WO2015186578A1 - 移相回路 - Google Patents

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堀田篤
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株式会社村田製作所
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    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/42—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns

Definitions

  • the present invention relates to a phase shift circuit that adjusts the phase of a high-frequency signal.
  • Patent Document 1 discloses a configuration of a phase shift circuit including a 90 ° hybrid circuit, a variable capacitor, and an inductor.
  • the 90 ° hybrid circuit has an annular structure in which four transmission lines are connected in order as a schematic structure.
  • the four transmission lines have a length that is approximately 1 ⁇ 4 of the wavelength of the high-frequency signal to be transmitted.
  • the points where the four transmission lines are connected are, in order, the first, second, third, and fourth connection points, the first connection point is the high-frequency signal input terminal, and the fourth connection point is the high-frequency signal output terminal.
  • the second connection point and the third connection point are respectively connected to the ground via a parallel circuit of a variable capacitor and an inductor.
  • the phase shift circuit of Patent Document 1 adjusts the amount of phase shift by adjusting the capacitance of the variable capacitor. At this time, the range of the adjustable phase with respect to the change amount of the capacitance of the variable capacitor is expanded by connecting the inductor in parallel with the variable capacitor.
  • phase shift circuit described in Patent Document 1 described above has an adjustable phase range of approximately 180 ° and cannot achieve a desired phase over approximately 360 °.
  • an object of the present invention is to provide a phase shift circuit having a simple configuration that realizes a desired phase over approximately 360 °.
  • the phase shift circuit of the present invention includes a 90 ° hybrid circuit, a variable capacitor, a balun circuit, and a switch circuit.
  • the 90 ° hybrid circuit includes a high-frequency signal input terminal and a high-frequency signal output terminal.
  • the variable capacitors are respectively connected between terminals other than the high-frequency signal input terminal and the high-frequency signal output terminal of the 90 ° hybrid circuit and the ground.
  • the balun circuit includes an unbalanced signal input terminal and a pair of balanced signal output terminals.
  • the switch circuit selects one of the balanced signal output terminal and the other balanced signal output terminal of the balun circuit, and connects it to the high-frequency signal input terminal of the 90 ° hybrid circuit.
  • the phase shift circuit adjusts the capacitance of the variable capacitor to about 180 °. Phase shift in the phase range can be realized.
  • the phase shift circuit adjusts the capacitance of the variable capacitor to provide a phase range of approximately 180 °. Phase shift can be realized.
  • the phase difference between the high-frequency signal output from one balanced signal output terminal of the balun circuit and the high-frequency signal output from the other balanced signal output terminal of the balun circuit is 180 °. Therefore, by combining the first mode and the second mode, a phase over approximately 360 ° can be realized.
  • phase shift circuit of the present invention preferably includes a resistor that connects a balanced signal output terminal not connected to the high-frequency signal input terminal to the ground.
  • the balun circuit includes a low-pass filter connected between the unbalanced signal input terminal and one balanced signal output terminal, an unbalanced signal input terminal, and the other balanced signal output terminal. And a high-pass filter connected between the two.
  • the low-pass filter and the high-pass filter are constituted by lumped constant circuit elements.
  • the balun circuit can be reduced in size, and the phase shift circuit can be reduced in size.
  • the phase shift circuit can be more effectively downsized for a communication band having a low frequency band.
  • a desired phase can be realized over approximately 360 °.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a phase shift circuit according to a first embodiment of the present invention.
  • 1 is a schematic configuration diagram of a 90 ° hybrid circuit according to a first embodiment of the present invention. It is a connection block diagram in each aspect in the switch circuit which concerns on the 1st Embodiment of this invention.
  • FIG. 3 is a phase characteristic diagram of the phase shift circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a phase shift circuit according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a phase shift circuit according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a phase shift circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • the phase shift circuit 10 includes a 90 ° hybrid circuit 11, variable capacitors 12 and 13, a switch circuit 21, a resistor 22, and a balun circuit 31.
  • the input terminal Pin of the phase shift circuit 10 becomes an unbalanced signal input terminal of the balun circuit 31.
  • the output terminal Pout of the phase shift circuit 10 becomes the high-frequency signal output terminal P21 of the 90 ° hybrid circuit 11.
  • FIG. 2 is a schematic configuration diagram of a 90 ° hybrid circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • the 90 ° hybrid circuit 11 includes four transmission lines 110, 120, 130, and 140.
  • the transmission lines 110, 120, 130, and 140 have high-frequency signals that are phase-shifted by the phase-shift circuit 10, that is, line lengths that are approximately 1/4 of the wavelength of the high-frequency signals that are transmitted by the phase-shift circuit 10.
  • the transmission lines 110, 120, 130, and 140 are connected in a ring shape in order. Specifically, one end of the transmission line 110 is connected to the other end of the transmission line 140. This connection point is the high-frequency signal input terminal P11 of the 90 ° hybrid circuit 11. The other end of the transmission line 110 is connected to one end of the transmission line 120. This connection point is the first variable capacitor connection terminal P12 of the 90 ° hybrid circuit 11. The other end of the transmission line 120 is connected to one end of the transmission line 130. This connection point is the second variable capacitor connection terminal P22 of the 90 ° hybrid circuit 11. The other end of the transmission line 130 is connected to one end of the transmission line 140. This connection point is the high-frequency signal output terminal P21 of the 90 ° hybrid circuit 11.
  • the first variable capacitor connection terminal P12 is connected to the ground via the variable capacitor 12.
  • the second variable capacitor connection terminal P22 is connected to the ground via the variable capacitor 13.
  • the high-frequency signal input from the high-frequency signal input terminal P11 is phase-shifted according to the capacitance of the variable capacitors 12 and 13, and is output from the high-frequency signal output terminal P21. Then, by adjusting the capacitances of the variable capacitors 12 and 13, the amount of phase shift of the high frequency signal can be adjusted within the phase range of 180 °.
  • the switch circuit 21 includes a common terminal Pc, selected terminals Pp1 and Pp2, and a resistance connection terminal Pr.
  • the selected terminals Pp1, Pp2 are selectively connected to the common terminal Pc.
  • the resistance connection terminal Pr is connected to a selected terminal that is not connected to the common terminal Pc.
  • the resistance connection terminal Pr is connected to the ground via the termination resistor 22.
  • FIG. 3 is a connection configuration diagram in each aspect of the switch circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3A shows a first mode in which the selected terminal Pp1 and the common terminal Pc are connected
  • FIG. 3B shows a second mode in which the selected terminal Pp2 and the common terminal Pc are connected. An embodiment is shown.
  • the selected terminal Pp2 is connected to the resistance connection terminal Pr.
  • the selected terminal Pp1 is connected to the resistance connection terminal Pr.
  • the balun circuit 31 is a pair of balanced signal output terminals including an unbalanced signal input terminal corresponding to the input terminal Pin of the phase shift circuit 10 and a first balanced signal output terminal P (+) and a second balanced signal output terminal P ( ⁇ ). And comprising.
  • the first balanced signal output terminal P (+) is connected to the selected terminal Pp1 of the switch circuit 21.
  • the second balanced signal output terminal P ( ⁇ ) is connected to the selected terminal Pp2 of the switch circuit 21.
  • Capacitors 311 and 312 are connected in series between the unbalanced signal input terminal and the first balanced signal output terminal P (+). A connection point between the capacitor 311 and the capacitor 312 is connected to the ground via the inductor 313. That is, the unbalanced signal input terminal and the first balanced signal output terminal P (+) are connected via a high-pass filter type phase shift circuit. As a result, the high-frequency signal input from the unbalanced signal input terminal is output with the phase advanced by 90 ° at the first balanced signal output terminal P (+).
  • An inductor 314 is connected between the unbalanced signal input terminal and the second balanced signal output terminal P ( ⁇ ). Both ends of the inductor 314 are connected to the ground via capacitors 315 and 316, respectively. That is, the unbalanced signal input terminal and the second balanced signal output terminal P ( ⁇ ) are connected via a low-pass filter type phase shift circuit. As a result, the high-frequency signal input from the unbalanced signal input terminal is output with the phase delayed by 90 ° at the second balanced signal output terminal P ( ⁇ ).
  • the phase difference from the phase is 180 °.
  • two types of high-frequency signals having a phase difference of 180 ° are input to the switch circuit 21.
  • FIG. 4 is a phase characteristic diagram of the phase shift circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • 4A shows a case where the first balanced signal is phase-shifted by the 90 ° hybrid circuit 11 (first mode)
  • FIG. 4B shows a case where the second balanced signal is phase-shifted by the 90 ° hybrid circuit 11. (2nd aspect) is shown.
  • the second balanced signal whose phase is delayed by 90 ° with respect to the high frequency signal input from the input terminal Pin of the phase shift circuit 10 is 90 °.
  • the phase difference between the first balanced signal and the second balanced signal is 180 ° as described above. Therefore, the phase center value of the phase range PR (+) that can be taken by the first balanced signal and the phase center value of the phase range PR ( ⁇ ) that can be taken by the second balanced signal are a phase difference of 180 °. Therefore, as shown in FIGS. 4A and 4B, the phase range PR (+) that can be taken by the first balanced signal and the phase range PR ( ⁇ ) that can be taken by the second balanced signal overlap. Don't be. Therefore, the high frequency signal input from the input terminal Pin is phase-shifted within a range of 360 ° by the phase shift circuit 10 and is output from the output terminal Pout.
  • the phase shift circuit 10 capable of shifting the phase of the high frequency signal within the range of 360 ° is simply configured by the balun circuit 31, the switch circuit 21, and the 90 ° hybrid circuit 11. It can be realized with a circuit configuration.
  • the phase shift circuit 10 can realize a desired phase amount with higher accuracy.
  • the balun circuit 31 is realized by a combination of a low-pass filter and a high-pass filter.
  • the balun circuit 31 can be realized by a combination of lumped constant circuit elements. Therefore, it can be easily made smaller than a distributed constant type balun.
  • the size can be reduced more effectively than the distributed constant type balun.
  • the phase shift circuit 10 can be reduced in size.
  • the balun circuit 31 may be realized by a laminated body in which inductors and capacitors are formed.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a phase shift circuit according to the second embodiment of the present invention.
  • the phase shift circuit 10 ⁇ / b> A according to the present embodiment is obtained by omitting the termination resistor 22 from the phase shift circuit 10 according to the first embodiment. Accordingly, the switch circuit 21A of the phase shift circuit 10A has only the common terminal Pc1 and the selected terminals Pp1 and Pp2, and does not have the resistance connection terminal Pr.
  • the high-frequency signal can be phase-shifted within a range of 360 ° as in the first embodiment. Furthermore, by using the configuration of the present embodiment, the phase shift circuit 10A can be realized with a simpler configuration.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a phase shift circuit according to the third embodiment of the present invention.
  • the phase shift circuit 10B according to the present embodiment is different from the phase shift circuit 10A according to the second embodiment in the configuration of the balun circuit 31B.
  • the balun circuit 31B is, for example, a distributed constant balun circuit or a balun circuit using electromagnetic coupling of inductors.
  • the high-frequency signal can be phase-shifted within a range of 360 ° as in the first and second embodiments.
  • phase shift circuit 10B has a configuration in which the balun circuit 31 in the phase shift circuit 10A of the second embodiment is changed to the balun circuit 31B, but in the phase shift circuit 10 of the first embodiment.
  • a configuration in which the balun circuit 31 is changed to the balun circuit 31B can also be used.

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Abstract

移相回路（１０）は、９０°ハイブリッド回路（１１）、可変キャパシタ（１２，１３）、スイッチ回路（２１）、および、バラン回路（３１）を備える。９０°ハイブリッド回路（１１）は、高周波信号入力端子（Ｐ１１）および高周波信号出力端子（Ｐ２１）を備える。可変キャパシタ（１２，１３）は、９０°ハイブリッド回路の第１、第２可変キャパシタ接続端子（Ｐ１２，Ｐ２２）とグランドとの間にそれぞれ接続されている。バラン回路（３１）は、不平衡信号入力端子と一対の端子からなる平衡信号出力端子（Ｐ（＋），Ｐ（－））とを備える。スイッチ回路（２１）は、バラン回路（３１）の平衡信号出力端子（Ｐ（＋））と平衡信号出力端子（Ｐ（－））とのいずれかを選択して、９０°ハイブリッド回路（１１）の高周波信号入力端子（Ｐ１１）に接続する。

Description

移相回路
　本発明は、高周波信号の位相を調整する移相回路に関する。
　従来、各種の移相回路が考案されている。例えば、特許文献１には、９０°ハイブリッド回路と、可変キャパシタとインダクタを備える移相回路の構成が開示されている。
　特許文献１に示すように、９０°ハイブリッド回路は、概略的な構造として、四本の伝送線路が順につながって環状になっている。四本の伝送線路は、伝送する高周波信号の波長の略１／４の長さからなる。四本の伝送線路が接続する点を、順に、第１、第２、第３、第４接続点とし、第１接続点を高周波信号入力端子とし、第４接続点を高周波信号出力端子とすると、第２接続点と第３接続点は、それぞれに可変キャパシタとインダクタとの並列回路を介してグランドに接続されている。
　特許文献１の移相回路は、可変キャパシタのキャパシタンスを調整することで、移相量を調整している。この際、可変キャパシタにインダクタを並列接続することで、可変キャパシタのキャパシタンスの変化量に対する調整可能な位相の範囲を広げている。
特開昭６２－１７６３０１号公報
　しかしながら、上述の特許文献１に記載の移相回路は、調整可能な位相範囲が略１８０°であり、略３６０°に亘って所望の位相を実現することができない。
　したがって、本発明の目的は、略３６０°に亘って所望の位相を実現する簡素な構成の移相回路を提供することにある。
　この発明の移相回路は、９０°ハイブリッド回路、可変キャパシタ、バラン回路、および、スイッチ回路を備える。９０°ハイブリッド回路は、高周波信号入力端子および高周波信号出力端子を備える。可変キャパシタは、９０°ハイブリッド回路の高周波信号入力端子および高周波信号出力端子以外の端子とグランドとの間にそれぞれ接続されている。バラン回路は、不平衡信号入力端子と一対の平衡信号出力端子とを備える。スイッチ回路は、バラン回路の一方の平衡信号出力端子と他方の平衡信号出力端子とのいずれかを選択して、９０°ハイブリッド回路の高周波信号入力端子に接続する。
　この構成では、移相回路は、バラン回路の一方の平衡信号出力端子が９０°ハイブリッド回路の高周波信号入力端子に接続される第１態様において、可変キャパシタのキャパシタンスを調整することで略１８０°の位相範囲での移相を実現できる。また、移相回路は、バラン回路の他方の平衡信号出力端子が９０°ハイブリッド回路の高周波信号入力端子に接続される第２態様において、可変キャパシタのキャパシタンスを調整することで略１８０°の位相範囲での移相を実現できる。バラン回路の一方の平衡信号出力端子から出力される高周波信号と、バラン回路の他方の平衡信号出力端子から出力される高周波信号の位相差は、１８０°である。したがって、第１態様と第２態様とを組み合わせることで、略３６０°に亘る位相を実現できる。
　また、この発明の移相回路は、高周波信号入力端子に接続されない平衡信号出力端子をグランドに接続する抵抗器を備えていることが好ましい。
　この構成では、平衡信号出力端子のうち、９０°ハイブリッド回路に接続されない端子が終端処理される。したがって、所望の位相をより高精度に実現できる。
　また、この発明の移相回路では、バラン回路は、不平衡信号入力端子と一方の平衡信号出力端子との間に接続されたローパスフィルタと、不平衡信号入力端子と他方の平衡信号出力端子との間に接続されたハイパスフィルタと、を備える構成であってもよい。
　また、この発明の移相回路では、ローパスフィルタおよびハイパスフィルタは集中定数回路素子によって構成されていることが好ましい。
　この構成では、バラン回路を小型化でき、移相回路を小型に形成することができる。特に、周波数帯域が低い通信バンドに対しては、より効果的に、移相回路を小型化できる。
　この発明によれば、略３６０°に亘って所望の位相を実現することができる。
本発明の第１の実施形態に係る移相回路の回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る９０°ハイブリッド回路の概略構成図である。 本発明の第１の実施形態に係るスイッチ回路における各態様での接続構成図である。 本発明の第１の実施形態に係る移相回路の位相特性図である。 本発明の第２の実施形態に係る移相回路の回路図である。 本発明の第３の実施形態に係る移相回路の回路図である。
　本発明の第１の実施形態に係る移相回路について、図を参照して説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係る移相回路の回路図である。
　移相回路１０は、９０°ハイブリッド回路１１、可変キャパシタ１２，１３、スイッチ回路２１、抵抗器２２、および、バラン回路３１を備える。
　移相回路１０の入力端子Ｐｉｎは、バラン回路３１の不平衡信号入力端子となる。移相回路１０の出力端子Ｐｏｕｔは、９０°ハイブリッド回路１１の高周波信号出力端子Ｐ２１となる。
　図２は、本発明の第１の実施形態に係る９０°ハイブリッド回路の概略構成図である。９０°ハイブリッド回路１１は、四本の伝送線路１１０，１２０，１３０，１４０を備える。伝送線路１１０，１２０，１３０，１４０は、移相回路１０で移相する高周波信号、すなわち、移相回路１０で伝送する高周波信号の波長の略１／４の線路長からなる。
　伝送線路１１０，１２０，１３０，１４０は、順に環状に接続されている。具体的には、伝送線路１１０の一方端は伝送線路１４０の他方端に接続している。この接続点が、９０°ハイブリッド回路１１の高周波信号入力端子Ｐ１１である。伝送線路１１０の他方端は伝送線路１２０の一方端に接続している。この接続点が、９０°ハイブリッド回路１１の第１可変キャパシタ接続端子Ｐ１２である。伝送線路１２０の他方端は伝送線路１３０の一方端に接続している。この接続点が、９０°ハイブリッド回路１１の第２可変キャパシタ接続端子Ｐ２２である。伝送線路１３０の他方端は伝送線路１４０の一方端に接続している。この接続点が、９０°ハイブリッド回路１１の高周波信号出力端子Ｐ２１である。
　第１可変キャパシタ接続端子Ｐ１２は、可変キャパシタ１２を介してグランドに接続されている。第２可変キャパシタ接続端子Ｐ２２は、可変キャパシタ１３を介してグランドに接続されている。
　高周波信号入力端子Ｐ１１から入力された高周波信号は、可変キャパシタ１２，１３のキャパシタンスに応じて移相され、高周波信号出力端子Ｐ２１から出力される。そして、可変キャパシタ１２，１３のキャパシタンスを調整することによって、高周波信号の移相量を、１８０°の位相範囲内で調整することができる。
　スイッチ回路２１は、共通端子Ｐｃ、被選択端子Ｐｐ１，Ｐｐ２、および、抵抗接続端子Ｐｒを備える。被選択端子Ｐｐ１，Ｐｐ２は、選択的に共通端子Ｐｃに接続される。抵抗接続端子Ｐｒは、共通端子Ｐｃに接続されていない被選択端子に接続される。抵抗接続端子Ｐｒは、終端抵抗２２を介してグランドに接続されている。
　図３は本発明の第１の実施形態に係るスイッチ回路における各態様での接続構成図である。図３（Ａ）は、被選択端子Ｐｐ１と共通端子Ｐｃとが接続されている第１態様を示し、図３（Ｂ）は、被選択端子Ｐｐ２と共通端子Ｐｃとが接続されている第２態様を示している。
　図３（Ａ）に示すように、被選択端子Ｐｐ１と共通端子Ｐｃが接続されている場合、被選択端子Ｐｐ２は抵抗接続端子Ｐｒに接続されている。図３（Ｂ）に示すように、被選択端子Ｐｐ２と共通端子Ｐｃが接続されている場合、被選択端子Ｐｐ１は抵抗接続端子Ｐｒに接続されている。
　バラン回路３１は、移相回路１０の入力端子Ｐｉｎに当たる不平衡信号入力端子と、第１平衡信号出力端子Ｐ（＋）および第２平衡信号出力端子Ｐ（－）からなる一対の平衡信号出力端子と、を備える。
　第１平衡信号出力端子Ｐ（＋）は、スイッチ回路２１の被選択端子Ｐｐ１に接続されている。第２平衡信号出力端子Ｐ（－）は、スイッチ回路２１の被選択端子Ｐｐ２に接続されている。
　不平衡信号入力端子と第１平衡信号出力端子Ｐ（＋）との間には、キャパシタ３１１，３１２が直列接続されている。キャパシタ３１１とキャパシタ３１２との接続点は、インダクタ３１３を介してグランドに接続されている。すなわち、不平衡信号入力端子と第１平衡信号出力端子Ｐ（＋）とは、ハイパスフィルタ型の移相回路を介して接続されている。これにより、不平衡信号入力端子から入力された高周波信号は、第１平衡信号出力端子Ｐ（＋）では９０°位相が進んだ状態で出力される。
　不平衡信号入力端子と第２平衡信号出力端子Ｐ（－）との間には、インダクタ３１４が接続されている。インダクタ３１４の両端は、それぞれキャパシタ３１５，３１６を介してグランドに接続されている。すなわち、不平衡信号入力端子と第２平衡信号出力端子Ｐ（－）とは、ローパスフィルタ型の移相回路を介して接続されている。これにより、不平衡信号入力端子から入力された高周波信号は、第２平衡信号出力端子Ｐ（－）では９０°位相が遅れた状態で出力される。
　このように、バラン回路３１では、第１平衡信号出力端子Ｐ（＋）から出力される第１平衡信号の位相と、第２平衡信号出力端子Ｐ（－）から出力される第２平衡信号の位相との位相差が１８０°になる。これにより、スイッチ回路２１には、位相差が１８０°を有する二種類の高周波信号が入力される。
　図４は、本発明の第１の実施形態に係る移相回路の位相特性図である。図４（Ａ）は第１平衡信号を９０°ハイブリッド回路１１で移相する場合（第１態様）を示し、図４（Ｂ）は第２平衡信号を９０°ハイブリッド回路１１で移相する場合（第２態様）を示す。
　被選択端子Ｐｐ１と共通端子Ｐｃが接続される第１態様では、移相回路１０の入力端子Ｐｉｎから入力された高周波信号に対して９０°位相が進んだ第１平衡信号が、９０°ハイブリッド回路１１によって１８０°の範囲（ＰＲ（＋）＝１８０°）内で移相される。
　一方、被選択端子Ｐｐ２と共通端子Ｐｃが接続される第２態様では、移相回路１０の入力端子Ｐｉｎから入力された高周波信号に対して９０°位相が遅れた第２平衡信号が、９０°ハイブリッド回路１１によって１８０°の範囲（ＰＲ（－）＝１８０°）内で移相される。
　そして、第１平衡信号と第２平衡信号とは、上述のように位相差が１８０°である。したがって、第１平衡信号の取り得る位相範囲ＰＲ（＋）の位相中心値と、第２平衡信号の取り得る位相範囲ＰＲ（－）の位相中心値とは、１８０°の位相差である。このため、図４（Ａ）、図４（Ｂ）に示すように、第１平衡信号の取り得る位相範囲ＰＲ（＋）と、第２平衡信号の取り得る位相範囲ＰＲ（－）とは重ならない。したがって、入力端子Ｐｉｎから入力された高周波信号は、移相回路１０によって３６０°の範囲内で移相されて、出力端子Ｐｏｕｔから出力される。
　このように、本実施形態の構成を用いれば、高周波信号を３６０°の範囲内で移相可能な移相回路１０を、バラン回路３１、スイッチ回路２１、および９０°ハイブリッド回路１１からなる簡素な回路構成で実現することができる。
　さらに、本実施形態の構成では、共通端子Ｐｃに接続されない被選択端子が終端抵抗２２に接続されているので、バラン回路３１における９０°ハイブリッド回路１１に接続されていない側の回路の影響を抑制できる。これにより、移相回路１０は、さらに高精度に所望の位相量を実現することができる。
　また、本実施形態の構成では、バラン回路３１をローパスフィルタとハイパスフィルタの組み合わせによって実現している。これにより、バラン回路３１を集中定数回路素子の組み合わせによって実現できる。したがって、分布定数型のバランと比較して、容易に小さくすることができる。特に、高周波信号の周波数が低い場合、分布定数型のバランに対して、より効果的に小型化することができる。これにより、移相回路１０を小型化することができる。なお、バラン回路３１は、インダクタやキャパシタを形成した積層体によって実現してもよい。
　次に、本発明の第２の実施形態に係る移相回路について、図を参照して説明する。図５は、本発明の第２の実施形態に係る移相回路の回路図である。
　図５に示すように、本実施形態の移相回路１０Ａは、第１の実施形態に係る移相回路１０に対して、終端抵抗２２を省略したものである。これに伴い、移相回路１０Ａのスイッチ回路２１Ａは、共通端子Ｐｃ１および被選択端子Ｐｐ１，Ｐｐ２のみを有し、抵抗接続端子Ｐｒを有さない。
　このような構成であっても、第１の実施形態と同様に、高周波信号を３６０°の範囲内で移相させることができる。さらに、本実施形態の構成を用いることで、移相回路１０Ａをより簡素な構成で実現できる。
　次に、本発明の第３の実施形態に係る移相回路について、図を参照して説明する。図６は、本発明の第３の実施形態に係る移相回路の回路図である。
　図６に示すように、本実施形態の移相回路１０Ｂは、第２の実施形態に係る移相回路１０Ａに対して、バラン回路３１Ｂの構成が異なるものである。バラン回路３１Ｂは、例えば、分布定数型のバラン回路や、インダクタの電磁界結合を利用したバラン回路である。
　このような構成であっても、第１、第２の実施形態と同様に、高周波信号を３６０°の範囲内で移相させることができる。
　なお、本実施形態に係る移相回路１０Ｂは、第２の実施形態の移相回路１０Ａにおけるバラン回路３１をバラン回路３１Ｂに変更した構成であるが、第１の実施形態の移相回路１０におけるバラン回路３１をバラン回路３１Ｂに変更した構成を用いることもできる。
１０，１０Ａ，１０Ｂ：移相回路
１１：９０°ハイブリッド回路
１２，１３：可変キャパシタ
２１，２１Ａ：スイッチ回路
２２：終端抵抗
３１，３１Ｂ：バラン回路
３１１，３１２，３１５，３１６：キャパシタ
３１３，３１４：インダクタ

Claims (4)

  1. 　高周波信号入力端子および高周波信号出力端子を備える９０°ハイブリッド回路と、
    　前記９０°ハイブリッド回路の前記高周波信号入力端子および前記高周波信号出力端子以外の端子とグランドとの間にそれぞれ接続された可変キャパシタと、
    　不平衡信号入力端子と一対の平衡信号出力端子とを備えるバラン回路と、
    　前記バラン回路の一方の平衡信号出力端子と他方の平衡信号出力端子とのいずれかを選択して、前記９０°ハイブリッド回路の前記高周波信号入力端子に接続するスイッチ回路と、
    　を備えた、移相回路。
  2. 　前記高周波信号入力端子に接続されない前記平衡信号出力端子とグランドとの間に接続される抵抗器を備える、
    　請求項１に記載の移相回路。
  3. 　前記バラン回路は、
    　前記不平衡信号入力端子と前記一方の平衡信号出力端子との間に接続されたローパスフィルタと、
    　前記不平衡信号入力端子と前記他方の平衡信号出力端子との間に接続されたハイパスフィルタと、を備える、
    　請求項１または請求項２に記載の移相回路。
  4. 　前記ローパスフィルタおよびハイパスフィルタは集中定数回路素子によって構成されている、
    　請求項３に記載の移相回路。
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