JP2009181381A

JP2009181381A - 安定化電源回路

Info

Publication number: JP2009181381A
Application number: JP2008020238A
Authority: JP
Inventors: Kazuyuki Miyajima; 一之宮島
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2008-01-31
Filing date: 2008-01-31
Publication date: 2009-08-13
Anticipated expiration: 2028-01-31
Also published as: JP5008581B2

Abstract

【課題】出力電流に大きな変動が生じた場合でも、出力電圧がすばやく元の値に戻るようにする。
【解決手段】出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗分圧する分圧点から取り出した帰還電圧Ｖ１と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、その比較結果に基づいて出力電圧Ｖｏｕｔを基準電圧Ｖｒｅｆに対応した電圧に制御する。出力端子と分圧点との間に接続された容量Ｃ２とスイッチ素子ＳＷとからなる直列回路と、帰還電圧Ｖ１とオフセット電圧Ｖｏｆｆを加算した電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより低下したことを検知すると検知信号を出力する比較回路ＯＰ２とを備え、スイッチ素子ＳＷは、比較回路ＯＰ２が検知信号を出力しているときオフし、検知信号を出力しないときオンする。
【選択図】図１

Description

本発明は、半導体集積回路の電源回路において、負荷変動に対する出力電圧の追従性の高速化を図った安定化電源回路に関するものである。

従来の一般的な安定化電源回路の構成を図７に示す。この安定化電源回路は、負荷（ここでは電流源Ｉ１で示す）に供給する出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧し、その分圧点の電圧Ｖ１と基準電圧源Ｂ１で発生させた温度等に安定な基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差分を誤差増幅器ＯＰ１で検出して、その誤差分に応じてＰＭＯＳトランジスタＭＰ１のゲートを制御することで、出力電圧Ｖｏｕｔを基準電圧Ｖｒｅｆに対応した値に制御するものである。容量Ｃ１は出力電圧安定化用である。出力電圧Ｖｏｕｔは、
Vout=Vref・(R1+R2)/R2 (1)
で決まる。このような安定化電源回路は、半導体集積回路で構成され、温度や供給される電源電圧ＶＤＤ等によらず、常に一定の出力電圧を得ることが出来るため、分野を問わず、多くの電子機器に利用されている。

一般に、このような安定化電源回路は、近年、動作中に無駄に消費される電流を低減するために、抵抗Ｒ１，Ｒ２の値を大きくする必要が生じている。特にバッテリー等により駆動される、携帯電話などの機器に搭載される電源回路においては、消費電流の低減の要求が厳しく、これらの抵抗Ｒ１，Ｒ２の値を数ＭΩ以上に設定する場合も見られる。このような安定化電源回路においては、出力電圧Ｖｏｕｔのノイズの低減と位相補償を目的として、容量Ｃ２を抵抗Ｒ１と並列に接続する場合が多い（例えば、特許文献１参照）。
特開２００２−３２１３３号公報

ところが、このように構成された安定化電源回路においては、図８に示すように、負荷である電流源Ｉ１の電流が急激に変化し、出力端子から流出する出力電流ＩＬが急増した場合、出力電圧Ｖｏｕｔに大きな変動が発生する。まず、出力電流ＩＬが急激に増加したことにより、出力電圧Ｖｏｕｔは一時的に低下する。そして、その後、誤差増幅器ＯＰ１を通しての負帰還作用により、トランジスタＭＰ１の出力電流（ドレイン電流）が増加し、再び上昇する。

しかし、出力電圧Ｖｏｕｔは、即座には完全に元の電圧には戻らず、セトリングタイムで示している時間Ｔ１の間に、元の電圧よりも低い電圧で一旦安定し、その後、徐々に元の出力電圧に近づいていく。これは容量Ｃ２に蓄積された電荷の減少が原因である。負荷としての電流源Ｉ１が一定の電流値ＩＬを流し、安定している状態での出力電圧をＶｏｕｔ１とすると、このとき容量Ｃ２に蓄積されている電荷Ｑ１は、
Q1=C2・Vout1・R1/(R1+R2) (2)
で求められる。

ここで、負荷である電流源でＩ１の電流値ＩＬが急増すると、出力電圧Ｖｏｕｔは一時的に低下する。この時の出力電圧をＶｏｕｔ２とすると、容量Ｃ２の両端子間の電位差Ｖｃ２は、
Vc2=Vout2・R1/(R1+R2) (3)
に漸近していく。このため、容量Ｃ２に蓄積された電荷Ｑ１’は、
Q1’=C2・Vout2・R1/(R1+R2) (4)
のようになる。

その後、誤差増幅器ＯＰ１を介した負帰還作用により、出力電圧Ｖｏｕｔは急激に元の値に戻ろうとするが、出力電圧Ｖｏｕｔが低下している間に、容量Ｃ２に蓄積された電荷は、式(4)で示される値にまで減少しているため、再び電荷が蓄積されるまで、容量Ｃ２の両端子間の電圧はＶｃ２に近い値になっている。このため、出力電圧はＶｏｕｔ３で一度安定してしまう。つまり、
Vout3=Vref+Vc2 (5)
となる。

図８中のセトリングタイムである時間Ｔ１における出力電圧の変化Ｖｏｕｔ(t)は、誤差増幅器ＯＰ１を介した負帰還作用により、この時間Ｔ１の区間において、抵抗Ｒ２の両端子間の電位差Ｖ１と基準電圧源Ｂ１の電圧Ｖｒｅｆとが等しくなるとすると、
Vout(t)=(R1+R2)/R2・Vref(1-e^-t/(C2・R1))+(Vc2+Vref)・e^-t/(C2・R1) (6)
のように求められる。

この式(6)より、出力電圧は式(5)により示される値から、式(1)で示される元の値に漸近していく。ただし、このときの時定数は容量Ｃ２の容量値と抵抗Ｒ１の抵抗値の積であり、容量Ｃ２の値が１０ｐＦで抵抗Ｒ１の値が３ＭΩとした場合でも、時定数は３０μｓ程度と大きく、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の値に安定するまでに、大きな遅延が発生する。

本発明の目的は、従来の安定化電源回路の上記問題点を解決し、出力電流に大きな変動が生じた場合でも、出力電圧がすばやく元の値に戻るようにした安定化電源回路を提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、出力端子の出力電圧を抵抗分圧する分圧点から取り出した帰還電圧と基準電圧とを比較し、その比較結果に基づいて前記出力電圧を前記基準電圧に対応した電圧に制御する安定化電源回路において、前記出力端子と前記分圧点との間に接続された容量とスイッチ素子とからなる直列回路と、前記出力電圧が所定値以下に低下したことを検知すると検知信号を出力する検知手段とを備え、前記スイッチ素子は、前記検知手段が前記検知信号を出力しているときオフし、前記検知信号を出力しないときオンすることを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、出力端子の出力電圧を抵抗分圧する分圧点から取り出した帰還電圧と基準電圧とを比較し、その比較結果に基づいて前記出力電圧を前記基準電圧に対応した電圧に制御する安定化電源回路において、前記出力端子と前記分圧点との間に接続された容量とスイッチ素子とからなる直列回路と、前記出力電圧の低域成分を取り出すローパスフィルタと、前記出力電圧が前記ローパスフィルタの出力電圧よりも所定値以下に低下したことを検知すると検知信号を出力する検知手段とを備え、前記スイッチ素子は、前記検知手段が前記検知信号を出力しているときオフし、前記検知信号を出力しないときオンすることを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、出力端子の出力電圧を抵抗分圧する分圧点から取り出した帰還電圧と基準電圧とを比較し、その比較結果に基づいて前記出力電圧を前記基準電圧に対応した電圧に制御する安定化電源回路において、前記出力端子と前記分圧点との間に接続された容量とダイオードとからなる直列回路と、前記ダイオードのオン／オフを制御する電流源と、前記出力電圧が所定値以下に低下したことを検知すると検知信号を出力する検知手段とを備え、前記電流源は、前記検知手段が前記検知信号を出力しているとき前記ダイオードをオフし、前記検知信号を出力しないとき前記ダイオードをオンすることを特徴とする。

本発明によれば、出力電圧を分圧する分圧点と出力端子と間に接続された容量を、出力電圧が所定値以下に低下したら回路から切り離し、所定値を越えたら接続するので、その容量の電荷の大幅な流出が回避され、出力電流が急増して出力電圧が低下する場合であっても、その出力電圧をすばやく元の値に戻すことができる。

本発明では、出力電圧Ｖｏｕｔがオフセット電圧よりも低下すると、容量Ｃ２を回路から切り離してその電荷が放電されることを回避する。この後、負帰還作用によって出力電圧Ｖｏｕｔがオフセット電圧以上を回復すれば容量Ｃ２を回路に接続させる。このとき、容量Ｃ２には十分な電荷が残っているので、安定状態に回復するまでの時間を短縮化することができる。

安定化電源回路の負荷電流が急増するような状況は、例えば、負荷が半導体集積回路のような場合が挙げられる。特に携帯機器で使用される半導体集積回路は、非稼動時の消費電流を低減するため、電流をほとんど消費しない待機状態に切り替わる機能を持つものがある。この待機状態から動作状態に切り替わると、短時間で急激に消費電流が増加する。このような場合、従来の安定化電源回路では、一時的に出力電圧が低下してしまうが、本発明による安定化電源回路の場合、出力電圧の低下している時間を短時間に抑えることが可能である。

＜実施例１＞
図１は本発明の安定化電源回路の実施例１の構成を示す回路図である。図７で説明したものと同じものには同じ符号を付けてその詳しい説明は省略する。ＯＰ２は検知手段としての比較器であり、その出力が容量Ｃ２に直列接続されたスイッチ素子ＳＷのオン／オフを制御している。この比較器ＯＰ２は、抵抗Ｒ１，Ｒ２による出力電圧Ｖｏｕｔの分圧点の電圧Ｖ１に電圧源Ｂ２のオフセット電圧Ｖｏｆｆを加算した電圧（Ｖ１＋Ｖｏｆｆ）と基準電圧源Ｂ１の基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、「Ｖ１＋Ｖｏｆｆ≧Ｖｒｅｆ」であるとき、つまり「Ｖ１≧Ｖｒｅｆ−Ｖｏｆｆ」であるとき、出力を“Ｌ”にしてスイッチ素子ＳＷをオンさせ、「Ｖ１＜Ｖｒｅｆ−Ｖｏｆｆ」のとき出力を“Ｈ”にしてオフさせる。

したがって、本実施例では、出力電圧Ｖｏｕｔが安定しているときは、「Ｖ１≧Ｖｒｅｆ−Ｖｏｆｆ」であり、スイッチ素子ＳＷはオンしている。負荷電流が急激に増大して、出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、「Ｖ１＜Ｖｒｅｆ−Ｖｏｆｆ」になると、スイッチ素子ＳＷがオフして容量Ｃ２の電荷の放電が停止される。そして、この後、誤差増幅器ＯＰ１とトランジスタＭＰ１の負帰還作用により出力電圧Ｖｏｕｔが回復してきて、「Ｖ１≧Ｖｒｅｆ−Ｖｏｆｆ」が満足されると、スイッチ素子ＳＷがオンして、容量Ｃ２の電荷によって、出力電圧Ｖｏｕｔを一挙に上昇させる。このため、負荷電流の増大開始から出力電圧Ｖｏｕｔが定常状態に落ち着くまでのセトリングタイムを、図９にＴ２で示すように、大幅に短縮することができる。

図２は図１の構成を具体化した回路図である。ここでは、スイッチ素子ＳＷをＰＭＯＳトランジスタＭＰ２で構成し、抵抗Ｒ１を抵抗Ｒ３とＲ４の直列回路に置き換えて、その抵抗Ｒ３とＲ４の共通接続点の電圧からオフセット電圧Ｖｏｆｆを取り出して、比較器ＯＰ２の反転入力端子に入力している。トランジスタＭＰ２は比較器ＯＰ２の出力が“Ｌ”のときオン、“Ｈ”のときオフとなり、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルに応じて、図１と同様に動作する。

＜実施例２＞
図３は本発明の安定化電源回路の実施例２の構成を示す回路図である。本実施例では、出力電圧Ｖｏｕｔよりもオフセット電圧Ｖｏｆｆだけ高い電圧を比較器ＯＰ２の反転入力端子に入力し、その比較器ＯＰ２の非反転入力端子には、出力電圧ＶｏｕｔをローパスフィルタＬＰＦで濾波した電圧Ｖ２を入力している。

したがって、本実施例では、出力電圧Ｖｏｕｔが安定しているときは、Ｖ２＝Ｖｏｕｔとなっており、比較器ＯＰ２の反転入力端子は非反転入力端子よりもオフセット電圧Ｖｏｆｆだけ高いので、その出力が“Ｌ”となり、スイッチ素子ＳＷはオンしている。負荷電流が急激に増大すると、出力電圧Ｖｏｕｔは急激に低下するが、ローパスフィルタＬＰＦの出力電圧Ｖ２は緩やかに低下し、その出力電圧Ｖｏｕｔと電圧Ｖ２の差分がオフセット電圧Ｖｏｆｆ以上になると、比較器ＯＰ２の出力が“Ｈ”となり、スイッチ素子ＳＷがオフする。そして、誤差増幅器ＯＰ１とトランジスタＭＰ１の負帰還作用により出力電圧Ｖｏｕｔが上昇して、その電圧Ｖｏｕｔと電圧Ｖ２の差分がオフセット電圧Ｖｏｆｆ以内に戻ると、比較器ＯＰ２の出力が“Ｌ”となり、スイッチ素子ＳＷがオンして、容量Ｃ２の電荷によって、出力電圧Ｖｏｕｔを一挙に上昇させる。このため、負荷電流の増大開始から出力電圧Ｖｏｕｔが定常状態に落ち着くまでの時間を、図９に示すように、大幅に短縮することができる。

図４は図３の構成を具体化した回路図である。ここでは、スイッチ素子ＳＷをＰＭＯＳトランジスタＭＰ２で構成し、ローパスフィルタＬＰＦを抵抗Ｒ５と容量Ｃ３の直列回路で構成し、その共通接続点の電圧Ｖ２を比較器ＯＰ２の非反転入力端子に接続している。図２と同様に、トランジスタＭＰ２は比較器ＯＰ２の出力が“Ｌ”のときオン、“Ｈ”のときオフとなり、出力電圧Ｖｏｕｔと電圧Ｖ２の値に応じて、図３と同様に動作する。

＜実施例３＞
図５は本発明の安定化電源回路の実施例３の構成を示す回路図である。本実施例では、スイッチ素子としてダイオードＤ１を使用し、これを容量Ｃ２に直列接続している。そして、このダイオードＤ１と容量Ｃ２の共通接続点に電流源Ｉ２を接続し、この電流源Ｉ２を比較器ＯＰ２によってオン／オフ制御することで、ダイオードＤ１をオン／オフ制御している。

したがって、本実施例では、出力電圧Ｖｏｕｔが安定しているときは、「Ｖ１≧Ｖｒｅｆ−Ｖｏｆｆ」であり、比較器ＯＰ２の出力が“Ｌ”となっており、電流源Ｉ２は電流ＩａをダイオードＤ１に供給し、そのダイオードＤ１はオンしている。負荷電流が急激に増大して、出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、「Ｖ１＜Ｖｒｅｆ−Ｖｏｆｆ」になると、比較器ＯＰ２の出力が“Ｈ”となり、電流源Ｉ２の電流Ｉａが停止してダイオードＤ１がオフし、容量Ｃ２の電荷の放電が停止される。そして、誤差増幅器ＯＰ１とトランジスタＭＰ１の負帰還作用により「Ｖ１≧Ｖｒｅｆ−Ｖｏｆｆ」が満足されると、電流源Ｉ２の電流Ｉａが流れてダイオードＤ１がオンし、容量Ｃ２の電荷によって、出力電圧Ｖｏｕｔを一挙に上昇させる。このため、負荷電流の増大開始から出力電圧Ｖｏｕｔが定常状態に落ち着くまでの時間を、図９に示すように、大幅に短縮することができる。

図６は図５の構成を具体化した回路図である。ここでは、電流源Ｉ２にＮＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２，ＭＮ３を接続し、その内のトランジスタＭＮ１のゲートを比較器ＯＰ２の出力端子に、トランジスタＭＮ２，ＭＮ３はカレントミラー接続として、トランジスタＭＮ３をダイオードＤ１と容量Ｃ２の共通接続点に接続している。

よって、ここでは、「Ｖ１≧Ｖｒｅｆ−Ｖｏｆｆ」で比較器ＯＰ２の出力が“Ｌ”のときは、トランジスタＭＮ１がオフし、電流源Ｉ２の電流ＩａをトランジスタＭＮ３のドレインに転移し、ダイオードＤ１をオンさせる。「Ｖ１＜Ｖｒｅｆ−Ｖｏｆｆ」になり比較器ＯＰ２の出力が“Ｈ”になると、トランジスタＭＮ１がオンして電流源Ｉ２の電流ＩａをすべてトランジスタＭＮ１のドレインに流し、トランジスタＭＮ３のドレイン電流をオフにして、ダイオードＤ１をオフさせる。この結果、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルに応じて、図５と同様に動作する。

本発明の実施例１の安定化電源回路の回路図である。本発明の実施例１の具体的な安定化電源回路の回路図である。本発明の実施例２の安定化電源回路の回路図である。本発明の実施例２の具体的な安定化電源回路の回路図である。本発明の実施例３の安定化電源回路の回路図である。本発明の実施例３の具体的な安定化電源回路の回路図である。従来の安定化電源回路の回路図である。従来の出力電流急増時の出力電流と出力電圧の波形図である。本発明の出力電流急増時の出力電流と出力電圧の波形図である。

符号の説明

ＯＰ１：誤差増幅器、ＯＰ２：比較器、Ｂ１：基準電圧源、Ｂ２：オフセット電圧源

Claims

出力端子の出力電圧を抵抗分圧する分圧点から取り出した帰還電圧と基準電圧とを比較し、その比較結果に基づいて前記出力電圧を前記基準電圧に対応した電圧に制御する安定化電源回路において、
前記出力端子と前記分圧点との間に接続された容量とスイッチ素子とからなる直列回路と、前記出力電圧が所定値以下に低下したことを検知すると検知信号を出力する検知手段とを備え、
前記スイッチ素子は、前記検知手段が前記検知信号を出力しているときオフし、前記検知信号を出力しないときオンすることを特徴とする安定化電源回路。
出力端子の出力電圧を抵抗分圧する分圧点から取り出した帰還電圧と基準電圧とを比較し、その比較結果に基づいて前記出力電圧を前記基準電圧に対応した電圧に制御する安定化電源回路において、
前記出力端子と前記分圧点との間に接続された容量とスイッチ素子とからなる直列回路と、前記出力電圧の低域成分を取り出すローパスフィルタと、前記出力電圧が前記ローパスフィルタの出力電圧よりも所定値以下に低下したことを検知すると検知信号を出力する検知手段とを備え、
前記スイッチ素子は、前記検知手段が前記検知信号を出力しているときオフし、前記検知信号を出力しないときオンすることを特徴とする安定化電源回路。
出力端子の出力電圧を抵抗分圧する分圧点から取り出した帰還電圧と基準電圧とを比較し、その比較結果に基づいて前記出力電圧を前記基準電圧に対応した電圧に制御する安定化電源回路において、
前記出力端子と前記分圧点との間に接続された容量とダイオードとからなる直列回路と、前記ダイオードのオン／オフを制御する電流源と、前記出力電圧が所定値以下に低下したことを検知すると検知信号を出力する検知手段とを備え、
前記電流源は、前記検知手段が前記検知信号を出力しているとき前記ダイオードをオフし、前記検知信号を出力しないとき前記ダイオードをオンすることを特徴とする安定化電源回路。