JP2009512366A - コヒーレント光受信器での偏光補償 - Google Patents

Abstract

コヒーレント光受信器によって受信された光信号のディジタル・サンプルのストリームを処理する方法。ディジタル・サンプル・ストリームは、分散補償されたサンプル・ストリームを生成するために処理される。その後、分散補償されたサンプル・ストリームは、光信号の偏光依存障害を補償するために処理される。

Description

本発明は、光通信ネットワークに関し、具体的には、光通信ネットワークを介して受信された光信号の電子偏光補償を実施する方法および装置に関する。

光通信空間では、光通信信号に変調されたデータを検出するのに使用される技法を、おおまかに２つのクラスすなわち、「直接」検波および「コヒーレント」検波にグループ化することができる。「直接」検波技法では、光信号が、光検出器に入射するようにされる。光検出器出力に現れる電流は、光電界強度の２乗である光出力に比例する。したがって、オンオフ・キーイング（ＯＯＫ）などの振幅変調方式を使用して光信号電力に変調された信号を、光検出器出力電流の分析によって検出することができる。直接検波技法は、コストを低くし、オンオフ・キーイング（ＯＯＫ）ベースの変調方式に関する信頼性を高くすることから有利となる。その結果、現在光通信ネットワークで使用される光受信器の大多数は、直接検波に基づいている。

「コヒーレント」検波技法では、光信号が、光ハイブリッドによって、強い、狭い線幅の局所発振器信号と混合される。そしてこの組み合わされた信号が、１つまたは複数の光検出器に入射するようにされる。あるシステムでは、インバウンド光信号は、まず、直交偏光に分割され、各偏光が、偏光毎の光ハイブリッドによって処理される。各偏光の同相成分および直交成分は、光ハイブリッドによって信号出力を受けるために位置決めされた偏光毎の光検出器を使用して検出される。光検出器出力に現れる電流の周波数スペクトルは、受け取られた光信号の畳み込みおよび局所発振器に実質的に比例し、データを含む中間周波数にある信号成分を含む。その結果、この「データ成分」は、光検出器出力電流を電子的にフィルタリングし、処理することによって、分離し、検出される。

コヒーレント検波受信器は、直接検波受信器を超える多くの便益を提供し、その多くは、コヒーレント検波技法が、光信号の位相情報と振幅情報との両方を提供するという事実から得られる。したがって、位相偏位変調（ＰＳＫ）、差分位相偏位変調（ＤＰＳＫ）、および４位相偏位変調（ＱＰＳＫ）などのより堅牢な変調方式を使用することができる。

しかし、コヒーレント検波技法に基づく受信器は、今まで「実世界の」設置された通信ネットワークにおいて展開の成功を妨げていたいくつかの不利な点に苦しんでいた。具体的に言うと、通常の光リンクを介して受信される光信号は、かなりの量の色分散（ＣＤ）と、偏波モード分散（ＰＭＤ）、偏向角変化、および偏光依存損失（ＰＤＬ）などの偏光依存障害とによって歪みが生ずる。ファイバリンクの偏光効果は、送信される偏光を回転させる傾向がある。その結果、通常、それらの偏光は、受信器において、互いに直交せず、光ハイブリッドの偏光ビーム・スプリッタ直線的に整列されてもいなくなる。その結果、受信される偏光（偏光ビーム・スプリッタの下流）のそれぞれには、送信された偏光とＣＤ、ＰＭＤ、およびＰＤＬに起因するアーティファクトとの両方からのエネルギーが含まれる。これらの問題は、各送信される偏光がおのおのの異なるデータ信号を含む、偏光分割多重化された信号において複合される。その場合に、各受信される偏光は、両方の送信されたデータ信号が混合されたものとなり、その結果、ＣＤ、ＰＭＤ、およびＰＤＬの補償に加えて、これらのデータ信号を互いから分離することも必要になる。

さまざまな方法が、これらの問題に対処するために提案されてきた。たとえば、電子偏光補償を用いる直角位相コヒーレント受信器が、Ｒ Ｎｏｅ、「Ｐｈａｓｅ Ｎｏｉｓｅ−Ｔｏｌｅｒａｎｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＱＰＳＫ／ＢＰＳＫ Ｂａｓｅｂａｎｄ−Ｔｙｐｅ Ｉｎｔｒａｄｙｎｅ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｃｏｎｃｅｐｔ Ｗｉｔｈ Ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ」、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、Ｖｏｌ．２３、Ｎｏ．２、２００５年２月および「ＰＬＬ−Ｆｒｅｅ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＱＰＳＫ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ／Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｃｏｎｃｅｐｔ ｗｉｔｈ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｉ＆Ｑ Ｂａｓｅｂａｎｄ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」、ＩＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｌｅｔｔｅｒｓ、Ｖｏｌ．１７、Ｎｏ．４、２００５年４月に記載されている。ここで、Ｎｏｅは、色分散をも補償する可能性を（序文で）ほのめかしている。しかし、Ｎｏｅは、具体的な方法を提示していない。直角位相コヒーレント受信器での偏光分割多重化された光信号へのＲＦチャネル推定技法の適用可能性については、Ｙ．Ｈａｎ他、「Ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｏｐｔｉｃａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ−Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ」、ＯＰＴＩＣＳ ＥＸＰＲＥＳＳ Ｖｏｌ．１３、Ｎｏ．１９、７５２７〜７５３４頁、２００５年９月１９日に記載されている。

高帯域幅通信システム内で分散の問題に対処する一般的に使用されている方法の１つは、リンク内に１つまたは２つ以上の光分散補償器を挿入することによるものである。そのような分散補償器は、たとえば、ある長さのファイバ、マッハ・ツェンダ干渉計、光共振器、またはブラッグ反射器の形をとることができる。これらの補償器の一部は、制御可能な量の補償を作ることもでき、これは、時間変動する分散の影響を軽減する。どの場合であっても、これらの補償器は、システム伝達関数Ｈ（ｗ）によって誘導される信号ひずみを少なくとも部分的に相殺することが意図されている。光分散補償器によって実施される補償関数Ｃ（ｗ）は、リンクの性能を最適化するように選択される分散関数である。完全な線形システムでは、補償関数Ｃ（ｗ）は、好ましくは、伝達関数Ｈ（ｗ）の複素共役Ｈ＊（ｗ）と同等になるはずであり、この場合には、Ｈ（ｗ）＊Ｃ（ｗ）＝１となり、Ｈ（ｗ）およびＣ（ｗ）＝Ｈ＊（ｗ）の組み合わされた影響は、送信された光信号に正確に対応するひずみのない受信信号になるはずである。しかし、光学構成要素の制限および必要な補償の時間変動する量が、この目標を非常に達成しにくいものにしている。さらに、光補償器は、高価であることに加え、相当量の光学的損失も生ずる。これらの損失は、追加の光利得によって相殺する必要があるが、この追加の光利得は、より多くの光学雑音を生じさせる。利得追加を実現するのに必要な（またはより高性能の）光学増幅器の付加は、通信システムの総コストをさらに高める。さらに、リンクの長さに沿って分布する光分散補償器および高性能増幅器を備えることは、システムを発展させる場合に大きな技術的障壁をもたらす。たとえば、光スイッチングを（たとえば、リンクの送信器端および／または受信器端あるいは電気的終端なしの中間サイトにおいて）実施させることは、リンク内の変化するエネルギー状態に必ず対処することとなり、光学増幅器の調整が必要となる。

図１に、Ｎｏｅ（上記、２００５年４月）のシステムを示す。図１に示すように、光リンク２を介して受信された光信号は、偏光ビーム・スプリッタ４によって直交偏光（名目上、図１ではＸ偏光およびＹ偏光と称する）に分割され、この直交偏光が、その後、直角位相９０°光ハイブリッド８を介して局所発振器（ＬＯ）６の信号と混合される。光ハイブリッドの出力に現れるコンポジット光信号は、光検出器１０の組に入射するようにされて、それぞれ各偏光の実部（Ｒｅ）および虚部（Ｉｍ）に対応するアナログ電気信号Ｉｘ、Ｑｘ、Ｉｙ、およびＱｙを生成する。次に、これらのアナログ信号は、クロック回復回路１２に供給され、その後、おのおののアナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１４によってシンボル・レートでサンプリングされて、各偏光の実部（Ｒｅ）および虚部（Ｉｍ）のそれぞれのディジタル・サンプル・ストリームを生成する。その後、ディジタル・サンプルが、１：Ｍデマルチプレクサ１６に供給され、１：Ｍデマルチプレクサ１６は、データ・パスを、より低いサンプル・レート（Ｍ倍）を有するＭ個の並列サンプル・ストリームに分割し、この並列サンプル・ストリームのそれぞれが、おのおのの処理モジュール１８に供給される。各処理モジュール１８内では、光リンクの偏光性能をモデル化する逆ジョーンズ行列が、偏光ひずみを補償するのに使用される。その後、偏光補償されたサンプルは、データ回復のために復号することができる。

実用的なネットワークでは、インバウンド光信号は、超高速の偏光過渡状態を示す可能性がある。たとえば、２ＫＨｚを超える速度での偏光角過渡状態（回転）が、一般的であり、２０ＫＨｚを超える回転速度が、本発明人によって観察された。偏光角に対するコヒーレント検波システムの高い感度のゆえに、コンピュータ・シミュレーションまたは実験室のベンチ上ではなく、実世界通信ネットワークで展開されることを意図されたすべての受信器は、これらの過渡状態を追跡（すなわち、補償）できなければならない。

Ｎｏｅのシステムは、実験室においては満足な結果をえられるが、実世界の通信ネットワーク内で出会うタイプの高速過渡状態を追跡することはできない。これは、少なくとも部分的に、逆ジョーンズ行列係数を更新できる速度の低さ（Ｍ／ｇ個の記号持続時間）に起因する。したがって、たとえば、Ｎｏｅは、１０ＧＢａｕｄ信号に関して、逆ジョーンズ行列係数を１６μＳの期間で更新できると主張する。これは、５０μＳのの期間を有する２０ＫＨｚ偏光回転を成功して追跡するにはあまりに遅すぎる。さらに、Ｎｏｅのシステムは、激しい色分散（ＣＤ）の存在下で、少なくとも部分的に記号間干渉（ＩＳＩ）が増加する時のクロック回復回路の障害およびその結果のＡ／Ｄ変換器のサンプル・タイミングの不確実性に起因して、障害を発生する傾向がある。色分散によって激しくひずんだ信号（たとえば、約１０００ピコ秒毎ナノメートル超）は、記号を認識することが実現可能ではない度合まで拡散され、したがって、２つの受信された偏光から２つの偏光分割多重化された信号を区別することはできない。

前記のように、激しい分散の存在下で偏光過渡状態の偏光補償を可能にする技法が、嘱望されている。

本発明の目的は、過渡状態にある高速偏光の偏光補償を可能にする方法を提供することである。

本発明の一態様は、コヒーレント光受信器によって受信された光信号のディジタル・サンプルのストリームを処理する方法を提供する。ディジタル・サンプル・ストリームは、分散補償されたサンプル・ストリームを生成するために処理される。その後、分散補償されたサンプル・ストリームは、光信号の偏光依存障害を補償するために処理される。

本発明のもう１つの態様は、光リンクの障害を補償するためにコヒーレント光受信器をトレーニングする方法を提供する。低速過渡状態での障害を補償するように適合されたフィルタ係数の第１組および高速過渡状態での障害を補償するように適合されたフィルタ係数の第２組が、計算される。その後、フィルタ係数の両方の組をコヒーレント光受信器のフィルタ・ブロックにダウンロードすることができる。

本発明のさらなる特徴および便益は、添付図面を参照して詳細に説明される。

添付図面全体において、類似する技術的特徴は、類似する符号によって識別している。

本発明は、分散が激しい状況においても、偏光依存障害を堅牢に補償することができる方法およびシステムを提供する。本発明の実施形態に係る実施例について、図２〜４を参照して下で説明する。

本発明は、分散補償機能および偏光補償機能のトレーニング用の別々のトレーニング・ループを実施することによって動作させる方法である。本発明の一実施形態では、分散補償機能および偏光補償機能を共通のデータ経路またはパイプライン内でカスケード接続された別個のフィルタ・ブロックに分離させる。次に、各フィルタ・ブロックをトレーニングするおのおのの異なるトレーニング・ループを実施させる。この実施形態では、光信号のサンプリングによって生成されるディジタル・サンプル・ストリームが、まず、色分散（ＣＤ）を補償するために処理される。次に、分散補償されたサンプル・ストリームは、偏光依存障害を補償するために処理される。この形態での分散補償機能および偏光補償機能の分離は、分散補償器を複雑にするが、偏光補償器のサイズと複雑さを低減でき、有効である。実際には、５サンプル程度の小さいフィルタ幅が、偏光補償性能を満足させることがわかっている。後記するように、このことは、高速偏光過渡状態であっても十分に追跡できる高い速度でフィルタ係数を更新することを可能にする。図２は、分散補償機能および偏光補償機能の前記した分離が実施される、代表的なコヒーレント光受信器の概略である。

図２Ａのコヒーレント光受信器では、インバウンド光信号が、光リンク２を介して受信され、偏光ビーム・スプリッタ４によって直交偏光に分割され、その後、従来の９０°光ハイブリッド８によって局所発振器（ＬＯ）信号６と混合される。この光信号は、たとえば、２．５ＧＨｚを超えるビット・レートを有する高速光信号とすることができる。実施形態のいくつかでは、この光信号は、各送信される偏光上で１０ＧＨｚのＱＰＳＫシンボル・レートを有する偏光分割多重化信号とすることができる。光ハイブリッドから発するコンポジット光信号は、おのおのの光検出器１０に供給され、光検出器１０は、対応するアナログ信号を生成する。光検出器信号は、おのおののアナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２０によってサンプリングされて、受信された偏光のそれぞれの同相（Ｉ）成分および直角位相（Ｑ）成分に対応するマルチビット・ディジタル・サンプル・ストリームを作る。

前記した説明から分かるように、Ａ／Ｄ変換器２０の分解能は、性能とコストとの間のバランスである。分解能を高めると、サンプリング精度が改善され、これによって、信号ひずみを下流の分散補償器および偏光補償器によって訂正できる範囲が改善される。しかし、この精度向上は、複雑さ、シリコン面積、および熱生成をも増加させることとなり、好ましくない。また、４ビット未満の分解能が、満足な分散および偏光の補償に不十分である。そこで、実際には、５ビットまたは６ビットの分解能が、許容できるコストで満足な性能をもたらす。好ましくは、Ａ／Ｄ変換器のサンプル・レートは、受信される光信号の予想される最高のシンボル・レートに関するナイキスト判断基準を満足するように選択される。前記した説明から分かるように、ナイキスト・サンプリングは、サンプル・タイミング（各受信された記号に関する）が曖昧および／または未知の場合であっても、Ａ／Ｄ変換器出力で生成されるサンプル・ストリームは、各信号の情報内容のすべてを含むことを保証する。

Ａ／Ｄ変換器２０ブロックから、各受信された偏光のＩサンプル・ストリームおよびＱサンプル・ストリームが、おのおのの分散補償器２２に供給され、分散補償器２２は、サンプル・ストリームに影響して、出力リンクの色分散を補償する。この機能の実行については、たとえば有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタなど、さまざまな方法が公知となっている。

本発明が属する技術分野において公知であるように、この形で補償できる色分散の量は、フィルタの幅（サンプル数単位）に依存する。実施形態では、５０サンプル以上のフィルタ幅を、補償性能とコストとの間の満足なバランスをもたらすために使用することが好ましい。２５６サンプルのフィルタ幅は、許容可能なコスト範囲で、激しい色分散（≧１０００ｐｓ／ｎｍ）の補償さえ可能にすることが知られている。分散補償器係数を計算する（および、これによって分散補償器をトレーニングする）トレーニング・ループは、公知の方法を使用して実施することができる。したがって、たとえば、総色分散を、さまざまな公知の方法のいずれかを使用して測定し、測定された分散を使用して、更新されたフィルタ係数を計算することができる。更新されたフィルタ係数は、その後、分散補償器２２にダウンロードされる。

本発明が属する技術分野において周知であるように、多数の係数を有するフィルタは、加法性雑音が存在するとき、迅速性と正確性とは同時に適用させることができない。したがって、かなりの量の色分散を補償する時に、適応応答時間（すなわち、分散を測定し、更新された係数を計算し、これらを分散補償器２２にダウンロードするのに必要なトレーニング・ループ遅延）は、通常、十分な精度を実現するために、１ミリ秒より長い。実施形態のいくつかでは、かなり長目の適応応答時間（たとえば、１秒以上程度）が、色分散の観察される変動率を追跡するのに十分となっている。

分散補償器２２の出力に現れる分散補償されたサンプル・ストリームは、その後、偏光補償器２４に供給され、偏光補償器２４は、分散補償されたサンプル・ストリームからの各偏光の送信されたＩ信号成分および送信されたＱ信号成分を逆畳み込みするように動作する。たとえば、４つの分散補償されたサンプル・ストリームを受け取り、各送信された偏光のオリジナルのＩ信号成分およびＱ信号成分に対応するおのおののサンプル・ストリームを出力する有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタなど、さまざまな方法が、偏光補償器２４の実施に使用される。

前記から分かるように、高速偏光過渡状態の存在下での送信されたＩ信号成分およびＱ信号成分の逆畳み込みを成功させることは、偏光補償器４０の連続的な高速トレーニングを必要とする。このことは、実質的に、フィルタ係数を、受信される光信号の偏光状態の変化を追跡するのに十分な速度および頻度で再計算しなければならないことを意味する。２ＫＨｚ以下の最大偏光過渡状態が期待される光リンクについて、１０ＫＨｚ程度の低い再計算頻度で十分となる可能性がある。予想される偏光過渡状態速度が高まるにつれて、フィルタ係数の再計算頻度も高めなければならない。したがって、実施形態のいくつかでは、１００ＫＨｚを超える再計算速度が望まれている。実施形態の一つは、光通信信号を、各送信された偏光上のおのおのの所定のビット（または、同等に、記号）シーケンスを有する比較的短いＳＹＮＣバーストによって分離された固定長データ・パケットにフォーマットすることによって達成される。各偏光のビット（記号）シーケンスは、同時に送信されることが好ましいが、これは必要ではない。かかる配置を適用すると、ＳＹＮＣ検出器２６は、公知の相関技法を実施して、分散補償されたサンプル・ストリームのそれぞれの中の各ＳＹＮＣバーストのビット・シーケンスを検出することができる。次に、ＳＹＮＣ検出器２６によって計算された相関係数が係数計算器２８によって使用して、更新されたフィルタ係数を計算することができる。このフィルタ係数は、その後、偏光補償器２４にダウンロードされる。

変形形態としては、２つの直交ビット・シーケンスが、各ＳＹＮＣバースト内で使用され、各ビット・シーケンスは、図２ｂに見ることができるように、おのおのの送信される偏光に割り当てられるものがある。代替配置では、各送信される偏光のＩ成分およびＱ成分のそれぞれが、図２ｃに見ることができるように、おのおのの直交ビット・シーケンスを割り当てられ、この直交ビット・シーケンスは、ＳＹＮＣ検出器が分散補償されたサンプル・ストリーム内の各送信された信号成分を独立に検出することを可能にする。

実施形態のいくつかでは、ＳＹＮＣバースト周波数は、光通信信号のシンボル・レートより約１０００倍低いものとなっている。したがって、シンボル・レートが１０ＧＨｚである光通信システムにおいては、ＳＹＮＣバースト周波数は、約１０ＭＨｚになる。本発明によって使用可能にされる偏光補償器の小さいサイズは、ＳＹＮＣ検出器および係数計算器が、連続するＳＹＮＣバーストの間の間隔中にフィルタ係数を再計算し、ダウンロードすることができる「高速」トレーニング・ループを形成できることを意味する。そのような頻繁な係数更新は、５０ＫＨｚを十分に超えるレートを有する偏光過渡状態のリアルタイムに近い追跡および補償を容易にする。

その後に、偏光補償器の下流に接続された復号器３０は、公知の方法によって、偏光補償器から出力されるひずみ補償された信号から記号値および／またはデータ値を検出することができる。

図２に示すように、ＳＹＮＣ検出器２６および係数計算器２８は、分散補償されたサンプル・ストリームの少なくとも一部を受け取るように接続されたコントローラ・ユニット３２または状態機械で実施することができる。コントローラ３２ユニットは、データ経路の外にあり、データ経路より低いクロック速度で作動することが好ましい。

図２Ａに示す実施形態では、単一の偏光補償器２４は、単一のデータ経路内で分散補償器２２とカスケード接続される。超高速光通信信号については、より低い速度で走行する複数の並列データ経路を設けることが好ましい。図３は、データ経路が分散補償器２２の下流で分割され、その結果、偏光補償（および、図示の例ではデータ検出）が各並列経路内で独立に実行されるようになる実施形態を示している。

図３Ａに示すように、１：Ｍ分配ブロック３４は、分散補償器２２からのサンプルのブロックをＭ個の経路のうちのそれぞれ１つに選択的にルーティングすることによって、信号経路を分割するように動作する。実施形態のいくつかでは、この動作は、従来の１：Ｍデマルチプレクサを使用して実行することができ、この場合に、４つの分散補償された信号のサンプルを、任意の所望の粒度で各データ経路に向けることができる。その場合に、ＳＹＮＣバーストの検出および偏光補償器係数の計算は、データ経路の外部で実行することができ、更新された係数を、並列の偏光補償器２４のそれぞれにダウンロードすることができる。図３Ａに示されているように、フレーマ３６によって制御される「バースト・スイッチ」として分配ブロック３４を実施することで、より堅牢な解決策を提供できる。この場合、各データ経路は、図３Ｂに示すように、完全なデータ・パケットと、直前および直後のＳＹＮＣバーストのうちの少なくとも１つと、を（サンプル・ストリームごとに）包含するサンプルのブロックの形のサンプル・サブストリームを受け取る。代替案では、分配ブロックは、図３Ｂに示すように、各サブストリームが、前後のデータ・パケットの直接に隣接する部分の間でひとまとめにされる１つのＳＹＮＣバーストを包含するサンプルのブックを含むようにするために動作させることができる。この配置は、いずれかのサブストリーム・フォーマットを用いて、各経路に独立のＳＹＮＣ検出器２６および係数計算器２８を設けることができる。したがって、かかる構成は、各経路がそれ自体の偏光補償器２４のフィルタ係数を独立に計算できるという点で有効となる。このことは、そうでない場合にシステムが高速偏光過渡状態を追跡し、補償する能力を劣化させないものより大きいフィルタ幅の使用（したがって、改善された補償精度）を可能にしている。

フレーマ３６は、たとえば、各ＳＹＮＣバーストを検出するために、分散補償されたサンプル・ストリームおよび／または偏光補償されたサンプル・ストリームを基礎として動作し、分配ブロック３４を制御する適当なフレーミング信号を生成することができる。バースト・スイッチの一実施態様は、たとえば、マルチポート・ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）を含むことができ、このマルチポートＲＡＭは、サンプルを複数のデータ経路に同時に供給することを可能にする。これは、少なくとも２つのデータ経路内のおのおののサンプル・サブストリームの間のオーバーラップを可能にする。たとえば、ＳＹＮＣバーストの長さと等しいオーバーラップは、各サンプル・サブストリームが、完全なデータ・パケットならびに直前と直後との両方のＳＹＮＣバーストを包含するサンプルのブロックとして形成されることを意味する。

図４に、分散補償器２２の上流に追加の信号処理機能性を含む、図３に示されたタイプのコヒーレント受信器を示す。図４の例では、可変利得増幅（ＶＧＡ）ブロック３８が、Ａ／Ｄ変換器２０の上流に挿入され、粗遅延補償器４０が、分散補償器２２の上流に挿入される。

ＶＧＡブロック３８は、チャネル等化器４２を実施し、このチャネル等化器４２は、Ａ／Ｃ変換器２０入力での実質的に等しいＲＭＳ信号レベルを保証する。粗遅延補償器４０は、分散補償器２２に供給される対応するサンプルの間の整列を保証するように動作する。したがって、粗遅延補償器４０は、光ハイブリッド８を通る経路長の差と、光検出器１０、ＶＧＡブロック３８、およびＡ／Ｄ変換器２０ブロックを通る信号伝搬遅延の差をもたらす製造変動とを補償するために各サンプル・ストリームのタイミングを調整する先入れ先出し（ＦＩＦＯ）バッファリング動作を実施する。

前記したように当業者であれば、図２〜４に示したＡ／Ｄ変換器２０、分散補償器２２、偏光補償器２４、および復号器３０を、ハードウェアおよびソフトウェアの任意の適切な組合せを使用して実施できることを認められる。超高速光通信信号を受信するように設計された受信器システムでは、少なくともＡ／Ｄ変換器２０、分散補償器２２、偏光補償器２４、および復号器３０を共通チップ上で実施することが望ましい。そのような設計考慮事項は、当業者の想到範囲内であり、したがって、詳細な説明は省いている。

図２〜４の実施形態では、分散補償機能および偏光補償機能が、データ経路内でカスケード接続された別々のフィルタ・ブロックによって提供される。しかし、この両方の機能を、共通のフィルタ・ブロック内に一体化することは言うまでもない。この場合に、フィルタ・ブロックは、低速トレーニング・ループと高速トレーニング・ループとの両方の結果をマージすることによって計算されるフィルタ係数を使用して、満足な分散補償性能を提供するサイズにされる。したがって、たとえば、低速トレーニング・ループを使用して、数分程度の更新間隔を有する、上で説明した、主に色分散を補償する更新されたフィルタ係数を計算することができる。それと同時に、高速トレーニング・ループは、たとえば数ＭＨｚ程度の更新頻度を有し、前記したように、主に偏光を補償するフィルタ係数を計算するのに使用されている。この２つの組の係数をマージし、その後、結果の「コンポジット」係数をフィルタ・ブロックにダウンロードすることによって、色分散と偏光との両方の同時補償が可能になる。偏光過渡状態を追跡するために、コンポジット係数の計算およびダウンロードを、高速トレーニング・ループと同一の頻度で行うことができる。偏光補償係数の高速計算を可能にするために、分散補償フィルタ係数の影響を、偏光補償係数の影響を可視にするためにフィルタリングされた信号から逆畳み込みすることができる。代替案では、信号の一部または信号の一部のコピーを、フィルタ係数の各組の計算を可能にするために２つの別個のフィルタで処理することができる。別々に計算された場合には、これらの係数を、組み合わせ、並列経路内の信号の大多数（または全体）に適用することができる。この変形形態は、２つの順次処理ステージの正味の機能性を提供すると同時に、高速処理を実施する回路の共有または最適化からの効率の機会をもたらす。

図２〜４に示された実施形態では、単一の偏光補償器２４が、各データ経路内に示されている。偏光補償器２４を、それぞれが偏光補償機能の一部を実行する複数のカスケード接続された論理ブロックおよび／または物理ブロックとして設けることができることは言うまでもない。

また、必要に応じて、分散補償の一部または他のフィルタリングを、偏光補償機能と組み合わせることができる。

前記した説明においては、説明を明瞭、かつ、単純にするために、線形フィルタリング動作を示している。しかし、非線形動作を、類似する原理を使用して適用できることは言うまでもない。

さらなる処理ステージを、偏光処理の後、信号が復号される前に適用することもできる。

図２〜４の実施形態では、少なくとも高速（偏光）トレーニング・ループが、受信された光信号内の反復するＳＹＮＣバーストを使用している。この構成は、フィルタ係数の必要な高速再計算を可能にする単純な形を提供するという点で有利である。また、データ検出器の判断出力に基づいて高速トレーニング・ループを駆動することもできる。そのような「判断によって指示される」トレーニング・ループでは、復号器によって判断される記号値が、対応するサンプル値（復号器入力の）と比較され、その比較の結果が、フィルタ係数の再計算に使用される。必要に応じて、両方の方法を使用する光受信器を設計することが可能である。受信器の所与の動作状態について一方の方法を選択し、異なる動作状態で他方の方法に切り替える、制御システムを実施することも可能である。

前記した本発明の実施形態は、例示的であり、本発明の範囲は、特許請求の範囲に記載された趣旨を逸脱しない範囲におよぶことは言うまでもない。

従来技術で既知のコヒーレント光受信器の主要な要素を概略的に示すブロック図である。 本発明の一態様によるコヒーレント光受信器の主要な要素を概略的に示す図である。 本発明の一態様によるコヒーレント光受信器の主要な要素を概略的に示す図である。 本発明の一態様によるコヒーレント光受信器の主要な要素を概略的に示す図である。 本発明のもう１つの態様によるコヒーレント光受信器の主要な要素を概略的に示す図である。 本発明のもう１つの態様によるコヒーレント光受信器の主要な要素を概略的に示す図である。 本発明のもう１つの態様によるコヒーレント光受信器の主要な要素を概略的に示す図である。 本発明のもう１つの態様によるコヒーレント光受信器の主要な要素を概略的に示すブロック図である。

Claims (38)

1. 高速の光信号を受信するコヒーレント光受信器で、前記光信号のディジタル・サンプル・ストリームを処理する方法であって、
   分散補償されたサンプル・ストリームを生成するために前記ディジタル・サンプル・ストリームを処理するステップと、
   前記光信号の偏光依存障害を補償するために前記分散補償されたサンプル・ストリームを処理するステップと
   を含む方法。
2. 前記ディジタル・サンプル・ストリームは、前記光信号の各受信された偏光のマルチビット・ディジタル・サンプルの少なくとも１つのストリームを含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記マルチビット・ディジタル・サンプルの各ストリームのビット分解能の数は、少なくとも４である、請求項２に記載の方法。
4. 受信された偏光のマルチビット・ディジタル・サンプルの前記少なくとも１つのストリームは、前記受信された偏光の同相（Ｉ）成分と直角位相（Ｑ）成分とをそれぞれ表す同相（Ｉ）マルチビット・サンプル・ストリームおよび直角位相（Ｑ）マルチビット・サンプル・ストリームを含む、請求項２に記載の方法。
5. 前記光信号は、各送信される偏光のおのおのの所定のビット・シーケンスを有するＳＹＮＣバーストによって分離されたデータ・パケットのストリームを含む、請求項１に記載の方法。
6. 各送信される偏光の前記おのおのの所定のビット・シーケンスは、前記おのおのの送信される偏光の同相成分および直交成分におのおのが割り振られる直交ビット・シーケンスの対を含む、請求項５に記載の方法。
7. 前記光信号は、２つの送信される偏光を含み、
   各送信される偏光の前記所定のビット・シーケンスは、互いに直交である、請求項５に記載の方法。
8. 前記分散補償されたサンプル・ストリームを処理する前記ステップは、
   ＳＹＮＣバーストの各送信される偏光の前記おのおのの所定のビット・シーケンスを検出するために前記分散補償されたサンプル・ストリームを分析するステップと、
   この分析結果を使用して前記偏光依存障害を補償するフィルタ係数を計算するステップと
   を含む、請求項５に記載の方法。
9. 前記分散補償されたサンプル・ストリームを分析する前記ステップおよびフィルタ係数を計算する前記ステップは、前記光信号のＳＹＮＣバーストごとに繰り返される、請求項８に記載の方法。
10. 前記分散補償されたサンプル・ストリームを処理する前記ステップは、
    前記分散補償されたサンプル・ストリームを複数の並列サブストリームに分割するステップと、
    各サブストリームを並列に処理するステップと
    を含む、請求項１に記載の方法。
11. 前記光信号は、各送信される偏光のおのおのの所定のビット・シーケンスを有するＳＹＮＣバーストによって分離されたデータ・パケットのストリームを含み、
    各サブストリームは、完全なデータ・パケットと、少なくとも１つの直接に隣接するＳＹＮＣバーストとを包含する連続するサンプルのおのおののブロックとを含む、請求項１０に記載の方法。
12. 前記光信号は、各送信される偏光のおのおのの所定のビット・シーケンスを有するＳＹＮＣバーストによって分離されたデータ・パケットのストリームを含み、
    各サブストリームは、ＳＹＮＣバーストと、少なくともデータ・パケットの直接に隣接する部分とを包含する連続するサンプルのおのおののブロックとを含む、請求項１０に記載の方法。
13. 分散補償されたサンプル・ストリームを生成するために高速の光信号のディジタル・サンプル・ストリームを処理する分散補償器と、
    前記光信号の偏光依存障害を補償するために前記分散補償されたサンプル・ストリームを処理する偏光補償器と
    を含む、前記光信号を受信するコヒーレント光受信器。
14. 前記ディジタル・サンプル・ストリームは、前記光信号の各受信された偏光のマルチビット・ディジタル・サンプルの少なくとも１つのストリームを含む、請求項１３に記載の受信器。
15. マルチビット・ディジタル・サンプルの各ストリームのビット分解能の数は、少なくとも４である、請求項１４に記載の受信器。
16. 受信された偏光のマルチビット・ディジタル・サンプルの前記少なくとも１つのストリームが、それぞれ前記受信された偏光の同相（Ｉ）成分と直角位相（Ｑ）成分とをそれぞれ表す同相（Ｉ）マルチビット・サンプル・ストリームおよび直角位相（Ｑ）マルチビット・サンプル・ストリームを含む、請求項１４に記載の受信器。
17. 前記分散補償器は、各受信された偏光の前記Ｉサンプル・ストリームおよび前記Ｑサンプル・ストリームのそれぞれを実数値サンプル・ストリームとして扱うように適合される、請求項１６に記載の受信器。
18. 前記光信号は、各送信される偏光のおのおのの所定のビット・シーケンスを有するＳＹＮＣバーストによって分離されたデータ・パケットのストリームを含む、請求項１３に記載の受信器。
19. 各送信される偏光の前記おのおのの所定のビット・シーケンスは、前記おのおのの送信される偏光の同相成分および直交成分におのおのが割り振られる直交ビット・シーケンスの対を含む、請求項１８に記載の受信器。
20. 前記光信号は、２つの送信される偏光を含み、
    各送信される偏光の前記所定のビット・シーケンスは、互いに直交である、請求項１８に記載の受信器。
21. ＳＹＮＣバーストの各送信される偏光の前記おのおのの所定のビット・シーケンスを検出するために前記サンプル・ストリームを分析するＳＹＮＣ検出器と、
    この分析結果を使用して前記偏光依存障害を補償するフィルタ係数を計算する係数計算器と
    をさらに含む、請求項１８に記載の受信器。
22. 前記分散補償されたサンプル・ストリームを複数の並列サブストリームに分割する分配ブロックと、各サブストリームを並列に処理する、前記分配ブロックの各出力に結合されたおのおのの偏光補償器とをさらに含む、請求項１４に記載の受信器。
23. 前記光信号は、各送信される偏光上のおのおのの所定のビット・シーケンスを有するＳＹＮＣバーストによって分離されたデータ・パケットのストリームを含み、
    各サブストリームは、完全なデータ・パケットと少なくとも１つの直接に隣接するＳＹＮＣバーストとを包含する連続するサンプルのおのおののブロックを含む、請求項２２に記載の受信器。
24. 前記光信号は、各送信される偏光上のおのおのの所定のビット・シーケンスを有するＳＹＮＣバーストによって分離されたデータ・パケットのストリームを含み、
    各サブストリームは、ＳＹＮＣバーストと少なくともデータ・パケットの直接に隣接する部分とを包含する連続するサンプルのおのおののブロックを含む、請求項２２に記載の受信器。
25. 各偏光補償器において、
    前記光信号のＳＹＮＣバーストの各送信される偏光上の所定のビット・シーケンスを検出するために前記おのおののサブストリームを分析するＳＹＮＣ検出器と、
    前記検出結果を使用して前記偏光依存障害を補償するフィルタ係数を計算するおのおのの係数計算器と
    をさらに含む、請求項２２に記載の受信器。
26. 低速過渡状態を示す障害を補償するように適合されたフィルタ係数の第１組を計算するステップと、
    高速過渡状態を示す障害を補償するように適合されたフィルタ係数の第２組を計算するステップと
    を含む、光リンクの障害を補償するためにコヒーレント光受信器をトレーニングする方法。
27. フィルタ係数の前記第１組は、色分散を補償するように適合される、請求項２６に記載の方法。
28. 前記色分散の大きさは、１０００ｐＳ／ｎｍ以上である、請求項２７に記載の方法。
29. 前記フィルタ係数の第１組を計算するステップは、
    前記光リンクの色分散を測定するステップと、
    前記測定結果に基づいてフィルタ係数の前記第１組を計算するステップと
    を含む、請求項２７に記載の方法。
30. 前記フィルタ係数の第１組を計算するステップは、より多くの１分の適応応答時間に対応する速度で繰り返される、請求項２６に記載の方法。
31. フィルタ係数の前記第２組は、偏光依存障害を補償するように適合される、請求項２６に記載の方法。
32. 前記偏光依存障害は、
    偏光依存損失と、
    偏波モード分散と、
    光リンクを介して受信される光信号の各偏光の角度と
    のうちのいずれか１つまたは２つ以上を含む、請求項３１に記載の方法。
33. 前記フィルタ係数の第２組を計算するステップは、５０ＫＨｚを超える速度を有する過渡状態を追跡するのに十分な速度で繰り返される、請求項２６に記載の方法。
34. 前記フィルタ係数の第２組を計算するステップは、少なくとも１０ｋＨｚの速度で繰り返される、請求項３３に記載の方法。
35. 前記フィルタ係数の第２組を計算するステップは、
    サンプル・ストリームを生成するために前記光リンクを介して受信される光信号をサンプリングするステップと、
    前記光信号によって前記光リンクを介して伝えられる１つまたは複数の記号の値を判断するために前記サンプル・ストリームを処理するステップと、
    前記判断された記号値を対応するサンプル値と比較するステップと、
    前記比較結果に基づいて前記フィルタ係数の第２組を計算するステップと
    を含む、請求項２７に記載の方法。
36. 前記フィルタ係数の第２組を計算するステップは、
    サンプル・ストリームを生成するために前記光リンクを介して受信される光信号をサンプリングするステップと、
    前記光信号の各送信される偏光上のおのおのの所定のビット・シーケンスを有するＳＹＮＣバーストを検出するために前記サンプル・ストリームを処理するステップと、
    前記検出結果に基づいてフィルタ係数の前記第２組を計算するステップと
    を含む、請求項２７に記載の方法。
37. フィルタ係数の前記第１組および前記第２組を前記コヒーレント光受信器のおのおののフィルタ・ブロックにダウンロードするステップをさらに含む、請求項２６に記載の方法。
38. フィルタ係数の前記第１組および前記第２組をマージするステップと、
    前記マージ結果を前記コヒーレント光受信器のフィルタ・ブロックにダウンロードするステップと
    をさらに含む、請求項２６に記載の方法。

Images