JP2010021122A - ２電源システム - Google Patents

Abstract

【課題】 負荷電力変動による出力電圧変動の少ない２電源システムを提供すること。
【解決手段】 直列コンバータ１０は、２次電池２を用いて、燃料電池１の電圧と必要とする目標出力電圧Ｖ_ｏｕｔ ^＊との差分電圧を、上記燃料電池１の電圧に付加して、該２電源システムの出力電圧Ｖ_ｏｕｔを得、制御回路３０は、上記出力電圧Ｖ_ｏｕｔが上記目標出力電圧Ｖ_ｏｕｔ ^＊となるように上記直列コンバータ１０を制御する。また、制御回路３０は、負荷電力の増減に応じて上記燃料電池１の電流の変動を補償するように、上記２次電池に並列に設けられた並列コンバータ２０を制御する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、メタノールや水素等の燃料を化学反応によって発電する燃料電池と、充電可能なリチウムイオン電池のような２次電池と、を併用する２電源システムに関する。

携帯電話やＰＤＡ、デジタルカメラ等の携帯用情報機器は主にリチウムイオン電池等の充電可能な２次電池が電源として用いられてきている。近年、これらの機器の高機能化・多機能化・高速化や長時間駆動の要求に伴い、小型燃料電池が新たな電源として期待されており、一部では試作・試用も始まっている。

燃料電池は従来の２次電池とは異なり充電作業が不要で、燃料を補充または燃料カートリッジを交換するだけで瞬時に機器を長時間稼動させることが可能な状態にすることができる。これらの燃料電池のうち、メタノール等を燃料として使用する燃料電池は、その特性上、長時間にわたって安定した出力を供給することは可能であるが、使用する機器の負荷状態に応じた出力を供給することはできない。特に、携帯電話やデジタルカメラのように機器を使用するモードが複数あり、そのモードによっては必要な出力が２倍以上異なる機器に対しては燃料電池単独では使用できない。

そこで、このような電子機器に燃料電池を使用する際には、負荷変動に対応でき、かつ充電可能なリチウムイオン２次電池等を燃料電池と併用することが一般的に行われている。例えば、特許文献１には、燃料電池の出力電圧をＤＣ−ＤＣコンバータで変換することにより、燃料電池と２次電池との併用を図っている。
特開２０００−１２０８９号公報

このような燃料電池と２次電池を連係させて負荷へ電力を供給する２電源システムにおいては、負荷電力が変動した際の出力電圧変動の更なる改善が要求されている。

本発明は、上記の点に鑑みてなされたもので、負荷電力変動による出力電圧変動の少ない２電源システムを提供することを目的とする。

本発明の２電源システムの一態様は、燃料電池と充電可能な２次電池とを併用する２電源システムにおいて、
上記２次電池を用いて、上記燃料電池の電圧と必要とする目標出力電圧との差分電圧を、上記燃料電池の電圧に付加して、該２電源システムの出力電圧を得る差分電圧付加手段と、
上記２次電池に並列に設けられ、上記燃料電池の電流の変動を補償する電流補償手段と、
上記２電源システムの出力電圧を検出し、上記出力電圧が上記目標出力電圧となるように上記差分電圧付加手段を制御すると共に、負荷電力の増減に応じて上記燃料電池の電流の変動を補償するように上記電流補償手段を制御する制御手段と、
を具備することを特徴とする。

本発明によれば、出力電圧のうち、燃料電池と目標出力電圧との差分電圧を差分電圧付加手段によって付加することで、出力電圧を一定にすることができ、また、負荷電力の変動時には、電流補償をすることで燃料電池の電流を急変させないように制御することにより、燃料電池の電流を一定に保つことができ、結果として、出力電圧を一定にすることができる。
従って、負荷電力変動による出力電圧変動の少ない２電源システムを提供することができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態を図面を参照して説明する。

［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る２電源システムの構成を示す図で、該２電源システムは、メタノールや水素等の燃料を化学反応によって発電する燃料電池１と、充電可能なリチウムイオン電池のような２次電池２とを含む。ここで、例えば、燃料電池１は定常状態で７．２［Ｖ］のものを、２次電池２は３．２［Ｖ］のものを使用する。但し、燃料電池１は、化学反応により起電力を発生するため、瞬時に大きな出力を取り出すことはできない性質を持っている。

これら燃料電池１と２次電池２は、昇圧チョッパ１１及び降圧チョッパ１２からなる直列コンバータ１０を介して直列に接続され、また、２次電池２に対してコンデンサＣ_１と並列コンバータ２０がそれぞれ並列に接続されている。ここで、２次電池２は、上記直列コンバータ１０の入力端に接続される。また、負荷Ｌｏａｄに対し、コンデンサＣ_２が並列に接続されている。

直列コンバータ１０の昇圧チョッパ１１は、入力側インダクタンスＬ_ｉｎと、スイッチング素子（パワーＭＯＳ−ＦＥＴ）Ｑ_１と、フリーホイールダイオードＤ_１とからなり、降圧チョッパ１２は、出力側インダクタンスＬ_ｏｕｔと、スイッチング素子（パワーＭＯＳ−ＦＥＴ）Ｑ_２と、フリーホイールダイオードＤ_２とからなる。なお、出力側インダクタンスＬ_ｏｕｔと上記コンデンサＣ_２とは、スイッチングリプルを除去するためのＬＣローパスフィルタとしての機能も果たす。

また、並列コンバータ２０は、スイッチング素子（パワーＭＯＳ−ＦＥＴ）Ｑ_３，Ｑ_４からなる。該並列コンバータ２０の出力端は、燃料電池１のグラウンド側に接続されている。

負荷Ｌｏａｄは、上記燃料電池１と直列コンバータ１０の直列接続に対して直列に接続されている。即ち、本２電源システムから負荷Ｌｏａｄへの電力供給（出力電圧Ｖ_ｏｕｔ）は、上記燃料電池１と直列コンバータ１０の直列接続の両端間からなされるようになっている。

また、本２電源システムは、上記のような構成の主回路に加えて、それぞれ図示しない電圧検出回路を介して取り出した出力電圧Ｖ_ｏｕｔ及び燃料電池電圧Ｖ_ｆｃに基づいて上記直列コンバータ１０の動作を制御すると共に、それぞれ図示しない電流検出回路を介して取り出した出力側インダクタンスＬ_ｏｕｔに流れる出力側インダクタンス電流Ｉ_Ｌｏｕｔ及び燃料電池１に流れる燃料電池電流Ｉ_ｆｃに基づいて上記並列コンバータ２０の動作を制御する制御回路３０を含む。

この制御回路３０は、目標出力電圧Ｖ_ｏｕｔ ^＊と検出した実際の出力電圧Ｖ_ｏｕｔとの偏差から目標出力側インダクタンス電流Ｉ_Ｌｏｕｔ ^＊を生成するＰＩ制御器である自動電圧調整器（ＡＶＲ）３１と、該ＡＶＲ３１によって生成された目標出力側インダクタンス電流Ｉ_Ｌｏｕｔ ^＊に対しローパス処理を行って目標燃料電池電流Ｉ_ｆｃ ^＊を生成すると共に、上記目標出力側インダクタンス電流Ｉ_Ｌｏｕｔ ^＊と該目標燃料電池電流Ｉ_ｆｃ ^＊との差分により目標並列コンバータ電流Ｉ_ｃｏｍｐ ^＊を生成するＬＰＦ３２と、該ＬＰＦ３２によって生成された目標燃料電池電流Ｉ_ｆｃ ^＊と検出した実際の燃料電池電流Ｉ_ｆｃとの偏差から上記スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２のオン時間設定用の変調波Ｄｕｔｙ_ｖを生成するＰＩ制御器である自動電流調整器（ＡＣＲ）３３と、三角波キャリアを生成するキャリア生成回路３４と、上記ＡＣＲ３３の出力である変調波Ｄｕｔｙ_ｖと上記キャリア生成回路３４からの三角波キャリアとの比較を行うことで、上記変調波Ｄｕｔｙ_ｖの変動に応じてパルス幅が可変するＰＷＭ波形となる比較出力を得る比較回路３５と、上記目標出力電圧Ｖ_ｏｕｔ ^＊と検出した実際の燃料電池電圧Ｖ_ｆｃとの比較を行うことで上記直列コンバータ１０の昇圧動作と降圧動作の何れが必要かを検出する昇降圧検出回路３６と、該昇降圧検出回路３６によって昇圧動作が必要と検出された場合には上記比較回路３５の比較出力によって上記直列コンバータ１０の昇圧チョッパ１１におけるスイッチング素子Ｑ_１をスイッチング駆動し、降圧動作が必要と検出された場合にはスイッチング素子Ｑ_１を常時ＯＦＦとするための駆動信号Ｓ_１を出力するゲート回路３７と、上記昇降圧検出回路３６によって昇圧動作が必要と検出された場合には上記直列コンバータ１０の降圧チョッパ１２におけるスイッチング素子Ｑ_２を常時ＯＮとし、降圧動作が必要と検出された場合に上記比較回路３５の比較出力によってスイッチング素子Ｑ_２をスイッチング駆動するための駆動信号Ｓ_２を出力するゲート回路３８と、を備える。

また、この制御回路３０は、更に、出力側インダクタンス電流Ｉ_Ｌｏｕｔと燃料電池電流Ｉ_ｆｃとの差である並列コンバータ電流Ｉ_ｃｏｍｐと上記ＬＰＦ３２によって生成された目標並列コンバータ電流Ｉ_ｃｏｍｐ ^＊との偏差から上記スイッチング素子Ｑ_３，Ｑ_４のオン時間設定用の変調波Ｄｕｔｙ_ｉを生成するＰＩ制御器であるＡＣＲ３９と、上記ＡＣＲ３９からの変調波Ｄｕｔｙ_ｉと上記キャリア生成回路３４からの三角波キャリアとの比較を行うことで、上記変調波Ｄｕｔｙ_ｉの変動に応じてパルス幅が可変するＰＷＭ波形となる比較出力を得る比較回路４０と、上記ＬＰＦ３２によって生成された目標並列コンバータ電流Ｉ_ｃｏｍｐ ^＊が基準並列コンパレータ電流範囲Ｉ_{ｃｏｍｐ＿ｒｅｆ}内にあるか否かを検出するウィンドウコンパレータ４１と、該ウィンドウコンパレータ４１によって目標並列コンバータ電流Ｉ_ｃｏｍｐ ^＊が基準並列コンパレータ電流範囲Ｉ_{ｃｏｍｐ＿ｒｅｆ}を越えたことが検出されたときに、負荷電力変動を検出したとして、上記比較回路４０の比較出力に従って上記並列コンバータ２０の各スイッチング素子Ｑ_３，Ｑ_４を駆動する駆動信号Ｓ_３，Ｓ_４を出力するゲート回路４２，４３と、上記並列コンバータ２０の動作を所定時間、例えば１０［ｍｓ］で終了させるためのタイマ回路４４と、を備える。

なお、実際には、上記制御回路３０のゲート回路３７，３８，４２，４３の出力信号Ｓ_１，Ｓ_２，Ｓ_３，Ｓ_４で直接、直列コンバータ１０及び並列コンバータ２０の各スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_３，Ｑ_４を駆動するのは望ましくない。それは、電気的に絶縁されていないため主回路からのノイズが制御回路３０に回り込み、誤動作を生じるからである。そこで、各ゲート回路３７，３８，４２，４３と各スイッチング素子（パワーＭＯＳ−ＦＥＴ）Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_３，Ｑ_４との間に、ＰＷＭ信号をいったん受けて電流増幅して出力するゲートドライブ用ＩＣを介在させることが望ましい。また、パワーＭＯＳ−ＦＥＴは容量性なので、ゲートドライブ用ＩＣは、負荷となる静電容量を速やかに充放電する能力が要求される。

次に、以上のような構成の２電源システムの動作を説明する。
まず、直列コンバータ１０の動作について説明する。

本２電源システムは、負荷Ｌｏａｄに供給する電圧（出力電圧Ｖ_ｏｕｔ）のうち、燃料電池電圧Ｖ_ｆｃと目標出力電圧Ｖ_ｏｕｔ ^＊との差分を直列コンバータ１０の出力電圧（差分電圧）として発生させることで、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを一定にするものである。即ち、２次電池２を電源とする直列コンバータ１０を差分電圧Ｖの制御に用いて、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを一定電圧に制御する。この方式の利点は、燃料電池電圧Ｖ_ｆｃを一定に保つ回路の電力変換器容量を小さくできることにある。この結果、小型化や高効率化が実現できる。差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖは、ＰＷＭ制御の変調波Ｄｕｔｙ_ｖにより、次の（１）式で表される。また、出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、次の（２）式で表される。

Ｖ_ｃｏｎｖ＝Ｄｕｔｙ_ｖ×Ｖ_ｓｂ …（１）
Ｖ_ｏｕｔ＝Ｖ_ｆｃ＋Ｖ_ｃｏｎｖ …（２）
図２（Ａ）は、上記ＡＣＲ３３からの変調波Ｄｕｔｙ_ｖと、キャリア生成回路３４からの三角波キャリア１００と、直列コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２の状態との関係を示す図である。燃料電池電圧Ｖ_ｆｃが低く、燃料電池電圧Ｖ_ｆｃと目標出力電圧Ｖ_ｏｕｔ ^＊との差分が正、つまり昇圧動作を行わなければならない時には、変調波Ｄｕｔｙ_ｖは正で、スイッチング素子Ｑ_１が動作し、スイッチング素子Ｑ_２は常時ＯＮである。また、燃料電池電圧Ｖ_ｆｃが高く、燃料電池電圧Ｖ_ｆｃと目標出力電圧Ｖ_ｏｕｔ ^＊との差分が負、つまり降圧動作を行わなければならない時には、変調波Ｄｕｔｙ_ｖは負で、スイッチング素子Ｑ_２が動作し、スイッチング素子Ｑ_１は常時ＯＦＦである。

図３（Ａ）は昇圧動作時、図３（Ｂ）は降圧動作時、それぞれの、燃料電池電圧Ｖ_ｆｃ、目標出力電圧Ｖ_ｏｕｔ ^＊、変調波Ｄｕｔｙ_ｖ、差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖ、目標差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖ ^＊、検出出力電圧Ｖ_ｏｕｔ、及び２次電池２のバッテリ電流Ｉ_ｓｂの関係を示す図である。ここで、Ｖ_ｃｏｎｖ ^＊は、Ｖ_ｃｏｎｖ ^＊＝Ｖ_ｏｕｔ ^＊−Ｖ_ｆｃである。図３（Ａ）に示すように、昇圧動作時は、変調波Ｄｕｔｙ_ｖは正となり、直列コンバータ１０の制御により差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖは正となる。このとき、２次電池２は、パルス放電を繰り返す。また、図３（Ｂ）に示すように、降圧動作時は、変調波Ｄｕｔｙ_ｖは負となり、直列コンバータ１０の制御により差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖは負となる。このとき、２次電池２は、パルス充電を繰り返す。これにより、出力電圧Ｖ_ｏｕｔをほぼ７．２［Ｖ］に一定制御ができる。なお、差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖが振動しているのは、ＰＩ制御により差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖの制御系が二次系になっているためである。

図２（Ｂ）は、燃料電池電圧Ｖ_ｆｃを４．５［Ｖ］から９．５［Ｖ］まで変化させたときの変換器効率の測定結果を示す図である。目標出力電圧Ｖ_ｏｕｔ ^＊は７．２［Ｖ］である。燃料電池電圧Ｖ_ｆｃが目標とする７．２［Ｖ］に近いほど高効率であることを確認できる。なお、差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖが大きい領域で効率が上昇するのは、直列コンバータ１０の出力電力が大きいほど、直列コンバータ１０単体の効率が高いためである。

以上のように、負荷Ｌｏａｄに供給する電圧（出力電圧Ｖ_ｏｕｔ）のうち、燃料電池電圧Ｖ_ｆｃと目標出力電圧Ｖ_ｏｕｔ ^＊との差分を直列コンバータ１０の出力電圧（差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖ）として発生させることで、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを一定にすることができる。即ち、差分電圧Ｖ_ｃｏｎｖの入力源を２次電池２とする直列コンバータ１０を制御することで、燃料電池１の電力供給の遅れをカバーすることができる。

また、直列コンバータ１０により発生する電圧は燃料電池電圧Ｖ_ｆｃと目標出力電圧Ｖ_ｏｕｔ ^＊との差分だけで良いので、単に電池の電圧を昇降圧して目標出力電圧を発生するＤＣ−ＤＣコンバータに比較して、コンバータ容量を小さくすることができる。従って、コンバータが小型・軽量となるので、該２電源システムを搭載する電子機器の小型化、軽量化に寄与できる。更に、コンバータ容量が小さいため、全体効率が良くなり、電池が長持ちすることとなる。

具体的には、例えば直列コンバータ１０により±３０％の電圧を補正するならば、コンバータ容量は１／３にでき、大きさはほぼ容量に比例するので、それも１／３となる。また、損失も比例するので、損失が１／３となる、つまり、損失が３０％あった場合には、電池の持ちが約３０％向上することになる。

次に、並列コンバータ２０の動作について説明する。
本実施形態に係る２電源システムでは、燃料電池１と負荷Ｌｏａｄを直列に接続しているため、負荷電流（出力電流Ｉ_ｏｕｔ）の変動はそのまま入力電流（燃料電池電流Ｉ_ｆｃ）の変動となる。その結果、燃料電池１の内部インピーダンスにより電圧変動が生じる。また、高周波リプル電流は燃料電池１の寿命にも悪影響を与える。このような負荷電流の変動は、例えば、本実施形態に係る２電源システムをデジタルカメラに適用したとすれば、シャッタ動作を行う際、ミラーのアップダウン動作を行う際、ストロボ充電時、等に発生するものである。

図１に示した制御回路３０においては、入力電流制御と並列コンバータ電流制御の２つのインナーループを有している。入力電流制御ループにはＬＰＦ３２を挿入し、負荷電力が急変しても、燃料電池１から供給する電流はゆるやかに変化させるようにしている。一方、並列コンバータ２０の電流指令値（目標並列コンバータ電流Ｉ_ｃｏｍｐ ^＊）は、出力電流指令値（目標出力側インダクタンス電流Ｉ_Ｌｏｕｔ ^＊）と入力電流指令値（目標燃料電池電流Ｉ_ｆｃ ^＊）の差とし、即ちハイパスフィルタの特性とし、過渡的な出力電圧変動を抑制するようにしている。以下に詳細を述べる。

並列コンバータ２０の動作は、上記目標並列コンバータ電流Ｉ_ｃｏｍｐ ^＊の変化が基準並列コンパレータ電流範囲Ｉ_{ｃｏｍｐ＿ｒｅｆ}を越えたことをウィンドウコンパレータ４１が検出することによって開始される。なお、負荷電力が変動した後に、安定したにもかかわらず、並列コンバータ２０を動作させ続けることは効率を悪化させる原因となるため、並列コンバータ２０の動作はタイマ回路４４によって終了させ、直列コンバータ１０による直列補償のみを行う。タイマの時間は、ＬＰＦ３２の時定数に従って設計する。

並列コンバータ２０は、昇圧時には、降圧チョッパ１２のスイッチング素子Ｑ_２が常時ＯＮとなっていることから、負荷Ｌｏａｄに対して並列に接続され、負荷Ｌｏａｄの電流変動を補償する。一方、降圧時には、昇圧チョッパ１１のスイッチング素子Ｑ_１が常時ＯＦＦとなっていることから、燃料電池１に並列に接続され、燃料電池電流Ｉ_ｆｃの変動を直接補償する。

図４Ａは昇圧動作時、図４Ｂは降圧動作時、それぞれの、出力電圧Ｖ_ｏｕｔ、燃料電池電圧Ｖ_ｆｃ、出力側インダクタンス電流Ｉ_Ｌｏｕｔ、燃料電池電流Ｉ_ｆｃ、バッテリ電流Ｉ_ｓｂ、並列コンバータ電流Ｉ_ｃｏｍｐ、目標並列コンバータ電流Ｉ_ｃｏｍｐ ^＊、及び出力電流Ｉ_ｏｕｔの関係を示す図である。なお、この例は、燃料電池電圧Ｖ_ｆｃが４．０［Ｖ］、２次電池電圧Ｖ_ｓｂが１０．０［Ｖ］、目標出力電圧Ｖ_ｏｕｔ ^＊が７．２［Ｖ］、キャリア生成回路３４からの三角波キャリア１００の周波数つまりスイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_３，Ｑ_４のスイッチング周波数が１００［ｋＨｚ］、ＡＣＲ３３，３９の積分時間が０．２［ｍｓ］、ＡＶＲ３１の積分時間が２［ｍｓ］、ＬＰＦ３２の時定数が２［ｍｓ］、入力側インダクタンスＬ_ｉｎ及び出力側インダクタンスＬ_ｏｕｔが１００［μＨ］、コンデンサＣ_１が１００［μＦ］、コンデンサＣ_２が２２０［μＦ］、タイマ回路４４のタイマが１０［ｍｓ］とした場合である。

図４Ａは、１０［ｍｓ］の時に出力電力を２５［Ｗ］から４０［Ｗ］に増加させたときであり、入力電流補償は２０［ｍｓ］で終了させている。なお、バッテリ電流Ｉ_ｓｂは実際にはＰＷＭ波形となるが、カットオフ周波数１０［ｋＨｚ］のローパスフィルタを介して測定した結果を示している。

１０［ｍｓ］までは、燃料電池電圧Ｖ_ｆｃが目標出力電圧Ｖ_ｏｕｔ ^＊よりも小さいため、駆動信号Ｓ_２が常時ＯＮとされ、駆動信号Ｓ_１により昇圧チョッパ１１のスイッチング素子Ｑ_１をスイッチングする。そして、１０［ｍｓ］の時に負荷電力変動が起きると、並列コンバータ２０の電流指令値（目標並列コンバータ電流Ｉ_ｃｏｍｐ ^＊）が０Ａから変化する。その変化をウィンドウコンパレータ４１によって検出する。即ち、目標並列コンバータ電流Ｉ_ｃｏｍｐ ^＊が基準並列コンパレータ電流範囲Ｉ_{ｃｏｍｐ＿ｒｅｆ}（この例では、±１Ａ）を超えた時に、ウィンドウコンパレータ４１の出力はＨｉｇｈ出力となり、並列コンバータ２０のスイッチング素子Ｑ_３，Ｑ_４をスイッチングする。タイマ回路４４によってタイマ（この例では１０［ｍｓ］）が終了する２０［ｍｓ］まで並列コンバータ２０が動作し続ける。

図４Ａより、本２電源システムでは、負荷電力が変動しても入力電流である燃料電池電流Ｉ_ｆｃをわずかな変動に抑えられ、ゆるやかに変化させられるのが確認できる。また、その間、並列コンバータ２０が動作し、２次電池２が電力を補償しているのが確認できる。燃料電池電流Ｉ_ｆｃを出力電流Ｉ_ｏｕｔと等しくなるまで制御した後、並列コンバータ２０の動作を終了させているが、燃料電池電流Ｉ_ｆｃ、出力電圧Ｖ_ｏｕｔに大きな変動は見られない。これは、負荷電力変動が起きても、再び直列コンバータ１０による直列補償が安定に動作できることを示している。

図４Ｂは、１０［ｍｓ］の時に出力電力を２５［Ｗ］から１０［Ｗ］に減少させたときであり、入力電流補償は２０［ｍｓ］で終了させている。なお、バッテリ電流Ｉ_ｓｂは実際にはＰＷＭ波形となるが、カットオフ周波数１０［ｋＨｚ］のローパスフィルタを介して測定した結果を示している。

１０［ｍｓ］までは、燃料電池電圧Ｖ_ｆｃが目標出力電圧Ｖ_ｏｕｔ ^＊よりも大きいため、駆動信号Ｓ_１が常時ＯＦＦとされ、駆動信号Ｓ_２により降圧チョッパ１２のスイッチング素子Ｑ_２をスイッチングする。そして、１０［ｍｓ］の時に負荷電力変動が起きると、並列コンバータ２０の電流指令値（目標並列コンバータ電流Ｉ_ｃｏｍｐ ^＊）が０Ａから変化する。その変化をウィンドウコンパレータ４１によって検出する。即ち、目標並列コンバータ電流Ｉ_ｃｏｍｐ ^＊が基準並列コンパレータ電流範囲Ｉ_{ｃｏｍｐ＿ｒｅｆ}（この例では、±１Ａ）を超えた時に、ウィンドウコンパレータ４１の出力はＨｉｇｈ出力となり、並列コンバータ２０のスイッチング素子Ｑ_３，Ｑ_４をスイッチングする。タイマ回路４４によってタイマ（この例では１０［ｍｓ］）が終了する２０［ｍｓ］まで並列コンバータ２０が動作し続ける。

同図より、本２電源システムでは、上記昇圧動作時と同様に、負荷電力が変動しても入力電流である燃料電池電流Ｉ_ｆｃをわずかな変動に抑えられ、ゆるやかに変化させられるのが確認できる。また、その間、並列コンバータ２０が動作し、２次電池２が電力を補償しているのが確認できる。燃料電池電流Ｉ_ｆｃを出力電流Ｉ_ｏｕｔと等しくなるまで制御した後、並列コンバータ２０の動作を終了させているが、燃料電池電流Ｉ_ｆｃ、出力電圧Ｖ_ｏｕｔに大きな変動は見られない。これは、負荷電力変動が起きても、再び直列コンバータ１０による直列補償が安定に動作できることを示している。このように、降圧動作時も、上記昇圧動作時と同様の良好な制御を確認できる。

以上のように、本第１実施形態に係る２電源システムでは、定常時は並列コンバータ２０を停止して、直列コンバータ１０により高効率に昇降圧することで、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを一定にすることができる。

そして、負荷電力変動時には、直列コンバータ１０に加えて並列コンバータ２０も動作させて、直列コンバータ１０で電圧制御を行い、並列コンバータ２０で電流制御を行う。並列コンバータ２０により電流補償をすることで、燃料電池１の電流（燃料電池電流Ｉ_ｆｃ）を急変させないように制御することにより、負荷電力が変動した場合にも、燃料電池電流Ｉ_ｆｃを一定に保つことができる。

従って、結果として、負荷電力の変動のない定常時にも、また負荷電力が変動した場合にも、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを一定にすることができる。

［第２実施形態］
上記第１実施形態では、直列コンバータ１０の昇圧チョッパ１１を入力側インダクタンスＬ_ｉｎと、スイッチング素子（パワーＭＯＳ−ＦＥＴ）Ｑ_１と、フリーホイールダイオードＤ_１とから構成し、降圧チョッパ１２を、出力側インダクタンスＬ_ｏｕｔと、スイッチング素子（パワーＭＯＳ−ＦＥＴ）Ｑ_２と、フリーホイールダイオードＤ_２とから構成していた。

本第２実施形態は、それらフリーホイールダイオードＤ_１，Ｄ_２をスイッチング素子（パワーＭＯＳ−ＦＥＴ）に変更したものである。

この場合、昇圧チョッパ１１の２つのスイッチング素子が相補的に動作するよう、駆動信号Ｓ_１とその反転駆動信号によりスイッチングさせ、同様に、降圧チョッパ１２の２つのスイッチング素子は相補的に動作するよう、駆動信号Ｓ_２とその反転駆動信号によりスイッチングさせる、所謂同期整流を行う。

また、一般に、パワーＭＯＳ−ＦＥＴのＯＦＦ時間はＯＮ時間に比べて長い。よって、同時にＯＮすると短絡する位置にあるパワーＭＯＳ−ＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦが切り替わるタイミングでＯＦＦ時間に合わせてＯＮのタイミングを遅らせるデッドタイム回路を設けることが好ましい。遅らせる時間は、パワーＭＯＳ−ＦＥＴの入力静電容量やスイッチング特性で決定する。

このような本第２実施形態によれば、フリーホイールダイオードをパワーＭＯＳ−ＦＥＴに変更して同期整流することによって、フリーホイールダイオードで生じていた損失を低減し、高効率化が達成できる。

［第３実施形態］
上記第１実施形態では、制御回路３０をハードウェアで構成していたが、ＤＳＰで置き換え、ＤＳＰ内部のソフトウェアによって、上述したような機能を実施するようにしても良い。

このような本第３実施形態によれば、すべてをハードウェアで構成するものに比べて、回路の量を減らすことができ、更なる小形化・軽量化が図れる。

また、フィルタリング等の信号処理を追加できる。

［第４実施形態］
上記第１実施形態では、２次電池２は、昇圧動作時にはパルス放電し、降圧動作時にはパルス充電する。

そこで、本第４実施形態においては、図５に示すように、上記２次電池２の過充電及び過放電を防ぐ過充電保護回路５０及び過放電保護回路６０を更に設ける。

即ち、過充電保護回路５０は、コンデンサＣ_１のプラス側と直列コンバータ１０との結節点と２次電池２との間に設けられたリレー又はＦＥＴスイッチ５１と、２次電池２の電圧が４．２［Ｖ］を越えるＬｏｗ出力となり且つ該４．２［Ｖ］ではなくて３．７［Ｖ］より下がらないと該Ｌｏｗ出力から元のＨｉｇｈ出力へは復帰しないヒステリシス付きコンパレータ５２と、該コンパレータ５２の出力がＬｏｗのときＯＦＦし且つそれがＨｉｇｈのときＯＮするように上記リレー又はＦＥＴスイッチ５１を駆動制御するドライバ５３とからなる。

従って、このような過充電保護回路５０によれば、２次電池２の電圧が４．２［Ｖ］を越えると充電を中止し、２次電池２の電圧が３．７［Ｖ］より低くなったら充電を再開するように制御することができる。

また、過放電保護回路６０は、上記降圧チョッパ１２の出力端と負荷Ｌｏａｄとの間に設けられたリレー又はＦＥＴスイッチ６１と、２次電池２の電圧が２．７［Ｖ］より下がるとＬｏｗ出力となり且つ該２．７［Ｖ］ではなくて３．２［Ｖ］を越えないと該Ｌｏｗ出力から元のＨｉｇｈ出力へは復帰しないヒステリシス付きコンパレータ６２と、該コンパレータ６２の出力がＬｏｗのときＯＦＦし且つそれがＨｉｇｈのときＯＮするように上記リレー又はＦＥＴスイッチ６１を駆動制御するドライバ６３とからなる。

従って、このような過放電保護回路６０によれば、２次電池２の電圧が２．７［Ｖ］より低くなったら、該２電源システムの出力電圧Ｖ_ｏｕｔの負荷Ｌｏａｄへの供給を禁止して、２次電池２の電圧が更に低下するのを防止し、２次電池２の電圧が３．２［Ｖ］以上になったならば、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを負荷Ｌｏａｄに供給するように制御することができる。なおこの場合、２次電池２の容量低下による停止であることをＬＥＤ発光等の何らかの報知手段により使用者に知らせるよう構成することが好ましい。

以上実施形態に基づいて本発明を説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形や応用が可能なことは勿論である。

例えば、制御回路３０は図１に示した構成に限定するものではない。

（付記）
前記の具体的実施形態から、以下のような構成の発明を抽出することができる。

（１） 燃料電池と充電可能な２次電池とを併用する２電源システムにおいて、
上記２次電池を用いて、上記燃料電池の電圧と必要とする目標出力電圧との差分電圧を、上記燃料電池の電圧に付加して、該２電源システムの出力電圧を得る差分電圧付加手段と、
上記２次電池に並列に設けられ、上記燃料電池の電流の変動を補償する電流補償手段と、
上記２電源システムの出力電圧を検出し、上記出力電圧が上記目標出力電圧となるように上記差分電圧付加手段を制御すると共に、負荷電力の増減に応じて上記燃料電池の電流の変動を補償するように上記電流補償手段を制御する制御手段と、
を具備することを特徴とする２電源システム。

（対応する実施形態）
この（１）に記載の２電源システムに関する実施形態は、第１乃至第４実施形態が対応する。それらの実施形態において、燃料電池１が上記燃料電池に、２次電池２が上記２次電池に、目標出力電圧Ｖ_ｏｕｔ ^＊が上記目標出力電圧に、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが上記２電源システムの出力電圧に、直列コンバータ１０が上記差分電圧付加手段に、並列コンバータ２０が上記電流補償手段に、制御回路３０が上記制御手段に、それぞれ対応する。

（作用効果）
この（１）に記載の２電源システムによれば、出力電圧のうち、燃料電池と目標出力電圧との差分電圧を差分電圧付加手段によって付加することで、出力電圧を一定にすることができる。そして、差分電圧付加手段では燃料電池の電圧と目標出力電圧との差分だけ発生すれば良いので、単に電池の電圧を昇降圧して目標出力電圧を発生する構成よりも小型・軽量となり、全体効率が良くなり、電池が長持ちすることとなる。
更に、負荷電力の変動時には、差分電圧付加手段に加えて電流補償手段も動作させて、差分電圧付加手段で電圧制御を行い、電流補償手段で電流制御を行う。電流補償手段により電流補償をすることで、燃料電池の電流を急変させないように制御することにより、負荷電力が変動した場合にも、燃料電池電流を一定に保つことができ、結果として、負荷電力が変動した場合にも、出力電圧を一定にすることができる。

（２） 上記制御手段は、
上記出力電圧が上記目標出力電圧より低いときには正の差分電圧を、上記出力電圧が上記目標出力電圧より高いときには負の差分電圧を、上記差分電圧付加手段が付加するように制御し、
上記電流補償手段を、上記差分電圧付加手段が上記正の差分電圧を付加する際には、負荷の電流変動を補償することで上記燃料電池の電流を補償し、上記差分電圧付加手段が上記負の差分電圧を付加する際には、上記燃料電池の電流の変動を直接補償するように制御することを特徴とする（１）に記載の２電源システム。

（対応する実施形態）
この（２）に記載の２電源システムに関する実施形態は、第１乃至第４実施形態が対応する。

（作用効果）
この（２）に記載の電子機器によれば、出力電圧の変動方向に応じて差分電圧を付加して、出力電圧を一定にすることができる。
また、電流補償手段は、差分電圧付加手段が正の差分電圧を付加する際にも、また、負の差分電圧を付加する際にも、燃料電池の電流を補償することができる。

（３） 上記制御手段は、上記負荷電力が増加したときには上記２次電池の電流を増加又は充電から放電に切り替え、上記負荷電力が減少したときには上記２次電池の電流を減少又は放電から充電に切り替えるように、上記電流補償手段を制御することを特徴とする（２）に記載の２電源システム。

（対応する実施形態）
この（３）に記載の２電源システムに関する実施形態は、第１乃至第４実施形態が対応する。

（作用効果）
この（３）に記載の電子機器によれば、負荷電力が増加しても、また、負荷電力が減少しても、燃料電池の電流を補償することができる。

（４） 上記電流補償手段は、２つのスイッチング素子の直列接続によって構成され、該直列接続の両端が上記２次電池の両端に接続される共に、上記２つのスイッチング素子の接続点が上記燃料電池と上記負荷との接続点に接続され、
上記制御手段は、上記電流補償手段を流れる電流の、その目標値に対する偏差に応じて、上記２つのスイッチング素子を相補的にスイッチング駆動する、
ことを特徴とする（３）に記載の２電源システム。

（対応する実施形態）
この（４）に記載の２電源システムに関する実施形態は、第１乃至第４実施形態が対応する。それらの実施形態において、スイッチング素子（パワーＭＯＳ−ＦＥＴ）Ｑ_３，Ｑ_４が上記２つのスイッチング素子に対応する。

（作用効果）
この（４）に記載の電子機器によれば、目標値との偏差に応じたＰＷＭ制御を行うことで、電力変動の大きさに応じた補償が行える。

（５） 上記制御手段は、上記燃料電池の電圧と必要とする目標出力電圧との差分電圧に基づいて上記電流補償手段を流れる電流の目標値を設定し、該目標値が所定の範囲を超えたとき、上記負荷電力の増減があったとして、上記スイッチング駆動を行うことを特徴とする（４）に記載の２電源システム。

（対応する実施形態）
この（５）に記載の２電源システムに関する実施形態は、第１乃至第４実施形態が対応する。

（作用効果）
この（５）に記載の電子機器によれば、負荷電力の変動を確実に検出でき、また、所定の範囲を設定することで、電流補償手段の動作点を設定できる。

図１は、本発明の第１実施形態に係る２電源システムの構成を示す図である。 図２（Ａ）は、変調波と三角波キャリアとスイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２の状態との関係を示す図であり、図２（Ｂ）は、燃料電池の電圧を４．５［Ｖ］から９．５［Ｖ］まで変化させたときの変換器効率の測定結果を示す図である。 図３（Ａ）は、昇圧動作時の燃料電池の電圧、目標出力電圧、変調波、差分電圧、目標差分電圧、検出出力電圧、及び２次電池のバッテリ電流の関係を示す図であり、図３（Ｂ）は、降圧動作時の燃料電池の電圧、目標出力電圧、変調波、差分電圧、目標差分電圧、検出出力電圧、及び２次電池のバッテリ電流の関係を示す図である。 図４Ａは、昇圧動作時の出力電圧、燃料電池電圧、出力側インダクタンス電流、燃料電池電流、バッテリ電流、並列コンバータ電流、目標並列コンバータ電流、及び出力電流の関係を示す図である。 図４Ｂは、降圧動作時の出力電圧、燃料電池電圧、出力側インダクタンス電流、燃料電池電流、バッテリ電流、並列コンバータ電流、目標並列コンバータ電流、及び出力電流の関係を示す図である。 図５は、本発明の第４実施形態に係る２電源システムにおける２次電池の過充電保護回路及び過放電保護回路の構成例を示す図である。

符号の説明

１…燃料電池、 ２…２次電池、 １０…直列コンバータ、 １１…昇圧チョッパ、 １２…降圧チョッパ、 ２０…並列コンバータ、 ３０…制御回路、 ３１…自動電圧調整器（ＡＶＲ）、 ３２…ＬＰＦ、 ３３，３９…自動電流調整器（ＡＣＲ）、 ３４…キャリア生成回路、 ３５，４０…比較回路、 ３６…昇降圧検出回路、 ３７，３８，４２，４３…ゲート回路、 ４１…ウィンドウコンパレータ、 ４４…タイマ回路、 ５０…過充電保護回路、 ５１，６１…リレー又はＦＥＴスイッチ、 ５２，６２…ヒステリシス付きコンパレータ、 ５３，６３…ドライバ、 ６０…過放電保護回路、 １００…三角波キャリア、 Ｃ_１，Ｃ_２…コンデンサ、 Ｄ_１，Ｄ_２…フリーホイールダイオード、 Ｌ_ｉｎ…入力側インダクタンス、 Ｌ_ｏｕｔ…出力側インダクタンス、 Ｌｏａｄ…負荷、 Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_３，Ｑ_４…スイッチング素子、 Ｄｕｔｙ_ｖ，Ｄｕｔｙ_ｉ…変調波、 Ｉ_ｃｏｍｐ…並列コンバータ電流、 Ｉ_ｃｏｍｐ ^＊…目標並列コンバータ電流、 Ｉ_{ｃｏｍｐ＿ｒｅｆ}…基準並列コンパレータ電流範囲、 Ｉ_ｆｃ…燃料電池電流、 Ｉ_ｆｃ ^＊…目標燃料電池電流、 Ｉ_Ｌｏｕｔ…出力側インダクタンス電流、 Ｉ_Ｌｏｕｔ ^＊…目標出力側インダクタンス電流、 Ｉ_ｏｕｔ…出力電流、 Ｉ_ｓｂ…バッテリ電流、 Ｖ_ｃｏｎｖ…差分電圧、 Ｖ_ｃｏｎｖ ^＊…目標差分電圧、 Ｖ_ｆｃ…燃料電池電圧、 Ｖ_ｏｕｔ…出力電圧、 Ｖ_ｏｕｔ ^＊…目標出力電圧、 Ｖ_ｓｂ…２次電池電圧。

Claims (5)

1. 燃料電池と充電可能な２次電池とを併用する２電源システムにおいて、
   上記２次電池を用いて、上記燃料電池の電圧と必要とする目標出力電圧との差分電圧を、上記燃料電池の電圧に付加して、該２電源システムの出力電圧を得る差分電圧付加手段と、
   上記２次電池に並列に設けられ、上記燃料電池の電流の変動を補償する電流補償手段と、
   上記２電源システムの出力電圧を検出し、上記出力電圧が上記目標出力電圧となるように上記差分電圧付加手段を制御すると共に、負荷電力の増減に応じて上記燃料電池の電流の変動を補償するように上記電流補償手段を制御する制御手段と、
   を具備することを特徴とする２電源システム。
2. 上記制御手段は、
   上記出力電圧が上記目標出力電圧より低いときには正の差分電圧を、上記出力電圧が上記目標出力電圧より高いときには負の差分電圧を、上記差分電圧付加手段が付加するように制御し、
   上記電流補償手段を、上記差分電圧付加手段が上記正の差分電圧を付加する際には、負荷の電流変動を補償することで上記燃料電池の電流を補償し、上記差分電圧付加手段が上記負の差分電圧を付加する際には、上記燃料電池の電流の変動を直接補償するように制御することを特徴とする請求項１に記載の２電源システム。
3. 上記制御手段は、上記負荷電力が増加したときには上記２次電池の電流を増加又は充電から放電に切り替え、上記負荷電力が減少したときには上記２次電池の電流を減少又は放電から充電に切り替えるように、上記電流補償手段を制御することを特徴とする請求項２に記載の２電源システム。
4. 上記電流補償手段は、２つのスイッチング素子の直列接続によって構成され、該直列接続の両端が上記２次電池の両端に接続される共に、上記２つのスイッチング素子の接続点が上記燃料電池と上記負荷との接続点に接続され、
   上記制御手段は、上記電流補償手段を流れる電流の、その目標値に対する偏差に応じて、上記２つのスイッチング素子を相補的にスイッチング駆動する、
   ことを特徴とする請求項３に記載の２電源システム。
5. 上記制御手段は、上記燃料電池の電圧と必要とする目標出力電圧との差分電圧に基づいて上記電流補償手段を流れる電流の目標値を設定し、該目標値が所定の範囲を超えたとき、上記負荷電力の増減があったとして、上記スイッチング駆動を行うことを特徴とする請求項４に記載の２電源システム。

Images