JP2010008340A - コイル用電流センサ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 コイルで検知した誘導電圧信号を積分して電流の瞬時値を求める際に、積分回路の入力信号にオフセット成分が含まれていても、積分値を所定のレンジに抑制し、また、オフセット成分に起因する計測誤差が小さな電流の計測方法等を提供する。
【解決手段】上述した課題は、所定値ずつ異なる初期値をもつ複数の積分手段により誘導電圧信号を積分し、所定時間毎に大きな初期値の積分手段から順に切り換えて出力を行うことにより、オフセット成分を被計測信号のＮ倍の周期をもつ周期的な波形に変換する電流センサ回路およびこれを用いた電力量計等の計測器により解決することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電流センサ回路およびこれを用いた電流計、電力計および電力量計、ならびにこれらの計測方法に関し、特にコイルを用いて交流信号の誘導電圧を測定する電流センサ回路等に関する。

非接触で回路に流れる交流信号の電流を測定する方法として、被計測信号の周囲に発生する磁束の時間的変化をコイルにより誘導起電力に変換して、この誘導電圧の大きさを測定する方法がある。この測定方法の場合、コイルは磁束の変化分(差分)を検出し出力するため、誘導電圧波形は実際の電流波形に対し９０度進んだ微分波形となる。そのため、実際の信号位相として扱う場合は９０度分遅らせた波形として処理することが必要となる。しかし、一般的に電流波形は負荷によって様々な周波数成分を含んでいるため、誘導電圧波形を一定時間遅延しても被計測信号の電流波形とはならない。そこで、コイルの後段に積分器を設けて各周波数成分を一様に９０度遅延することにより、被計測信号の電流波形を求めることになる。

ところで、一般にコイルで得られる誘導電圧は非常に小さいため、検出された誘導電圧信号を信号処理に適した振幅まで増幅する必要がある。また、測定値をデジタル信号処理するためには、Ａ／Ｄ変換を行う必要がある。このような信号処理を行うと、その過程でオフセット成分が発生する。このため、積分器に入力される誘導電圧信号には、被計測信号の誘導電圧成分に加えてオフセット成分が含まれることになる。

図３に、（ａ）被測定信号、（ｂ）積分器へ入力される誘導電圧信号、および（ｃ）積分器の出力信号の一例を示す。なお、本願では、図３をはじめとする波形図を、説明の都合上、被計測信号に対応する成分（３０ｂ、３０ｃ等）と、コイルと積分器との間の回路で発生したオフセット成分（３１ｂ、３１ｃ等）とを分けて表示する。被計測信号に対応する成分は計測の対象となる成分であり、オフセット成分は計測誤差となる成分である。しかし、実際の信号波形は、被計測信号に対応する成分とオフセット成分を重畳した波形であり、重畳波形から両者を分離することは容易ではない。

被計測信号が図３（ａ）のような正弦波３０ａであった場合、コイルで検知され増幅等を経て積分器に入力する誘導電圧信号は、図３（ｂ）に示すような波形となる。つまり、被計測信号３０ａの微分波形である余弦波の誘導電圧成分３０ｂと、オフセット成分３１ｂの合成波形となる。オフセット成分３１ｂの大きさをＡとおく。

図３（ｂ）の誘導電圧信号を積分器で積分すると図３（ｃ）のような信号が得られる。誘導電圧成分３０ｂが積分された波形３０ｃは、被計測信号３０ａと同じ正弦波となる。また、オフセット成分３１ｂは、時間（ｔ）に比例して増加する波形３１ｃとなる。さらに、積分定数成分３２が新たに加わる。積分定数成分３２の大きさをＣとおく。

ここで、オフセット成分Ａと積分定数成分Ｃによって計測値に生じる誤差について考える。例えば、交流の電力計では電流と電圧を乗算して電力を算出するが、被計測信号の電流が上述したようにＩsinωｔ＋Ａｔ＋Ｃ で与えられ、電圧信号がＶsinωｔで与えられたとすると、交流電力算出の定義である対象信号の一周期間の平均値Ｗは、以下の式にように表すことができる。

上式の第２項（ＶＩｔ／２）が電力を表す項であり、他の項は誤差項となる。誤差項のうち、第１項と第４項を積分した値は０となる。しかし、第３項（ＶＡｔcosωｔ）は積分しても０とならないため、誤差として残ることになる。そして、その大きさは、オフセット成分の大きさＡに比例して大きくなる。

他の計測の例として、交流の電流の実効値を計測する場合には、信号の電流の瞬時値を二乗した値の1周期間の平均値に対し、平方根を取る（二乗平均平方根）。この場合は、電流Ｉsinωｔ＋Ａｔ＋Ｃを二乗するため、当然のことながらＡｔとＣの二乗項とＡｔを含む項が誤差項となって現れる。このうち、積分定数成分Ｃは積分器の積分開始点を制御することによって０にすることが可能であるが、Ａｔを含む項は０にすることができない。

このように誘電電圧信号に含まれるオフセット成分は、計測結果の誤差の大きさを決定する要因となる。加えて、前述のように、オフセット成分の積分波形３１ｃは、時間（ｔ）に比例して増加するため、積分器やその後の信号処理系においてオーバーフローを引き起こす要因となる。このため、オペアンプ等を使用したハイパスフィルタやデジタルハイパスフィルタを積分器の前段に設けたり、特許文献１に記載されているようなオフセットの補正装置により、オフセットを減衰させる方法がある。

特開２０００−２３６２５３号公報

図６にアナログ回路にてハイパスフィルタと積分器を構成したバンドパスフィルタを示す。商用周波数の５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚを計測する場合は、オフセットであるＤＣ成分は遮断域にするが、商用周波数帯域は通過域（積分域）にすることが必要になるため、オペアンプを用いた高精度のハイパスフィルタと積分器とでフィルタを実現することになる。しかし、アナログ回路を構成する部品は経年的影響、使用環境等の影響を受けるため、定常的に小さなオフセットを維持するためには、大規模な校正回路や回路の調整や部品選別などの管理が必要となる。しかし、アナログ回路はデジタル回路ほど集積度があがらないため計測装置が大型化することに加え、管理にも限界がある。

別の方法として、コイルの出力をＡ／Ｄ変換しデジタル的に積分する方法が考えられる。この方法においてもＡ／Ｄ変換する際にオフセットが発生するため、積分前にデジタルハイパスフィルタを用いてオフセット成分を減衰させることが必要となる。積分器に関してはデジタル的に行うため個体差は発生せず調整、部品選別は不要となる。しかし、オフセットを小さくするためには、デジタルフィルタ性能を向上させることが必要となり、回路規模が大きくなる。また、デジタルフィルタは一定時間のデータをもとにフィルタリグ処理を行うため、所定時間のデータを格納しておくメモリが必要となり、サンプル数が増えることにより回路も大規模化する。

このように、オフセット成分を小さくするためには、回路規模の大型化や、これに伴うコストアップが避けられない。また、どんなに精密な補正回路や計測器の管理を行ったとしても、定常的にオフセットを完全に０にすることはできないため、積分器から出力される値が大きくなってもオーバーフローが起きないように、積分器以降の信号処理回路は十分な余裕をもったレンジ設定を行う必要となってしまうという問題があった。このため、積分器に入力する誘導電圧信号にオフセット成分があったとしても、積分器からの出力信号のレンジを所定範囲に抑えることができ、また、オフセット成分に起因する計測誤差が小さな電流測定方法およびこれを用いた回路や計測装置が求められていた。

上述した課題は、被計測信号の電流の変化量に応じた誘導電圧信号を発生するコイルと、被計測信号の１周期に亘って前記誘導電圧信号を積分した値の１／Ｎ（Ｎは２以上の自然数）ずつ異なる値をそれぞれの初期値とし、被計測信号の１周期に亘って前記誘導電圧信号を積分するＮ個の積分手段と、前記積分手段の出力を、初期値が大きな積分手段から順に、被計測信号の周期の１／Ｎ毎に、択一的に選択して出力する出力選択手段と、を備えた被計測信号の電流センサ回路により、解決することができる。

すなわち、所定値ずつ異なる初期値をもつ複数の積分手段により誘導電圧信号を積分し、所定時間毎に大きな初期値の積分手段から順に切り換えて出力を行うことにより、図４（ｅ）のように、オフセット成分を被計測信号のＮ倍の周期をもつ周期的な波形４１ｅに変換することができる。これにより、積分手段からの出力信号のレンジを所定範囲に抑えることができる。

同様の理由から、被計測信号の電流の変化量に応じた誘導電圧信号を生成する誘導電圧測定ステップと、被計測信号の１周期に亘って前記誘導電圧信号を積分してオフセットを求めるオフセット計測ステップと、積分開始時点から現時点までの前記誘導電圧信号の積分値と所定値との合計値を出力する積分ステップであって、前記所定値は、前記積分開始時点で０あり、かつ、被計測信号の周期の１／Ｎ（Ｎは２以上の自然数）毎に、前記オフセットの１／Ｎずつ減少する値である、前記積分ステップと、を含む被計測信号の電流の瞬時値の計測方法によっても、上述した課題を解決することができる。

このとき、前記誘導電圧信号をΔΣ変調器によりデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段をさらに備え、かつ、前記積分手段がアップダウンカウンタにより構成されていることが望ましい。１ビットのビットストリーム出力であるΔΣ変調器を用いた場合の積分手段には、アップダウンカウンタを用いることが可能となり、非常にシンプルな構成が可能となる。すなわち、１６ビットの逐次比較型Ａ／Ｄ変換器で、１周期のポイント数を２^Ｌサンプルに設定した場合には、一般的なデジタル積分器では、１６＋Ｌ桁を要し、更にその桁数分の加算器が必要になるのに対し、ΔΣ変調を用いて２^８倍でオーバサンプリングしてＡ／Ｄ変換した場合には、８＋Ｌ桁のアップダウンカウンタで構成でき、加算器も不要となる。

また、この電流センサ回路を用いて電力計や電力量計を構成することにより、回路規模をそれほど大きくすることなく、オフセット成分に起因する計測誤差が小さな計測器を提供することができる。

この理由を、電力を算出する場合を例にとって説明する。交流電力の算出は対象となる信号１周期間の電流と電圧の乗算結果の平均値、すなわち乗算後に得られるＤＣ成分に相当する。被計測信号の電流がＩsinωｔ＋Ａｔ＋Ｃ で与えられ、電圧信号がＶsinωｔで与えられるとき、積分結果にＤＣが発生する場合は、（１）式左辺のＩsinωｔとＶsinωｔの乗算のように同じ周波数同士の乗算項と、（３）式のＡｔのように時間的変化する項と周期関数の乗算項のみであり、（１）式右辺第３項のようなＤＣ成分と周期関数の乗算項や（２）式のような異なった周波数をもつ周期関数の乗算項の積分値は０となる。従って、時間的に変化するオフセット成分Ａｔを、電流センサ回路で強制的に周期性を持つ交流に変換することによって、オフセット成分に起因する計測誤差を小さくすることができるのである。

また、上述した課題は、前述した電流センサ回路と、前記電流センサ回路の出力信号のうち、被計測信号のＮ倍の高周波成分を減衰させるローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力信号を二乗平均平方根演算する演算手段を備えた実効値電流計によっても解決することができる。すなわち、オフセット成分が被計測信号のＮ倍の高調波に変換されるため、簡単なローパスフィルタでも十分にオフセット成分を減衰させることができる。減衰されたフィルタ出力から電流の実効値を求めることにより、オフセット成分に起因する計測誤差が小さな実効値電流計を提供することができる。

同様の理由により、上述した電流測定方法で、被計測信号の電流の瞬時値を測定するステップと、前記電流の瞬時値のうち、被計測信号のＮ倍の高周波成分をフィルタリングするステップと、前記フィルタリングした電流の瞬時値を二乗平均平方根演算して電流の実効値を求めるステップと、を含む電流の実効値の計測方法によっても、上記課題を解決することができる。

また、上述した課題は、被計測信号の電流の変化量に応じた誘導電圧信号を発生するコイルと、被計測信号の１周期に亘って前記誘導電圧信号を積分した値の１／Ｎ（Ｎは２以上の自然数）ずつ異なる値をそれぞれの初期値とし、被計測信号の１周期に亘って前記誘導電圧信号を積分するＮ個の第１の積分手段と、前記第１の積分手段の出力信号を、初期値が大きな積分手段から順に、被計測信号の周期の１／Ｎ毎に、択一的に選択して出力する第１の出力選択手段と、被計測信号の１周期に亘って前記誘導電圧信号を積分した値の１／Ｍ（Ｍは２以上の自然数、かつ、Ｍ≠Ｎ）ずつ異なる値をそれぞれの初期値とし、被計測信号の１周期に亘って前記誘導電圧信号を積分するＭ個の第２の積分手段と、前記第２の積分手段の出力信号を、初期値が大きな積分手段から順に、被計測信号の周期の１／Ｍ毎に、択一的に選択して出力する第２の出力選択手段と、前記第１および第２の出力選択手段のそれぞれから出力された信号を積和演算する演算手段と、を備えた実効値電流計によっても解決することができる。

電流の実効値は、電流の瞬時値を二乗平均平方根演算することにより求めることができるが、二乗演算を行う際に同じ計測値を二乗するのではなく、オフセット成分を異なる周波数の周期信号に変換した計測値を乗ずることにより、オフセット成分による誤差をキャンセルすることができる。

すなわち、（４）式のように同じ周波数をもつオフセット成分を二乗すると、（４）式右辺第３項の成分が誤差として残存するが、（５）式のように異なる周波数をもつオフセット成分を乗算して積分すると、求めたい実効値（右辺第１項）以外の乗算項（右辺第２〜４項）の積分値は０となる。このため、原理的には、オフセット成分による誤差をキャンセルすることができる。

同様の理由により、被計測信号の電流の変化量に応じた誘導電圧信号を生成する誘導電圧測定ステップと、被計測信号の１周期に亘って前記誘導電圧信号を積分してオフセットを求めるオフセット計測ステップと、積分開始時点から現時点までの前記誘導電圧信号の積分値と第１の所定値とをあわせた第１の合計値を出力する第１の積分ステップであって、前記第１の所定値は、前記積分開始時点で０あり、かつ、被計測信号の周期の１／Ｎ（Ｎは２以上の自然数）毎に、前記オフセットの１／Ｎずつ減少する値である、前記第１の積分ステップと、積分開始時点から現時点までの前記誘導電圧信号の積分値と第２の所定値とをあわせた第２の合計値を出力する第２の積分ステップであって、前記第２の所定値は、前記積分開始時点で０あり、かつ、被計測信号の周期の１／Ｍ（Ｍは２以上の自然数、かつ、Ｍ≠Ｎ）毎に、前記オフセットの１／Ｍずつ減少する値である、前記第２の積分ステップと、前記第１および第２の合計値を積和する積和ステップと、を含む被計測信号の電流の実効値の計測方法によっても、上述した課題を解決することができる。

本発明により、積分手段に入力する誘導電圧信号にオフセット成分が存在しても、積分手段からの出力信号のレンジを所定範囲に抑えることができ、また、オフセット成分に起因する計測誤差が小さな電流測定方法およびこれを用いた回路や計測装置を提供することができる。また、積分手段の前段のハイパスフィルタが不要となり、回路の部品点数が減り、集積化が容易となり、部品管理が不要となる。

図１に本発明の一実施形態である電力量計３の概略構成図を示す。電力量計３は、被計測信号の電力Ｗを計測する電力計２と、計測された電力Ｗを所定期間に亘って積分をおこなって電力量Ｐを算出する積分回路１８を備えている。さらに、電力計２は、被計測信号の電流の瞬時値Ｉ_ｏを計測する電流センサ回路１と、被計測信号の電圧の瞬時値Ｖを測定する電圧センサ１６と、測定された電圧信号を信号処理に適した振幅まで電圧増幅するオペアンプ１１ｂと、増幅したアナログの電圧信号をΔΣ変調によりデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１２ｂと、電流Ｉ_ｏと電圧Ｖを積和演算して電力Ｗを算出する積和演算回路１７を備えている。電流センサ回路１と電力計２は、それぞれ単独でも計測器として使用することができる。

電流センサ回路１は、被計測信号の電流の変化量に応じた誘導電圧信号を発生するコイル１０と、誘導電圧信号を信号処理に適した振幅まで電圧増幅するオペアンプ１１ａと、増幅したアナログの誘導電圧信号をΔΣ変調によりデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器１２ａと、誘導電圧のデジタル信号を、被計測信号の１周期に亘って積分を行う４個の積分回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄと、積分回路の出力Ｉ_１、Ｉ_２、Ｉ_３、Ｉ_４を択一的に選択して出力するセレクタ１５と、積分回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄのカウンタの初期値を与える初期値設定回路１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄと、電力量計３内の各構成要素の動作を制御する制御回路１９を備えている。

制御回路１９は、電力量計３内の各構成要素の制御を行うために各構成要素と電気的に接続されているが、この接続を全て表示すると図１が煩雑になってしまうため、制御回路１９と各構成要素との接続の表示は省略してある。なお、制御回路１９は、被計測信号の周期Ｔやゼロクロス点を決定する機能も有する。

Ａ／Ｄ変換器１２ａ、１２ｂは、被計測信号の周期Ｔの時間内に、Ｌ回（Ｌ＞Ｎ）のサンプリングを行う。つまり、サンプリング周期はＴ／Ｌとなる。

積分回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄはアップダウンカウンタによって構成されており、制御回路１９から積分開始の指令に応じて、初期値設定回路１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄの値をカウンタの初期値として積分を開始する。すなわち、初期値設定回路１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄの値をカウンタに設定した後、Ａ／Ｄ変換器１２ａから出力される１ビットのビットストリームの各ビットの値（１または０）に応じて、カウンタ値をカウントアップまたはカウントダウンする。積分回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄのカウンタの値Ｉ_１、Ｉ_２、Ｉ_３、Ｉ_４はセレクタ１５に出力される。

初期値設定回路１４ａは常に０を出力する回路である。初期値設定回路１４ｂ、１４ｃ、１４ｄは、制御回路１９からの指令に応じて、周期Ｔに亘って誘導電圧信号を積分した値（オフセットＩ_ｏｆｆ）を入力し、それぞれ−１／４倍、−１／２倍、−３／４倍した値を出力する回路である。

次に、電力量計３の動作について、説明を行う。電力量の測定は、計測に必要なパラメータを取得する予備計測段階と、被計測信号の計測を行う本計測段階にわかれる。
予備計測段階では、まず、制御回路１９が、被計測信号の周期Ｔとゼロクロス点を決定する。ゼロクロス点とは、被計測信号の電圧の瞬時値が０となるタイミングである。被計測信号は周期的な信号であるため、いったんゼロクロス点が把握できれば、以降のゼロクロス点は周期から簡単に把握することができる。

電力量計３では、電圧センサ１６により、被計測信号の電圧を、被計測信号よりも十分長い時間に亘ってサンプリングし、サンプリングされた電圧の極性が変わるタイミングからゼロクロス点を求め、次に、任意のゼロクロス点が２回現れるまでの時間から周期Ｔを求める。なお、周期Ｔとゼロクロス点の測定方法は、種々の周知技術が存在するため、装置構成にあわせて適宜変更可能である。また、予め被計測信号の周期Ｔが正確にわかっている場合には、計測器を操作するオペレータが数値入力することで、周期Ｔを決定してもよい。

次に、積分回路１３ａが、積分回路１３ａに入力される誘導電圧信号のオフセットＩ_ｏｆｆを測定する。すなわち、制御回路１９は、求めたゼロクロス点のタイミングで、積分回路１３ａのカウンタを初期値設定回路１４ａの出力値（すなわち０）に設定して、誘導電圧信号の積分を開始する。このように、ゼロクロス点を積分開始時点とすることにより、積分回路により発生する積分定数成分Ｃを０にすることができる。制御回路１９は、積分開始時点から被計測信号の１周期Ｔの時間が経過した時点で、初期値設定回路１４ｂ、１４ｃ、１４ｄに対して、積分回路１３ａのカウンタの値を取得するよう指示を行う。このときのカウンタの値が誘導電圧信号に含まれるオフセットＩ_ｏｆｆである。初期値設定回路１４ｂ、１４ｃ、１４ｄは、入力した値をそれぞれ−１／４倍、−１／２倍、−３／４倍した値を出力する。
以上で、予備計測段階が終了する。

本計測段階では、まず、積分回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄが誘導電圧信号を積分するとともに、これと同期してセレクタ１５の入力信号を切り換えることにより、被計測信号の電流の瞬時値Ｉ_Ｏを出力する。すなわち、制御回路１９は、ゼロクロス点のタイミングで、積分回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄに対して、カウンタを初期値設定回路１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄを初期値として積分を開始するよう指示する。この指示を受けて、積分回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄは、初期値設定回路１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄから読み込んでカウンタに設定してから、Ａ／Ｄ変換器１２ａから出力される１ビットのビットストリームの各ビットの値（１または０）に応じて、カウンタ値をカウントアップまたはカウントダウンする。

積分回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄの出力信号Ｉ₁、Ｉ_２、Ｉ_３、Ｉ_４の時間的な変化を図４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示す。図４の各図は、横軸が時間（ｔ）、縦軸が出力信号Ｉ₁、Ｉ_２、Ｉ_３、Ｉ_４、Ｉ_ｏの値である。出力信号Ｉ_２、Ｉ_３、Ｉ_４のオフセット成分は、出力信号Ｉ_１と比較すると、−Ｉ_ｏｆｆ／４の値ずつ平行移動したものとなっていることがわかる。そして、出力信号Ｉ₁、Ｉ_２、Ｉ_３、Ｉ_４は、積分開始時点からそれぞれ０、Ｔ／４、Ｔ／２、３Ｔ／４経過した時点で、ゼロ点をクロスする波形となっている。

制御回路１９は、積分回路の初期値設定と並行して、ゼロクロス点のタイミングで、セレクタ１５に対して、初期値の最も大きな積分回路、すなわち積分回路１３ａの出力信号を選択するよう指示する。その後、被計測信号の周期Ｔの１／４ごとに、初期値の大きな積分回路から順に、すなわち、積分回路１３ｂ、１３ｃ、１３ｄの順序でセレクタ１５の入力を切り換えるよう指示を行う。

セレクタ１５からの出力信号の時間的な変化を図４（ｅ）に示す。積分開始時点からＴ／４が経過するまでは（区間Ｉ）、セレクタ１５が積分回路１３ａの出力を選択するため、積分回路１３ａの出力信号Ｉ_１がセレクタ１５の出力Ｉ_ｏとなる。積分開始時後Ｔ／４からＴ／２までの区間（区間ＩＩ）では、セレクタ１５が積分回路１３ｂの出力を選択するため、積分回路１３ｂの出力信号Ｉ_２がセレクタ１５の出力Ｉ_ｏとなる。積分開始時後Ｔ／２から３Ｔ／４までの区間（区間ＩＩＩ）では、セレクタ１５が積分回路１３ｃの出力を選択するため、積分回路１３ｃの出力信号Ｉ_３がセレクタ１５の出力Ｉ_ｏとなる。積分開始時後３Ｔ／４からＴまでの区間（区間ＩＶ）では、セレクタ１５が積分回路１３ｄの出力を選択するため、積分回路１３ｄの出力信号Ｉ_４がセレクタ１５の出力Ｉ_ｏとなる。

図４（ｅ）から明らかなように、誘導電圧信号に含まれていたオフセット成分の積分が、被計測信号の４倍の周波数をもつ周期的な三角波に変換されている。また、オフセットの最大値は−Ｉ_ｏｆｆ／４となり、変換前のオフセットの大きさＩ_ｏｆｆの１／４の大きさに抑制されている。

次に、電流の瞬時値Ｉ_ｏと、Ａ／Ｄ変換器１２ｂから出力される電圧の瞬時値Ｖとを、積和演算して電力Ｗを求める。具体的には、電流の瞬時値の各サンプル値をＩ_ｏ（ｉ）（ｉ＝１・・・Ｌ）、電圧の瞬時値の各サンプル値Ｖ（ｉ）とおくと、（６）式のような演算となる。

電流の瞬時値Ｉ_ｏが周期性のある信号となっていることから、電圧波形と乗算してもＤＣ成分となって現れないことに留意されたい。すなわち、電流の瞬時値Ｉ_ｏと電圧の瞬時値Ｖは、それぞれ図５（ａ）、（ｂ）のような波形となるが、積分開始点からＴ／２までの区間Ｉにおける、オフセット成分５１と電圧信号５２との乗算の結果と、Ｔ／２からＴまでの区間ＩＩにおける、オフセット成分５１と電圧信号５２との乗算の結果とは、絶対値が等しく符号が異なる値となるため、１周期に亘る積和演算では相殺されて０となる。このため、原理的にはオフセット成分による誤差がキャンセルされた精度の高い電力Ｗが求められる。

以上の、電力計測を所定期間に亘って繰り返し行って、求められた電力Ｗを、積分回路１８によって積分をおこなって電力量Ｐを求める。このとき求められる電力量Ｐは、オフセット成分による誤差がキャンセルされた精度の高い電力Ｗに基づいて算出されていることから、電力量Ｐもオフセット成分による誤差を含まない計測値となる。

なお、電力計測を繰り返す際には、初期値設定回路１４ｂ、１４ｃ、１４ｄに１周期毎に積分回路１３ａの出力Ｉ_１の積分値を入力するように制御する。これにより、前の周期で得られた積分回路１３ａの積分値（すなわちオフセットＩ_ｏｆｆ）にそれぞれ−１／４倍、−１／２倍、−３／４倍した値が次の周期の積分回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄの初期値として与えられるよう制御を行う。

以上、本発明を利用した電力量計３の構成と動作について説明を行ったが、本発明の属する分野における当業者には、請求項の趣旨及び範囲から離れることなく様々な変更及び改変を加えることが出来ることは明らかであろう。

例えば、上述した実施態様では、４個の積分回路を用いて、オフセット成分を被計測信号の４倍の周波数の波形に変換しているが、本実施例で開示された技術思想は、積分回路をＮ個（Ｎは２以上の自然数）用いて、オフセット成分を被計測信号のＮ倍の周波数にし、振幅を１／Ｎの信号に変換する技術として一般化することができる。一般化した電流センサ回路１’の概略構成図を図１０に示す。本願ではこのような構成の電流センサ回路１’をＮ段の電流センサ回路と呼ぶ。

Ｎ段の電流センサ回路１’は、Ｎ個の積分回路１３ａ、１３ｂ、・・・、１３ｎのそれぞれに初期値を与えるために、初期値設定回路もＮ個必要となる。初期値設定回路１４ａ、１４ｂ、・・・、１４ｎのそれぞれは、オフセットＩ_ｏｆｆをそれぞれ−１／Ｎ倍、−２／Ｎ倍、−３／Ｎ倍、・・・、−（Ｎ−１）／Ｎ倍した値を出力する。また、セレクタ１５は、初期値が大きな積分手段から順に、被計測信号の周期の１／Ｎ毎に、積分回路の出力を、択一的に選択して出力する。すなわち、積分開始時点からＴ／Ｎまでの期間は初期値として０を設定した積分回路の出力を、Ｔ／Ｎから２Ｔ／Ｎまでの期間は初期値として−Ｉ_ｏｆｆ／Ｎを設定した積分回路の出力を、２Ｔ／Ｎから３Ｔ／Ｎまでの期間は初期値として−２Ｉ_ｏｆｆ／Ｎを設定した積分回路の出力を、・・・、（Ｎ−１）Ｔ／ＮからＴまでの期間は初期値として−（Ｎ−１）Ｉ_ｏｆｆ／Ｎを設定した積分回路の出力を、それぞれ選択する。

また、電力量計３では、ΔΣ変調を用いたＡ／Ｄ変換器１２ａ、１２ｂを利用したが、逐次比較型などの他の方式のＡ／Ｄ変換器を利用することもできる。この場合には、積分回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄは多値入力が可能な積分回路とする必要がある。

さらに、積分回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄや初期値設定回路１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄ等で行ったデジタル信号処理を、全てアナログ信号処理で置き換えることもできる。例えば、積分回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄはアナログ積分回路で実現し、初期値設定回路１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄは、抵抗値の等しい３つの抵抗器を直列した回路とし、一端にオフセットＩ_ｏｆｆを入力し他端を接地して、４つのレベルの信号を取得するようにしてもよい。この場合、積分回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄの前段のＡ／Ｄ変換器１２ａ、１２ｂは不要となる。

さらに、積分回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄや初期値設定回路１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄ、セレクタ１５、積和演算回路１７、積分回路１８の処理を全てプログラムで記述してソフトウェアで計測値（電流の瞬時値Ｉo、電力Ｗ、電力量Ｐ）を求めるようにしてもよい。この場合には、Ａ／Ｄ変換器１２ａ、１２ｂからの出力をＤＳＰやＭＰＵ等のプロセッサに入力して当該プロセッサ上でプログラムを実行して、被計測信号の計測値を求めることになる。その際、上述した電力量計３の動作をそのままプログラムで記述してもよいが、図７のフローチャートに示すような処理により、より簡便に計測値を求めることもできる。なお、図７のフローチャートでは、オフセットを、被測定信号のＮ倍の周波数（振幅は１／Ｎ）に変換する一般化したフローである。

まず、電力量計３の予備計測段階の処理を行う（ステップ７０・７１）。具体的には、被計測信号の周期Ｔとゼロクロス点を求め、ゼロクロス点を積分開始点に設定する（ステップ７０）。また、ＤＳＰやＭＰＵ等の内部カウンタで、誘導電圧信号を積分開始点から周期Ｔの期間、積分してオフセットＩ_ｏｆｆを求める（ステップ７１）。

本計測段階では、まず、セレクタ１５の出力Ｉ_ｏに相当するパラメータである「合計値」を０に、ループカウンタｉを１に、それぞれ初期化する（ステップ７２）。次に、コイル１０と電圧センサ１６により、それぞれ誘導電圧（電流の微分）と電圧を測定し（ステップ７３）、測定した値をＡ／Ｄ変換器１２ａ、１２ｂでデジタル値に変換する（ステップ７４）。変換された誘導電圧のデジタル値を「合計値」に加算する（ステップ７５）。加算演算を繰り返すことにより、図１の積分回路が行っていた積分演算を実行する。

次に、現時点が積分開始時点からＴ・ｉ／Ｎだけ経過したか否かを判定する（ステップ７６）。経過している場合には、「合計値」からオフセットＩ_ｏｆｆの１／Ｎの値を減算し、同時にｉをインクリメントする（ステップ７７）。つまり、ステップ７６とステップ７７により、「合計値」は、積分開始時点からＴ・ｉ／Ｎの時間経過する毎に、Ｉ_ｏｆｆ／Ｎずつ減算されることになる。この減算により、オフセット成分は図４（ｅ）のような、被計測信号のＮ倍の周波数と、１／Ｎの振幅をもつ信号に変換される。表現を変えれば、合計値は、「積分開始時点から現時点までの前記誘導電圧信号の積分値と所定値との合計値であって、前記所定値は、前記積分開始時点で０あり、かつ、被計測信号の周期の１／Ｎ毎に、前記オフセットの１／Ｎずつ減少する値」ということができる。

求めた合計値は、電圧信号Ｖと積和演算する（ステップ７８）。ステップ７３から７８までをiがＮより大きくなるまで繰り返す（ステップ７９）。つまり、被計測信号の１周期が経過するまで繰り返す。１周期経過したときの「合計値」をサンプリング数Ｌで除算した値が、電力Ｗとなる。次に、この電力演算を連続して所定期間繰り返す（ステップ８０）。求められた電力Ｗを積分して電力量Ｐを求める（ステップ８１）。

このように、上述のソフトウェア処理では、「合計値」とループカウンタｉのみで、オフセット成分を被計測信号のＮ倍の周波数の信号に変換することができる。

なお、特許請求の範囲に記載された電流の瞬時値の計測方法は、図７のフローチャートで例示した計測方法のみならず、図１の電力量計３の動作で説明した計測方法も含む概念であることに留意されたい。このことは、図１の電力量計３の積分回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄ、初期値設定回路１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄおよびセレクタ１５の動作が、請求中の「積分開始時点から現時点までの前記誘導電圧信号の積分値と所定値との合計値を出力する積分ステップであって、前記所定値は、前記積分開始時点で０あり、かつ、被計測信号の周期の１／Ｎ（Ｎは２以上の自然数）毎に、前記オフセットの１／Ｎずつ減少する値である、前記積分ステップ」に相当することから明らかである。

次に、本発明に係る別の実施態様である実効値電流計４ａの概略構成図を図２Ａに示す。実効値電流計４ａは、図１２で示した電流センサ回路１’’と、電流センサ回路１’’から出力された電流の瞬時値Ｉ_ｏのうち、被計測信号の４倍の高周波成分を抑制するローパスフィルタ２０と、ローパスフィルタの出力信号を二乗平均平方根演算する演算回路２１とを備えている。

電流センサ回路１’’と電流センサ回路１とは、初期値設定回路１４ａ'、１４ｂ'、１４c'、１４ｄ’の機能が相違する。初期値設定回路１４ａ'は、制御回路１９’の指令に応じて、入力値を０倍または−１／８倍して出力する回路である。予備計測段階では、初期値設定回路１４ａ'の倍率を０倍に設定してオフセットＩ_ｏｆｆを求める。また、本計測段階では、制御回路１９からの指令に応じて、初期値設定回路１４ａ'の倍率を−１／８倍に設定して、予備計測段階で求めたオフセットＩ_ｏｆｆを−１／８倍した値を出力する。初期値設定回路１４ｂ'、１４c'、１４ｄ’は、制御回路１９からの指令に応じて、予備計測段階で求めたオフセットＩ_ｏｆｆを入力し、それぞれ−３／８倍、−５／８倍、−７／８倍した値を出力する回路である。

本計測段階で積分器１３aの初期値が−Ｉ_ｏｆｆ／８に設定されていることから、電力計測を繰り返す際には、積分器１３aは前の周期で得られた積分回路１３ａの積分値を８／７倍してから、初期値設定回路１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄの入力値として与える必要がある。
その他の電流センサ回路１’’の構成要素の動作や制御は、電流センサ回路１と同じである。

図１３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に、積分回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄの出力信号Ｉ₁、Ｉ_２、Ｉ_３、Ｉ_４およびセレクタ１５からの出力信号の時間的な変化を示す。出力信号Ｉ_２、Ｉ_３、Ｉ_４のオフセット成分は、出力信号Ｉ_１と比較すると、−Ｉ_ｏｆｆ／４の値ずつ平行移動したものとなっていることがわかる。そして、出力信号Ｉ₁、Ｉ_２、Ｉ_３、Ｉ_４は、積分開始時点からそれぞれＴ／８、３Ｔ／８、５Ｔ／８、７Ｔ／８経過した時点で、ゼロ点をクロスする波形となっている。また、セレクタ１５からの出力信号Ｉ_ｏのオフセットの最大値は−Ｉ_ｏｆｆ／８に最小値は−Ｉ_ｏｆｆ／８となり、変換前のオフセットの大きさＩ_ｏｆｆの１／４の大きさに抑制されている。

図１３（ｅ）に示したように、電流センサ回路１の出力Ｉ_ｏのうちオフセット成分４１ｅ’は、被計測信号の４倍の周波数を有する三角波となる。このため、ローパスフィルタにより４倍の周波数成分を減衰させることにより、被計測信号に対応する信号成分４０ｅのみを取り出すことができる。このとき、オフセット成分４１ｅ’は、フィルタリングした電流の瞬時値Ｉ_ｆでは平均値の大きさをもつ直流成分となって現れる。図１３（ｅ）から明らかなように、オフセット成分４１ｅ’の三角波は、０Ｖを中心とした対称波形となっていることから、平均値は０となる点に留意されたい。

フィルタリングした電流の瞬時値Ｉ_ｆを、演算回路２１により（７）式の演算を行うことにより、被計測信号の電流の実効値を求めることができる。なお、演算回路２１で（６）式の演算も実行すれば、電流の実効値とともに電力Ｗも求めることができる。

ここで、ΔΣ変調方式のＡ／Ｄ変換器は変調器のビットストリームデータをデジタルローパスフィルタを通して出力することで、Ａ／Ｄ変換器時に発生する高調波ノイズを減衰させることができるという効果がある。電流センサ回路１では、Ａ／Ｄ変換器１２ａのビットストリームデータを積分するため、ローパスフィルタ同様の効果が得られるが、一次のフィルタ効果のみとなる。ΔΣ変調器は一般的に更に高次なローパスフィルタを使用している。ローパスフィルタは周波数が高いほど大きな減衰効果が得られるため、オフセット成分を十分減衰できる高い周波数にして除去することが望ましい。すなわち、電流センサ回路１’’で、オフセット成分を被計測信号のＮ倍の周波数にし、振幅を１／Ｎの信号に変換することにより、さらにオフセット成分に起因する計測誤差を小さくすることができる。このような構成とすることにより、電流センサ回路１の後段にローパスフィルタ２０を追加する必要がなくなるため、装置構成を簡素化することができる。

以上、本発明を利用した実効値電流計４ａの例について説明を行ったが、本発明の属する分野における当業者には、請求項の趣旨及び範囲から離れることなく様々な変更及び改変を加えることが出来ることは明らかであろう。

例えば、実効値電流計４ａのデジタル信号処理部分（積分回路１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄ以降の信号処理回路）を、図８のようなソフトウェア処理に置き換えることが可能である。なお、図８のフローチャートでは、図７と同じ処理については同じ参照番号を附した。

まず、予備計測段階として、被計測信号の周期Ｔとゼロクロス点を求め、ゼロクロス点を積分開始点に設定する（ステップ７０）。また、誘導電圧信号を積分開始点から周期Ｔの期間、積分してオフセットＩ_ｏｆｆを求める（ステップ７１）。

次に、本計測段階では、まず、セレクタ１５の出力Ｉ_ｏに相当するパラメータである「合計値」を０に、ループカウンタｉを１に、それぞれ初期化する（ステップ７２）。次に、コイル１０により誘導電圧（電流の微分）を測定し（ステップ７３’）、測定した値をＡ／Ｄ変換器１２ａでデジタル値に変換する（ステップ７４）。変換された誘導電圧のデジタル値を「合計値」に加算する（ステップ７５）。次に、現時点が積分開始時点からＴ・ｉ／Ｎだけ経過したか否かを判定する（ステップ７６）。経過している場合には、「合計値」からオフセットＩ_ｏｆｆの（２ｉ−１）／２Ｎの値を減算し、同時にｉをインクリメントする（ステップ７７’）。こうして求めた合計値（電流の瞬時値Ｉ_ｏ）をメモリに格納する（ステップ８５）。

ステップ７３から７８までをiがＮより大きくなるまで繰り返す（ステップ７９）。つまり、被計測信号の１周期が経過するまで繰り返す。１周期経過したら、メモリに格納された電流の瞬時値Ｉ_ｏをデジタルフィルタでフィルタリングして、被計測信号の周波数のＮ倍の周波数成分を減衰させる（ステップ８６）。その後、フィルタリングした電流の瞬時値Ｉ_ｆを（７）式の演算を行って電流の実効値を求める（ステップ８７）。

図８の方法では、フィルタリングを行うために、１周期内でサンプリングされた「合計値」のすべてを一旦メモリに格納しておく必要がある。このため、サンプリング数Ｌに応じたメモリが必要となる。

さらに、本発明に係る別の実施態様である実効値電流計４ｂの概略構成図を図２Ｂに示す。実効値電流計４ｂは、Ｎ段の電流センサ回路１ａと、Ｍ段の電流センサ回路１ｂと、電流センサ回路１ａ、１ｂから出力されたそれぞれの電流の瞬時値Ｉ_ｏｎ、Ｉ_ｏｍを、（８）式の積和演算を行って電流の実効値を求める積和演算回路２２とを備えている。

（５）式で説明したとおり、異なる周波数をもつオフセット成分を乗算して積分すると、オフセット成分による誤差をキャンセルすることができる。このため、電流センサ回路１ａ、１ｂの出力信号Ｉ_ｏｎ、Ｉ_ｏｍをフィルタリングせずにそのまま積和演算しても、オフセット成分がキャンセルされた電流の実効値を得ることができる。

なお、電流センサ回路１ａ、１ｂのオフセット成分は三角波に変換されるが、三角波は奇数調波の高調波成分を含む。このため、ＮとＭの一方が他方の奇数倍になっていると出力Ｉ_ｏｎ、Ｉ_ｏｍの高調波成分が一致して、キャンセルされないで誤差成分が残ってしまう。このため、ＭとＮの選択にあたっては、一方が他方の奇数倍とならないように選択することが望ましい。

また、電流センサ回路１ａ、１ｂの構成要素のうち積分回路の前段部分、すなわちコイル１０、電圧増幅器１１ａ、およびＡ／Ｄ変換器１２ａは共通化することにより、装置構成を簡素化することができる。さらに、ＮとＭの値を、一方が他方の偶数倍に設定することにより、積分回路と初期値設定回路をも共通化することができる。すなわち、オフセット成分を変換する周波数が低い電流センサ回路が、周波数が高い電流センサ回路の積分回路の出力のうち、必要な出力のみをセレクタに入力するように設定すればよい。

例えば、Ｎ＝４、Ｍ＝２に設定した場合、電流センサ回路１ａは図１の電流センサ回路と同一の構成になる。他方、電流センサ回路１ｂでは、積分回路１３ａの出力Ｉ_１と１３ｃの出力Ｉ_３のみをセレクタに入力する。セレクタは、初期値が大きな積分回路から順に（すなわち積分回路１３ａ、積分回路１３ｃの順に）、周期Ｔの１／Ｍごとに（すなわち被計測信号の半周期ごとに）、選択して出力を行う。

図１１に、（ａ）積分回路１３ａからの出力信号Ｉ₁、（ｂ）積分回路１３ｃからの出力信号Ｉ_３の時間的な変化、（ｃ）セレクタからの出力信号Ｉ_ｍの時間的変化を示す。出力信号Ｉ_ｏｍのオフセット成分は、被計測信号の周波数のＭ倍（２倍）、振幅が１／Ｍ（１／２）となっている。

以上、本発明を利用した実効値電流計４ｂについて説明を行ったが、本発明の属する分野における当業者には、請求項の趣旨及び範囲から離れることなく様々な変更及び改変を加えることが出来ることは明らかであろう。

例えば、実効値電流計４ｂのデジタル信号処理部分（積分回路以降の信号処理回路）を、図９のようなソフトウェア処理に置き換えることが可能である。なお、図９のフローチャートでは、図７と同じ処理については同じ参照番号を附した。

まず、予備計測段階として、被計測信号の周期Ｔとゼロクロス点を求め、ゼロクロス点を積分開始点に設定する（ステップ７０）。また、誘導電圧信号を積分開始点から周期Ｔの期間、積分してオフセットＩ_ｏｆｆを求める（ステップ７１）。

本計測段階では、まず、セレクタ１５の出力Ｉ_ｏに相当するパラメータである「合計値Ｎ」と「合計値Ｍ」を０に、ループカウンタｉ、ｊを１に、それぞれ初期化する（ステップ７２’）。次に、コイル１０により誘導電圧（電流の微分）を測定し（ステップ７３’）、測定した値をＡ／Ｄ変換器１２ａでデジタル値に変換する（ステップ７４）。変換された誘導電圧のデジタル値を「合計値Ｎ」と「合計値Ｍ」にそれぞれ加算する（ステップ７５’）。次に、現時点が積分開始時点からＴ・ｉ／Ｎの時間が経過した時点か否かを判定する（ステップ７６ａ）。経過している場合には、「合計値Ｎ」からオフセットＩ_ｏｆｆの１／Ｎの値を減算し、同時にｉをインクリメントする（ステップ７７ａ）。また、現時点が積分開始時点からＴ・ｉ／Ｍの時間が経過した時点か否かを判定する（ステップ７６ｂ）。経過している場合には、「合計値Ｍ」からオフセットＩ_ｏｆｆの１／Ｍの値を減算し、同時にｊをインクリメントする（ステップ７７ｂ）。求めた「合計値Ｍ」および「合計値Ｎ」を積和演算する（ステップ７８’）。

ステップ７３’から７８’までをiがＮより大きくなるまで繰り返す（ステップ７９）。つまり、被計測信号の１周期が経過するまで繰り返す。１周期経過したら、得られた積和演算結果をＬで除して平方根をとり、すなわち（８）式の演算を行って電流の実効値を求める（ステップ９０）。

以上、本発明に係る技術的思想を特定の実施態様を参照しつつ詳細にわたり説明したが、本発明の属する分野における当業者には、請求項の趣旨及び範囲から離れることなく様々な変更及び改変を加えることが出来ることは明らかである。

本発明に係る電力量計の概略構成図である。 本発明に係る実効値電流計の概略構成図である。 本発明に係る別の実効値電流計の概略構成図である。 被計測信号、誘導電圧信号とその積分信号の説明図である。 本発明に係る電流センサ回路中の信号の説明図である。 本発明に係る電力量計の積和演算回路への入力信号の説明図である。 従来技術で説明したバンドパスフィルタの回路図である。 本発明に係る電力量計のフローチャートである。 本発明に係る実効値電流計のフローチャートである。 本発明に係る別の実効値電流計のフローチャートである。 Ｎ段の電流センサ回路の概略構成図である。 本発明に係る電流センサ回路中の信号の説明図である。 図２Ａの実効値電流計の電流センサ回路の概略構成図である。 図２Ａの実効値電流計の電流センサ回路中の信号の説明図である。

符号の説明

１、１’、１’’、１ａ、１ｂ 電流センサ回路
２ 電力計
３ 電力量計
４ａ、４ｂ 実効値電流計
１０ コイル
１２ａ、１２ｂ Ａ／Ｄ変換器
１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄ、１３ｎ、１８ 積分回路
１５ セレクタ
１７、２２ 積和演算回路
２０ ローパスフィルタ
２１ 二乗平均平方根演算回路

Claims (12)

1. 被計測信号の電流の変化量に応じた誘導電圧信号を発生するコイルと、
   被計測信号の１周期に亘って前記誘導電圧信号を積分した値の１／Ｎ（Ｎは２以上の自然数）ずつ異なる値をそれぞれの初期値とし、被計測信号の１周期に亘って前記誘導電圧信号を積分するＮ個の積分手段と、
   前記積分手段の出力を、初期値が大きな積分手段から順に、被計測信号の周期の１／Ｎ毎に、択一的に選択して出力する出力選択手段と
   を備えた被計測信号の電流センサ回路。
2. 前記誘導電圧信号をデルタシグマ変調器によりデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段をさらに備え、かつ、
   前記積分手段がアップダウンカウンタにより構成されている請求項１に記載の電流センサ回路。
3. 請求項１または２に記載の電流センサ回路と、
   被計測信号の電圧を測定する電圧測定手段と、
   前記電流センサ回路と前記電圧測定手段のそれぞれの出力信号を積和する積和手段と、
   を備えた電力計。
4. 請求項３に記載の電力計を備えた電力量計。
5. 請求項１または２に記載の電流センサ回路と、
   前記電流センサ回路の出力信号のうち、被計測信号のＮ倍の高周波成分を減衰させるローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタの出力信号を二乗平均平方根演算する演算手段と、
   を備えた実効値電流計。
6. 被計測信号の電流の変化量に応じた誘導電圧信号を発生するコイルと、
   被計測信号の１周期に亘って前記誘導電圧信号を積分した値の１／Ｎ（Ｎは２以上の自然数）ずつ異なる値をそれぞれの初期値とし、被計測信号の１周期に亘って前記誘導電圧信号を積分するＮ個の第１の積分手段と、
   前記第１の積分手段の出力信号を、初期値が大きな積分手段から順に、被計測信号の周期の１／Ｎ毎に、択一的に選択して出力する第１の出力選択手段と、
   被計測信号の１周期に亘って前記誘導電圧信号を積分した値の１／Ｍ（Ｍは２以上の自然数、かつ、Ｍ≠Ｎ）ずつ異なる値をそれぞれの初期値とし、被計測信号の１周期に亘って前記誘導電圧信号を積分するＭ個の第２の積分手段と、
   前記第２の積分手段の出力信号を、初期値が大きな積分手段から順に、被計測信号の周期の１／Ｍ毎に、択一的に選択して出力する第２の出力選択手段と、
   前記第１および第２の出力選択手段のそれぞれから出力された信号を積和演算する演算手段と、
   を備えた実効値電流計。
7. 被計測信号の電流の変化量に応じた誘導電圧信号を生成する誘導電圧測定ステップと、
   被計測信号の１周期に亘って前記誘導電圧信号を積分してオフセットを求めるオフセット計測ステップと、
   積分開始時点から現時点までの前記誘導電圧信号の積分値と所定値との合計値を出力する積分ステップであって、前記所定値は、前記積分開始時点で０あり、かつ、被計測信号の周期の１／Ｎ（Ｎは２以上の自然数）毎に、前記オフセットの１／Ｎずつ減少する値である、前記積分ステップと、
   を含む被計測信号の電流の瞬時値の計測方法。
8. 前記誘導電圧信号をデルタシグマ変調によりデジタル信号に変換するステップをさらに含み、かつ、
   前記積分ステップが、前記デジタル信号に基づきカウンタをカウントアップまたはカウントダウンするステップを含む請求項７に記載の電流測定方法。
9. 請求項７または８に記載の測定方法により、被計測信号の電流の瞬時値を測定するステップと、
   被計測信号の電圧の瞬時値を測定するステップと、
   前記電流の瞬時値と前記電圧の瞬時値とを積和して電力を求める積和ステップと、
   を含む被計測信号の電力計測方法。
10. 請求項９に記載の電力計測方法により、被計測信号の電力を求めるステップと、
    前記電力を所定期間に亘って積分して電力量を求めるステップと、
    を含む被計測信号の電力量計測方法。
11. 請求項７または８に記載の測定方法により、被計測信号の電流の瞬時値を測定するステップと、
    前記電流の瞬時値のうち、被計測信号のＮ倍の高周波成分をフィルタリングするステップと、
    前記フィルタリングした電流の瞬時値を二乗平均平方根演算して電流の実効値を求めるステップと、
    を含む電流の実効値の計測方法。
12. 被計測信号の電流の変化量に応じた誘導電圧信号を生成する誘導電圧測定ステップと、
    被計測信号の１周期に亘って前記誘導電圧信号を積分してオフセットを求めるオフセット計測ステップと、
    積分開始時点から現時点までの前記誘導電圧信号の積分値と第１の所定値とをあわせた第１の合計値を出力する第１の積分ステップであって、前記第１の所定値は、前記積分開始時点で０あり、かつ、被計測信号の周期の１／Ｎ（Ｎは２以上の自然数）毎に、前記オフセットの１／Ｎずつ減少する値である、前記第１の積分ステップと、
    積分開始時点から現時点までの前記誘導電圧信号の積分値と第２の所定値とをあわせた第２の合計値を出力する第２の積分ステップであって、前記第２の所定値は、前記積分開始時点で０あり、かつ、被計測信号の周期の１／Ｍ（Ｍは２以上の自然数、かつ、Ｍ≠Ｎ）毎に、前記オフセットの１／Ｍずつ減少する値である、前記第２の積分ステップと、
    前記第１および第２の合計値を積和する積和ステップと、
    を含む被計測信号の電流の実効値の計測方法。

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