JP2010004395A - 平衡不平衡変換器及び増幅回路モジュール - Google Patents

Abstract

【課題】回路の大型化・複雑化を回避しつつ２つの平衡端子に一つの電源でバイアス電圧を供給できる平衡・不平衡変換器及びそれを備えた増幅回路モジュールを構成する。
【解決手段】平衡不平衡変換器１０３は、不平衡端子ＵＢＰが接続される分岐点１０と第１の端子ＢＰ１との間に９０度位相回路２０、分岐点１０と第２の端子ＢＰ２との間に−９０度位相回路３０をそれぞれ備えている。第１の端子ＢＰ１と電源供給端子ＤＣＰとの間には第１のインダクタＬＨ１、分岐点１０と電源供給端子ＤＣＰとの間には第２のインダクタＬＨ２をそれぞれ接続し、電源供給端子ＤＣＰと接地との間には電源供給端子側キャパシタＣｄｃをシャントに接続している。分岐点１０と第２の端子ＢＰ２との間には第２の端子側直列インダクタＬＬ１を直列に接続している。
【選択図】図６

Description

この発明は、９０度位相器と−９０度位相器とで構成される平衡不平衡変換器及びそれを備えた増幅回路モジュールに関するものである。

９０度位相器と−９０度位相器とで構成される平衡不平衡変換器が特許文献１に開示されている。図１はその例を示す回路図である。図１において、ハイパスフィルタ１２０は、遮断周波数が設計周波数ｆ０より低く、設計周波数ｆ０で入力位相に対する出力位相が＋９０度となるように設計された９０度位相器である。一方、ローパスフィルタ１３０は、遮断周波数が設計周波数ｆ０より高く、設計周波数ｆ０で入力位相に対する出力位相が−９０度となるように設計された位相器である。
このようにして、極性の反転した平衡信号と不平衡信号との変換を行う。
特開２００５−１９８１６７号公報

引用文献１のようにハイパスフィルタとローパスフィルタとで構成された平衡不平衡変換器は、携帯電話端末等で使用されている平衡端子を備えた増幅器と組み合わせて使用されることが多く、そのような回路構成の場合、実装基板の小型化等のために平衡不平衡変換器を介して増幅器へのバイアス電圧を印加する回路構成が採られることがある。

しかし、図１に示した回路では、平衡端子であるＰ２，Ｐ３にそれぞれバイアス電源を配置することになるため、回路が大型化し、電源回路が複数必要なためデバイスのコストが高くなるという問題がある。また、特許文献１の回路構成では、例えば端子Ｐ３側にバイアス電源となる直流電源を配置した場合、バイアス電圧（電流）が端子Ｐ３以外に不平衡端子Ｐ１側へ流れこむという問題もある。

そこで、この発明の目的は、回路の大型化・複雑化を回避しつつ２つの平衡端子に一つの電源でバイアス電圧を供給できる平衡・不平衡変換器及びそれを備えた増幅回路モジュールを提供することにある。

上述の課題を解決するために、この発明は次のように構成する。
（１） 電源供給端子、不平衡端子および第１・第２の端子から成る１組の平衡端子を有し、前記不平衡端子と前記第１・第２の端子とは分岐点を介して接続され、前記分岐点と前記第１の端子との間に配置される線路に対して直列に接続された第１の端子側直列キャパシタ（ＣＨ１）を含む９０度位相回路（９０度進相回路）と、前記分岐点と前記第２の端子との間に配置される線路に対して直列に接続された第２の端子側直列インダクタ（ＬＬ１）を含む−９０度位相回路（９０度遅相回路）と、を備えてなる平衡不平衡変換器において、
前記９０度位相回路は、一方端が前記第１の端子側直列キャパシタの前記第１の端子側に接続され、他方端が前記電源供給端子に接続された第１のインダクタ（ＬＨ１）と、一方端が前記第１の端子側直列キャパシタの前記分岐点側に接続され、他方端が前記電源供給端子に接続された第２のインダクタ（ＬＨ２）と、を含むことを特徴とする。

この構成により、平衡不平衡変換器を介して、第１・第２の端子から成る平衡端子にバイアス電圧を供給できるので、電源回路を別途設ける必要がなく、平衡増幅器を備えた平衡増幅回路を簡素な回路で構成できる。

（２）前記不平衡端子と前記分岐点との間に直列に不平衡端子側直列キャパシタ（Ｃｉｎ）を接続する。
これにより、電源供給端子から印加されるバイアス電圧（電流）が不平衡端子側へ流れ込むこともない。また、不平衡端子側直列キャパシタ（Ｃｉｎ）はハイパスフィルタとしても作用するため、不要な低域信号の減衰効果もある。

（３）前記−９０度位相回路は、前記第２の端子側直列インダクタ（ＬＬ１）の第２の端子側と接地との間に接続された第２の端子側並列キャパシタ（ＣＬ１）を備える。
この構成により、少ない回路要素数で−９０度位相回路を構成できる。

（４）前記−９０度位相回路は、前記第２の端子側直列インダクタ（ＬＬ１）の第２の端子側と前記電源供給端子との間に接続された第２の端子側並列キャパシタ（ＣＬ１）を備える。
この構成により、少ない回路要素数で−９０度位相回路を構成できる。

（５）前記−９０度位相回路は、前記第２の端子側直列インダクタと前記第２の端子側並列キャパシタ（ＣＬ１）との接続点と前記第２の端子との間に直列に接続された第２の端子側の第２の直列インダクタ（ＬＬ２）を備える。
これにより、ローパスフィルタである−９０度位相回路の設計自由度が向上する。また、次数を増やすことで帯域付近の通過特性の傾きを小さくできるため、バランス特性の１つである振幅差の傾きを小さくし、バランス特性を向上することができる。

（６）前記９０度位相回路は、前記電源供給端子と接地との間に接続された電源供給端子側キャパシタ（Ｃｄｃ）を備える。

これにより、高周波信号は電源供給端子で確実に接地されて９０度位相回路が安定動作するとともに、電源供給端子からバイアス電圧供給回路側へ信号が漏れるのを防止できる。

（７）前記９０度位相回路と前記−９０度位相回路は、電極パターンを形成した誘電体層を積層してなる積層基板に構成され、前記積層基板の一方の主面からの透視状態で前記９０度位相回路と前記−９０度位相回路の形成範囲の中心位置が異なっている。
この構成により、９０度位相回路と−９０度位相回路との干渉が抑制できる。

（８）前記電源供給端子側キャパシタ（Ｃｄｃ）以外の回路と前記−９０度位相回路とを、電極パターンを形成した誘電体層を積層してなる積層基板に構成する。

この構成により、電源供給端子側キャパシタ（Ｃｄｃ）を外付けにすると、それ以外の回路は積層基板からなる４端子のモジュールとして構成できる。

（９）前記９０度位相回路に含まれる、第１のインダクタ（ＬＨ１）、第２のインダクタ（ＬＨ２）及び前記−９０度位相回路に含まれる第２の端子側直列インダクタ（ＬＬ１）の積層方向の上下にグランド電極及びキャパシタ電極が設ける。

これにより、キャパシタ電極でインダクタが挟み込まれることになり、インダクタが発生する磁界の積層基板外部への漏れ出しを抑制でき、外部回路への影響を低減することができる。

（１０）前記積層基板は矩形状の誘電体を積層して構成し、積層基板の少なくとも下面に前記第１・第２の端子、前記不平衡端子、前記電源供給端子をそれぞれ備え、前記第１・第２の端子は前記積層基板の対向する辺にそれぞれ配置する。
これにより２つの平衡端子間のアイソレーションが向上する。

（１１）前記積層基板は矩形状の誘電体を積層してなり、積層基板の少なくとも下面に前記第１・第２の端子、前記不平衡端子、前記電源供給端子をそれぞれ備え、前記第１・第２の端子は前記電源供給端子を挟み込むように前記積層基板の１辺に配置する。

この構成により、２つの平衡端子間に他の端子電極が配置されるので、平衡端子間のアイソレーションが向上する。

（１２）前記積層基板は矩形状の誘電体を積層してなり、積層基板の少なくとも下面に前記第１・第２の端子、前記不平衡端子、前記電源供給端子、及び前記グランド電極と導通するグランド端子を備え、前記第１・第２の端子は前記グランド端子を挟み込むように前記積層基板の１辺に配置する。

この構成により、２つの平衡端子間に他の端子電極が配置されるので、平衡端子間のアイソレーションが向上する。

（１３）前記積層基板は矩形状の誘電体を積層してなり、積層基板の少なくとも下面に前記第１・第２の端子、前記不平衡端子、前記電源供給端子をそれぞれ備え、これらの端子を前記積層基板の四辺または四隅にそれぞれ配置する。
この構成により、各端子間の結合が防止され、アイソレーションが向上する。

（１４）この発明の増幅回路モジュールは、前記平衡不平衡変換器と、前記第１・第２の端子に接続されて平衡増幅を行う平衡増幅器とを備えて成る。

この発明によれば、平衡・不平衡変換器を介して、第１・第２の端子から成る平衡端子にバイアス電圧を供給できるので、電源回路を別途設ける必要がなく、平衡増幅器を備えた平衡増幅回路を簡素な回路で構成できる。また、不平衡端子と分岐点との間に不平衡端子側直列キャパシタを接続することによって、電源供給端子から印加されるバイアス電圧（電流）が不平衡端子側へ流れ込むこともない。また、不要な低域信号が減衰される。

《第１の実施形態》
第１の実施形態に係る平衡不平衡変換器の構成を図２〜図４を参照して説明する。
図２は平衡不平衡変換器１０１の回路図である。この平衡不平衡変換器１０１は、第１の端子ＢＰ１、第２の端子ＢＰ２からなる１組の平衡端子と不平衡端子ＵＢＰとを有する。不平衡端子ＵＢＰが接続される分岐点１０と第１の端子ＢＰ１との間には９０度位相回路２０を備えていて、分岐点１０と第２の端子ＢＰ２との間には−９０度位相回路３０を備えている。

９０度位相回路２０は、線路に対して直列接続された第１の端子側直列キャパシタＣＨ１、第１の端子ＢＰ１と電源供給端子ＤＣＰとの間に直流通電可能状態に接続された第１のインダクタＬＨ１、分岐点１０と電源供給端子ＤＣＰとの間に直流通電可能状態に接続された第２のインダクタＬＨ２、及び電源供給端子ＤＣＰと接地との間にシャントに接続された電源供給端子側キャパシタＣｄｃを備えている。

−９０度位相回路３０は、分岐点１０と第２の端子ＢＰ２との間に、線路に対して直列接続された第２の端子側直列インダクタＬＬ１、及びこの第２の端子側直列インダクタＬＬ１の第２の端子側と接地との間に接続された第２の端子側並列キャパシタＣＬ１を備えている。

電源供給端子ＤＣＰは電源供給端子側キャパシタＣｄｃによって高周波的に接地されるので、９０度位相回路２０はシャントに接続された第１のインダクタＬＨ１、第２のインダクタＬＨ２及びシリーズに接続された第１の端子側直列キャパシタＣＨ１とによってπ型のＬＣＬハイパスフィルタを構成している。そして、使用周波数において不平衡端子ＵＢＰと第１の端子ＢＰ１との間で＋９０度の位相差（９０度の位相進み）が生じるように作用する。

−９０度位相回路３０は、シャントに接続された第２の端子側並列キャパシタＣＬ１とシリーズに接続された第２の端子側直列インダクタＬＬ１とのＬＣ回路によってローパスフィルタを構成している。そして、使用周波数において不平衡端子ＵＢＰと第２の端子ＢＰ２との間で−９０度の位相差（９０度の位相遅れ）が生じるように作用する。

このような回路構成であるので、電源供給端子ＤＣＰに印加されるバイアス電圧は、ＤＣＰ→第１のインダクタＬＨ１→第１の端子ＢＰ１の経路で第１の端子へ供給され、ＤＣＰ→第２のインダクタＬＨ２→第２の端子側直列インダクタＬＬ１→第２の端子ＢＰ２の経路で第２の端子ＢＰ２側へも供給される。

なお、バイアス電圧供給用のインダクタＬＨ２は９０度位相回路２０の設計素子として共用できるので、９０度位相回路２０の設計自由度が向上する。

図３は、図２に示した平衡不平衡変換器１０１を積層基板で構成した場合のその積層基板の各層の構成を示す分解斜視図、図４は平衡不平衡変換器１０１の外観斜視図である。図３において５１〜６８はそれぞれ誘電体層であり、誘電体層５１〜６７の上面にはそれぞれ所定パターンの電極を形成している。また各誘電体層５１〜６８の側面、誘電体層５１の下面及び誘電体層６８の上面の一部には実装用電極として作用する端子を形成している。但し、これらの端子は、誘電体層５１〜６８をグリーンシートの状態で積層し、焼成を行って素子化切断した後に形成したものである。

図４に示す各実装電極に付した符号は図２に示した各端子に対応している。なお、図４においてＧＮＤは接地端子、ＮＣは空端子である。

図３に示すように、誘電体層５１，５２に形成した電極によって電源供給端子側キャパシタＣｄｃを構成している。また、誘電体層５３，５４に形成した電極によって第２の端子側並列キャパシタＣＬ１を構成している。

誘電体層５５〜５８に形成した電極パターン及びビア電極によって第１のインダクタＬＨ１を構成している。また、誘電体層５９〜６５の図における左半部の位置に形成したインダクタ電極及びビア電極によって第２の端子側直列インダクタＬＬ１を構成している。同様に誘電体層６１〜６５の図における右半部の位置に形成したインダクタ電極及びビア電極によって第２のインダクタＬＨ２を構成している。このように、積層基板の一方の主面からの透視状態で９０度位相回路２０と前記−９０度位相回路３０の形成範囲の中心位置を異ならせている。この構成により、９０度位相回路と−９０度位相回路との干渉が抑制できる。

また、誘電体層６６，６７に形成した電極によって第１の端子側直列キャパシタＣＨ１を構成している。
このようにして表面実装型チップ部品である平衡不平衡変換器を構成する。

なお、不平衡端子ＵＢＰにつながる電極を実装基板から（実装基板のＧＮＤ面から）遠ざけて配置することにより、不平衡端子ＵＢＰからグランドへの高周波信号の漏れが防止できる。
また、上下に配置しているインダクタＬＨ１，ＬＨ２同士の距離を離して配置することによって、インダクタＬＨ１，ＬＨ２間の不要な結合が抑制できる。

また、第１のインダクタ（ＬＨ１）、第２のインダクタ（ＬＨ２）及び第２の端子側直列インダクタ（ＬＬ１）の積層方向の上下に、誘電体層５３のグランド電極及び誘電体層６７のキャパシタ電極を設けたことにより、インダクタＬＨ１，ＬＨ２，ＬＬ１で発生する磁界の積層基板外部への漏れ出しが抑制でき、外部回路への影響を低減できる。また、外部回路との結合も抑制されるので、外部回路の干渉を受けにくくなる。

平衡端子ＢＰ１，ＢＰ２は、上記構成のように９０度位相回路２０と−９０度位相回路３０とが積層基板の長手方向に並置した際に、積層基板の長手方向の一辺に引き出すことによって、この平衡端子ＢＰ１，ＢＰ２までの引き回しが短くなり、より低損失化できる。

電源供給端子ＤＣＰについては、積層基板の長手方向の一辺の中央に引き出すことによって、積層基板内に９０度位相回路２０と−９０度位相回路３０とを分離して配置することが容易になる。

特に、平衡端子である第１の端子ＢＰ１及び第２の端子ＢＰ２の間に、グランド端子ＧＮＤを配置したことにより、平衡端子の第１の端子ＢＰ１と第２の端子ＢＰ２は電源供給端子ＤＣＰにより不要な結合が遮断される。

《第２の実施形態》
図５は、積層基板の端面及び上下面への各端子の引き出し方を変えた例を示す図である。内部の主要部の構成及び回路は第１の実施形態の場合と同様である。
第１の実施形態において図３・図４に示した例では、平衡端子ＢＰ１，ＢＰ２の間にグランド端子ＧＮＤを配置したが、例えば図５（Ａ）に示すように、平衡端子ＢＰ１，ＢＰ２の間に電源供給端子側キャパシタＣｄｃにより高周波接地された電源供給端子ＤＣＰを配置してもよい。

また図５（Ｂ）（Ｃ）に示すように、平衡端子の第１の端子ＢＰ１と第２の端子ＢＰ２を積層基板の対向する辺にそれぞれ配置してもよい。

《第３の実施形態》
図６は第３の実施形態に係る平衡不平衡変換器１０３の回路図である。第１の実施形態において図２に示した平衡不平衡変換器１０１と異なるのは、不平衡端子ＵＢＰと分岐点１０との間に不平衡端子側直列キャパシタＣｉｎを直列接続した点である。その他の構成は第１の実施形態の場合と同様である。

このような構成により、電源供給端子ＤＣＰと不平衡端子ＵＢＰとの間は不平衡端子側直列キャパシタＣｉｎによって直流的に遮断状態となり、電源供給端子ＤＣＰに印加されるバイアス電圧（電流）が不平衡端子ＵＢＰ側へ印加（通電）されるのを防止できる。また不平衡端子ＵＢＰに接続される回路側のバイアス電圧（電流）が平衡端子ＢＰ１，ＢＰ２側へ印加（通電）されるのを防止できる。

不平衡端子側直列キャパシタＣｉｎは、ハイパスフィルタの機能もあり、このキャパシタＣｉｎのキャパシタンスにより、通過帯域より低い周波数の減衰特性の設計が可能となる。

図７は、図６に示した平衡不平衡変換器１０３を積層基板で構成した場合のその積層基板の分解斜視図である。
この例では、誘電体層６７，６８に形成した電極によって不平衡端子側直列キャパシタＣｉｎを構成している。その他は図３に示したものと同様である。

図７に示すように、不平衡端子側直列キャパシタＣｉｎを積層基板の上部に配置することにより、不平衡端子ＵＢＰから実装基板のグランド電極への信号漏れを防止でき、ロス発生を抑えることができる。

《第４の実施形態》
図８は第４の実施形態に係る平衡不平衡変換器の回路図である。図８（Ａ）に示す平衡不平衡変換器１０４Ａは、第２の端子ＢＰ２と第２の端子側並列キャパシタＣＬ１との間に第２端子側の第２の直列インダクタＬＬ２を備えている。その他の構成は図２に示したものと同様である。

図８（Ｂ）に示す平衡不平衡変換器１０４Ｂも、第２の端子ＢＰ２と第２の端子側並列キャパシタＣＬ１との間に第２端子側の第２の直列インダクタＬＬ２を備えている。その他の構成は図６に示したものと同様である。

このように第２の直列インダクタＬＬ２を設けることによって、ローパスフィルタである−９０度位相回路３１の設計自由度が向上する。また、次数が増えることで帯域付近の通過特性の傾きを小さくできるため、バランス特性の１つである振幅差の傾きを小さくし、バランス特性を向上することができる。

《第５の実施形態》
図９は第５の実施形態に係る平衡不平衡変換器の回路図である。
図９（Ａ）に示す平衡不平衡変換器１０５Ａは、−９０度位相回路３２の第２の端子側並列キャパシタＣＬ１の一端を第２の端子側直列インダクタＬＬ１の第２の端子側に接続するとともに、他方を電源供給端子ＤＣＰに接続している。電源供給端子ＤＣＰは電源供給端子側キャパシタＣｄｃによって高周波的に接地されているので、−９０度位相回路３２は図２に示した−９０度位相回路３０と同様に作用する。

第１の実施形態では図３に示したように、電源供給端子側キャパシタＣｄｃを積層基板内に構成したが、図９（Ａ）に示す例では、電源供給端子側キャパシタＣｄｃ以外の回路を積層基板７０Ａに構成している。したがってこの平衡不平衡変換器１０５Ａは、積層基板７０Ａによるチップ部品と外付けの電源供給端子側キャパシタＣｄｃとによって構成することになる。

図９（Ｂ）に示す平衡不平衡変換器１０５Ｂは、図６に示した平衡不平衡変換器１０３と同様に、不平衡端子ＵＢＰと分岐点１０との間に直列キャパシタＣｉｎを挿入している。−９０度位相回路３２の第２の端子側並列キャパシタＣＬ１は、その一端を第２の端子側直列インダクタＬＬ１の第２の端子側に接続し、他端を電源供給端子ＤＣＰに接続している。そして、電源供給端子側キャパシタＣｄｃ以外の部分を積層基板７０Ｂに構成している。

図９（Ｃ）に示す平衡不平衡変換器１０５Ｃは、図８（Ｂ）の平衡不平衡変換器１０４Ｂと同様に、不平衡端子ＵＢＰと分岐点１０との間に直列キャパシタＣｉｎを挿入している。−９０度位相回路３３の第２の端子側並列キャパシタＣＬ１は、その一端を第２の端子側直列インダクタＬＬ１の第２の端子側に接続し、他端を電源供給端子ＤＣＰに接続している。そして、電源供給端子側キャパシタＣｄｃ以外の部分を積層基板７０Ｃに構成している。

図１０は、図９に示した平衡不平衡変換器の積層基板７０Ａ，７０Ｂ，７０Ｃによるチップ部品の外観斜視図である。図１０（Ａ）の例では、不平衡端子ＵＢＰ、平衡端子ＢＰ１，ＢＰ２及び電源供給端子ＤＣＰを積層基板からなるチップ部品の四辺の中央部にそれぞれ形成している。また図１０（Ｂ）の例では、それらの端子をチップ部品の四隅に形成している。

このように端子数が４端子となることにより、例えば５端子の構成が困難な１．０×０．５ｍｍのチップサイズにおいても実現可能となる。

また、平衡端子ＢＰ１，ＢＰ２は積層基板の対向する辺または角にそれぞれ配置することにより、平衡端子の第１の端子ＢＰ１と第２の端子ＢＰ２は、互いに遠ざかることになり、且つ高周波的に接地された電源供給端子ＤＣＰにより不要な結合が遮断される。

《第６の実施形態》
図１１は第６の実施形態に係る増幅回路モジュール２０１の回路図である。図１１において９０度位相回路２０、−９０度位相回路３１及び不平衡端子側直列キャパシタＣｉｎによって平衡不平衡変換器を構成している。この平衡不平衡変換器の構成は図８（Ｂ）に示したものと同様である。この平衡不平衡変換回路の平衡端子に平衡入力型の平衡増幅器４０を接続している。

この構成により、不平衡入力端子Ｐｉｎから入力された信号が平衡信号に変換されて、平衡増幅器４０で増幅され再び不平衡出力端子Ｐｏｕｔから不平衡信号として出力される。

図１１に示した増幅回路モジュール２０１の平衡不平衡変換回路部は各実施形態で述べたとおり積層基板に構成し、平衡増幅器４０をその積層基板に搭載することによって１つのチップ部品として構成することができる。

なお、各実施形態では、積層基板の端面及び上下面に実装用電極である各端子を形成したが、積層基板の下面にのみ実装電極を形成してＬＧＡ（Ｌａｎｄ Ｇｒｉｄ Ａｒｒａｙ）を構成してもよい。そのことにより、実装面積を低減できる。

特許文献１に開示されている、９０度位相器と−９０度位相器とで構成される平衡不平衡変換器の例を示す回路図である。 平衡不平衡変換器１０１の回路図である。 図２に示した平衡不平衡変換器１０１を積層基板で構成した場合のその積層基板の各層の構成を示す分解斜視図である。 平衡不平衡変換器１０１の外観斜視図である。 第２の実施形態に係る平衡不平衡変換器の外観斜視図であり、積層基板の端面及び上下面への各端子の引き出し方を変えた例を示す図である。 第３の実施形態に係る平衡不平衡変換器１０３の回路図である。 図６に示した平衡不平衡変換器１０３を積層基板で構成した場合のその積層基板の分解斜視図である。 第４の実施形態に係る平衡不平衡変換器の回路図である。 第５の実施形態に係る平衡不平衡変換器の回路図である。 図９に示した平衡不平衡変換器の積層基板７０Ａ，７０Ｂ，７０Ｃによるチップ部品の外観斜視図である。 第６の実施形態に係る増幅回路モジュール２０１の回路図である。

符号の説明

１０…分岐点
２０…９０度位相回路
３０〜３３…−９０度位相回路
４０…平衡増幅器
５１〜６９…誘電体層
７０Ａ，７０Ｂ，７０Ｃ…積層基板
１０１…平衡不平衡変換器
１０３〜１０５…平衡不平衡変換器
ＢＰ１…第１の端子
ＢＰ２…第２の端子
Ｃｄｃ…電源供給端子側キャパシタ
ＣＨ１…第１の端子側直列キャパシタ
Ｃｉｎ…不平衡端子側直列キャパシタ
ＣＬ１…第２の端子側並列キャパシタ
ＤＣＰ…電源供給端子
ＧＮＤ…グランド端子
ＬＨ１…第１のインダクタ
ＬＨ２…第２のインダクタ
ＬＬ１…第２の端子側直列インダクタ
ＬＬ２…第２の端子側の第２の直列インダクタ
Ｐｉｎ…不平衡入力端子
Ｐｏｕｔ…不平衡出力端子
ＵＢＰ…不平衡端子

Claims (14)

1. 電源供給端子、不平衡端子および第１・第２の端子から成る１組の平衡端子を有し、前記不平衡端子と前記第１・第２の端子とは分岐点を介して接続され、前記分岐点と前記第１の端子との間に配置される線路に対して直列に接続された第１の端子側直列キャパシタを含む９０度位相回路と、前記分岐点と前記第２の端子との間に配置される線路に対して直列に接続された第２の端子側直列インダクタを含む−９０度位相回路と、を備えてなる平衡不平衡変換器において、
   前記９０度位相回路は、一方端が前記第１の端子側直列キャパシタの前記第１の端子側に接続され、他方端が前記電源供給端子に接続された第１のインダクタと、一方端が前記第１の端子側直列キャパシタの前記分岐点側に接続され、他方端が前記電源供給端子に接続された第２のインダクタと、を含むことを特徴とする平衡不平衡変換器。
2. 前記不平衡端子と前記分岐点との間に直列に不平衡端子側直列キャパシタが接続された、請求項１に記載の平衡不平衡変換器。
3. 前記−９０度位相回路は、前記第２の端子側直列インダクタの第２の端子側と接地との間に接続された第２の端子側並列キャパシタを含む、請求項１または２に記載の平衡不平衡変換器。
4. 前記−９０度位相回路は、前記第２の端子側直列インダクタの第２の端子側と前記電源供給端子との間に接続された第２の端子側並列キャパシタを含む、請求項１または２に記載の平衡不平衡変換器。
5. 前記−９０度位相回路は、前記第２の端子側直列インダクタと前記第２の端子側並列キャパシタとの接続点と前記第２の端子との間に直列に接続された第２の端子側の第２の直列インダクタを含む、請求項１〜４のいずれかに記載の平衡不平衡変換器。
6. 前記９０度位相回路は、前記電源供給端子と接地との間に接続された電源供給端子側キャパシタを含む、請求項１〜５のいずれかに記載の平衡不平衡変換器。
7. 前記９０度位相回路と前記−９０度位相回路は、電極パターンを形成した誘電体層を積層してなる積層基板に構成され、前記積層基板の一方の主面からの透視状態で前記９０度位相回路と前記−９０度位相回路の形成範囲の中心位置が異なっている、請求項１〜６のいずれかに記載の平衡不平衡変換器。
8. 前記電源供給端子側キャパシタ以外の回路と前記−９０度位相回路とが、電極パターンを形成した誘電体層を積層してなる積層基板に構成された、請求項４に記載の平衡不平衡変換器。
9. 前記９０度位相回路に含まれる、第１のインダクタ、第２のインダクタ及び前記−９０度位相回路に含まれる第２の端子側直列インダクタの積層方向の上下にグランド電極及びキャパシタ電極が設けられた、請求項７または８に記載の平衡不平衡変換器。
10. 前記積層基板は矩形状の誘電体を積層してなり、積層基板の少なくとも下面に前記第１・第２の端子、前記不平衡端子、前記電源供給端子をそれぞれ備え、前記第１・第２の端子は前記積層基板の対向する辺にそれぞれ配置されている、請求項７〜９のいずれかに記載の平衡不平衡変換器。
11. 前記積層基板は矩形状の誘電体を積層してなり、積層基板の少なくとも下面に前記第１・第２の端子、前記不平衡端子、前記電源供給端子をそれぞれ備え、前記第１・第２の端子は前記電源供給端子を挟み込むように前記積層基板の１辺に配置されている、請求項７〜９のいずれかに記載の平衡不平衡変換器。
12. 前記積層基板は矩形状の誘電体を積層してなり、積層基板の少なくとも下面に前記第１・第２の端子、前記不平衡端子、前記電源供給端子、及び前記グランド電極と導通するグランド端子を備え、前記第１・第２の端子は前記グランド端子を挟み込むように前記積層基板の１辺に配置されている、請求項７〜９のいずれかに記載の平衡不平衡変換器。
13. 前記積層基板は矩形状の誘電体を積層してなり、積層基板の少なくとも下面に前記第１・第２の端子、前記不平衡端子、前記電源供給端子をそれぞれ備え、これらの端子は前記積層基板の四辺または四隅にそれぞれ配置されている、請求項７〜９のいずれかに記載の平衡不平衡変換器。
14. 請求項１〜１３のいずれかに記載の平衡不平衡変換器と、前記第１・第２の端子に接続されて平衡増幅を行う平衡増幅器とを備えた増幅回路モジュール。

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