）

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記ＦＷＭ部において、ファイバ長Ｌが下式により定められるカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記ＦＷＭ部において、ファイバ長Ｌが下式により定められるカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、
Pumpパルス（Δt_p,Δν_p）とSignalパルス（Δt_s,Δν_s）において、


の式を用いて、スペクトル重なりを回避するための離調量Δνを定める行程と、
２Δν以上のＦＷＭ帯域が得られるファイバ長Ｌを定める行程と、


の式を用いて、スペクトル波形歪が無くＦＷＭを発生させるポンプピークパワーＰ_pを定める行程と、



の式を用いて、ファイバ伝搬に伴うパルス時間波形歪抑制に必要な３次分散値β_３を定める行程と、
を備えた手順で設計されたカーシャッタである。

本発明のカーシャッタの他の態様は、前記光位相比較器に備えられたＦＷＭ部と、前記光スイッチ部に備えられたＦＷＭ部とが共有され、更に、光ＬＯ発生器と、制御部と、が備えられたカーシャッタである。

本発明のパルスローラの第１の態様は、高非線形特性を有するパルスローラファイバが備えられたパルスローラである。

本発明のパルスローラの他の態様は、前記パルスローラファイバが、長手方向に正常分布値が増大する特性を持つ正常分散増大ファイバであるパルスローラである。

本発明のパルスローラの他の態様は、前記パルスローラファイバは、長手方向に非線形値が減少する特性を持つ光ファイバであるパルスローラである。

本発明のパルスローラの他の態様は、前記パルスローラファイバは、長手方向に正常分散特性と非線形特性が異なる２種類以上の光ファイバを組合せた分散マネージメント光ファイバからなるパルスローラである。

本発明のパルスローラの他の態様は、前記分散マネージメント光ファイバで、長手方向に分散効果が支配的な光ファイバと、長手方向に非線形効果が支配的な光ファイバとが配置されたパルスローラである。

本発明のパルスローラの他の態様は、前記分散マネージメント光ファイバで、前記分散効果が支配的な光ファイバの分散特性と前記非線形効果が支配的な光ファイバの非線形特性とが、ステップ状のプロファイルとなるように配置されたパルスローラである。

本発明のパルスローラの他の態様は、前記分散マネージメント光ファイバで、前記分散効果が支配的な光ファイバの分散特性と前記非線形効果が支配的な光ファイバの非線形特性とが、櫛歯状のプロファイルに変化するように配置されたパルスローラである。

本発明のＯＴＤＭ信号発生器の第１の態様は、パルスローラと、光スイッチ部とが備えられたＯＴＤＭ信号発生器である。

本発明のソリトンピュリファイアの第１の態様は、ソリトンファイバが２つの光フィルタの間に配置されたソリトンピュリファイアである。

本発明のソリトンピュリファイアの他の態様は、前記ソリトンファイバにおいて、誘導ラマン散乱による利得の傾き（利得スロープ）が制御され、ソリトンの波長シフトを実現するソリトンピュリファイアである。

本発明のソリトンピュリファイアの他の態様は、前記ソリトンファイバが、高非線形ファイバであるソリトンピュリファイアである。

本発明のソリトンピュリファイアの他の態様は、外部ポンプ光を発生するポンプ光発生器が備えられ、前記外部ポンプ光により誘導ラマン散乱を発生させるソリトンピュリファイアである。

本発明のソリトンピュリファイアの他の態様は、入射側に更にパルス圧縮器が備えられたソリトンピュリファイアである。

本発明のソリトンピュリファイアの他の態様は、ソリトン断熱圧縮を行いながら、誘導ラマン散乱を発生させるソリトンピュリファイアである。

本発明のソリトン雑音の制御方法の第１の態様は、光ソリトン列を用いた光非線形信号処理において、Ｄｕｔｙ比（パルス幅に対するパルス間隔の比）と分散距離によって、所定の雑音増幅利得における最大伝搬距離を定めるソリトン雑音の制御方法である。

本発明のソリトン雑音の制御方法の他の態様は、変調方法としてＣＳ−ＲＺパルス列を用いたソリトン雑音の制御方法である。

本発明に係る第１実施形態の波長分割多重光再生システムの概略構成図である。 図１の再生システムに含まれる再生装置１５の概略構成図である。 図２の再生装置１５に含まれるクロック再生装置２１の概略構成図である。 図２の再生装置１５に含まれる他のクロック再生装置２１の概略構成図である。 図２の再生装置１５に含まれる波形再生装置１９の概略構成図である。 図２の再生装置１５に含まれる他の波形再生装置１９の概略構成図である。 図１の再生システムに含まれる偏波コンバータ１３の概略構成図である。 図１の再生システムに含まれる他の偏波コンバータ１３の概略構成図である。 図１の再生システムに含まれるまた他の偏波コンバータ１３の概略構成図である。 図７の偏波コンバータ１３の一形態の概略構成図である。 図７の偏波コンバータ１３の他の形態の概略構成図である。 図７の偏波コンバータ１３の更に他の形態の概略構成図である。 本発明に係る第２実施形態の波長分割多重光再生システムの概略構成図である。 本発明に係る第３実施形態の波長分割多重光再生システムの概略構成図である。 本発明に係る第４実施形態の波長分割多重光再生システムの概略構成図である。 本発明に係る第５実施形態の波長分割多重光再生システムの概略構成図である。 本発明に係る再生装置の一構成図である。 図１７のsoliton converterの一構成図である。 図１７のsoliton converterの他の形態を示す概略構成図である。 図２０Ａは、soliton converterからの出力パルスの光信号雑音比OSNRを示すグラフであり、図２０Ｂは、スペクトル線幅増大率Δυ/Δυ_ｉｎのソリトン次数N依存性を示すグラフである。 soliton converterからの出力パルス自己相関波形幅Δｔ_ＡＣの入力パワーＰ_in依存性を示す。左部のグラフは出力光フィルタの入力前、右部のグラフは出力光フィルタの出力後の出力パルス自己相関波形幅Δｔ_ＡＣである。 左のグラフは、０、 ２０、４０及び８０ ｍ長のＳＭＦ伝搬後のパルスであり、中央のグラフ及び右のグラフはＰ_ｉｎの調整を行った場合のsoliton converterからの出力パルスの自己相関波形である。中央のグラフは出力光フィルタの入力前であり、右部のグラフは出力光フィルタの出力後を示す。 soliton converterにおける出力ソリトンの自己相関幅Δｔ_ＡＣ及びＯＳＮＲのＰ_ｉｎの依存性を示すグラフである。 Kerr-shutterの一構成図である。 図２５Ａは、はＬＤペアの独立駆動時のタイミングジッタ特性を示すグラフであり、図２５Ｂは、直列駆動時のタイミングジッタ特性を示すグラフである。 図２６Ａは、光受光部の一構成図であり、図２６Ｂは図２５Ａの変形例であり、図２６Ｃは図２６Ａの更なる変形例である。 Kerr-shutterの他の構成図であり、位相比較部と光スイッチ部のＦＷＭファイバを融合化させた一例を示す。 pulse rollerの一構成図である。 図２９Ａは、正常分散増大ファイバの分散プロファイルであり、図２９Ｂは、ステップ状分散プロファイルファイバの分散プロファイルであり、図２９Ｃは、櫛状分散プロファイルファイバの分散プロファイルを示す。 図３０Ａは、pulse rollerの一構成図であり、パルス矩形化実験伝送路を示し、図３０Ｂは図３０Ａのpulse rollerファイバの分散プロファイルを示し、図３１は、図３０Ａ，Ｂにおけるパルス伝搬シミュレーションの結果を示すグラフである。 pulse rollerと光スイッチ部から成る時間再生装置或いは時間分割装置の一構成図である。 pulse rollerを光スイッチ部の前段に配置した場合の一構成図である。 pulse rollerとＯＰＬＬを組合せたクロック抽出器の一構成図である。 図３４Ａ，Ｂは、は、pulse rollerからの出力パルスの時間波形とチャープ特性を示す。 図３５Ａ，Ｂは、位相差を認識するための光受光部を示す。 図３６Ａは、soliton purifierの一構成図であり、図３６Ｂは、soliton purifierにＨＮＬＦを使用した一実施例を示し、図３６Ｃは、soliton purifierにラマン増幅を利用した一実施例を示す。 ソリトン帯域での利得スロープを説明するグラフである。 従来の時間再生技術に関する説明図である。 図３９Ａ，Ｂは、従来のパルス矩形化技術の説明図である。 図４０Ａは、従来の雑音除去装置の構成図であり、図４０Ｂは、雑音除去のメカニズムを示すグラフである。 図４１Ａは、入力パルスを示す波形図であり、図４１Ｂ〜Ｄは、図４１Ａが矩形パルスへ変換した波形図である。 パルス強度と瞬時周波数の関係を示す波形図である。 本発明に係る再生システムの一構成図である。 本発明に係る再生システムの一構成図である。 本発明に係る再生装置の一構成図である。 本発明に係る再生装置を利用した再生システムを示す一構成図である。 可飽和吸収体の入力光強度と出力光強度の関係を示すグラフである。 可飽和吸収体を利用したデバイスの一構成図である。 図４８のデバイスの変形例を示す一構成図である。 図４８のデバイスの更なる変形例を示す一構成図である。 図５１Ａは、横軸を時間で示した場合のＦＷＭにおける入力パルスと出力パルスを示す図であり、図５１Ｂは、横軸を周波数で示した場合のＦＷＭにおける入力パルスと出力パルスを示す図である。 ＦＷＭに必要な帯域幅とファイバの長さの関係を示したグラフである。 ＦＷＭにおける最適なファイバ長を決定するための一設計手法を説明したフロー図である。 図５３のフロー図によりファイバ長が最適化され、ＦＷＭによる波長変換を行った実験構成図である。 図５４の実験による入出力パルス波形を示すグラフである。 図５４の実験による入出力時の自己相関波形を示すグラフである。 ＦＷＭとＳＰＭを用いた波形整形器の一構成図である。 波形整形器でのパルス波形を示すグラフである。 図５７の波形整形器における入力ポンプパワーと出力ＦＷＭパワーの関係を示すグラフである。 図６０Ａは、ＦＷＭ部に光ファイバを用いずに位相差を検出するための一構成例であり、図６０ＢはＦＷＭ部の変形例を示す図である。 図６１は、ＯＰＬＬ動作における矩形パルスの振幅を時間的に変化させる方法を説明するグラフである。 本発明に係るＯＴＤＭ信号発生器の一構成図である。 ラマン増幅器による増幅利得とソリトンのスペクトルの関係を示した説明図である。 雑音増幅のピーク利得を、ビットレートと、伝搬距離に対して数値計算により求めたグラフである。 図６４において、繰り返し周波数を３２０GHz、伝搬距離を１ｋｍとした場合の出力パルス列のスペクトルを示したグラフである。 非線形効果を利用したデバイスの偏波保持を示した一構成図である。 繰り返し周波数が１６０GHzで、半値幅が１ｐｓの光ソリトン列を２ｋｍのＨＮＬＦに伝搬させた際の入力および出力スペクトルを表したグラフである。 図２４に示したKerr-shutterの変形例であり、最初の分波器から光スイッチ部までのファイバ長が、ＯＰＬＬ部を介した場合と、直接の場合とでほぼ同じ長さであることを示した構成概略図である。 図６７で使用したＨＮＬＦの長さ（距離）と分散値の関係を示すグラフである。 図１に示した再生システムを直列的に多段接続させた光伝送システムを示す構成概略図である。

本発明では、劣化した信号光を含む波長分割多重光は、後述するように非線形光学効果を利用して再生される。そこで、まず、非線形光学効果について説明する。

非線形光学効果は、非線形光学定数が大きい媒質（以下、非線形光学媒質ともいう）に強度の大きな光が入射したときに顕著に発生する。詳しくは、非線形光学定数が大きい媒質としては、例えば、ゲルマニウム、フッ素、希土類元素等をドープした光ファイバ（以下、高非線形ファイバともいう）、LiNbO3等の強誘電体、及び半導体等があげられる。また強度の大きな光としては、信号光自体、又は、信号光とは別にこの効果を発生させるために用意された一つ若しくは二つ以上の制御光若しくは励起光があげられる。

非線形光学効果が生じた場合、例えば、この媒質に入射している信号光の波形形状の変化若しくはその位相の変調が生じる。また、制御光若しくは励起光と周波数の異なる高調波又は差周波若しくは和周波が発生する。このような非線形光学効果としては、自己位相変調（以下、ＳＰＭという）、相互位相変調（以下、ＸＰＭという）若しくは四光波混合（以下、ＦＷＭという）、ラマン増幅、パラメトリック増幅、ソリトン効果及びスーパーコンティニュウム効果（以下、ＳＣという）等が挙げられる。

ここで、非線形光学効果の大きさ、例えば、周波数変調の程度や発生した高調波の強度は、入射した光の強度に対して非線形である。

そして、非線形光学効果の大きさは、偏波依存性を有する。例えば、強度の大きな光が無偏光ではなく、ある偏光状態を有し、かつ、この強度の大きな光の入射方向と直交する面内において非線形光学媒質が異方性を有する場合を考える。この場合、非線形光学効果の大きさは、この光の偏光状態と媒質の相対方位に依存するという偏波依存性を有する。また、媒質にこのような異方性がない場合であっても、非線形光学効果の大きさは、強度の大きな光が制御光若しくは励起光であるときには、信号光の偏光状態と、制御光若しくは励起光の偏光状態との相対関係に強く依存する。

以下、図面に基づき本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明に係る第１実施形態の波長分割多重光再生システム１（以下、再生システム１という）を示している。

再生システム１は、波長分割多重通信システムに組み込まれた状態、例えばこの光伝送システムの一部を構成する光ファイバ４と光ファイバ６との間に介挿された状態で使用される。

そして、再生システム１は、波長分割多重光に含まれている信号光であって、波長分割多重光が波長分割多重通信システムの伝送路中を伝搬することによって劣化した信号光を、伝搬する以前の状態、例えば発信器から出射した直後の状態へと復元もしくは再生する。なお、信号光の劣化とは、例えば、信号光の強度、位相、周波数、偏光状態またはこれらのうち複数が所定の許容範囲を超えて変化することをいう。

再生システム１は分波装置８と合波装置１０とを備えている。分波装置８は、一つの入射ポート８ａと複数の出射ポートとを有し、この入射ポート８ａには光ファイバ４が接続されている。光ファイバ４から入射ポート８ａを介して分波装置８に入射した波長分割多重光は、複数の信号光λ₁、λ₂、λ₃、…λ_nへと分波される。そして各信号光λ₁、λ₂、λ₃、…λ_nは、それぞれ、波長毎に異なる分波装置８の出射ポートから出射する。ただし、分波する前に伝送路分散によって付加されたチャープを補償する為の分散補償器３００があるのが好ましい。この形態を図４３に示す。分散補償器の例としては、ファイバブラッググレーティングを利用したモジュール、エタロンを利用したモジュール、ＤＣＦ（Dispersion shifted fiber）モジュール、プリズム対とグレーティングを利用したモジュールなどの一般的に利用されているものが適用できる。なお、上述した分散補償器３００は、固定型、可変型のどちらでも構わないが、可変型である方が、チャープ補償の範囲が広がるため、好都合である。

一方、合波装置１０は、複数の入射ポートと一つの出射ポート１０ａとを有し、この出射ポート１０ａには光ファイバ６が接続されている。各入射ポートを介して合波装置１０に入射した信号光λ₁、λ₂、λ₃、…λ_nは、合波されて波長分割多重光となり、出射ポート１０ａを介して光ファイバ６へと伝搬する。

なお、これら分波装置８及び合波装置１０は共に、例えばアレイ導波路回折格子、フィルタ型合分波器、ＦＢＧ（Fiber Bragg Grating）型合分波器により構成することができる。

分波装置８と合波装置１０との間には、複数の光路１２₁、１２₂、１２₃、…１２_nが延びており、各光路１２₁、１２₂、１２₃、…１２_nの両端は、分波装置８の出射ポートと合波装置１０の入射ポートに接続されている。

これら光路１２₁、１２₂、１２₃、…１２_nのうち少なくとも一つの光路１２₁には、分波装置８側から順に、偏波コンバータ１３と、光信号再生装置１５（以下、再生装置１５と記述する）とが介挿されている。

再生システム１においては、光路１２₁、１２₂、１２₃、…１２_nのうち、どの光路に上記した偏波コンバータ１３及び再生装置１５を介挿するかという点については、各光路１２₁、１２₂、１２₃、…１２_nを伝搬する信号光λ₁、λ₂、λ₃、…λ_nの劣化の程度に応じて適宜決定することができる。なお、偏波コンバータ１３を含まない図４４の形態も可能である。

各光路１２₁、１２₂、１２₃、…１２_nは、例えば、シングルモードファイバー若しくは分散シフトファイバ等の光ファイバ、光導波路、空間、又はこれらの組み合わせにより構成することができる。しかしながら、光路１２₁のうち、偏波コンバータ１３と再生装置１５との間を延びる部分については、後述する理由により、そこを伝播する光の偏光状態を保持することが可能な偏波保持型導波路１２ａで構成することが好ましい。このような偏波保持型導波路１２ａとしては、例えば、偏波保持光ファイバ、半導体光導波路、及びガラス製平面形導波路などをあげることができる。

偏波コンバータ１３へ入射した信号光λ₁は、この偏波コンバータ１３において、その偏光状態が後述する再生装置１５による再生処理に適した所望の偏光状態、例えば直線偏光へと偏光変換された後、偏波コンバータ１３から出射する。

ところで、偏波コンバータ１３に入射する時点において、信号光λ₁は、自らの波長、または、発信器で生成されてから偏波コンバータ１３に入射するまでの伝搬光路の長さ、種類もしくは状態等に対応したある偏光状態を有している。すなわち、信号光λ₁は、光路の波長分散、偏波モード分散（光弾性効果によるものも含む）等に応じた偏光状態を有している。

偏波コンバータ１３は、このように様々かつ不確定な要因に基づきあらゆる偏光状態を取り得る信号光λ₁に対して偏光変換を施し、その偏光状態を所望の偏光状態へと変換する。すなわち、偏波コンバータ１３は、そこに入射した時点における信号光の偏光状態に依存することなく、所望の偏光状態の光を出射させるものであって、任意の偏光状態を所望の偏光状態へと偏光変換する機能を有している。

偏波コンバータ１３から出射された信号光λ₁は、偏波保持型導波路１２ａを伝搬して再生装置１５へ入射される。
ここにおいて、偏波保持型導波路１２ａを伝搬する信号光は、その偏光状態を維持したまま伝搬することができる。よって、偏波コンバータ１３を出射した信号光λ₁は、その偏光状態を維持したまま再生装置１５へと入射することができる。

より具体的に説明すると、偏光変換後の信号光λ₁が直線偏光であり、また、偏波保持型導波路１２ａとして偏波保持光ファイバを用いた場合には、信号光の偏光面と偏波保持光ファイバの主軸、すなわち進相軸若しくは遅相軸とを一致させることにより、偏波コンバータ１３と再生装置１５との間で、信号光λ₁の偏光状態は保存される。

ただし、前述のとおり偏波保持型導波路１２ａを用いなくとも偏波が保持される状況であれば、通常の導波路でも構わない。例えば、偏波コンバータ１３と再生装置１５との間の光路１２₁の長さを短くすることによっても、それらの間で信号光λ₁の偏光状態の保存もしくはその変化を抑制することができる。

さらに、偏波コンバータ１３と再生装置１５との間の光路１２₁が偏波保持型導波路１２ａではない場合であっても、この光路１２₁の複屈折が既知であれば、その複屈折を考慮して偏波コンバータ１３の偏光変換の設定を行なうことにより、所望の偏光状態の信号光λ₁を再生装置１５へ入射させることができる。

再生装置１５は、入射した信号光λ₁に非線形光学効果を利用した再生処理を施して信号光λ₁を再生する。

再生装置１５から出射し、光路１２₁を伝搬した信号光λ₁は、合波装置１０へとその入射ポートを介して入射する。一方、合波装置１０には、その他の光路１２₂、１２₃、…１２_nを伝搬してきた信号光λ₂、λ₃、…λ_nもそれぞれ互いに異なる入射ポートを介して入射している。合波装置１０は、信号光λ₁を含むこれらの信号光λ₁、λ₂、λ₃、…λ_nを合波して波長分割多重光とし、出射ポート１０ａから出射させる。

なお、図７０に示すように、上述した再生システム１を、任意の間隔で直列的に多段接続させた光伝送システムを構築してもよい。実際に光伝送システムとして再生システム１が配置される場合、図７０のような構成となる。つまり、伝送される光ファイバ４もしくは光ファイバ６の特性の影響、もしくは伝送速度により信号光は劣化されるが、この劣化を再生すべき場所に再生システム１を配置させればよい。特に、長距離区間で信号光を伝搬させる場合、図７０に示した光伝送システムは有効である。

以下では、上記した再生システム１を用いた、波長分割多重光再生方法Ａ（以下、方法Ａという）を、図１を用いて説明する。

方法Ａは、分波工程と、偏光変換工程と、再生工程とを備える。
まず、分波工程において、分波装置８が波長分割多重光を波長毎に複数の信号光λ₁、λ₂、λ₃、…λ_nに分波する。

その後に、偏光変換工程において偏波コンバータ１３が、分波工程で得られた複数の信号光λ₁、λ₂、λ₃、…λ_nのうち、少なくとも１つの信号光λ_ｉに偏光変換を施す。この偏光変換は、信号光λ_ｉの偏光状態を、再生装置１５において所望の非線形光学効果の発現に適合した偏光状態、若しくは、再生装置１５において信号光がもっともよく再生される偏光状態へと偏光変換する。

そして、再生工程において再生装置１５が、偏光変換工程で偏光変換された信号光λ_ｉに対して非線形光学効果を利用した再生処理を施す。

これらの再生システム１及び方法Ａは、以下の作用を有する。
波長分割多重光に含まれる互いに波長の異なる複数の信号光は、波長分割多重光が例えば通信システム中の発信器から出射してこの通信システム中を伝搬した後では、それらの偏光状態は波長に応じて互いに異なっている。そのため、波長の異なる複数の信号光を、非線形光学効果を利用した再生装置にて一括して再生した場合、その波長毎に、信号光の再生の程度が異なってしまう。すなわち、ある一つの波長の信号光は良好に再生できたが、他の波長の信号光は再生されなかったという場合が起こり得る。

そこで、再生システム１及び方法Ａにあっては、信号光の偏光状態が波長依存性を有していること、ならびに、非線形光学効果を利用した信号光の再生の程度は、信号光の偏光状態と、制御光若しくは励起光の偏光状態との相対関係に強く依存することを考慮する必要がある。このため、まず、波長分割多重光を波長毎に複数の信号光へと分波して、それぞれの信号光を独立化して扱う。そしてその上で、再生装置１５による再生処理が必要な信号光の偏光状態を、信号光の再生装置１５への入射に先立って再生に適合する偏光状態に調整する。

これにより、再生システム１及び方法Ａは、再生処理が必要な信号光を、発信器から出射した直後の状態、もしくは劣化前の信号光の状態へと忠実に再現することができる。その結果、再生された信号光を含む波長分割多重光の波形を良好に再生することができる。

更に、再生システム１及び方法Ａにおいては、信号光は電気信号に変換されることなく再生されるので、伝送容量が電気デバイス等によって制限されることがない。そのため、再生システム１及び方法Ａによれば、各波長（チャンネル）の信号光の伝送速度を４０Gbit/sを超えて高めることが可能であり、波長分割多重光のチャンネル数を減らすことができる。その結果、再生システム１は、従来に比べて少ない再生装置１５で構成されるので、その小型化及び省電力化が可能である。

以下では、再生装置１５について詳述する。
再生装置１５は、図２に示したように、増幅装置１７、波形再生装置１９、クロック再生装置２１及び雑音除去装置２３を含む。

再生装置１５は、再生システム１に求められる再生能力に応じて、光増幅装置１７、波形再生装置１９、クロック再生装置２１及び雑音除去装置２３よりなる群のうちから選択された一つ又は二つ以上を含む。また、その選択された装置は、非線形光学効果を利用して再生処理を行なうものである。また、これら増幅装置１７、波形再生装置１９、クロック再生装置２１及び雑音除去装置２３の配列は、限定されることはなく、必要に応じて適宜変更することが可能である。例えば、波形再生装置１９の前段にクロック再生装置２１を配置してもよい。

ここで、増幅装置１７は減衰した信号光を増幅し、波形再生装置１９は信号光の波形を再生し、クロック再生装置２１は信号光のクロック再生を行ない、そして、雑音除去装置２３は信号光に含まれる雑音を除去する。

なお、増幅装置１７により増幅され、雑音として自然放出光（無偏光）を含む信号光であっても、偏光子を透過させることにより、信号光に含まれる雑音を半減させることができる。すなわち、増幅装置１７と偏光子とを組み合わせたものは、雑音除去装置２３として用いることができる。

増幅装置１７としては、例えば、エルビウム添加ファイバ型増幅器、ラマン増幅器、半導体光増幅器、パラメトリック光増幅器等をあげることができる。

ラマン増幅器では、そこに入射される信号光と、励起光との間における偏光状態の相対関係にラマン利得が依存する。再生システム１においては、所望のラマン利得を得るのに適した偏光状態へと、偏波コンバータ１３が信号光を予め偏光変換するので、ラマン増幅器は安定して信号光を増幅することができる。

ラマン増幅器と同じように、半導体光増幅器やパラメトリック光増幅器もそれぞれの利得に偏光依存性がある。再生システム１においては、所望の利得を得るのに適した偏光状態へと、偏波コンバータ１３が信号光を予め偏光変換するので、半導体光増幅器やパラメトリック光増幅器は安定して信号光を増幅することができる。

クロック再生装置２１は、非線形光学効果として、例えば、ＸＰＭ若しくはＦＷＭを利用するものがあげられる。
前者の（ＸＰＭを利用する）クロック再生装置２１としては、図３に例示したものがある。このクロック再生装置２１は、パルス状の制御光を出射する制御光発生装置２５と、光学遅延手段２７及び制御部２９により制御光に対して信号光の位相を揃える位相同期手段３１と、光カプラ３３を介して光路に介挿され、制御パルス光と信号光とが伝搬してＸＰＭが発生する高非線形ファイバ３５と、高非線形ファイバ３５に制御光を入射若しくはそこから出射させるＷＤＭカプラ３７、３９とを備えている。また、このクロック再生装置２１は、高非線形ファイバ３５からの信号光の戻り光を防止するアイソレータ４１と、光フィルタ４３を備えることが望ましい。

また、後者の（ＦＷＭを利用する）クロック再生装置２１としては、図４に例示したものがある。このクロック再生装置２１は、パルス状の励起光を出射する励起光出射装置４５と、励起光に対して信号光の位相を揃える位相同期手段３１と、合波器４７（例えばＷＤＭカプラや３ｄＢカプラ）を介して励起光と信号光とが入射してＦＷＭが発生する非線形光学媒質４９とを備える。このクロック再生装置２１においては、非線形光学媒質４９に入射した信号光が、ＦＷＭを用いて波長変換された信号光とともに非線形光学媒質４９から出射するので、波長変換されていない信号光及び励起光は、光フィルタや、ＷＤＭカプラ５１を用いて波長変換によって得られた信号光と分離される。

図３及び図４に示したクロック再生装置２１は、高非線形ファイバ３５若しくは非線形光学媒質４９中におけるＸＰＭやＦＷＭを利用して信号光に対してクロック再生処理を施している。このようなクロック再生処理においては、得られる非線形光学効果が小さい場合、良好に信号光のクロック再生をすることができなくなる。そのため、信号光と、制御光若しくは励起光との間において、それぞれの偏光状態を所定の相対関係に維持し、得られる非線形光学効果の大きさを所定の大きさに維持する必要がある。

具体的には、クロック再生装置２１に入射する信号光の偏光状態が直線偏光の場合、励起光若しくは制御光の偏光面と信号光の偏光面とが互いに平行になるように、信号光の偏光状態を維持する。これにより、クロック再生装置２１は、所定の程度にて信号光のクロック再生を行うことができる。

波形再生装置１９には、非線形光学効果としてソリトン効果、又は、ＳＰＭ若しくはＳＣを利用するものがある。

前者の（ソリトン効果を利用する）波形再生装置１９は、例えば図５に示したように、増幅装置１７ａと、非線形光学媒質５３と、光フィルタ（バンドパスフィルタ）５５とから構成されている。ここで非線形光学媒質５３としては、高非線形ファイバおよび半導体素子があげられる。なお、図５では、波形装置１９内に増幅装置１７ａを配置させた例を示した。しかしながら、図２に示したように増幅装置１７が配置され、この増幅装置１７のみで波形再生装置１９に入射する信号光の強度を充分に高めることが出来る場合は、増幅装置１７ａを必ず配置させる必要はない。つまり、波形再生装置１９内の増幅装置１７ａは、必要に応じて配置させればよい。

図５の再生装置１９においては、増幅装置１７ａで強度が高められた信号光が非線形光学媒質５３に入射し、この媒質中５３中で発生するソリトン効果により、信号光に含まれる時間的な雑音成分が除去され、信号光の波形が再生される。

後者の（ＳＰＭ若しくはＳＣを利用する）波形再生装置１９としては、図６に例示したものがある。この波形再生装置１９は、増幅装置１７ａと、非線形光学媒質５６と、光フィルタ５５と、波長変換部５７とから構成されている。なお、図５と同様の理由で、増幅装置１７ａは必要に応じて配置される。

図６の波形再生装置１９においては、増幅装置１７ａで強度が高められた信号光が非線形光学媒質５３に入射し、この媒質中５６中で発生するＳＰＭ若しくはＳＣによって、時間的な雑音成分が除かれた信号光についてのみ波長帯が広げられる。

そして、この波長帯が広げられた信号光が光フィルタ５５へと入射し、所定の波長帯を有する信号光のみが光フィルタ５５を透過することにより、信号光の波形が再生される。波形が再生された信号光は、波長変換部５７に入射して波長変換を施される。

ここで、波長変換部５７による波長変換は、波形再生装置１９から出射される信号光の波長帯を、媒質５６にて広げられる前の波長帯に戻すためである。よって、波長帯を戻す必要がない場合には、波長変換部５７を波形再生装置１９に設ける必要はない。

波長変換部５７には、非線形光学効果として、例えばＦＷＭ、ＸＰＭもしくはＳＰＭを利用するものがある。これらのうち、ＦＷＭ若しくはＸＰＭを用いるものは、基本的に上記したクロック再生装置２１と同じ構成を有する。したがって、波長変換部５７はクロック再生装置２１を兼ねることができ、図６に示した波形再生装置１９の場合は、その出射側にクロック再生装置２１を配置する必要はない。

また、波長変換部５７にＳＰＭを利用した場合は、増幅装置と、非線形ファイバと光フィルタによって構成することができる。
上述したように、波形再生装置１９による信号光の波形再生処理は、媒質５３、５６、３５、４９中におけるＳＰＭ、ＸＰＭ、ＦＷＭ、ソリトン効果及びＳＣ等の非線形光学効果を利用している。そして、ＸＰＭとＦＷＭを利用した波形再生処理の場合には、制御光若しくは励起光の発生装置２５、４５から出射した制御光若しくは励起光と、信号光とを同一の媒質３５、４９に入射させることによりＸＰＭ若しくはＦＷＭを発生させる。

このような波形再生処理においては、得られる非線形光学効果が大きすぎても小さすぎても良好に信号光の波形を再生することができなくなるおそれがある。そのため、信号光と、制御光若しくは励起光との間において、それぞれの偏光状態を所定の相対関係にて維持し、発生する非線形光学効果の大きさを所望の大きさに維持する必要がある。

雑音除去装置２３は、波形再生装置１９と同様に、増幅器、非線形光学媒質、および光フィルタなどで構成することができる。雑音除去装置２３は、ＳＰＭやＳＣ等の非線形光学効果を用いて、信号成分の波長帯を広げた後、信号部分と雑音部分とを分離している。

なお、上記した波形再生装置１９、クロック再生装置２１、もしくは雑音除去装置２３において用いられる制御光または励起光の発生装置としては、櫛型分散配置（櫛型分散プロファイル）を利用した光パルス光源、ファイバ型圧縮装置により圧縮された光パルス光源、スーパーコンティニュアム光源、ソリトンパルス光源、ファイバーリングレーザのいずれかを用いるのが好ましい。なぜならば、これらの光源は、パルス時間幅が狭い高繰り返しパルスを発生させることが可能であって、更に、パルス時間幅及び繰り返しのパターンを、例えば信号光の周波数等を考慮して適宜設定することができるからである。

次に、図７を参照して、偏波コンバータ１３について詳述する。
偏波コンバータ１３は、上記したように、任意の偏光状態を所望の偏光状態へと偏光変換する機能を有するものであればよい。このような偏波コンバータ１３は、少なくとも、入射した光（信号光）に対して偏光変換を施して所望の偏光状態とする偏光変換部７１を備えている。

具体的には、制御光若しくは励起光が直線偏光である場合には、信号光の所望の偏光状態としては、制御光若しくは励起光と偏光面が平行である直線偏光となるように、偏波コンバータ１３で制御する。

そして、偏波コンバータ１３は、図７に示すように、偏光変換部７１に入射する信号光の偏光状態を検出し、この検出結果に基づき偏光変換部７１をフィードフォワード制御する。あるいは、偏波コンバータ１３は、図８に示すように、偏光変換部７１から出射した信号光の偏光状態を検出し、この検出結果に基づき偏光変換部７１をフィードバック制御する。このため、図７および図８に示すように、偏波コンバータ１３は、検出部７３及び制御部７５を備えているのが好ましい。その理由は、信号光を所望の偏光状態へと確実に偏光変換することができるからである。

具体的に説明すると、検出部７３としては、光分配器７７により分波された信号光の偏光状態及び強度を検出可能な偏波アナライザー若しくは強度のみを検出可能なパワーメータ等があげられる。また、制御部はコンピュータにより構成することができる。

次に、図９を参照し、入射した信号光を直線偏光へと変換する偏波コンバータであって、検出部及び制御部を備えていない一構成例を示す。

この偏光変換部７１は、入射した信号光を偏光面が互いに直交する２つの偏光へと分離する偏光分離素子７９と、これらの２つの偏光を合波する合波器８１とを備えている。そして、これら偏光分離素子７９と合波器８１との間には、２つの光路が延びており、そのうち一方の光路にのみλ／２波長板８３が介挿されている。

この偏光変換部７１に信号光が入射すると、偏光分離素子７９により分離された偏光のうち、一方の偏光は、図中矢印で示したように紙面と平行な偏光面のまま合波器８１へと入射される。一方、紙面と垂直な偏光面を有する他方の偏光は、λ／２波長板８３を通過することによりその偏光面が９０°回転させられて合波器８１へと入射する。したがって、合波器８１に入射した時点においては２つの光路を伝搬してきた各偏光の偏光面は揃っており、これら偏光が合波器８１において合波されることにより得られる信号光は、必ず直線偏光となる。

また、図１０は、入射した信号光を直線偏光へと変換する偏波コンバータであって、偏光変換部７１をフィードバック制御するための検出部７３及び制御部７５を備えたものを示している。

この偏光変換部７１は、入射した信号光を偏光面が互いに直交する２つの偏光へと分離する偏光分離素子７９と、これら２つの偏光を合波する合波器８１とを備えている。そして、これら偏光分離素子７９と合波器８１との間には、２つの光路が延びており、そのうち一方の光路にはλ／２波長板８３が介挿され、他方の光路には、光学光路長を可変とするための光学遅延手段８５が介挿されている。

また、合波器８１の出射側には、入射した信号光を所定の強度比で２つの光へ分光する光分配器７７が配置されている。光分配器７７の一方の出射側には、検出部７３として、信号光を受光してその強度を測定するパワーメータが配置されている。そして、コンピュータ等からなる制御部７５は、検出部７３の検出結果から信号光の強度を制御するために、検出部７３と電気的に接続されている。その一方で制御部７５は、検出部７３から入力される検出結果、すなわち検出部７３で検出する信号光の強度が最大となるように、光学遅延手段８５を介して他方の光路の光学光路長を可変制御するために、光学遅延手段８５とも電気的に接続されている。

更に、図１１は、入射した信号光を、直線偏光に限らず任意の偏光状態を有する信号光へと変換する偏波コンバータであって、偏光変換部７１をフィードバック制御するための光分配器７７、検出部７３及び制御部７５を有するものを示している。

この偏波コンバータの偏光変換部７１は、コリメータ８６、８７間を延びる信号光の光路上に順に配置されたλ／４波長板８９と、λ／２波長板９１と、λ／４波長板９３と、これら波長板の光軸を回転軸として回転させるために各波長板に装着された回転手段９５、９７、９９とからなる。すなわち、この偏光変換部７１においては、回転手段９５、９７、９９によって波長板８９、９１、９３を回転させることにより、信号光の偏光状態に対する各波長板８９、９１、９３の進相軸及び遅相軸の方位が可変である。

検出部７３は信号光の偏光状態として例えばストークスパラメータを求めることが可能な偏波アナライザーからなり、制御部７５はこのストークスパラメータが所望の値となるように各回転手段９５、９７、９９の回転角を調節する。したがって、図１１に示す偏波コンバータによれば、任意の偏光状態を有する光を、所望の偏光状態へと偏光変換することができる。

なお、図１１の偏波コンバータにおいて、偏光変換部７１が信号光を直線偏光へと偏光変換する場合には、図１２に例示したように、再生装置１５による再生処理に適した直線偏光を透過させるように、偏光変換部７１の出射側に直線偏光子１０１を配置し、かつ、検出部７５は信号光の強度を検出するパワーメータとするのが好ましい。

その理由は、信号光λ₁が偏光子１０１を通過することにより、信号光の偏光度を高めることができ、再生装置１５による再生の程度を一層安定させることができるからである。また、後述するように偏波コンバータ１３の入射側に光増幅器１０５が配置された場合（図１３を参照）には、この光増幅器１０５にて増幅された雑音、すなわち、信号光λ₁に付加された無偏光である自然放出光が除去され、信号光λ₁の信号雑音比を向上させることができるからである。

なお、偏波コンバータの偏光変換部７１は、波長板８９、９１、９３の替わりに、複屈折材料を一つ以上、配置して構成されてもよい。この際、偏光子１０１を透過した後の光のパワーが、検出部７３で最大となるように制御部７５にて復屈折材料の制御を行なう。なお、偏光子１０１から再生装置１５（図１参照）までは、偏光状態を保持することが可能な偏波保持導波路１２ａ（図１参照）で構成することが好ましい。偏光子１０１の主軸は、偏波保持導波路１２ａにおいて偏光が保持される角度に設定される。

この偏光子１０１を用いた偏波コンバータを用いた場合、制御のゆらぎは出力光強度の変動として現れる。これに対し、偏光子１０１を用いずに、偏波保持導波路１２ａにおいて偏光が保持される角度に偏光を入射することは可能である。この場合、制御のゆらぎは、消光比の増加という形で現われる。つまり、偏光子１０１を用いた偏波コンバータは、消光比の変動のトレランスよりも光パワーの変動のトレランスを大きくとれるような非線形信号処理において有効となる。

図１３は、本発明に係る第２実施形態の波長分割多重光再生システム１０３（以下、再生システム１０３という）を示している。
再生システム１０３は、分波装置８と偏波コンバータ１３との間を延びる光路１２₁、１２₂、１２₃、・・・１２_ｎに光増幅器１０５が介挿され、かつ、偏波コンバータ１３と光信号再生装置１５との間を延びる偏波保持型導波路１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、・・・１２ｎに可変分散補償器１０７が介挿されている以外は、再生システム１（図１参照）と同じ構成を有している。

光増幅器１０５は、分波装置８と偏波コンバータ１３との間に配置され、分波装置８から光路１２₁、１２₂、１２₃、・・・１２_ｎを伝搬してきた信号光λ₁、λ₂、λ₃、・・・λ_ｎを受光する。そして、光増幅器１０５は信号光λ₁、λ₂、λ₃、・・・λ_ｎを所定の強度へと増幅した後、光路１２₁、１２₂、１２₃、・・・１２_ｎへと出射させる。

すなわち、光増幅器１０５はそこに入射した信号光λ₁、λ₂、λ₃、・・・λ_ｎの強度を適宜増幅して出射し、そのことによって、例えば波長分割多重通信システムを伝搬してきた信号光λ₁、λ₂、λ₃、・・・λ_ｎの減衰が大きい場合であっても、その減衰を補償することができる。

ただし、光増幅器１０５を配置する位置は、分波装置８と偏波コンバータ１３との間に限定されることはなく、分波装置８と再生装置１５までの間のいずれの位置であってもよい。あるいは、光増幅器１０５は分波装置８の入射ポート８ａ側に配置され、波長分割多重光に含まれた状態にて信号光λ₁、λ₂、λ₃、・・・λ_ｎを増幅してもよい。

また、光増幅器１０５による信号光の増幅率は、偏波コンバータ１３に含まれる検出部及び制御部によりフィードバック制御若しくはフィードフォワード制御してもよい。

偏波コンバータ１３と再生装置１５との間には可変分散補償器１０７が配置され、偏波コンバータ１３から出射した信号光λ₁、λ₂、λ₃、・・・λ_ｎは、偏波保持型導波路１２ａ、１２ｂ、１２ｃ・・・１２ｎを伝搬して可変分散補償器１０７に入射する。可変分散補償器１０７は、伝送路を伝搬することで蓄積された伝送路の波長分散による信号光の波形歪みを補正した後、偏波保持型導波路１２ａ、１２ｂ、１２ｃ・・・１２ｎへと出射させる。

なお、可変分散補償器１０７を配置する位置は格段限定されることはなく、偏波コンバータ１３と再生装置１５との間の他、分波装置８と光増幅器１０５との間、光増幅器１０５と偏波コンバータ１３との間、再生装置１５と合波装置１０との間であってもよい。

図１４は、本発明に係る第３実施形態の波長多重分割光再生システム１０９（以下、再生システム１０９という）を示している。

再生システム１０９は、偏波モード分散補償装置１１０が、可変分散補償器１０７と再生装置１５との間を延びる偏波保持型導波路１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、・・・１２ｎに介挿されている点が、図１３に示した再生システム１０３と異なっている。

この偏波モード分散補償装置１１０は、伝送路中に局所的かつランダムに存在する複屈折が、偏波モードに伝搬速度差を与え信号光の時間波形を歪ませるという、偏波モード分散を補償する装置である。

したがって、再生システム１０９によれば、伝送路中の偏波モード分散による波形歪みが補償されるので、再生システム１０９を出射した後における信号光若しくは波長分割多重光の伝送可能距離を延長することができる。

図１５は、本発明に係る第４実施形態の波長分割多重光再生システム１１１（以下、再生システム１１１という）を示している。

この再生システム１１１は、合波装置が偏波インターリーバ機能を有する偏波インターリーバ１１２であり、また、偏波インターリーバ１１２の出射側に、偏波インターリーバ１１２から出射した波長分割多重光の偏光状態を偏光変換するための偏波コンバータ１１４が設置されている点において、再生システム１０３と異なっている。

偏波インターリーバ１１２は、互いに波長の異なる複数の信号光λ₁、λ₂、λ₃、…λ_nを合波する際に、波長において隣り合う信号光同士を、互いに偏光状態が直交するように合波する偏波インターリーブ機能を有している。

したがって、偏波インターリーバ１１２により合波された波長分割多重光が同一の光路を伝搬した際には、波長において隣り合う信号光間、言い換えれば、隣り合うチャンネル同士間での相互作用による信号光の劣化が抑制される。

また、偏波コンバータ１１４は、偏波コンバータ１１４と、次の波長分割多重再生システム、もしくは、受信器との間を延びる光伝送路（光ファイバ６）において、波長分割多重光に対する偏波モード分散の影響が最小となる偏光状態へと、偏波インターリーバ１１２の出射ポート１１２ａから出射した波長分割多重光に偏光変換を施す。

したがって、この再生システム１１１によれば、この再生システム１１１に入射した波長分割多重光を再生するのみでなく、波長分割多重光の偏光状態を再生システム１１１から出射した後に、伝搬する光路に適した偏光状態とすることが可能である。例えば、再生システム１１１は、次の波長分割多重再生システム若しくは受信器に入射するまでの間、波長分割多重光の劣化を抑制することができる。

なお、この再生システム１１１においては、光増幅器１０５を、分波装置８と偏波コンバータ１３との間ではなく、偏波コンバータ１３と再生装置１５との間を延びる偏波保持導波路１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、・・・１２ｎに介挿し、偏波コンバータ１３の検出部にて検出された信号光λ₁、λ₂、λ₃、…λ_nの強度に基づき光増幅器１０５をフィードフォワード制御している。

この場合、再生装置１５に入射する信号光λ₁、λ₂、λ₃、…λ_nの強度を一定にすることができるので、より一層再生装置１５による信号光λ₁、λ₂、λ₃、…λ_nの再生の程度を安定化することができる。

図１６は、本発明に係る第５実施形態の波長分割多重再生システム１１６（以下、再生システム１１６という）を示している。

この再生システム１１６は、互いに接続された複数のサブシステム１１６ａ、１１６ｂ、…を含んでいる。
各サブシステム１１６ａ、１１６ｂ、…は、光路１２₁の両端近傍、すなわち分波装置８側及び合波装置１１２側に、それぞれ、光スイッチ１１８ａ、１１８ｂ、…及び１２０ａ、１２０ｂ、…が介挿されている以外は、再生システム１１１と同じ構成を有する。なお、図１６中、線の錯綜をさけるために各サブシステム１１６ａ、１１６ｂ、…における光路１２₁以外の光路１２₂，１２₃，…１２nの記載を省略した。

図１６に示したシステム１１６においては、光スイッチ１１８ａと１１８ｂとの間が光路１２２で接続され、光スイッチ１２０ａと１２０ｂとの間が光路１２４で接続されている。

したがって、各サブシステム１１６ａ、１１６ｂ、…は、光路１２₁もしくは偏波保持型導波路１２ａに少なくとも１つの光スイッチが介挿されていることにより、自身の分波装置８により分波された信号光ではなく、波長分割多重光通信システムの他の箇所から伝搬してきた信号光に対しても再生処理を施すことができる。

そして、これら各サブシステム１１６ａ、１１６ｂ、…を光路１２２、１２４で接続することにより、再生システム１１６は全体としてルータ機能を備えている。

なお、光スイッチ１１８ａ、１１８ｂ、…、もしくは、光スイッチ１２０ａ、１２０ｂは、半導体光スイッチであるのが好ましい。再生システム１１６の大型化を防止できるとともに、サブシステム１１６ａ、１１６ｂ、…間で光路を切換えるスイッチング速度を高めることができるからである。

詳しくは、半導体光スイッチは、半導体材料に、異方性エッチング若しくは犠牲層エッチング等のマイクロマシーニング技術を適用して形成された光スイッチであって、Micro-Electro-Mechanical-System（以下、ＭＥＭＳという）の一種である。

本発明は、上記した実施形態に限定されることはなく、種々変形が可能である。例えば、図２の再生装置１５を半導体基板上に集積回路として形成することで、再生装置１５を一体化・小型化することができる。

また、再生装置１５においては、波形再生装置、雑音除去装置及びクロック再生装置は、互いに同じ非線形光学効果を利用する場合には同一の機能を有することがあることから、これらのうちいずれか一つ又は二つを省くことが可能であり、もって再生装置１５を構成する装置の数を減少させることができる。

以下に、本発明の再生装置（図１参照）についてさらに詳述する。
図１７は、再生装置２００の一実施例を示す概念図である。この再生装置２００は、soliton converter２０２、pulse roller２０４、Kerr-shutter２０６そしてsoliton purifier２０８が順に配置されて構成される。なお、再生システム１としては、図１のようにこの再生装置２００の前段に偏波コンバータ１３を配置するのが望ましいが、偏波が保持される状況であればそれを要しない図４４のようなシステム形態でも構わない。

はじめに、伝送によって劣化された光信号２１０がsoliton converter２０２によって残留チャープ除去とともに波形整形される。その後、pulse roller２０４に入力され、そこでは波形整形された信号光が次段のKerr-shutter２０６に適した波形である矩形波に変換される。以上のような前処理の後、Kerr-shutter２０６を用いて信号光は波形再生されるだけでなく時間再生され得る。最後に、その再生された信号光をより高品質にする為に、soliton purifier２０８によってソリトン以外の成分、例えば光増幅に伴い発生する自然放出光などを除去する。この再生装置２００の各コンポーネントの動作は光非線形性に基づいている為に偏波依存性を有していることが多い。よって、図４５に示すように各コンポーネント２０２、２０４、２０６、２０８の入力側に必要に応じて偏波コントローラ３０２や偏光子３０４を配置するのが好ましい。なお、再生装置２００内において、偏波状態変化が小さい場合、これらは不要となる。また、図４６のように再生装置２００内の各コンポーネント２０２、２０４、２０６、２０８のうち、少なくとも一つのコンポーネントを利用したシステムを構築してもよい。例えば、図４６に示すように、device Ａと、our deviceとして配置されたsoliton converterと、device Ｂとからなるシステムを構築させてもよい。システムの目的に応じて、our deviceを上述した各コンポーネント２０２、２０４、２０６、２０８から適宜選択し、この各コンポーネント２０２、２０４、２０６、２０８に対応するdevice Ａ、device Ｂを配置させればよい。

以下では、この再生装置２００の各コンポーネントについて説明する。

再生装置２００の初段は、soliton converter２０２である。なお、soliton converter２０２の関連技術は、Dany et al.、Opt. Lett., 25, p.793, 2000や、Matsumoto et al., IEEE Photon. Technol. Lett., 14, p.319, 2002に記載されている。

図１８は、soliton converter２０２の一構成例である。soliton converter２０２は、異常分散ファイバ（anomalous-dispersion fiber :ＡＤＦ）２１２と、光フィルタ（band-pass filter: BPF）２１４とで構成される。入力された信号光は異常分散ファイバ伝搬に伴い異常分散性と非線形性の相互作用によりsoliton-likeなパルス列に変換される。更に、光フィルタ２１４を通過することによって、光リミッタ機能が実現され、雑音除去も可能である。ただし、ＡＤＦ２１２への入力光パワーがソリトン効果発生に不充分な場合は、図１８に示すように、ＡＤＦ２１２の前段に光増幅器２１６とそこで発生する自然放出光を除去する為の光フィルタ２１８を配置させてもよい。

なお、図１８に示したsoliton converter２０２の構成では、ソリトン伝搬におけるソリトン効果を介する入力雑音の増幅が問題となる場合がある（Kubota et al., J. Opt. Soc. Am. B, 16, p.2223, 1999）。これは雑音を有するソリトンがファイバ伝搬においては異常分散と非線形性の相互作用によって生じるパラメトリック利得を介して振幅・位相雑音が増幅される為である。

これを抑圧する為には、soliton converter２０２において、ＡＤＦ２１２のファイバ長を短くすることが好ましい。ＡＤＦ２１２のファイバ長が短くなると、雑音とソリトンが伝搬する距離が減少し、そのままそれらの相互作用の抑圧につながる。従って、ＡＤＦ２１２の短尺化は波形整形に伴う雑音増幅の低減化に有効である。なお、ＡＤＦ２１２のファイバ長の詳細については後述する。

これに反し、充分な波形整形機能の実現には、非線形効果が必須である。従って、非線形効果発生に必要なファイバ長（非線形長）以上のファイバ長がsoliton converter２０２に必要となる。また、公知文献（Deny et al., Opt. Lett., 25, p.793, 2000）ではsoliton converterにはソリトン周期z₀以上のファイバ長が必要であることが示されている。ただし、z₀は以下の式で与えられる。

Ｔ₀は入力パルスに対する強度がピークの1/eとなる点の半値幅である。β₂はsoliton converterの分散値である。このsoliton converter２０２の性能のファイバ長依存性を実験的に明らかにする為、ソリトン周期で規格化したファイバ長（規格化ファイバ長：ｚ）が異なる３種類の光ファイバに対するsoliton converterからの出力パルスの光信号雑音比（ＯＳＮＲ）とスペクトル線幅増大の入力パワーＰ_in依存性を測定した。その結果を図２０Ａと図２０Ｂに示す。ただし、ソリトン次数Ｎをその横軸にとった。ＮはＰ_inを基本ソリトン励起パワーで規格化した値の平方根であり、以下の式で与えられる。

なお、γはファイバ非線形係数である。

図２０Ａおよび図２０Ｂからわかるように、規格化ファイバ長：ｚによらず、全てのsoliton converterにおいてＮの増大に伴いＯＳＮＲが劣化する。しかしながら、ＡＤＦ２１２のファイバ長が、ソリトン周期の２周期程度のファイバ長ではその劣化が小さいことが示されている。また、このsoliton converterのみがスペクトル線幅（Δυ／Δυ_in）が増大しないことも示されている。以上の実験結果から、規格化ファイバ長ｚが２以下のsoliton converterが雑音増幅抑圧に有効であることが示された。なお、ｚ＝２以下のＮとＯＳＮＲ、もしくはＮとΔυ／Δυ_inの関係は、図２０Ａ、図２０Ｂの最上段と同じ結果が得られるため、図示は省略する。

また、soliton converter２０２は再生装置２００の初段に配置される為、その入力パルスは残留分散によってチャープを有する場合がある。信号光は、チャープを有すると、パルスに変換される際、パルス幅が広がってしまうという問題が生じる。このため、soliton converter２０２は、入力パルスが有するチャープに対する性能も重要となる。

これを検討する為、（ソリトンコンバータの前に）single-mode fiber（ＳＭＦ）を伝搬させることによってチャープが付加されたパルスをsoliton converter２０２に入力し、出力されたパルス波形を測定した。その出力パルスの自己相関波形幅Δt_ACの入力パワーＰ_in依存性を図２１に示す。図２１の左部は、出力光フィルタに入力する前のパルス幅を示し、図２１の右部は出力光フィルタから出力されたパルス幅である。

図２１からわかるように、入力チャープ量を増大させた（ＳＭＦ長を増加させた）場合、Ｐ_inを増大させることにより、入力のチャープ量（ＳＭＦの長さ）にかかわらずΔt_ACが減少する傾向が示されている。つまり、この実験結果を解釈すると、入力チャープ依存性はＰ_in調整によって補償することが可能ということである。これを直接的に実験によって確認した結果を図２２に示す。

図２２の左部は、入力パルス波形を示し、図２２の中央部は、Ｐ_in調整を行った場合のsoliton converterからの出力パルス波形を示し、図２２の右部は出力フィルタからの出力パルス波形を示している。図２２の左部のように、特性が異なるパルス列をsoliton converterに入力しても、Ｐ_inを調整することにより、出力パルス波形は、同様なパルス波形が得られることが示されている。具体的なＰ_inの調節方法の一例としては、soliton converterの前に可変減衰器を配置し、光パワーを制御する手法が考えられる。

本実施例の短尺soliton converterにおける出力ソリトンの自己相関幅Δt_ACと、ＯＳＮＲのＰ_in依存性を図２３に示す。上述したように、長尺型に比べてＯＳＮＲ劣化がある程度抑圧されている。その一方で、Δt_ACが極小となるＰ_inにおいてはＯＳＮＲが著しく劣化してしまう。

言い換えると、パルス圧縮と雑音増大にはトレードオフ関係がある。雑音抑圧とパルス圧縮を両立する手法が本発明の一つである圧縮器と波形整形器の組合せである（図１９）。波形整形器の前にパルス圧縮器が配置される構成である。ここでは、波形整形器は前述のsoliton converterだけでなくMamyshev フィルタやＮＯＬＭなども含まれる。一般に、入力パルスピークパワーが高いほどファイバ非線形効果を基本とする波形整形器の性能は向上され得る。これを活用するのが本発明である。事前にパルス列を圧縮しピークパワーを増大させ波形整形器に入力する方式である。

特に、これには低雑音性に優れる断熱圧縮方式を基本とする圧縮器が適している。この方式の実現には、ファイバ長手方向に分散値が減少するファイバ（分散減少ファイバ）や緩やかな利得を有するファイバ（例えばラマン増幅ファイバ）を用いる手法がある。また、前者ファイバを数種類のファイバの連結によって模倣するステップ状分散プロファイルを持つファイバ（ＳＤＰＦ）や櫛状分散プロファイルを有するファイバ（ＣＤＰＦ）も提案されている。特に、２種類のファイバの組合せで構成されるＣＤＰＦは、作製が容易であるため好ましい。

なお、光パルスの断熱圧縮は、光ソリトンが分散効果と非線形効果がつりあってできる定常パルスであり、どちらかの効果を増減させると、もう一方の効果がそれに追随するように、光パルスのパラメータが自動的に変化することを利用している。ここで、分散効果はファイバの分散値およびパルス幅の逆数の２乗、そして非線形効果はファイバの非線形定数およびパルス電力に、それぞれ比例する。つまり、非線形効果が一定の状況で、ファイバの分散値を減少させると、それを補填するべくパルス幅の逆数の２乗が大きくならなければならず、結果的にパルス幅が小さくなる。

以上の原理にもとづくと、パルスの断熱圧縮を実現させるためには、上述したような、ファイバの分散値を長手方向に減少させる方法の他に、分布ラマン増幅器を用いる方法と、ファイバの非線形性を長手方向に増大させる方法が考えられる。前者の方法は、光パルスの電力が分布ラマン増幅によって伝搬中に大きくなるため、非線形効果が増加し、分散値と非線形定数が一定のファイバにおいては、分散効果がそれに追随するように、パルスの幅が小さくなる。

一方、後者の方法は、分散値が一定で、非線形効果が長手方向に増加する（ファイバ損失によってパルス電力が減衰したとしても、ファイバ非線形定数が十分増加していて、電力と非線形定数の積が長手方向に増加すれば、結果的に非線形効果は増加する）ようなファイバにおいては、増大する非線形効果に追随するために、分散効果も大きくならねばならず、やはりパルスの幅が小さくなる。

ファイバの非線形定数を増加させる方法は、長手方向に連続的に増加させる方法の他に、ステップ状に変化させる方法や、櫛形に非線形定数配置して近似する方法によっても実現できる。

以上、ファイバ型波形整形器について記述してきたが、波形整形機能を実現するのはファイバのみとは限らない。一般に、入出力特性において閾値と飽和特性を有する（これを可飽和吸収特性とよぶ）デバイスは、波形整形機能を有する。以下では、この可飽和吸収体に関して示す。

全光再生中継（Ｏ３Ｒ）やモード同期レーザにおいて、可飽和吸収特性を有するデバイスは不可欠である。従来、可飽和吸収体には、光ファイバの非線形性を用いたものもあるが、材料の可飽和吸収特性を直接応用したものとしては、半導体可飽和吸収鏡(SESAM；semiconductor saturable absorber mirror)（S. Tsuda, W. H. Knox, E. A. de Souza, W. Y. Jan, and J. E. Cunningham, “Low-loss intracavity AlAsAlGaAs saturable Bragg reflector for femtosecond mode locking in solid-state lasers,” Opt. Lett., Vol. 20, No. 12, pp. 1406-1408, June 15, 1995.）やカーボンナノチューブ(CNT；Carbon Nanotube)（S. Y. Set, H. Yaguchi, Y. Tanaka, M. Jablonski, Y. Sakakibara, A. Rozhin, M. Tokumoto, H. Kataura, Y. Achiba, K. Kikuchi, “Mode-locked fiber lasers based on a saturable absorber incorporating carbon nanotubes,”Postdeadline papers, OFC2003, PD 44.,2003）を用いたものが提案されている。しかしながら、上述したＳＥＳＡＭの可飽和吸収体を利用する場合、所望の特性を得るためには、材料の可飽和吸収特性を最適化する必要があり、材料作製時における条件の安定性や再現性が難しいという問題がある。

可飽和吸収特性は、ＳＥＳＡＭを利用する場合、可飽和吸収層周辺の組成、吸収スペクトル、厚み、ブラッグ・ミラーと可飽和吸収層との相対位置関係などで決まる。特に、ブラッグ・ミラーで反射する光が入射光とともに定在波を形成するため、トータルの光強度密度は、半導体深さ方向に対して分布を持つ。可飽和吸収層とこの光強度密度分布との相対関係は、同じ入射光強度に対しても異なる可飽和吸収特性を与える要因となる。ＣＮＴの場合は、バンドギャップや厚みが主な設計パラメータとなる。いずれの場合でも、所望の可飽和吸収特性を正確に実現することが難しく、Ｏ３Ｒやモード同期レーザなど、システムの構築において歩留まりや特性の制限がある。

また、モード同期レーザでは、発振パルス特性が可飽和吸収特性によって左右されるため、得られるパルス特性は、可飽和吸収体の選定により決定される。これは、モード同期レーザの歩留まりが悪くなるだけでなく、発振されるパルス特性の制限にもつながる。また、パルス発振するために必要な可飽和吸収特性と、より短パルス動作ならびに高エネルギー動作を実現するための可飽和吸収特性とは、原理的に異なるという問題もあり、パルスを発振するために、定常動作でのパルス特性を犠牲にせざるを得ないという問題が生じていた。

これらの問題を解決するため、本発明の一実施例として、上述した可飽和吸収体は、可飽和吸収特性を可変構造とした。可飽和吸収特性が可変であれば、製造時に特性を調整し所望の特性を実現するよう工程を組むことができ、歩留まりを向上できる。また、システムとして敷設後でも可飽和吸収特性を調整することができれば、動作条件が外乱やシステム設定の変更等によって変更となっても柔軟に対応することができる。

また、モード同期レーザにおいて可飽和吸収特性が可変であれば、パルスを発振するときの可飽和吸収特性からパルス動作を保持したまま、さらに所望のパルス特性が得られるよう可飽和吸収特性を可変することも可能となり、従来難しかったパルス発振と短パルス・高エネルギー動作の両立が可能となる。

以下、上述した内容を図で説明する。図４７に、典型的な可飽和吸収特性を示す。横軸は入力光強度であり、縦軸は出力光強度である。線形の場合と異なり、低入力光強度領域では閾値特性を有し、光入力光強度領域では、飽和特性を示すのが特徴である。可飽和吸収特性を可変にするということは、この曲線を自由に調整できることを意味する。さらに、詳述すると、この閾値飽和特性が一定の光強度に対して変えることができるようにするということである。つまり、図４７の曲線を図にあるように伸び縮みさせたり、傾きを変化させたりするということである。

一般に、可飽和吸収体へ入射する光強度密度を可変にすれば、可飽和吸収特性を可変にすることが可能である。図４８にその系を示す。光ファイバ３０６から出射した光を集光し、再びもう一方の光ファイバ３０８に結合するまでの過程で、どの位置に可飽和吸収体３１０を配置させるかによって、可飽和吸収体３１０に入射する光強度密度が異なる。図４８は、透過型であるが、図４９は、反射型の構造を示している。反射型の場合は、ビームウエイストが変化するように光学系を動かすことで同様の効果が得られる。

また、ＳＥＳＡＭやＣＮＴの可飽和吸収特性に面内分布を持たせることもできる。例えば、ＳＥＳＡＭでは、ブラッグ・ミラーと可飽和吸収層との位置関係を膜厚の面内分布を利用して面内で連続的に変化するように成形することができる。あるいは、ブラッグ・ミラーと可飽和吸収層の位置関係の変わりに、可飽和吸収層の組成や膜厚を面内で変化させることによって可飽和吸収特性に面内分布をもたせることもできる。ＣＮＴでも、膜厚に面内分布をもたせたり、製造時基板に温度勾配を持たせるなどして面内でバンドギャップをはじめ、ＣＮＴの構造を変化させたりすることで、可飽和吸収特性に面内分布をもたせることもできる。

このように、可飽和吸収特性に面内分布を有する可飽和吸収体３１０を、図５０のように空間結合系で結合する光ファイバ３０６、３０８間の光路に移動可能に配置させることで、可飽和吸収特性が可変のデバイスが実現できる。移動可能な方向は、縦、横、斜め、また光路に対し傾斜させる方向にしてもよい。いずれも、可飽和吸収体３１０を通過する光路長を可変にするためである。なお、この可飽和吸収体の移動方向は、図４８の透過型、図４９の反射型においても同様の構造にすればよい。

本発明をモード同期レーザに応用する際、パルスを発振する可飽和吸収特性から、図４７にある曲線を徐々に上方向へ伸ばすように調整することで、徐々に、パルス幅とエネルギーをそれぞれ、狭く大きくすることができる。これは、図４８を例にすると、可飽和吸収体３１０を徐々に中心３１２からレンズ３１６側に向かって移動することに対応する。なお、図４８では、中心３１２よりレンズ３１６側に可飽和吸収体３１０を移動させたが、中心３１２よりレンズ３１４側に可飽和吸収体３１０を移動させても、同様の効果が得られる。

このように可飽和吸収体３１０を移動させると、可飽和吸収体３１０への入射光強度密度が小さくなるため、図４７では曲線が縦・横軸方向に伸びることに対応する。このことは、図５０のような構成の場合、可飽和吸収特性の弱い方へ可飽和吸収体３１０を移動させると、同様の効果が得られる。弱い可飽和吸収特性とは、たとえば、ＣＮＴを例にすると、ＣＮＴの膜厚が薄いことに対応する。このような可変性は、製造時に可飽和吸収特性を調整するために用いても良いし、システム使用時に可変制御可能なデバイスとして応用しても良い。

次に、時間再生装置であるKerr-shutter２０６の実施例を図２４に示す。本実施例はＯＰＬＬ（optical phase-locked loop）２２０と光スイッチ部２２２とからなる。ＯＰＬＬ２２０は、光位相比較器２２４と、光ＬＯ発生器２２６と、制御部２２８とから構成される。

ＯＰＬＬ２２０では、位相比較器２２４によって外部から入力される信号光と光ＬＯ信号光(以下、光ＬＯと呼ぶ)の位相差を検出し、制御部２２８ではその位相差に基づき光ＬＯの繰返し周波数を調整する。その結果として、外部信号光と同期した光クロックパルス列が得られる。このクロックパルス列と外部信号光を光領域でスイッチングすることによって、時間再生された信号光が得られる。以下では、本発明各部の詳細を示す。

上述したように、本実施例のＯＰＬＬ２２０は、光位相比較器２２４と、光ＬＯ発生器２２６と、制御部２２８とから構成される。光位相比較器２２４は、光ファイバから構成されるＦＷＭ部２３０と、光フィルタ２３２と、受光部２３４を基本構成としたものである。ＦＷＭ部２３０は、非線形性光ファイバもしくは、図示されていないがＰＰＬＮ(Periodically-poled LiNO3)、ＳＯＡ(semi-conductive optical amplifier)等のＦＷＭが行われる光学素子から構成される。

ＯＰＬＬ２２０では、外部からの信号光と光ＬＯをＦＷＭ部２３０に入力することにより、新規にＦＷＭ光が発生する。このＦＷＭ光は、光フィルタ２３２により抽出されフォトダイオード（photo-diode:PD）からなる受光部２３４に受光される。

受光部２３４及び制御部２２８では、この出力電気信号を位相差信号として認識し、この認識に基づき光ＬＯの発振周波数（繰返し周波数に対応）を調整する。この結果、外部信号光に同期したクロックパルス列が得られる。なお、ＦＷＭ部２３０において非線形性を充分に起こす（ＦＷＭを効率良く発生させる）為には、必要に応じて（図２４に示すように）、ＥＤＦＡや半導体光増幅器などの光増幅器２３６及び光フィルタ（図示せず）をＦＷＭ部２３０の前段に配置させてもよい。なお、位相差信号を取得するためには、ＦＷＭ部にＰＰＬＮ、ＳＯＡ等のＦＷＭが行われる光学素子を使用することが可能である。この場合、ＯＰＬＬループ長がさらに短尺化され、ＯＰＬＬの帯域がより大きくなる。

さらに、外部信号光と光ＬＯの位相関係を認識するためにＦＷＭ部をＰＰＬＮや非線形光学結晶に変え、第二次高調波発生光（ＳＨＧ；Second-Harmonic Generation）の強度変化を利用しても良い。また、入力信号光の波長には感度を持たずより短波長の光に感度を持つＰＤに入射し、ＰＤ内の二光子吸収により位相関係を光電流量に変換して検出しても良い。

一方、光ＬＯ発生器２２６はビート光発生器２３８から構成される。具体的には、２つ以上の周波数成分を持つ一台以上の半導体レーザが好ましく、図２４では、その一例である２台の半導体レーザ（laser diode:ＬＤ）から構成されるものを示した。ビート光発生器２３８から出力されたＣＷ光は、光カプラ２４０により合波することによってビート光が得られることになる。なお、ビート光の周波数は、ビート光発生器２３８の少なくとも一方の駆動電流及び温度を調整することによって制御される。

このビート光を光ＬＯとして光位相比較器２２４へ入力させるとともに、クロック信号として光スイッチ部２２２にも入力される。また必要であれば、光スイッチ部２２２に入力する前に、光ファイバ圧縮器２３９によってビート光からソリトン列へ変換し事前に光スイッチ部２２２に適した波形にクロック信号波形を整形してもよい。

クロック抽出において最も重要なのは、出力されるクロックパルス列のタイミングジッタ低減化である。言い換えると、パルスの時間的位置の正確さである。本実施例においては、タイミングジッタを低減化する為に、以下の３つの手法がなされている。

一つ目は、ＯＰＬＬ２２０のループ短尺化である。タイミングジッタはＯＰＬＬ２２０のループ長に相関があり、ジッタ抑圧にループ短尺化（ファイバ短尺化）が有効である。特に、本実施例では、位相比較器２２４がＦＷＭを基本とした構成となっているため、従来のＮＯＬＭ型に比べ、よりループの短尺化を実現することができる。この結果、本実施例では、ジッタが抑圧されたクロックパルス列を得ることが可能となる。位相比較器２２４のＦＷＭ部２３０の光ファイバとしては、通常の伝送路用ファイバに比べて５倍以上の非線形係数を有する高非線形ファイバ（highly-nonlinear fiber: HNLF）を採用することでも、ループ長（ファイバ長）の減少化が実現される。

二つ目は、図６８におけるファイバ長Ｌ_A-B[ｍ]とファイバ長Ｌ_A-C[ｍ]の長さをほぼ同じ長さにすることである。ファイバ長Ｌ_A-Bとは、分波器Ａと光スイッチＢをダイレクトに接続したファイバの長さであり、ファイバ長Ｌ_A-Cとは、分波器Ａからクロック抽出部、ファイバ圧縮器を介して光スイッチＣに接続されたファイバの長さである。分波器Ａで分岐した信号が光スイッチＢに到達するまでの時間τ_A-B、もしくはクロック抽出部、圧縮器を介して光スイッチＣに到達するまでの時間τ_A-Cは、次のように記述される。τ_A-Bは（＝Ｌ_A-B/v）[ｓ]、τ_A-Cは（＝Ｌ_A-C/v）[ｓ]である。ここで、ｖ[ｍ/ｓ]はファイバ中の光の速度である。図６８のファイバ圧縮器は、例えば数ｋｍの長さを必要とする。そのため分波器Ａと光スイッチＢとの間にファイバ長Ｌ_A-C[ｍ]と同程度の長さのファイバを付加しなければ、光スイッチに到達する信号の時間差｜τ_A-B−τ_A-C|は、数μsとなる。光スイッチにおける信号光と光ＬＯのビットレート差の上限は時間差に対して、Δω＜｜δＢ＋δＬ｜×｜τ_A-B-τ_A-C|で示される。ここでδＢ［Ｈｚ］は信号のビットレートの線幅、δＬ［Ｈｚ］は、ＬＯ出力光の周波数線幅、と記述される。よって、時間差｜τ_A-B-τ_A-C|を小さくすることにより（言い換えると、ファイバ長差|Ｌ_A-B-Ｌ_A-C|を小さくすることにより）、ビットレート差Δωが小さくなり光スイッチを行うタイミングジッタを低減化できる。

三つ目は、ＬＤペア駆動回路である。光ＬＯ発生器２２６では、２台のＬＤを直列駆動することにより、駆動電流源に由来するＬＤ波長揺らぎをキャンセルすることが可能となる。実際に、このＬＤ直列駆動による雑音抑圧効果を測定した結果を図２５に示す。図２５Ａは、ＬＤペアの独立駆動時のタイミングジッタ特性を示し、図２５Ｂは、ＬＤペアの直列駆動時のタイミングジッタ特性を示すものである。独立駆動時に比べて直列駆動時のジッタが１／１０に低減されていることが示されている。ＬＤの直列駆動による雑音低減の理由は、二つのＬＤの駆動電流変化が等しい為である。このＬＤペア駆動回路の代わりに、カレントミラー回路を用いても同じ状況が実現される。

図２４のように、一般にＯＰＬＬ部２２０と光スイッチ部２２２が分離していて、光ＬＯ発生器２２６内の光パルス圧縮器２３９は、長さＬ(ｍ)を持つ。入力した信号光が最初の分波器２４１（図２４の入力した信号光がＯＰＬＬと光スイッチ部に分波される分波器）で分配された後、位相調整部２４６を通過して光スイッチ部２２２に到達する時間をτ１とし、ＯＰＬＬ部２２０で同期を取った後、光スイッチ部２２２に同期信号が到達する時間をτ２とすると、τ１とτ２は異なり、時間遅延Ｔlag＝｜τ２−τ１｜＝ｎ・Ｌ/ｃで表される。なお、ｎはファイバの屈折率、ｃは光速である。入力信号光の周波数ω１（ｔ−τ１）とクロック抽出後に光ＬＯ発生器２２６から出力されたビート光の周波数ω２（ｔ−τ２）は、一般的に異なる。光スイッチ部２２２における入力信号光と、光ＬＯ発生器２２６で発生された同期信号との位相差Δφは、Δφ＝２π（ω２（ｔ−τ２）−ω１（ｔ−τ１））・Ｔlag＝Δω・Ｔlagと記述される。位相誤差Δφの許容値が０．０５（ｒａｄ）である時、Δω<0.05(n・c)/(２πＬ) (Hz)となる。一例としては、Ｌ＝１０００(ｍ)、ｎ＝１．５の場合、周波数誤差Δω＜約５００Ｈｚであれば、位相誤差が許容される。このように光パルス圧縮器２３９の長さＬに依存して光ＬＯ発生器２２６の出力ビート光の周波数線幅の許容量が決定される。

次に、図２４と図６８を用いて、ループ長の最適化について説明する。なお、ここでいうループ長とは、図６８に示した光クロック抽出器(optical clock extraction)内の光ファイバ長のことを示す。上述のように、ビットレート差をΔω、ループ長をＬ_Ｌｏｏｐ、ｖを光ファイバ中の光の速度、Ｌ_A-Bを分波器Ａと光スイッチＢとを接続したファイバの長さ、ｎを光ファイバの屈折率、Ｘを任意の数とすると、Ｌ_Ｌｏｏｐは、Δω（Ｌ_Ｌｏｏｐ）＜ｖ・Ｘ／ｎ・Ｌ_A-Bの関係が成り立つように決定されることが好ましい。つまり、本発明では、ＦＷＭ部２３０として高非線形ファイバを用いたため、Ｌ_Ｌｏｏｐが短くなる。この結果、Δωも小さくなるため、タイミングジッタの低減化につながる。

光スイッチ部２２２は、ＦＷＭ部２４２と、光フィルタ２４４と位相調整部２４６から構成される（図２４を参照）。位相調整部２４６以外は、位相比較器２２４と同様の構成である。

光スイッチ部２２２では、まず、信号光とクロックパルス列をＦＷＭ部２４２に入力する。ＦＷＭ部２４２からの出力では時間再生された信号光がＦＷＭ光として発生する。その光波は光フィルタ２４４によって入力光成分と分離され出力される

ただし、クロックパルスと信号光はＯＰＬＬ２２０によって同期している（周波数は一致している）ものの、その位相を合わせる必要がある。その為に、信号光もしくはクロックパルスの少なくとも一方の光パスに挿入された可変光遅延線（ＤＬ；delay line）からなる位相調整部２４６によって位相が調整される。

なお、位相調整部２４６は遅延長が半固定であっても可変であっても良い。位相調整部２４６が半固定である場合は環境の温度変化に対して必要とされる調整量が変化しないように、系全体の温度を一定に制御する必要がある。また、位相調整部２４６が可変である場合、位相調整量は、出力パルスの一部を受光して得られる電気信号に基づき決定される。

ここでは、ファイバ型のＦＷＭ部２４２について説明する。このファイバ型ＦＷＭ部では、パルスの光ファイバ伝搬に伴う分散及び非線形効果による波形歪が生じる場合がある。これを抑圧する為には、入力パルス条件に適した波長（周波数）配置とファイバ選択が重要となる。この抑圧方法について以下の（１）〜（４）の順に説明する。ここでは、入力ポンプパルスの時間幅をΔｔ_p、スペクトル幅をΔν_ｐ、ピークパワーをＰ_pとし、入力信号パルスの時間幅をΔｔ_s、スペクトル幅をΔν_ｓ、ピークパワーをＰ_sと表し（図５１参照）、周波数配置と使用するファイバの設計を考える。

（１）ＦＷＭにおいては、３光波のスペクトル成分が重ならないようにポンプ光と信号光の周波数間隔Δν（離調量）を充分に確保する必要がある。この条件を以下の式で与える。

（２）上式で与えられるΔνに対する波長変換においては、少なくとも２Δν以上の帯域が必要となる。一方で、ＦＷＭにおけるファイバの帯域制限の要因には、（ａ）波長分散による位相不整合、（ｂ）偏波分散、（ｃ）コヒーレンス劣化、が考えられる。要因（ａ）に対しては、位相整合条件を満足する周波数配置にする、即ち、ポンプ波長とファイバのゼロ分散波長を一致させることによって回避可能である。また、一般に（ｃ）の要因は、（ｂ）の要因よりも影響が少ない。従って、通常のＦＷＭでは（ｂ）偏波分散による帯域制限が支配的となる。この帯域制限に対してはファイバの偏波保持化（S. Watanabe et al., ECOC97, PD7, 1998.）が有効であるが、作製の困難さが問題である。この他の広帯域化手法としてはファイバ短尺化が有効である（O. Aso et al., EL, vol. 36, p.709, 2000.）。それを示したのが図５２である。この図５２に示されたファイバ長と帯域の関係に基づき離調Δνに必要な帯域を確保できるファイバ長ΔＬを準備する。

（３）ＦＷＭ発生に充分な非線形効果を得るためには、入力ポンプパルスに対する非線形長Ｌ_NL程度のファイバ長Ｌが必要である。これを以下の式で定量化する。

ただし、上述したようにＦＷＭ帯域を確保する為にＬには上限がある。従って、上式条件を満足させる為にはγＰ₀の増大化が重要となる。その一方で、高パワーパルスのファイバ伝搬では、非線形効果により自己位相変調（ＳＰＭ）から生じるスペクトル波形歪が問題となる。これを抑圧する観点から、ＳＰＭによってポンプパルススペクトルが双峰化する非線形位相シフトである３π/２（アグラワル著、「非線形ファイバ光学」、吉岡書店）以下にγＰ_pＬに上限を設定する。

以上の二つの式からスペクトル歪無くＦＷＭを行うγＰ_pの範囲が明らかになった。

（４）ＦＷＭ伝搬では、入力ポンプパルスと信号光パルスに対する分散効果によって、それら時間波形に歪みが生じる場合がある。これらを抑圧する為には、それらパルスに対する２次・３次分散効果を低減化する必要がある。この条件は以下の式で与えられる。

ここで、位相整合条件を満足する波長（周波数）配置では、入力ポンプ波長での２次分散値は小さい。その為に、ポンプパルスに対しては３次分散効果が支配的となり、これを抑圧する条件は以下の式で与えられる。

また、入力信号光パルス波長での２次分散値は２πβ_３Δνによって与えられ、この抑圧条件は以下の式で与えられる。

以上の（１）から（４）に記した数式により、時間波形歪の無いＦＷＭに必要なファイバが設計される。その設計手順を図５３のフロー図にまとめる。

次に、実際のＦＷＭの実施例として、図５３の手順に基づき設計されたファイバを用いたＦＷＭ器を用いて１６０GHzピコ秒パルス列の波長変換を実験した結果を示す。その実験系を図５４に示す。図５４の構成は、１５５６ｎｍの１６０GHz、２ｐｓのパルス列と、１５４０ｎｍのＣＷ光を３ｄＢカプラによって合波し、０．２ｋｍ長の低スロープＪＨＮＬＦに入力するものである。発生されたＦＷＭ成分は、２段構成のＢＰＦ（透過中心波長は１５７２ｎｍ、半値幅４．５ｎｍ）によって抽出される。なお、ここで用いたＨＮＬＦのγと分散スロープはそれぞれ２４．１/Ｗ/ｋｍと０．０１４ｐｓ/ｎｍ^２/ｋｍである。これらは図５３に示された手順で決定されている。入力パルスとＣＷのパワーがそれぞれ１９ｄＢｍと１３ｄＢｍの時のＨＮＬＦ入出力スペクトル波形を図５５に示す。出力において１５７２ｎｍ付近と、１５２４ｎｍ付近にＦＷＭ成分が発生しているのが示されている。このＦＷＭパルスの自己相関波形を図５６に示す。比較の為に入力パルスの自己相関波形も示した。ＦＷＭ成分抽出に用いた２段構成のＢＰＦによってパルス幅が１０％程度増大しているものの、パルス時間波形歪み無く波長変換されていることが示されている。２段構成のＢＰＦ通過後のＦＷＭパワーは-２ｄＢｍであった。

なお、図５４では、ＢＰＦを２段構成としたが、入力パルスとＣＷの成分が十分に除去出来れば一段構成でも良く、さらには３段構成、４段構成・・・ｎ段構成としても良い。また、図５４および図５５では、透過中心波長が１５７２ｎｍであるＢＰＦを用い、ＦＷＭにより長波長側に発生した１５７２ｎｍ付近のみを出力パルスとして取り出したが、図示しないが、透過中心波長が１５２４ｎｍのＢＰＦを使用すれば、短波長側に発生したＦＷＭ成分を取り出せることは言うまでも無い。

この実施例では、入力パルスとして、隣接パルス間の位相が逆相関係になっているキャリア抑圧されたパルス、いわゆるＣＳ-ＲＺパルス（Carrier Suppressed Return-to-Zero）が用いられている点に注目する。まず、ＦＷＭによって発生するパルス列の隣接パルス間の位相関係を考える。入力ＣＷ光がＦＷＭポンプとして機能した際、短波長側に発生するＦＷＭ変換光（本実施例では１５２４ｎｍ付近の成分）は、隣接パルス間が逆位相となるＣＳ-ＲＺパルス列である。一方で、入力パルス列がＦＷＭポンプとして機能した際、長波長側に発生するＦＷＭ変換光（本実施例では１５７２ｎｍ付近の成分）は、隣接パルス間が同位相関係のＲＺパルス列である。この特性を用いることにより、ＣＳ-ＲＺパルス列をＲＺパルス列に変換することが可能となった。また、隣接パルス間の位相関係を保持したい場合は、入力パルスをＦＷＭのポンプとして使用しなければよい。

以上は、ＦＷＭを用いた光スイッチ及び波長変換器について示したが、ＦＷＭ現象を用いる他の形態としては、波形整形機能を実現するデバイスも実現可能である。この構成を図５７に示し、現象については図５８に示す。構成要素自体は、図５４の実施例構成とほぼ同様である。異なるのは入力ポンプパワーを増大化させ、ＳＰＭによるスペクトル広帯域化を積極的に活用する点である。これに伴い、発生するＦＷＭパルスのスペクトルも広帯域化される。加えて、入力信号光の入力パルスパワーを増大化させることにより、この非線形効果における相互位相変調効果の結果として、ＦＷＭパルススペクトルは更に拡大する。

即ち、ポンプパワーが低い場合、ＦＷＭパルスのスペクトル幅は、ポンプパルスあるいは信号光パルスのそれと同程度であるが、ポンプパワーが高い場合では、ＦＷＭパルススペクトルが広帯域化される。従って、適切なＦＷＨＭを有するＢＰＦを配置することによって、広帯域化されたスペクトルがカットされる為、非線形ロスを実現できる。従って、入力ポンプパワーと出力ＦＷＭパワーの関係は図５９のようになり、閾値及び飽和特性が実現される。この結果、このFWMデバイスは波形整形機能を有する光スイッチを実現でき、これを用いればＯ３Ｒが実現される。

次に図２６Ａから図２６Ｃを参照し、光受光部２３４（図２４参照）における位相誤差信号を認識する電子回路の構成を説明する。図２６Ａは、光受光部２３４の一構成例である。光受光部２３４は、Photo diode（ＰＤ）と、loop filterと、ＬＤコントロール部とからなる。なお、ＬＤコントロール部は、ＬＤの駆動電流や、温度を制御する機構である。

図２６Ａの光受光部２３４では、位相比較部２２４での出力光をＰＤで受光した後、その低周波信号成分をloop filterで挿出する。この出力電気信号に基づき、ＬＤ駆動電流を制御することによって、ビート光発生部のＬＤ出力波長、すなわちビート周波数をコントロールする。

図２６Ｂは、図２６Ａの変形例であり、２台のＰＤと、加算器と、loop filterと、ＬＤコントローラとから構成される。図２６Ｂでは、位相比較部での出力光だけでなく、信号光パルスの光パワーを２台のＰＤで受光し、それらの出力差をloop filterに入力する。これによって、信号光パルスと光ＬＯの位相ズレに基づく位相差信号の変化の消光比が向上される。図２６Ｂの光受光部の構成では、より高感度となる。

図２６Ｃは、図２６Ａの更なる変形例であり、ＰＤと、乗算器と、loop filterと、加算器と、ＬＤコントローラと、参照信号発生器とから構成される。光スイッチ出力をＰＤで受光した後に、参照信号と乗算した電気信号の低周波成分をloop filterによって挿出する。さらに、それと参照信号の差に基づきＬＤをコントロールする。図２６Ｃの光受光部の構成では、より効率的に位相比較部での出力光パワー最大値のポイントを見出すことができる。

図６０Ａは、位相比較部２２４の変形例であり、ＦＷＭ部に光ファイバを用いずに位相差を検出するための構成例である。ＦＷＭ光発生素子５００としては、ＳＯＡやＰＰＬＮなどが利用できる。また、ＦＷＭ光発生素子５００の代わりに、ＳＨＧ発生素子として、ＰＰＬＮや非線形光学結晶なども利用することが可能である。また、図６０Ｂに示されるようにＰＤをＳｉＰＤ(シリコンフォトダイオード)に置き換え二光子吸収により位相差を検出することも可能である。

また、上述の光時間再生システムの位相比較部２２４と光スイッチ部２２２のＦＷＭファイバを融合化させることも可能である。その構成を図２７に示す。光位相比較器と光スイッチ部が共通のＦＷＭ部２５０と光ＬＯ発生部２５２から成る。各部要素は前述の図２４と同様である。入力信号光と光ＬＯをＦＷＭ部２５０に入力し、そこで発生するＦＷＭ光を光フィルタ２５４で抽出する。そのＦＷＭ光を位相誤差信号として光ＬＯ周波数コントロール部に入力すると共に、クロックパルス列として出力する。

以上、光再生システムに必要最低限のコンポーネントに関して記述した。更に、本発明の再生装置２００（図１７参照）では、その性能を向上させる為にpulse rollerとsoliton purifierを用いる。以下ではそれらの実施形態例を紹介する。

pulse roller２０４の一実施例を図２８に示す。信号光パルスをpulse rollerファイバ２６０に入力する構成である。そのpulse rollerファイバ２６０における正常分散性と非線形効果の相互作用によって入力された信号光は矩形化される。非線形効果がパルススペクトルを広帯域化させ、加えて正常分散効果によってパルス時間波形が矩形化される。
ここで、パルス矩形化について、図４１Ａ〜Ｄ及び図４２を参照して説明する。
図４１Ａのパルスが正常分散ファイバを伝搬する際、矩形パルスへ変形するが、この際、正常分散の効果と非線形効果(Kerr効果)の相互作用が不可欠である。つまり非線形効果によって、図４２の下部のようなアップチャープが生じ、正常分散の効果で低い周波数成分が速く、高い周波数成分が遅く伝搬する。この結果、図４１Ｂのような形に変形する。

詳しく述べると、図４２に示すように、パルス強度の変曲点に相当するＴ_１とＴ_２の間では、線形アップチャープによって、正常分散の効果でパルスが線形的に広がる。なお、Ｔ_０はパルスの中心位置である。一方、Ｔ_ｘ＜Ｔ_１およびＴ_ｘ＞Ｔ_２では（Ｔ_ｘとは任意の時間）、ダウンチャープとなっているため、パルス先端部では先端ほど(|Ｔ|が大きいほど)ゆっくり、後端部では後端ほど(|Ｔ|が大きいほど)速く伝搬する。つまり時間Ｔ_１およびＴ_２の部分にエネルギーが集まり、パルス強度は時間に対して急峻に変化するようになる。その急峻さは、Ｔ_１およびＴ_２における瞬時周波数の最大値に比例する。

本発明では高効率な矩形化現象を起こす為に、pulse rollerファイバ２６０として正常分散増大ファイバ（normal-dispersion-increasing fiber:ＮＤＩＦ）を用いている。このＮＤＩＦの分散プロファイルを図２９Ａに示す。図２９Ａから図２９Ｃの縦軸は、すべて負の分散値[ｐｓ/ｎｍ/ｋｍ]を表しており、座標が上に行くほど分散値は０に近くなる。

図２９Ａに示すように、ＮＤＩＦの入力側では低分散値を有する為に、相対的に非線形効果が支配的となる。一方、ＮＤＩＦの出力側は、高分散値を有する為に、正常分散効果が支配的となる。従って、ＮＤＩＦの入力側において、パルスは充分にスペクトル広帯域化される。そして、ＮＤＩＦの出力側において、パルスは強正常分散効果によってそのパルス時間波形が効率良く矩形化される。

この結果、pulse rollerファイバ２６０（光ファイバ：ＮＤＩＦ）の短尺化が可能となる。これは、非線形長Ｌ_NLと分散長Ｌ_Dを用いて定量的に示すと、入力端ではＬ_D≫Ｌ_NLであり、出力端ではＬ_D≪Ｌ_NLと設計されている。ただし、分散長Ｌ_Dは、Ｌ_D＝Ｔo²/｜β２｜で表される。Ｔoとβ₂は入力パルス時間幅と分散値を表す。また、Ｌ_NL＝１/γＰoである。γとＰ₀は非線形係数と入力ピークパワーである。

さらに、ＮＤＩＦを採用することにより、図４１Ｃのように、頭頂部が完全に平坦な矩形パルスを作り出すことができる。これは、Ｌ_D≫Ｌ_NLである領域において、パルスはアップチャープされたスーパーガウシアン型パルスへと変形され、次いでＬ_D≪Ｌ_NLなる領域において、正常分散効果によってパルスを線形的に広げることができるためである。アップチャープされたスーバーガウシアン型パルスは、正常分散が作用する線形伝送路を伝搬する場合、頭頂部が完全に平坦となる事実は、理論計算により確認できる。以下では、ＮＤＩＦの詳細な原理について説明する。

従来のように、pulse rollerに分散値が一定のファイバを使用する場合、非線形効果を発生させるために大きな入力パワーと、分散効果を発生させるためにある程度大きな分散値の両方が必要だった。この理由は、分散値が低い場合、非線形効果によってアップチャープは生じても、分散の効果が小さいために、波形が矩形に変化しないためである。一方、分散値が大きい場合、非線形効果によって生じたアップチャープを持つ成分が、分散の効果ですぐに拡散してしまい、さらにピークパワーが小さくなることからチャープが蓄積されないままパルスが伝搬することになる。

この結果、図４１Ｂのようにパルスの立ち上がりは鈍く、頭頂部はもとの図４１Ａに示したパルスの立ち上がりとは本質的に変わらず、上に凸なものとなる。パルスの立ち上がりの急峻さは、スペクトルに含まれる高周波成分に依存するため、立ち上がりが鈍いという事実は、十分な非線形効果による高周波成分の発生がなされていないことにも対応する。

上述内容から効率的にパルスを矩形化するためには、まず分散の影響があまりない状態において、非線形効果によるアップチャープを十分に蓄積した上で、その後大きな分散効果によってパルスを変形させればよい。そのような状況は、長さ方向に対して正常分散値を増大させるような光ファイバを用いれば実現できる。

より詳細に述べると、まず光ファイバの入射端では、パルスの入射電力に対応する非線形距離が、入射パルスの幅と分散値に対応する分散距離よりも、十分短いように設計する。この結果、分散の効果よりも非線形効果が支配的になり、伝搬初期に十分に大きなアップチャープが蓄積される。

さらに光ファイバの出射端では、分散距離が非線形距離よりも短く、分散効果が支配的となるように設計する。すでに非線形効果によって高周波成分が発生しているため、パルスの立ち上がりは急峻なものとなる。一方、そのときのパルスは大きなアップチャープを持つスーパーガウシアン型関数で近似できる。そのようなパルスは、正常分散の効果が支配的なファイバを伝搬する際、図４１Ｃのようにパルス中心部が上に凸から下に凸の関数になることが、簡単な計算によって確認できる。図４１Ｂから図４１Ｃの状態に変形する途中でパルスを出力させることにより、図４１Ｄのように頭頂部がほぼ平らな矩形パルスを作り出すことができる。

上述したように、ファイバ入射端においては非線形効果が支配的で、出射端においては分散効果が支配的であるような状況は、（正常）分散値を長手方向に増大させる方法の他に、分散値が一定で、非線形定数を長手方向に減少させる手法がある。なお、ファイバの非線形定数を減少させる場合、長手方向に連続的に減少させる以外は、ステップ状のプロファイルを持つように特性を変化させる手法や、櫛形にプロファイルを持つように特性が変化するように非線形定数が制御されていれば良い。

次にpulse roller２０４の他実施例について説明する。図２９Ｂおよび図２９Ｃは、図２９Ａの他実施例である。ＮＤＩＦ（図２９Ａ参照）の代替として、分散値・非線形係数が異なる２種類以上の光ファイバを組合せた分散マネージメント光ファイバ２６０（ステップ型および櫛型分散プロファイルファイバ）を用いたpulse roller２０４である。

図２９Ｂおよび図２９Ｃのファイバの内、いずれかを有するpulse roller２０４も図２９Ａのpulse rollerファイバ２６０を有するものと同様の作用・効果を有する。つまり、いずれのpulse roller２０４も、入力端側の部分では非線形効果の作用が支配的であり、出力端側の部分では分散効果の作用が支配的である。

図２９Ｂ、図２９Ｃに示すpulse roller２０４は、pulse rollerファイバ２６０が、非線形効果が支配的となる光ファイバと、分散効果が支配的な光ファイバとを順に配置させた組合せである。

次に、pulse rollerファイバ２６０が２種の光ファイバから構成されるpulse roller２０４を用いたパルス矩形化の一実験構成例を図３０Ａに示す。１６０GHz繰返しの２ｐｓパルス列をpulse rollerファイバ２６０に入力する構成である。このpulse rollerファイバ２６０の分散プロファイルを図３０Ｂに示す。図３０Ｂは、横軸が光ファイバの長さであり、縦軸が分散値である。なお、図３０Ｂに示すpulse rollerファイバは、ＨＮＬＦとＮＤＦとから構成され、ＨＮＬＦの長さが２００ｍ、分散値がＤ＝−０．７ps/nm/kmであり、ＮＤＦの長さが８０ｍ、Ｄ＝−７．５ps/nm/kmである。

ここでは、非線形効果が支配的となる光ファイバに高非線形ファイバ（highly-nonlinear fiber: ＨＮＬＦ）を用いている。ＨＮＬＦは、伝送路用ファイバが持つ非線形定数以上のそれを有する光ファイバである。このＨＮＬＦを用いることによって、光ファイバの短尺化が可能となる。なお、ＨＮＬＦを用いる場合は、図２９Ａ〜図２９ＣのようなＮＤＩＦを用いずに一定分散値としても、通常のファイバを用いた場合と比較して、短尺化が可能である。

次に、図３０Ｂのpulse rollerファイバにおける２ｐｓパルス伝搬シミュレーションの結果を図３１に示す。実線が出力パルスの実時間波形であり、それに対応する自己相関波形が破線で示されている。Ｐ₀は入力ピークパワーである。Ｐ₀=２３．５ｄＢｍにおいて実線で示された出力パルス波形が矩形化されていることが示されている。その時の自己相関波形（破線）は三角状となる。

これらに対して、白丸が自己相関波形の実験結果である。実験では１６０GHzパルス列を用いている為に、パルス裾部分のパルス重なりが生じる領域では白丸と破線の乖離が大きいものの、パルス中心部分では両者が良く一致することが示されている。従って、実験でもシミュレーションと同様にＰ₀=２３．５ｄＢｍにおいて実線で示された矩形化パルスが得られていると考える。

上述したpulse roller２０４を光スイッチ部（図２４を参照）の前段に配置することによって、時間再生装置・時間分割装置の高性能化が実現可能である。つまり、図２４を参照すると、第一のカプラと光スイッチ部の間、もしくは光ＬＯ発生器と光スイッチ部の間に配置されることになる。その一実施例を図３２に示す。

図３２では、上述したpulse roller２０４は、光スイッチ部２２２の前段に配置され、外部信号光あるいはクロックパルスをpulse roller２０４によって矩形化した後、光スイッチ部２２２にて光スイッチする構成である。なお、この場合、光スイッチ部２２２の構成は、図２４に示したようなＦＷＭ構造に限定されず、ＮＯＬＭ型、ＳＯＡ(semi-conductive optical amplifier)型としても良い。

一方のパルスが矩形化されている為、外部信号光のタイミングジッタによる両者の相対時間位置ズレからの強度揺らぎへの変換が抑圧される。この原理は前述（図３９）した通りである。矩形化パルスの平坦幅がこの抑圧範囲に相当する。

ここでは前述のpulse roller２０４とＯＰＬＬ２２０を組合せたクロック抽出器の実施例を記述する。その構成を図３３に示す。pulse roller２０４と図２４内のクロック抽出器から成る。

信号光パルスはpulse roller２０４によって矩形化された後に、その矩形化パルスと光ＬＯをＦＷＭ部に入力する。そこで発生するＦＷＭ光を受光部で電気信号に変換する。本発明の一つの特徴は、このＦＷＭ光を誤差信号と認識する方式にpulse rollerの出力パルス特性を利用する点である。

図２４に示す光スイッチ部では、入力信号光と光ＬＯのピーク値の設定が重要となる。光スイッチ出力の平均パワーの変化から入力信号光と光ＬＯの位相差を検出する為には、両者のピークの時間位置をズラす必要がある。

図２４に示す光スイッチ部において、図２６に示した光受光部を使用する場合、光の平均強度を利用して位相検出を行うため、光スイッチ部と光ＬＯの光信号のピークの時間位置を等しくする必要がある。このため、図２４に示した光スイッチ部は、ＯＰＬＬと別々に動作させる必要がある。

また、周波数変調が加えられた光ＬＯからの出力光により位相検出を行う方法は、入力パルスピークと光ＬＯからの出力光の強度ピークが平均的には一致するが、各パルスのピーク同士の時間差は変調周波数で変化する。さらに、光ＬＯからの出力光は、周波数変調が加えられているため、複数回、光再生を行うたびにタイミングジッタが積算される場合がある。

これらに対し、図３５Ａおよび図３５Ｂに示す光受光部では、ＦＷＭ光のスペクトルによる位相検出は、平均値処理でありながらピーク値が一致する。そのため、光スイッチ部とＯＰＬＬの両方の機能を一度に行うことができる。

典型的なpulse roller出力パルスの時間波形とチャープ（瞬時周波数の時間変化）特性をそれぞれ図３４Ａ、３４Ｂの最上部に示す。一般に、正常分散と非線形効果の相互作用によって矩形化されるパルスには線形チャープが蓄積される。このパルスと変換限界パルス（図３４Ａ、図３４Ｂの中央部）から発生するＦＷＭ光も線形チャープを有する。このＦＷＭパルス特性を図３４Ａ、図３４Ｂの最下部に示す。

矩形パルスが線形チャープを有する為に、入力パルス間の時間ズレが出力ＦＷＭ光の周波数ズレに変換される。よって、このＦＷＭ光の周波数ズレをモニタリングすることで入力パルス間の位相差を認識できる。ＦＷＭ光から位相差を認識する光受光部を図３５Ａ、図３５Ｂに示す。

この光受光部は、図３５Ａに示すように、分波器２６２と、２つ以上の光フィルタ２６４（図３５Ａでは３つ配置）と各フィルタ出力光パワー比較器２６６とから構成される。この分波器２６２と複数の光フィルタ２６４の変わりに、図示しないが、ＡＷＧ（arrayed waveguide）を用いることも可能である。

この光受光部では、まずＦＷＭ光を分波器２６２で３分波し、各光波を異なる透過周波数を有する光フィルタ２６４に入力する。各フィルタ出力パワーの差はＦＷＭ光の周波数ズレ、即ち光位相比較器入力パルス間の時間ズレ、に対応する。従って、このパワー差のモニタリングによってパルス間の時間位置ズレを認識することができ、これに基づき光ＬＯの周波数を調整する。なお、図３５Ｂは図３５Ａに示した光受光部の他実施例であり、グレーティングとＰＤからなる。図３５Ｂの光受光部は、図３５Ａと同様の効果を有する。

矩形化パルスを用いたＯＰＬＬ動作の応用として、図６１に示すようにパルス振幅を時間的に変化させ、時間位置のずれを強度ずれとして検出することによるＯＰＬＬ動作も可能である。図６１のように、矩形パルスの振幅を時間的に変化させる方法としては、利得ピークとなる位相を矩形パルスの中心から少しずらした、同期変調を行うなどの方法が考えられる。

図３２で述べたような、pulse roller２０４とoptical switch２２２の組み合わせは、図１７に述べたような再生装置２００としてのみではなく、高品質な繰り返し特性を持つ、ＯＴＤＭ信号発生器にも、応用可能である。

図６２は、ＯＴＤＭ信号発生器の全体図を示している。繰り返し周波数がＮｘｆ[GHz]のパルス光源６０４は、繰り返し特性が非常によく、情報が載せられていない。一方、パルス光源６０６は、繰り返し周波数がｆ[GHz]であり、Ｎチャネルの光時分割が可能なほど時間幅が圧縮されており、さらにｆ[Gbit/s]のデータ変調が行われているものとする。パルス光源６０４およびN個のパルス光源６０６は、すべて発生した電気クロック信号６０２と同期が取れているものとする。なお、図６２では、パルス光源６０４とパルス光源６０６を同期させるために電気クロック信号６０２を利用したが、これに限定されない。例えば、ビート光などの光信号を利用することができる。

Ｎ個のパルス光源６０６から発生された情報信号は、光時分割多重器６０８で時分割多重化される。パルス光源６０６と光時分割多重器６０８の組み合わせは、従来用いられているものであるが、一般にタイミングジッタを持つなど、繰り返し特性が極めて高いとは言えない。光時分割多重器６０８で多重化された信号は、矩形化器６１０で矩形化される。

一方、パルス光源６０４で発生された光信号は遅延線６１２によって、矩形化器６１０の出力信号と時間的な位置を合わせられ、合波器６１４で合波された後、パルススイッチ６１６によって、ＯＴＤＭされた論理信号のみがパルス発生器６０４で発生された光パルスにコピーされ、その結果繰り返し特性がパルス発生器６０４で得られたパルスと同等の、高品質なものが得られる。

遅延線６１２は矩形化器６１０の前後に配置してもよいし、光時分割多重器６０８内に組み込んでもよい。また、矩形化器６１０での効率を上げるため、その前にソリトンコンバータが挿入されていてもよい。

次に、本実施例の雑音除去装置であるsoliton purifier２０８を図３６Ａに示す。ソリトンファイバ２７２が２台の光フィルタ２７０、２７４の間に配置される構成である。

まず、soliton purifier２０８の動作を簡単に述べる。まず、ＢＰＦ２７０によって信号帯域以外の帯域の雑音を除去し、次いでソリトンファイバ２７２中のラマン自己周波数シフト現象を用い、信号スペクトルをＢＰＦ２７０の帯域以上の量を周波数軸上でシフトさせる。このとき、元の信号帯域に存在していた雑音は周波数シフトせず、ソリトンと雑音の分離が可能である。最後にＢＰＦ２７４で再び信号帯域外の雑音を除去する。結果的に信号の雑音が大きく低減される。

soliton purifier２０８に入力される光信号パルスは、入力側光フィルタ２７０によって信号光帯域外の雑音が除去される。その後、異常分散性を持つソリトンファイバ２７２に入力される。このソリトンファイバ２７２では、ソリトンが帯域内において、誘導ラマン散乱による利得の傾き（以後利得スロープと呼ぶ）を感じるように制御されている点が重要である。この利得スロープの存在の結果として、ソリトンが波長シフトする。この現象は、ソリトンのラマン自己周波数シフトとして知られている現象である（Mitschke et al., Opt. Lett., vol.11, p.659(1986).およびGordon, Opt. Lett., vol.11, p.662 (1986).）。波長シフトしたソリトンは出力側光フィルタ２７４によって抽出される。

ここで本発明の特徴は、ソリトンの波長シフトを効率良く実現する為に利得スロープが制御されている点である。本実施例では、以下の２つの手法が成されている。

一つ目の手法は、ソリトンファイバとしてＨＮＬＦを活用した点である（図３６Ｂ））。ファイバにソリトンが伝搬すると、ソリトン自身がポンプとなり低周波側にラマン利得を形成させる。その利得スロープをソリトン自身が感じたことによって、ソリトンの中心周波数が低周波側にシフトする。この現象がソリトン自己周波数シフト（soliton self-frequency shift: ＳＳＦＳ）である。一般的な、ＨＮＬＦにおけるラマン利得を図３７Ａに示す。比較の為にＳＭＦのラマン利得も示す。

ＨＮＬＦは、ＳＭＦに比べて大きな利得スロープを有する為、ファイバ長が短くてもＳＳＦＳ効果が増強され得る。従って、ＨＮＬＦを使用することにより、ファイバを短尺化することが可能となり、その結果としてファイバ損失が低減されるだけでなく、ソリトン間の相互作用も抑圧され得る。

二つ目の手法は、外部ポンプ光によってラマン増幅する点である（図３６Ｃ）。図３６Ｃでは、ポンプ光発生器の配置を前方と後方とした。このポンプ光発生器の配置は、前方・後方のいずれ、もしくは両方でも構わない。

この構成のsoliton purifierは、外部ポンプ光による増幅調整を通じてＳＳＦＳ効果のコントロールを行うものである。図６３は、ラマン増幅器による増幅利得と、ソリトンのスペクトルの関係を、周波数軸上で記述したものである。ポンプ光の周波数をνpとすると、ラマン増幅利得は約νp-１３THzでピーク値をとる。一方、周波数に対する利得のスロープが最大となるのは、約νp-１０THzなる周波数であるが、ソリトンの中心周波数νsをこの値に設定することで、ＳＳＦＳの効果が最大限に増強される。また、ＳＳＦＳによってシフトさせたい周波数の量をΔνとおくと、νｓ−Δν＝νp-１３THzと設定することで、ソリトンの周波数シフト量を制限することができる。

単位伝搬距離に対する、ソリトンの自己周波数シフトの量は、パルス幅の４乗に逆比例することが知られている。そこで、soliton purifier２０８の前段にパルス圧縮器を挿入してパルスを圧縮することで、より効率的に周波数シフトを実現させることができる。

図３６Ｃのように前方および後方励起ラマン増幅を行う際に、光電力が伝搬距離に対してゆるやかに増加し、断熱ソリトン圧縮が実現できるように設計することで、パルスは伝搬中に圧縮され、やはり効率的に周波数シフトさせることができる。

繰り返し特性のよい光ソリトン列を用いた全光非線形信号処理を考えた場合、信号帯域付近の雑音が増幅されることが問題となる。図６７は、繰り返し周波数が１６０GHzで、パルスの半値幅が１ｐｓである光ソリトン列が、２ｋｍのＨＮＬＦを伝搬するときの入力および出力スペクトルを表し、実験により得られたものである。図６７からわかるように、中心周波数付近の雑音が増幅されている様子がわかる。使用したＨＮＬＦの分散値は、図６９に示すように、約３．５ps/nm/kmから約１．８ps/nm/kmへと連続的に減少していて、非線形性は２１．８W^-1km^-1、損失は１dB/kmである。図６９において、直線（ａ）は、測定で得られた分散値を直線近似したもので、分散値Ｄ［ps/nm/km］と距離ｚ［ｋｍ］が、Ｄ＝３．５−０．９ｚの式で表せる関係にある。一方、曲線（ｂ）は、Ｄ＝３．２５×１０^-0.1ｚの式で表せる関数であり、Ｄの値が減少する割合は、１ｄＢ/ｋｍである。つまり、図６９から、ファイバの分散値は長さに対してほぼ直線的に減少しているが、距離が短いために指数関数でも近似することができ、その際の減少の割合は１ｄＢ/ｋｍであり、ファイバの損失値の減少する割合である１ｄＢ/ｋｍと一致しているとみなせる。伝搬距離に対して、ファイバ損失による光電力の減衰量と、分散値の減衰量がつりあっている場合、伝送系は無損失と等価であるとみなすことが出来るため（K. Tajima, “Compensation of soliton broadening in nonlinear optical fibers with loss,”Opt. Lett., vol. 12, pp. 54-56, 1987.）、このファイバでは基本ソリトンが１．６ｋｍの実効距離にわたって、無損失でファイバを伝搬していることと等価である。図６７における雑音増幅は、繰り返し特性の極めて高い光パルス列の離散スペクトルによる、パラメトリックプロセスに起因するものである。Ｄｕｔｙ比（＝パルスの半値幅÷パルス間隔）が大きい場合（０．２以上）、光ソリトン列は無損失で伝搬されるため、増幅された雑音のピーク利得は、Ｄｕｔｙ比と伝搬距離のみで決定される。

図６４は、雑音増幅のピーク利得を、ビットレートと伝搬距離に対して数値計算により求めたものであり、パルス幅１ｐｓのソリトン列が、雑音とともにファイバ（分散値３[ps/nm/km]、非線形定数２０[1/km/W]）を伝搬することを想定している。この場合の分散距離は０．１ｋｍと計算され、図中の距離Ｌは、分散距離に対する比Ｚに変換され、雑音増幅利得はＤｕｔｙ比とＺのみで決定される。例えば、繰り返し周波数を１６０GHｚ（duty比0.16）とし、そのときの雑音増幅を１５ｄＢ以下に抑えたい場合、ソリトンが伝搬可能な最大距離は、図６４より０．５ｋｍ、すなわち分散距離の５倍までと判断できる。雑音増幅利得がＤｕｔｙ比と分散距離で規格化された距離の二つで決定されるという事実は、任意の物理スケールおよび、初期ソリトン電力に対して微小とみなせる任意の初期雑音電力の場合において真である。

一方、Ｄｕｔｙ比が大きくなると、雑音増幅の様子は、ソリトン列の隣接パルス間位相差に依存する。図６５は、ファイバとパルスについて前項と同様のパラメータであり、繰り返し周波数を３２０GHz、伝搬距離を１ｋｍとおいた場合の出力パルス列のスペクトルを数値計算によって算出したものである。明らかに、同相パルス列よりも、隣接パルス間位相差がπであるＣＳ−ＲＺパルス列の方が、雑音増幅が抑圧されているのがわかる。

したがって、繰り返し特性がよいソリトン列を伝搬させることを考える場合、ＣＳ−ＲＺ列を採用すると、雑音増幅が抑圧されることがわかる。なお図６５の計算結果は、入力パルス列として繰り返し周波数が１６０GHz、パルス幅を２ｐｓとし、伝搬距離を４ｋｍとした場合についても、同様の結果が得られる。

以上、再生装置の詳細を示してきた。上述したように、これらは、主に光ファイバの非線形効果が活用されるデバイス及びそれらの組合せである。一般に、光非線形効果は入力光偏波に依存する為、このようなデバイスに使用するファイバの偏波保持化によってデバイスの高性能化、および高安定化が図られる。その一形態を図６６に示す。ポラライザ７０２と偏波保持ファイバ（ＰＭＦ）７０４とからなる構成である。

入力光はポラライザ７０２によって単一偏波成分のみが通過し、ＰＭＦ７０４に入力される。ポラライザ７０２の通過偏波は、ＰＭＦ７０４に対して最適化されている。ポラライザ７０２でのロスを低減化する為、ポラライザ７０２の前に偏波コントローラ７０６を配置し、その偏波コントローラ７０６によって入力光偏波状態を最適化するのが好ましい。以上のような非線形デバイスのＰＭの適正化は、性能向上をもたらすだけでなくデバイスの小型化にも有効である。ＰＭＦ７０４は、ファイバ曲げ誘起のロスや複屈折の影響が小さい為、ファイバを巻くボビンの径の低減化が可能となる。ボビン小型化の結果としてデバイス寸法も小型化される。

したがって、本発明の波長分割多重光再生システム及び波長分割多重光再生方法によれば、波長分割多重光通信システムにおける波長分割多重光の伝送速度を、例えばビットレート４０Gbit/sを超えて高めることが可能であると同時に、波長分割多重光再生システムの小型化及び省電力化が可能である。

更に、本発明の波長分割多重光再生システムを備えた中継局を多段通過した場合にあっては、各中継局で波長分割多重光が確実に再生されることから、波長分割多重光の信号強度、波形、及びタイミング等の品質は常に維持される。その結果、本発明によれば、超長距離間の光通信システムを実現可能である。

よって、本発明の波長分割多重光再生システム及び波長分割多重再生方法の通信産業における利用価値は極めて大である。

１ 波長分割多重光再生システム
４ 光ファイバ
６ 光ファイバ
８ 分波装置８
１０ 合波装置１０
１２ 光路
１３ 偏波コンバータ
１５ 光信号再生装置

Claims (53)

1. ファイバ長がソリトン周期の２倍以下である異常分散ファイバ(Anomalous-dispersion fiber: ADF)を有するソリトンコンバータが備えられた波形整形器。
2. 前記異常分散ファイバの後段に光フィルタが備えられた請求項１に記載の波形整形器。
3. 前記異常分散ファイバの前段に光増幅器が備えられた請求項１または請求項２に記載の波形整形器。
4. ソリトンコンバータの代わりに、ＭａｍｙｓｈｅｖフィルタまたはＮＯＬＭが備えられた波形整形器。
5. 入射側にパルス圧縮器が備えられた請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載の波形整形器。
6. 前記パルス圧縮器は、断熱圧縮方式を利用した請求項５に記載の波形整形器。
7. 前記パルス圧縮器に、光ファイバの長手方向に分散特性が減少する分散減少ファイバが用いられた請求項５に記載の波形整形器。
8. 前記パルス圧縮器に、光ファイバの長手方向に分散特性がステップ状のプロファイルを持つＳＤＰＦが用いられた請求項５に記載の波形整形器。
9. 前記パルス圧縮器に、光ファイバの長手方向に分散特性が櫛状のプロファイルを持つＣＤＰＦが用いられた請求項５に記載の波形整形器。
10. 前記パルス圧縮器に、長手方向に非線形特性が増大する光ファイバが用いられた請求項５に記載の波形整形器。
11. 前記パルス圧縮器に、長手方向に非線形特性がステップ状のプロファイルを持つ光ファイバが用いられた請求項５に記載の波形整形器。
12. 前記パルス圧縮器に、長手方向に非線形特性が櫛状のプロファイルを持つ光ファイバが用いられた請求項５に記載の波形整形器。
13. 前記パルス圧縮器に、ラマン増幅器が備えられた請求項５に記載の波形整形器。
14. ソリトンコンバータの代わりに、可飽和吸収特性を持つ可飽和吸収体が用いられた波形整形器。
15. 前記可飽和吸収体の位置を調整して、可飽和吸収特性を可変にする位置調整機構が備えられた請求項１４に記載の波形整形器。
16. 前記可飽和吸収特性が面内分布を有する請求項１４または請求項１５に記載の波形整形器。
17. 分波器と、ＯＰＬＬ(Optical Phase-Locked Loop)と、光スイッチ部と、が備えられたカーシャッタ。
18. 前記ＯＰＬＬにおけるビットレート差をΔω、ループ長をＬ_Ｌｏｏｐとし、ｖを光ファイバ中の光の速度、前記分波器と前記光スイッチ部とを接続したファイバの長さをＬ_A-B、ｎを光ファイバの屈折率、Ｘを任意の数とすると、
    Ｌ_Ｌｏｏｐは、Δω（Ｌ_Ｌｏｏｐ）＜ｖ・Ｘ／ｎ・Ｌ_A-Bの関係が成り立つように決定されることを特徴とする請求項１７に記載のカーシャッタ。
19. 前記ＯＰＬＬに、光ＬＯ信号を発生させる光ＬＯ発生器と、外部から入力される信号光と前記光ＬＯ信号の位相差を検出する位相比較器と、前記位相差に基づき前記光ＬＯ信号の周波数を調整する制御部と、が備えられた請求項１７または請求項１８に記載のカーシャッタ。
20. 前記光位相比較器に、ＦＷＭ光を発生させるＦＷＭ部と、光フィルタと、受光部が備えられた請求項１９に記載のカーシャッタ。
21. 前記ＦＷＭ部に、高非線形光ファイバ、ＰＰＬＮ(Periodically-poled LiN03) またはＳＯＡ(Semi-conductive Optical Amplifier)のいずれかが用いられた請求項２０に記載のカーシャッタ。
22. 前記受光部は、前段にパルスローラが配置され、該受光部に入射されたパルスの周波数特性をモニタすることを特徴とする請求項２０または請求項２１に記載のカーシャッタ。
23. 前記ＬＯ発生器に、ビート光発生器が備えられた請求項１９に記載のカーシャッタ。
24. 前記ビート光発生器は、ＣＷ光を発生する２つ以上の周波数成分を持つ１台以上の半導体レーザと、前記ＣＷ光を合波する光カップラーと、が備えられた請求項２３項に記載のカーシャッタ。
25. 前記半導体レーザが直列駆動された請求項２４に記載のカーシャッタ。
26. 前記ビート光発生器と前記光スイッチ部との間に、光ファイバ圧縮器が備えられた請求項１７乃至請求項２５の何れか１項に記載のカーシャッタ。
27. 前記位相比較器に、ＰＤ(Photo Diode)と、Ｌｏｏｐ Ｆｉｌｔｅｒと、ＬＤコントロール部が備えられ、該ＰＤは、二光子吸収によって光電流が発生することを特徴とする請求項１９乃至請求項２１の何れか１項に記載のカーシャッタ。
28. 前記ＰＤは、シリコンアバランシェフォトダイオード（SiAPD）が用いられた請求項２７に記載のカーシャッタ。
29. 前記光スイッチ部に、ＦＭＷ部と、光フィルタと、位相調整部と、が備えられた請求項１２に記載のカーシャッタ。
30. 前記位相調整部が、環境温度の変化に対して位相調整量が変化しないように制御された請求項２９に記載のカーシャッタ。
31. 前記位相調整量が、出力パルスに基づいてフィードバック制御される請求項３０に記載のカーシャッタ。
32. 前記FWM部において、ポンプ光と信号光の周波数間隔Δν（離調量）と、入力ポンプパルスのスペクトル幅をΔν_ｐと、入力信号パルスのスペクトル幅Δν_ｓ、の間に下式の関係を有する請求項２９に記載のカーシャッタ。
    
33. 前記ＦＷＭ部において、ファイバ長ΔＬと、入力ポンプパルスのスペクトル幅をΔν_ｐと、入力信号パルスのスペクトル幅Δν_ｓ、の間に下式の関係を有する請求項２９記載のカーシャッタ。
    ΔＬ＞Δν_ｐ＋（Δν_ｓ／２）
34. 前記ＦＷＭ部において、ファイバ長Lが下式により定められる請求項２９に記載のカーシャッタ。
    
    
35. 前記ＦＷＭ部において、ファイバ長Ｌが下式により定められる請求項２９に記載のカーシャッタ。
    
    
    
36. Ｐｕｍｐパルス（Δt_p,Δν_p）とSignalパルス（Δt_s,Δν_s）において、
    
    の式を用いて、スペクトル重なりを回避するための離調量Δνを定める行程と、
    ２Δν以上のＦＷＭ帯域が得られるファイバ長Ｌを定める行程と、
    
    
    の式を用いて、スペクトル波形歪が無くＦＷＭを発生させるポンプピークパワーＰ_pを定める行程と、
    
    
    の式を用いて、ファイバ伝搬に伴うパルス時間波形歪抑制に必要な３次分散値β_３を定める行程と、
    を備えた手順で設計された請求項２９に記載のカーシャッタ。
37. 請求項２０に記載の前記光位相比較器に備えられたＦＷＭ部と、請求項２９の前記光スイッチ部に備えられたＦＷＭ部とが共有され、更に、光ＬＯ発生器と、制御部と、が備えられたカーシャッタ。
38. 高非線形特性を有するパルスローラファイバが備えられたパルスローラ。
39. 前記パルスローラファイバが、長手方向に正常分布値が増大する特性を持つ正常分散増大ファイバである請求項３８に記載のパルスローラ。
40. 前記パルスローラファイバは、長手方向に非線形値が減少する特性を持つ光ファイバである請求項３８に記載のパルスローラ。
41. 前記パルスローラファイバは、長手方向に正常分散特性と非線形特性が異なる２種類以上の光ファイバを組合せた分散マネージメント光ファイバからなる請求項３８乃至請求項４１の何れか１項に記載のパルスローラ。
42. 前記分散マネージメント光ファイバで、長手方向に分散効果が支配的な光ファイバと、長手方向に非線形効果が支配的な光ファイバとが配置された請求項４１に記載のパルスローラ。
43. 前記分散マネージメント光ファイバで、前記分散効果が支配的な光ファイバの分散特性と前記非線形効果が支配的な光ファイバの非線形特性とが、ステップ状のプロファイルとなるように配置された請求項４２に記載のパルスローラ。
44. 前記分散マネージメント光ファイバで、前記分散効果が支配的な光ファイバの分散特性と前記非線形効果が支配的な光ファイバの非線形特性とが、櫛歯状のプロファイルに変化するように配置された請求項４２に記載のパルスローラ。
45. 請求項３９乃至請求項４２の何れか１項に記載のパルスローラと、請求項２９に記載の光スイッチ部とが備えられたＯＴＤＭ信号発生器。
46. ソリトンファイバが２つの光フィルタの間に配置されたソリトンピュリファイア。
47. 前記ソリトンファイバにおいて、誘導ラマン散乱による利得の傾き（利得スロープ）が制御され、ソリトンの波長シフトを実現する請求項４６に記載のソリトンピュリファイア。
48. 前記ソリトンファイバが、高非線形ファイバである請求項４６または請求項４７に記載のソリトンピュリファイア。
49. 外部ポンプ光を発生するポンプ光発生器が備えられ、前記外部ポンプ光により誘導ラマン散乱を発生させる請求項４６乃至請求項４８の何れか１項に記載のソリトンピュリファイア。
50. 入射側に更にパルス圧縮器が備えられた請求項４６乃至請求項４９の何れか１項に記載のソリトンピュリファイア。
51. ソリトン断熱圧縮を行いながら、誘導ラマン散乱を発生させる請求項４９または請求項５０に記載のソリトンピュリファイア。
52. 光ソリトン列を用いた光非線形信号処理において、Ｄｕｔｙ比（パルス幅に対するパルス間隔の比）と分散距離によって、所定の雑音増幅利得における最大伝搬距離を定めるソリトン雑音の制御方法。
53. 変調方法としてＣＳ−ＲＺパルス列を用いた請求項５２に記載のソリトン雑音の制御方法。