JP2009246529A

JP2009246529A - 差動単相変換回路

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Publication number: JP2009246529A
Application number: JP2008088458A
Authority: JP
Inventors: Tomoyuki Arai; 知之荒井
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2008-03-28
Filing date: 2008-03-28
Publication date: 2009-10-22
Anticipated expiration: 2028-03-28
Also published as: JP5239451B2; EP2106021B1; US20090243730A1; US7868697B2; EP2106021A1

Abstract

【課題】差動単相変換回路におけるチップ面積の縮小又は同相ノイズ信号の除去又は電力損失の低下を図る。
【解決手段】差動信号が入力され単相信号が出力される差動単相変換回路１０であって、差動信号の一方が入力される制御端子、第１端子、及び第２端子を有する第１トランジスタＭ２と、接地された制御端子、第１トランジスタの第１端子に接続される第２端子、及び差動信号の他方が入力されるとともに、出力信号が出力される第１端子を有する第２トランジスタＭ３とを有するカスコード増幅器、第１トランジスタの第２端子に接続される位相調整用容量Ｃ２、及び、第１トランジスタの第２端子に接続される電流源Ｍ１、を備える差動単相変換回路が提供される。
【選択図】図１

Description

本発明は、差動信号を単相信号に変換する差動単相変換回路に関する。

従来の差動単相変換回路として、図４の（ａ）に示す受動素子であるバランを用いた回路５１がある。回路５１では、１組の差動信号が、（正相）入力端子ＩＮと反転（逆相）入力端子ＩＮＸから入力される。入力された差動信号は、コイル５２及びコイル５３の誘導結合を介し、出力端子ＯＵＴから、単相信号として取り出すことができる。

また、従来の差動単相変換回路として、図４の（ｂ）に示すような能動素子であるトランジスタを用いた回路６１が知られている。回路６１では、差動増幅回路の一方のトランジスタ６３のドレインからの出力信号を単相信号として取り出すことができる。

バランを用いた回路５１は、動作電力を消費せず、同相信号ノイズを除去することができるが、バランは、コイル５２、５３を必要とするため、チップ面積が大きくなる。ディスクリート部品で構成する場合は、部品点数が多くなる。一方、トランジスタを用いた回路６１においては、図示するように回路６２内の素子は使用しないため、回路６１の動作電力の半分に相当する電力を損失する。また、トランジスタ６３のドレインの出力信号のみが利用されるため、同相信号ノイズは除去されない。

上述の問題点に鑑み、本発明は、小チップ面積又は小電力損失又は同相信号ノイズの除去を可能とする差動単相変換回路を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、差動信号が入力され単相信号が出力される差動単相変換回路であって、上記差動信号の一方が入力される制御端子、第１端子、及び第２端子を有する第１トランジスタと、接地された制御端子、上記第１トランジスタの第１端子に接続される第２端子、及び上記差動信号の他方が入力されるとともに、出力信号が出力される第１端子を有する第２トランジスタとを有するカスコード増幅器、上記第１トランジスタの第２端子に接続される位相調整用容量、及び、上記第１トランジスタの第２端子に接続される電流源、を備える差動単相変換回路が提供される。

上記位相調整用容量が可変容量により構成することができる。
上記電流源は、制御端子に接地容量が付加される第３トランジスタにより構成により構成することができる。
上記差動単相変換回路は、上記差動信号の一方と上記差動信号の他方とのバイアス点を同一にすることができる。
上記差動単相変換回路は無線装置に適用される場合、無線装置に含まれるシンセサイザから出力される発振信号周波数に応じて上記可変容量が制御され得る。

上記の差動単相変換回路によれば、トランジスタを用いて第１の差動信号を反転させて第２の差動信号と合成するようにしたので、チップ面積を小さくし、又は同相信号ノイズを除去し、又は電力損失を少なくすることができる。

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。

図１を用いて、本実施形態の差動単相変換回路１０を説明する。
差動単相変換回路１０は、図示のようにＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、「トランジスタ」と言う）Ｍ２、Ｍ３からなるカスコード回路を含む増幅器である。入力端子ＩＮからの正転入力信号、及び、入力端子ＩＮＸからの反転入力信号は、トランジスタＭ３のドレイン、及び、トランジスタＭ２のソースにそれぞれ入力し、出力端子ＯＵＴから出力される。

トランジスタＭ３は、ゲート接地回路を構成する。ゲートには、バイアス電圧ｖｇ３が印加され、バイアス電圧ｖｇ３は、接地されたキャパシタＣ４により一定電位に保持される。

トランジスタＭ２は、ソース接地回路を構成する。ゲートは、キャパシタＣ３を介して、入力端子ＩＮＸと接続され、ソースは、トランジスタＭ１のドレインに接続されている。ゲート電圧にバイアス電圧ｖｇ２が与えられる。トランジスタＭ２のドレインは、トランジスタＭ３のソースに接続される。

キャパシタＣ３は、カップリングコンデンサであり、入力端子ＩＮＸからの反転入力信号の直流成分を阻止している。ただし、前段のバイアスを使用するときにはキャパシタＣ３、抵抗Ｒ１は省略できる。

トランジスタＭ２のソースには、可変容量を有する可変キャパシタＣ２が接続される。可変キャパシタＣ２の容量を変えることで、差動単相変換回路の周波数特性を変え、入力信号中の除去対象となる同相信号ノイズ成分の周波数を調整することもできる。
また、可変キャパシタＣ２の容量値は、図示しないシンセサイザの出力周波数に応じて制御しもよい。例えば、差動単相変換回路１０が、移動局や無線局等の無線装置に利用される場合、無線装置に含まれる周波数シンセサイザにより出力され且つ無線搬送波の受信等に利用されるローカル発振信号周波数に応じて可変キャパシタＣ２の容量値を制御することで、ローカルノイズを有効に除去することができる。

トランジスタＭ１は、ゲートには、バイアス電圧ｖｇ１が印加され、バイアス電圧ｖｇ１は、接地されたキャパシタＣ１により一定電位に保持され、一定の電流を流す電流源として動作する。

図２を用いて、入出力信号の波形の一例を説明する。図２（ａ）〜（ｅ）は、図１の（ａ）〜（ｅ）の信号波形を示す。
（ａ）に、入力端子ＩＮからの正転入力信号を示す。（ｂ）に示す入力端子ＩＮＸからの反転入力信号は、正転入力信号と１８０°の位相差がある。（ｃ）に示すトランジスタＭ２のゲート入力信号は、バイアス電圧ｖｇ２の上に乗った信号となる。
（ｄ）に示すトランジスタＭ３のドレイン出力信号は、反転入力信号を反転して、正転入力信号と同位相及び同電圧で出力された信号となる。なお、トランジスタＭ２の利得を制御することで信号レベルは調整される。
（ｅ）に示す出力端子ＯＵＴの出力信号は、正転入力信号とトランジスタＭ３のドレイン出力信号が合成された出力電圧を有する信号となる。

このように、トランジスタＭ２、Ｍ３はカスコード回路を構成し、トランジスタＭ２のゲートから入力された反転入力信号は、トランジスタＭ３のドレインから反転して出力される。そして、同位相の入力信号により合成される。

また、カスコード回路の出力インピーダンスは、ソース接地回路と比して出力インピーダンスが高い回路である。そのため、ノード１１からみたカスコード回路の出力インピーダンスは高く、正転入力信号は出力端子ＯＵＴ側に出力される。したがって、入力端子ＩＮからの正転入力信号は、トランジスタＭ２及びＭ３の周波数特性の変化、反射波の干渉による差動正転入力信号の波形劣化などの弊害を回避することができる。

さらに、カスコード回路は、ゲート接地回路の周波数特性を有するため、ソース接地回路単独と比べて対象とする正転入力信号を広帯域化することができる。

また、差動単相変換回路１０は、同相除去する周波数の位相調整が可能となるため、従来の図５（ｂ）と比較して、シミュレーションの結果３０ｄＢ以上除去できる。さらに、差動単相変換回路１０は、消費電力は従来の差動信号の一方のみを使用する場合と比して、半分以下とすることができる。

以上説明したように、差動単相変換回路１０は、反転入力信号を反転させて正転入力信号と合成することで、チップ面積を小さくし、同相信号ノイズを除去すると共に、電力損失を少なくすることができる。また、差動単相変換回路１０は、除去対象の同相信号ノイズ周波数は、調整可能であり、且つ、広帯域化に適している。

図３を用いて、本発明の第１の実施例に係る差動単相変換回路２０を示す。差動単相変換回路２０は、上述の差動単相変換回路１０に対して、トランジスタＭ４〜Ｍ８、負荷抵抗Ｒ４、Ｒ５、バイアスに用いられる抵抗Ｒ２、Ｒ３から構成される差動増幅回路２２を接続した回路である。

トランジスタＭ５のゲートは、入力端子ＩＮと接続され、ソースは、トランジスタＭ４のドレインに接続されている。ゲート電圧はバイアス電圧ｖｇ２に保持される。同様に、トランジスタＭ６のゲートには、入力端子ＩＮＸと接続され、ソースは、トランジスタＭ４のドレインに接続されている。ゲート電圧はバイアス電圧ｖｇ２に保持される。

トランジスタＭ４は、ソース接地回路を構成する。ゲートには、トランジスタＭ４がスレッショルド電圧以上で動作するために、バイアス電圧ｖｇ１が印加される。トランジスタＭ４は、一定の電流をソースに流すように電流源として動作する。

トランジスタＭ７及びＭ８、抵抗Ｒ４及びＲ５は、差動増幅回路２２の所望の利得を得るために設定される。トランジスタＭ７及びＭ８のゲートには、バイアス電圧ｖｇ３が印加される。

トランジスタＭ７のドレインは、上記した差動単相変換回路１０の入力端子ＩＮに接続され、トランジスタＭ８のドレインは、差動単相変換回路１０の入力端子ＩＮＸに接続されることになる。
このように、差動単相変換回路２０は、差動信号を差動増幅回路２２で増幅し、さらに、増幅した信号を差動単相変換回路１０で差動単相変換することで、差動信号増幅と差動単相変換という２つの機能を提供できる。
また、トランジスタＭ３、Ｍ７、Ｍ８は、バイアス電圧ｖｇ３を用い、トランジスタＭ２、Ｍ５、Ｍ６は、バイアス電圧ｖｇ２を用い、トランジスタＭ１、Ｍ４は、バイアス電圧ｖｇ１を用いているため、平衡を保つべきバイアス電圧ｖｇ１、ｖｇ２、ｖｇ３の数を最小構成とし、さらに、各トランジスタがバイアス電圧の変動に対して共通した動作を保障しうる。

図４を用いて、本発明の第２の実施例に係る差動単相変換回路３０を示す。差動単相変換回路３０は、上述の差動単相変換回路１０並びに差動増幅回路２２に対して、トランジスタＭ１’及びＭ２’を加えた構成２４を有する。

差動単相変換回路２０では、キャパシタＣ３によってトランジスタＭ８のドレイン電流が流れる経路が無いため、トランジスタＭ７、Ｍ８のドレイン電圧が均一にならない。そのため、差動単相変換回路３０では、接地されたトランジスタＭ１’及びＭ２’をトランジスタＭ７のドレインに接続することにより、トランジスタＭ７及びＭ８の出力信号に対して平行な特性を与えられる。
また、トランジスタＭ１’及びＭ２’は、バイアス電圧ｖｇ１及びｖｇ２がそれぞれ印加される。バイアス電圧ｖｇ１及びｖｇ２は、他のトランジスタＭ１及びＭ２などと共通して用いられるため、平衡を保つべきバイアス電圧ｖｇ１、ｖｇ２、ｖｇ３の数を最小構成とし、さらに、各トランジスタがバイアス電圧の変動に対して共通した動作を保障しうる。

本願に関する技術は、例えば、アナログ回路全般に適用することもできる。また、上述並びに図面においては、トランジスタは、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタを例にして説明したが、本願に関する技術は、他の様々なトランジスタも適用可能である。

以上説明した実施形態は典型例として挙げたに過ぎず、その各実施形態の構成要素を組合せること、その変形及びバリエーションは当業者にとって明らかであり、当業者であれば本発明の原理及び請求の範囲に記載した発明の範囲を逸脱することなく上述の実施形態の種々の変形を行えることは明らかである。

図１は、本実施形態に係る差動単相変換回路を説明するための図である。図２は、入出力信号の波形の一例を説明するための図である。図３は、本実施例に係る差動単相変換回路を説明するための図である。図４は、本実施例に係る差動単相変換回路を説明するための図である。図５は、従来の差動単相変換回路を説明するための図である。

符号の説明

１０、２０、３０差動単相変換回路
１１ノード
２２差動増幅回路

Claims

差動信号が入力され単相信号が出力される差動単相変換回路であって、
前記差動信号の一方が入力される制御端子、第１端子、及び第２端子を有する第１トランジスタと、接地された制御端子、前記第１トランジスタの第１端子に接続される第２端子、及び前記差動信号の他方が入力されるとともに、出力信号が出力される第１端子を有する第２トランジスタとを有するカスコード増幅器、
前記第１トランジスタの第２端子に接続される位相調整用容量、及び、
前記第１トランジスタの第２端子に接続される電流源、
を備えることを特徴とする差動単相変換回路。
前記位相調整用容量が可変容量により構成される請求項１に記載の差動単相変換回路。
前記電流源は、制御端子に接地容量が付加される第３トランジスタにより構成される請求項１又は２に記載の差動単相変換回路。
前記差動信号の一方と前記差動信号の他方とのバイアス点を同一にする請求項1〜３のいずれかに記載の差動単相変換回路。
無線装置に適用される場合、該無線装置に含まれるシンセサイザから出力される発振信号周波数に応じて前記可変容量が制御される請求項２〜４のいずれかに記載の差動単相変換回路。