JP2009180529A - 赤外線センサ、赤外線固体撮像装置及び赤外線センサの制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電界効果トランジスタを感熱体に用いた赤外線センサにおいて、信号読み出しが容易で、信号処理回路の構成を容易にし、温度検出感度が高い赤外線センサを提供する。
【解決手段】基板上に、温度変化を電気信号の変化として出力する温度検出部を配置する。温度検出部は感熱体として電界効果トランジスタ（６０１）を含む。赤外線の検知動作時において、電界効果トランジスタはピンチオフ状態で動作するようにバイアスされる。
【選択図】図４

Description

本発明は、電界効果トランジスタを感熱体に用いたソース接地増幅回路を搭載した赤外線センサ及びその制御方法並びに赤外線センサを用いた赤外線固体撮像装置に関する。

従来の赤外線センサでは、サブスレッショルド領域で動作する電界効果トランジスタを感熱体に用いたソース接地増幅回路を搭載していた（例えば特許文献１参照）。

特開２００６−２５８５６２号公報

上記のような従来の赤外線センサでは、電界効果トランジスタを感熱体に用いたソース接地増幅回路において、負荷と電界効果トランジスタの中点から出力する電圧の温度変化を向上するにあたり、電界効果トランジスタをサブスレッショルド領域で動作させていた。そのため、電界効果トランジスタのソース-ドレイン間電流が温度に対して指数関数的に変化し、かつ、ソース-ドレイン間電流が少ないので、信号読み出しが困難であり、かつ、赤外線センサの温度検出感度が低いという課題があった。

本発明は上記課題を解決すべくなされたものであり、その目的とするところは、電界効果トランジスタを感熱体に用いた赤外線センサにおいて、信号読み出しが容易で、信号処理回路の構成を容易にし、温度検出感度が高い赤外線センサを提供することにある。

本発明に係る赤外線センサは、基板上に、温度変化を電気信号の変化として出力する温度検出部を配置する。温度検出部は感熱体として電界効果トランジスタを含む。赤外線の検知動作時において、電界効果トランジスタはピンチオフ状態で動作するようにバイアスされる。

本発明に係る赤外線センサの制御方法は、基板上に、温度変化を電気信号に変換する温度検出部を有し、温度検出部が感熱体として電界効果トランジスタを含む赤外線センサの制御方法である。その制御方法によれば、電界効果トランジスタをピンチオフ状態で動作させ、ピンチオフ状態で動作させて得られる出力信号を温度検知信号として出力する。

本発明によれば、電界効果トランジスタを感熱体に用いたソース接地増幅回路において、温度検知動作時に電界効果トランジスタをピンチオフ状態で動作させる。その結果、電界効果トランジスタのソース-ドレイン間に流れる電流は温度に対してほぼ線形に変化し、かつ、出力電圧の温度変化はゲート-ソース間電圧に対して極大点を有する。よって、感熱体としての電界効果トランジスタをこのように動作させることで、信号読み出しが容易となる。さらに、出力電圧の温度変化を大きくすることができるため、信号処理回路の構成を容易にでき、温度検出感度が高い赤外線センサを提供できる。

以下、添付の図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。

実施の形態１．
１．赤外線固体撮像装置
最初に、本発明の実施の形態における赤外線センサを利用した赤外線固体撮像装置を説明する。図１に、赤外線固体撮像装置の斜視図を示す。赤外線固体撮像装置３００は、基板３０１上に検出器５０３を複数個配列した検出器アレイ５０２と、各検出器５０３が出力した電気信号を処理して外部に出力する信号処理回路５０９とを備える。検出器５０３と信号処理回路５０９は、垂直信号線３０２および水平信号線３０３によって接続されている。なお、以下の実施の形態２〜５においても赤外線固体撮像装置の斜視図は図１に示すものと同じである。

図２は、１つの検出器５０３の平面図であって、わかりやすく説明するために、赤外線吸収量を増大させるための傘構造（後述）および保護膜は省略してある。

図３は、図２に示す検出器５０３をＡ−Ａ線で切断したときの断面図である。検出器５０３は、検出部５０４と、基板３０１上に設けられた凹部５０６上で検出部５０４を中空に保持する支持脚５０５と、検出部５０４上に設置された傘構造５０７とを含む。検出部５０４には配線層３０４と感熱体である検知膜２００が設置されている。支持脚５０５にも配線層３０４が設けられ、その配線層３０４により信号処理回路５０９と検知膜２００とが電気的に接続されている。検知膜２００は電界効果トランジスタで構成される。

本実施形態の赤外線センサは、検出器５０３（検知膜２００）内の電界効果トランジスタと所定の負荷とで構成されるソース接地増幅回路で構成される。以下、本実施形態の赤外線センサについて詳述する。

２．赤外線センサ
本実施形態の赤外線センサは温度に応じて変化する電気信号を出力するものであって、検出器５０３に形成された電界効果トランジスタと抵抗等の負荷とで構成されるソース接地増幅回路（後述）を含む。図４（ａ）に、赤外線センサ、すなわち、それを構成するソース接地増幅回路の回路図を示す。ソース接地増幅回路は、電源とグランド間に接続された負荷７０４と電界効果トランジスタ６０１の直列回路を含む。電界効果トランジスタ６０１のみが検出部５０４上に形成され、負荷７０４や電源は検出部５０４以外の部分に形成される。ソース接地された電界効果トランジスタ６０１が感熱体である。

赤外線センサの撮像対象となる被写体が発した赤外線は、検出器アレイ５０２内の検出器５０３に入射し、それにより検出部５０４の温度が上昇する。このとき、温度変化に応じて検出部５０４内の検知膜２００の電気特性が変化する。この検知膜２００の電気特性の変化を信号処理回路５０９でセンサ毎に読み取って外部に出力することで、被写体の熱画像を得ることができる。基板３０１と検出部５０４は支持脚５０５によって接続されているので、支持脚５０５の熱コンダクタンスが小さいほど検出部５０４の温度変化が大きくなり、検出器５０３（赤外線センサ）の温度感度が高くなる。

ここで、図４（ａ）に示すソース接地増幅回路の温度感度について考察する。負荷７０４は抵抗素子であり、電界効果トランジスタ６０１がＮＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタである場合を考える。ＮＭＯＳトランジスタの電流-電圧特性は、線形領域では式（１）で示され、飽和領域では式（２）で示される。

ここで、Idsはドレイン-ソース間電流、Ｗはゲート幅、Ｌはゲート長、μは移動度、Coxはゲート容量、Vgsはゲート-ソース間電圧、Vthはしきい値電圧、Vdsはドレイン-ソース間電圧である。

次式（３）が成り立つとき、ＮＭＯＳトランジスタの動作状態は線形領域にあり、電流電圧特性は式（１）に従う。同様に、次式（４）が成り立つとき、ＮＭＯＳトランジスタの動作状態は飽和領域にあり、電流電圧特性は式（２）に従う。

次式（５）は、式（３）の線形領域と式（４）の飽和領域の境界での状態を示し、式（５）で示される動作点をピンチオフ点、そのような状態をピンチオフ状態と呼ぶ。このときのドレイン電圧がピンチオフ電圧Vpsである。

電源電圧をVdd、負荷抵抗値をR、信号処理回路５０９への出力電圧をVoutとすると、図４（ａ）に示すソース接地増幅回路において、以下の式（６）が成り立つ。

式（６）の両辺を温度Ｔで微分すると、Voutの温度変化に関し次式（７）が得られる。

式（７）に式（１）または式（２）を代入すると、以下の式（８）または式（９）が得られる。

上式において、βは電界効果トランジスタの利得定数である。なお、図４（ａ）の回路においてVout＝Vdsであり、この関係を式（８）の導出に用いた。

式（１）または式（８）に式（５）を代入すると、それぞれ式（２）または式（９）を得る。すなわち、ピンチオフ点において、線形領域の式と飽和領域の式から得られる結果は同じとなる。

図５（ａ）に、Vth＝0.7V、β＝50μA/V²、R＝20kΩ、Vdd＝3Vとして、ソース接地増幅回路における出力電圧Voutの温度変化（ｄＶout/ｄＴ）とゲート−ソース間電圧Vgsの関係を実際のデバイスを用いて測定した結果を示している。さらに、図５（ａ）には、式（８）および式（９）を用いて出力電圧Voutの温度変化（ｄＶout/ｄＴ）とゲート−ソース間電圧Vgsの関係をシミュレーションした結果も示している。図５（ａ）において、式（８）を用いて求めた線形領域のグラフと、式（９）を用いて求めた飽和領域のグラフとの交点において、出力電圧Voutの温度変化の測定結果が最大になっている。すなわち、図４（ａ）に示した本実施の形態におけるソース接地増幅回路では、線形領域と飽和領域の境界であるピンチオフ点において、出力電圧Voutの温度変化（ｄＶout/ｄＴ）が最大となる。

さらに、式（１）、式（２）、式（５）、式（６）、式（８）および式（９）より、Vddが高く、負荷抵抗Rが小さく、ＮＭＯＳトランジスタのゲート電極幅Ｗ／長さＬ比が小さくなるほど、出力電圧Voutの温度変化（ｄＶout/ｄＴ）が大きくなることが分かる。

以上より、図４（ａ）に示した本実施の形態の赤外線センサにおけるソース接地増幅回路では、従来のサブスレッショルド領域で動作する電界効果トランジスタを有するソース接地増幅回路（図４（ｂ）参照）と異なり、電界効果トランジスタのソース-ドレイン間電流Idsが温度に対してほぼ線形に変化し、かつ、出力電圧Voutの温度変化（ｄＶout/ｄＴ）がゲート-ソース間電圧Vgsに対して極大点をもつ。よって、信号読み出しが容易であり、かつ、出力電圧の温度変化を大きくすることができる。その結果、従来よりも、信号処理回路の構成を簡単にでき、かつ、温度検出感度が高い赤外線センサを実現することができる。

なお、本実施の形態においては、感熱体である電界効果トランジスタとしてＮ型ＭＯＳトランジスタを用いて説明したが、Ｐ型ＭＯＳトランジスタを用いても同様の議論が成り立つことは言うまでも無い。なお、電界効果トランジスタとしてＰ型ＭＯＳトランジスタを用いた場合、図４（ｃ）に示すような回路構成となる。

次に、負荷７０４が定電流源の場合について検討する。
理想的な定電流源は、外部のインピーダンスに関係無く一定の電流を供給し、かつ、内部のインピーダンスが無限大である。そのため、負荷７０４が理想的な定電流源の場合、負荷７０４が抵抗の場合の式（１）から式（６）までは同様に成り立つが、式（７）から式（９）までにおいては、Ｒ→∞、かつ、ｄＩds／ｄＴ→０として考える必要がある。このとき、出力電圧Voutの温度変化とゲート−ソース間電圧Vgsの関係は、図５（ｂ）に示すようなデルタ関数の特性を示す。

ただし、現実のデバイスにおいては、理想的な定電流源ではなく、理想に近い定電流源を用いざるを得ない場合が多い。理想に近い定電流源は、外部のインピーダンスに影響されて若干変動するもののほぼ一定の電流を供給し、かつ、内部のインピーダンスがかなり大きいが有限である。そのため、負荷７０４が理想に近い定電流源の場合、負荷７０４が抵抗の場合の式（１）から式（６）までは、同様に成り立つが、式（７）から式（９）までにおいては、Ｒが非常に大きく、かつ、ｄＩds／ｄＴが充分に小さいものとして考える必要がある。このとき、Voutの温度変化とVgsの関係は、図５（ｃ）に示すように、図５（ｂ）のデルタ関数の特性を鈍らせた特性を持つ。

よって、前述の説明では、負荷７０４を抵抗素子としたが、負荷７０４が定電流源の場合でも同様の議論が成り立つことが理解できる。

３． 赤外線センサの製造方法
図６を参照して、本実施の形態における赤外線センサの検出器５０３の製造方法を説明する。図６に、各製造工程における赤外線センサの断面構造の変化を示す。

最初に、基板３０１として、シリコン支持基板４００上に、シリコン酸化膜層４０１、シリコン層４０２を順次積層した、いわゆるＳＯＩ基板を準備する（図６（ａ）参照）。次に、ＬＯＣＯＳ分離法もしくはトレンチ分離法によって、所定の位置に分離酸化膜３０５を形成する（図６（ｂ）参照）。次に、図１で示した信号処理回路５０９（図６には図示せず）および検出器アレイ５０２を形成する領域の、シリコン支持基板４００もしくはシリコン層４０２に不純物を注入し、ダイオード、電界効果トランジスタ（感熱体２００）、容量等を形成する（図６（ｃ）参照）。次に、全面に絶縁膜３０６を堆積する（図６（ｄ）参照）。次に、配線層３０４を形成する（図６（ｅ）参照）。そして、絶縁膜３０６上に保護膜を形成し、続いて、絶縁膜の所定の位置にエッチング孔５０８を開口し、例えばシリコンから成る犠牲層３０８を堆積する。次に、傘構造５０７を形成する（図６（ｆ）参照）。最後に、エッチング孔５０８から、例えばフッ化キセノンなどのエッチャントを導入して、犠牲層３０８を除去し、シリコン支持基板４００の内部に凹部５０６を形成する（図６（ｇ）参照）。このようにして、絶縁膜から成る支持脚５０５によって凹部５０６内で中空に支持された検出部５０４および傘構造５０７を備える赤外線センサを完成する。なお、上記の製造方法は以下の実施の形態に対しても同様に適用できる。

実施の形態２．
赤外線センサの別の構成例を示す。なお、本実施の形態の赤外線センサについても図１に示した赤外線固体撮像素子への適用が可能である。本実施の形態において検出器５０３の平面図、断面図はそれぞれ図２、図３に示したものと同じであり、赤外線センサの温度検出原理も実施の形態１で説明したものと同じである（以下の実施形態でも同様）。

図７（ａ）に、本実施の形態の赤外線センサを構成するソース接地増幅回路の回路図を示す。ソース接地された電界効果トランジスタ６０１が感熱体である。この点は実施の形態１のものと同じであるが、本実施の形態では、電界効果トランジスタ６０１がダイオード接続されている点（ゲートとドレインが接続されている点）が実施の形態１と異なる。

ここで、図７（ａ）に示すソース接地増幅回路の温度感度について定性的に考察する。負荷７０４が抵抗素子であって、電界効果トランジスタ６０１がＮＭＯＳトランジスタの場合を考える。ＮＭＯＳトランジスタの電流−電圧特性は実施の形態１で示したように線形領域では式（１）、飽和領域では式（２）で表わされる。

信号処理回路５０９への出力電圧Voutの温度変化すなわち温度感度を最大とするために、ＮＭＯＳトランジスタをピンチオフ点で動作させる方法を考える。ＮＭＯＳトランジスタはダイオード接続されているので、以下の式（１０）が成り立つ。

ダイオード接続時の条件式（１０）とピンチオフ点の条件式（５）とを参照すると、ＮＭＯＳトランジスタではVth＞０であるから、飽和領域の条件式（４）が満たされる。そのため、ダイオード接続のとき、ＮＭＯＳトランジスタの動作状態は常に飽和領域にあり、電流−電圧特性は式（２）で、出力電圧Voutの温度変化（ｄＶout/ｄＴ）は式（９）でそれぞれ得られる。このとき、図５（ａ）に示すグラフおよび式（９）より、しきい値電圧Vthがゲート−ソース間電圧Vgsに比べて小さくなるにつれ、ＮＭＯＳトランジスタの動作点がピンチオフ点に近づき、出力電圧Voutの温度変化が大きくなっていく。すなわち、ゲート−ソース間電圧Vgsがしきい値電圧Vthに比べて充分大きいとき、ダイオード接続時の条件式（１０）とピンチオフ点の条件式（５）がほぼ等しくなり、出力電圧Voutの温度変化が最大となる。ゲート−ソース間電圧Vgsがしきい値電圧Vthに比べて充分大きくするためには、ゲート−ソース間電圧Vgsをしきい値電圧Vthに対して増加させるか、または、しきい値電圧Vthを接地電位（０V）に近づければよい。

本実施形態では、式（５）においてしきい値電圧Vthを０と見なせる程度に、ゲート−ソース間電圧Vgsがしきい値電圧Vthに比べて充分大きくなるように、ゲート−ソース間電圧Vgsとしきい値電圧Vthとの間の関係を調整する。ここで、充分大きいとは、例えば、ゲート−ソース間電圧Vgsに対するしきい値電圧Vthの比が１／１００以下になるような両電圧間の関係をいう。

ゲート−ソース間電圧Vgsがしきい値電圧Vthに比べて充分大きければ、出力電圧Voutの温度変化（温度感度）が最大となる。本実施形態では、温度変化により出力電圧Voutすなわちゲート−ソース間電圧Vdsが変化しても、ドレイン−ゲート間のフィードバックによってゲート−ソース間電圧Vgsが自動的に調整されるので、電界効果トランジスタ６０１はピンチオフ状態を継続することができ、温度感度を維持できる。これに対して、実施の形態１においては、ゲート−ソース間電圧Vgsを、温度感度が最大となるように調節しながら外部から供給する必要がある。

以上より、図７（ａ）に示した本実施の形態の赤外線センサにおいて温度検出に用いるソース接地増幅回路では、従来のサブスレッショルド領域で動作する電界効果トランジスタを有するソース接地増幅回路と異なり、電界効果トランジスタのソース-ドレイン間電流が温度に対してほぼ線形に変化し、かつ、出力電圧の温度変化がゲート-ソース間電圧に対して極大点をもつ。このため、信号読み出しが容易となり、かつ、出力電圧の温度変化を大きくすることができる。その結果、従来よりも信号処理回路の構成を簡単にでき、温度検出感度が高い赤外線センサを提供することができる。

本実施の形態においては、ＭＯＳトランジスタがＮ型の場合を示したが、Ｐ型についても同様の議論が成り立つことは言うまでも無い。ＰＭＯＳの場合、図７（ｂ）に示す回路構成となる。さらに、本実施の形態においては、負荷７０４が抵抗素子の場合を示したが、負荷７０４が定電流源の場合も、実施の形態１の場合と同様のことが言える。

実施の形態３．
図８（ａ）に、本実施の形態の赤外線センサを構成するソース接地増幅回路の回路図を示す。ソース接地された電界効果トランジスタ６０１が感熱体である。この点は実施の形態１のものと同じである。本実施の形態では、実施の形態２と同様に、電界効果トランジスタ６０１がダイオード接続されているが、電界効果トランジスタ６０１のドレイン-ゲート間に降圧回路６０２を配置している点が実施の形態２と異なる。

降圧回路６０２は、ノードＢの電圧を、ノードＡの電圧から電圧Vthだけ降圧させた電圧に制御する。この降圧回路６０２を配置することで、ピンチオフ点の条件式（５）が満たされる。そのため、図８（ａ）に示す本実施の形態におけるソース接地増幅回路は、図７（ａ）に示す実施の形態２におけるソース接地増幅回路と等価となり、温度変化に対する動作も同じとなる。さらに、温度変化により出力電圧Voutすなわちドレインーソース間電圧Vdsが変化しても、ドレイン−ゲート間のフィードバックによってゲート−ソース間電圧Vgsが自動的に調整されるので、電界効果トランジスタ６０１はピンチオフ状態を継続することができる。

以上より、図８（ａ）に示した本実施の形態の赤外線センサにおいて温度検出に用いるソース接地増幅回路では、従来のサブスレッショルド領域で動作する電界効果トランジスタを有するソース接地増幅回路と異なり、電界効果トランジスタのソース-ドレイン間電流が温度に対してほぼ線形に変化し、かつ、出力電圧の温度変化がゲート-ソース間電圧に対して極大点をもつ。よって、信号読み出しが容易であり、かつ、出力電圧の温度変化を大きくすることができる。その結果、従来よりも信号処理回路の構成を簡単にでき、かつ、温度検出感度が高い赤外線センサを提供することができる。

降圧回路６０２として、例えば、図９（ａ）に示す、ダイオード接続したＮＭＯＳトランジスタ７０３とスイッチ７０５とを含む回路を用いることができる。図９中のノードＡおよびＢがそれぞれ、図８（ａ）中のノードＡおよびＢに接続される。図９（ａ）において、スイッチ７０５を閉じると、ＮＭＯＳトランジスタ７０３のドレイン電位（ノードＡの電位）は、式（３）を満たすようにリセットされる。その後、スイッチ７０５を切断すると、式（５）を満たすピンチオフ状態になるまで、図９（ａ）のＮＭＯＳトランジスタ７０３のソース-ドレイン間に電流が流れる。その結果、図９（ａ）中のノードＡの電位は（Vds+Vth）に、また、ノードＢの電位はVdsとなる。降圧回路６０２では、ノードＡからノードＢへの向きに、Vthだけ電圧降下する。ただし、スイッチ７０５を切断した状態では、ノードＡの電位は降下することはあっても上昇することはない。そのため、出力電圧Voutの読み出し前には、スイッチ７０５を導通させることにより、ノードＡの電位が式（３）を満たすようにリセットする必要がある。

ところで、降圧回路６０２のトランジスタ７０３および電界効果トランジスタ６０１が、ともにダイオード接続したＮＭＯＳトランジスタの場合、その降圧回路６０２のトランジスタ７０３および電界効果トランジスタ６０１の双方とも、凹部５０６上で中空に保持された検出部５０４上に配置することにより、しきい値電圧の温度変化を同じにできる。これにより、周囲の環境温度が変動しても、電界効果トランジスタ６０１のしきい値電圧の温度変化に追随して、降圧回路６０２での電圧降下も温度変化するので、電界効果トランジスタ６０１はピンチオフ状態を継続することができる。降圧回路６０２、および、電界効果トランジスタ６０１を配置する検出部５０４は、同一であっても別々であってもよい。

本実施の形態においては、ＭＯＳトランジスタがＮ型の場合を示したが、Ｐ型についても上記と同様の議論が成り立つことは言うまでも無い。ＰＭＯＳの場合、図８（ｂ）の回路構成となる。降圧回路６０２として、例えば、図９（ｂ）のように、ダイオード接続されたＰＭＯＳトランジスタ７０３およびスイッチ７０５とからなる回路を用いることができる。

さらに、本実施の形態においては、負荷７０４が抵抗素子の場合を示したが、負荷７０４が定電流源の場合も、実施の形態１と同様の議論が成り立つ。

実施の形態４．
図１０（ａ）に、本実施の形態の赤外線センサを構成するソース接地増幅回路の回路図を示す。ソース接地された電界効果トランジスタ６０１が感熱体である。この点は実施の形態１と同じである。

本実施の形態においては、電界効果トランジスタ６０１がダイオード接続されており、しきい値電圧Vthに比べて充分大きいゲート−ソース間電圧Vgsを印加する点は実施の形態２と同じであるが、電界効果トランジスタ６０１のドレイン-ゲート間にバッファ６０３を配置している点が実施の形態２と異なる。バッファ６０３は例えば２段のＣＭＯＳインバータや出力を反転入力端子に接続したオペアンプ等で構成される。

上記構成により、ピンチオフ点の条件式（５）が満たされる。よって、図１０（ａ）に示す本実施の形態におけるソース接地増幅回路は、図７（ａ）に示す実施の形態２におけるソース接地増幅回路と等価となり、温度変化に対する動作も同じとなる。さらに、温度変化により出力電圧Voutすなわちドレイン−ソース間電圧Vdsが変化しても、バッファ６０３を介したドレイン−ゲート間のフィードバックによってゲート-ソース間電圧Vgsが自動的に調整される。このため、電界効果トランジスタ６０１はピンチオフ状態を継続することができる。

ただし、本実施形態では、バッファ６０３により電界効果トランジスタ６０１のドレイン−ソース間電圧Vdsをフィードバックする際には、ソース接地増幅回路ではなく、バッファ６０３が電力を供給する。そのため、ドレイン−ゲート間のフィードバック動作が、出力電圧Voutの温度変化および雑音電圧に与える影響を低減できる。

以上より、図１０（ａ）に示した本実施の形態の赤外線センサにおいて、温度検出に用いるソース接地増幅回路では、従来のサブスレッショルド領域で動作する電界効果トランジスタを有するソース接地増幅回路と異なり、電界効果トランジスタのソース-ドレイン間電流が温度に対してほぼ線形に変化し、かつ、出力電圧の温度変化がゲート-ソース間電圧に対して極大点をもつ。このため、信号読み出しが容易であり、かつ、出力電圧の温度変化を大きくすることができる。その結果、従来よりも信号処理回路の構成を簡単にでき、かつ、温度検出感度が高い赤外線センサを提供することができる。

本実施の形態において、ゲート-ソース間電圧Vgsをしきい値電圧Vthに比べて充分大きくする代わりに、図１１（ａ）に示すように、実施の形態３の降圧回路６０２を組み込むこともできる。この場合、実施の形態３と同様、降圧回路６０２として、例えば図９（ａ）に示す回路を用いることができる。

本実施の形態においては、ＭＯＳトランジスタがＮ型の場合を示したが、Ｐ型についても同様の議論が成り立つことは言うまでも無い。ＰＭＯＳの場合、図１０（ｂ）に示す回路構成となる。さらに、図１１（ｂ）に示すように、ゲート-ソース間電圧Vgsをしきい値電圧Vthに比べて充分大きくする代わりに、実施の形態３の降圧回路６０２を組み込むこともできる。この場合、実施の形態３と同様、降圧回路６０２として、例えば図９（ｂ）に示す回路を用いることができる。

さらに、本実施の形態においては、負荷７０４が抵抗素子の場合を示したが、負荷７０４が定電流源の場合も、実施の形態１と同様の議論が成り立つ。

実施の形態５．
図１２（ａ）に、本実施の形態の赤外線センサを構成するソース接地増幅回路の回路図を示す。ソース接地された電界効果トランジスタ６０１が感熱体である。この点は実施の形態１のものと同じである。

本実施の形態においては、実施の形態２と同様に、電界効果トランジスタ６０１がダイオード接続され、かつ、しきい値電圧Vthに比べて充分大きいゲート−ソース間電圧Vgsが印加される。しかし、電界効果トランジスタ６０１のドレイン-ゲート間にスイッチ７０５を配置した点、及び、電界効果トランジスタ６０１のゲート電極に容量７０６が接続されている点が実施の形態２と異なる。

図１２（ａ）において、スイッチ７０５を閉じて電界効果トランジスタ６０１のドレイン-ゲート間を接続すると、ピンチオフ点の条件式（５）が満たされる。そのため、図１２（ａ）に示す本実施の形態のソース接地増幅回路は、図７（ａ）に示す実施の形態２のソース接地増幅回路と等価となり、温度変化に対する動作も同じとなる。さらに、温度変化により出力電圧Voutすなわちドレイン−ソース間電圧Vdsが変化しても、ドレイン-ゲート間のフィードバックによってゲート−ソース間電圧Vgsが自動的に調整されるので、電界効果トランジスタ６０１はピンチオフ状態を継続することができる。

次に、図１２（ａ）において、スイッチ７０５を開放すると、ドレイン-ゲート間のフィードバックが行われない。すなわち、温度変化により出力電圧Voutすなわちドレイン−ソース間電圧Vdsが変化しても、容量７０６によってゲート-ソース間電圧Vgsが一定に保持される。ドレイン−ゲート間のフィードバックは、出力電圧Voutの温度変化を減じるようにゲート−ソース間電圧Vgsを調整するため、スイッチ７０５を開放することにより、ゲート-ソース間電圧Vgsを一定に保持し、出力電圧Voutの温度変化を大きくすることができる。

そのため、出力電圧Voutの読み出し前にスイッチ７０５を開放し、出力電圧Voutの読み出し後にスイッチ７０５を閉じることで、ピンチオフ状態の継続と、ゲート-ソース間電圧Vgsの保持による出力電圧Voutの温度変化の増大が達成できる。

以上より、図１２（ａ）に示した本実施の形態の赤外線センサにおいて、温度検出に用いるソース接地増幅回路では、従来のサブスレッショルド領域で動作する電界効果トランジスタを有するソース接地増幅回路と異なり、電界効果トランジスタのソース-ドレイン間電流が温度に対してほぼ線形に変化し、かつ、出力電圧の温度変化がゲート-ソース間電圧に対して極大点をもつ。このため、信号読み出しが容易であり、かつ、出力電圧の温度変化を大きくすることができる。その結果、従来よりも信号処理回路の構成を簡単にでき、かつ、温度検出感度が高い赤外線センサを提供することができる。

本実施の形態のソース接地増幅回路において、図１３（ａ）のように、ゲート−ソース間電圧Vgsをしきい値電圧Vthに比べて充分大きくする代わりに、実施の形態３で示した降圧回路６０２を組み込むこともできる。実施の形態３と同様、降圧回路６０２として、例えば図９（ａ）に示すような回路を用いることができる。また、本実施の形態において、図１４（ａ）に示すように、実施の形態４のバッファ６０３を配置することもできる。さらに、本実施の形態においては、図１４（ｂ）のように、降圧回路６０２およびバッファ６０３を共に配置することもできる。

本実施の形態においては、ＭＯＳトランジスタがＮ型の場合を示したが、Ｐ型についても同様の議論が成り立つことは言うまでも無い。ＰＭＯＳの場合、図１２（ｂ）に示す回路構成となる。この場合、さらに、図１３（ｂ）のように、ゲート−ソース間電圧Vgsをしきい値電圧Vthに比べて充分大きくする代わりに、実施の形態３の降圧回路６０２を組み込むこともできる。降圧回路６０２として、例えば図９（ｂ）に示すような回路を用いることができる。また、図１５（ａ）に示すように、図１２（ｂ）に示す回路構成において実施の形態４のバッファ６０３を配置することもできる。さらに、図１５（ｂ）のように、降圧回路６０２およびバッファ６０３を共に配置することもできる。

また、本実施の形態においては、負荷７０４が抵抗素子の場合を示したが、負荷７０４が定電流源の場合も、実施の形態１と同様の議論が成り立つ。

実施の形態１〜５における赤外線センサにおいて、図１６に示すように、赤外線吸収量を増大させるための傘構造５０７を設けなくても良い。傘構造５０７がなくとも、同様の効果が得られることは言うまでもない。傘構造５０７がない場合は、赤外線センサの製造方法図６において、図６（ｆ）で、エッチング孔５０８を開口するが、犠牲層３０８を堆積せず、傘構造５０７を形成しない。この場合、図６（ｇ）は図１６で読み替えられる。

また、実施の形態１〜５において、感熱体として用いる電界効果トランジスタ６０１はＭＯＳＦＥＴに限らず、ＪＦＥＴ（Ｊｕｎｃｔｉｏｎ ＦＥＴ）またはＭＥＳＦＥＴ（ＭＥｔａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ＦＥＴ）であってもよい。

また、実施の形態１〜５において、赤外線センサは、図２および図３に示すように、非冷却型の赤外線固体撮像装置などのＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）デバイスで用いられる中空構造を有する場合を説明したが、通常の半導体装置で用いられる非中空構造を有する赤外線センサの場合にも本発明の思想が適用できることは言うまでもない。

また、実施の形態１〜５では、図１に示すように赤外線センサをアレイ型に配置した例を示したが、赤外線センサを１つのみ設置した単デバイス構成の場合にも、本発明の思想が適用できることは言うまでもない。

さらに、実施の形態１〜５における赤外線センサにおいて、負荷に加わる電圧（すなわちIds×R）を大きくすることで温度感度を向上できる。また、ｄβ／ｄＴおよびｄＶ_th／ｄＴは共に負であるから、電界効果トランジスタの利得定数βを小さくすることで、温度感度を向上できる。これらのことは式（８）及び式（９）から明らかである。

発明の実施の形態１における赤外線固体撮像装置の斜視図である。 発明の実施の形態１における赤外線センサの検出器の平面図である。 発明の実施の形態１における赤外線センサの検出器の断面図である。 （ａ）実施の形態１の赤外線センサにおけるソース接地増幅回路の回路図、（ｂ）従来の赤外線センサのソース接地増幅回路の回路図、及び（ｃ）実施の形態１における赤外線センサのソース接地増幅回路（別の例）の回路図である。 実施の形態１におけるソース接地増幅回路の出力電圧の温度特性を示す図である（（ａ）負荷が抵抗素子の場合、（ｂ）負荷が理想的な低電流源の場合、（ｃ）負荷が現実の低電流源の場合）。 実施の形態１における赤外線センサの製造工程を説明した図である。 本発明の実施の形態２の赤外線センサにおける、ダイオード接続された電界効果トランジスタを有する温度検出に用いるソース接地増幅回路図である。 本発明の実施の形態３の赤外線センサにおける、電界効果トランジスタのドレイン−ゲート間に降圧回路が挿入されたソース接地増幅回路の回路図である。 本発明の実施の形態３の赤外線センサにおける降圧回路の回路図である。 本発明の実施の形態４の赤外線センサにおける、電界効果トランジスタのドレイン−ゲート間にバッファが挿入されたソース接地増幅回路の回路図である。 本発明の実施の形態４の赤外線センサにおける、電界効果トランジスタのドレイン−ゲート間に降圧回路及びバッファが挿入されたソース接地増幅回路の回路図である。 本発明の実施の形態５の赤外線センサにおける、電界効果トランジスタのドレイン−ゲート間にスイッチが挿入されたソース接地増幅回路の回路図である。 本発明の実施の形態５の赤外線センサにおける、電界効果トランジスタのドレイン−ゲート間にスイッチと降圧回路が挿入されたソース接地増幅回路の回路図である。 （ａ）本発明の実施の形態５の赤外線センサにおける、Ｎ型電界効果トランジスタのドレイン−ゲート間にスイッチとバッファが挿入されたソース接地増幅回路の回路図、及び（ｂ）さらにドレイン−ゲート間に降圧回路が挿入されたソース接地増幅回路の回路図である。 （ａ）本発明の実施の形態５の赤外線センサにおける、Ｐ型電界効果トランジスタのドレイン−ゲート間にスイッチとバッファが挿入されたソース接地増幅回路の回路図、及び（ｂ）さらにドレイン−ゲート間に降圧回路が挿入されたソース接地増幅回路の回路図である。 実施の形態１〜５における傘構造がない赤外線センサの断面図である。

符号の説明

２００ 検知膜、３００ 赤外線固体撮像装置、３０１ 基板、３０２ 垂直信号線、３０３ 水平信号線、３０４ 配線層、３０５ 分離酸化膜、３０６ 絶縁膜、３０８ 犠牲層、４００ シリコン支持基板、４０１ シリコン酸化膜層、４０２ シリコン層、５０２ 検出器アレイ、５０３ 検出器、５０４ 検出部、５０５ 支持脚、５０６ 凹部、５０７ 傘構造、５０８ エッチング孔、５０９ 信号処理回路、６０１ 電界効果トランジスタ、６０２ 降圧回路、６０３ バッファ、７０４ 負荷、７０５ スイッチ、７０６ 容量

Claims (12)

1. 基板上に、温度変化を電気信号の変化として出力する温度検出部を配置し、
   前記温度検出部は感熱体として電界効果トランジスタを含み、
   赤外線の検知動作時において、前記電界効果トランジスタはピンチオフ状態で動作するようにバイアスされる、
   ことを特徴とする赤外線センサ。
2. 前記電界効果トランジスタは所定の負荷と接続されてソース接地増幅回路を構成することを特徴とする請求項１記載の赤外線センサ。
3. 前記電界効果トランジスタのドレインとゲートが短絡され、前記電界効果トランジスタのゲート-ソース間電圧が前記電界効果トランジスタのしきい値電圧よりも大きいことを特徴とする請求項１または２記載の赤外線センサ。
4. 前記電界効果トランジスタのゲートとドレイン間に、ドレインの電圧をゲートの電圧から所定電圧だけ低い電圧に設定する降圧回路を配置したことを特徴とする請求項１または２記載の赤外線センサ。
5. 前記降圧回路は電界効果トランジスタとスイッチ回路を含み、降圧回路に含まれる電界効果トランジスタは、そのドレインとゲートが短絡され、前記温度検出部の感熱体としての電界効果トランジスタと同じしきい値電圧を有する、ことを特徴とする請求項４に記載の赤外線センサ。
6. 前記温度検出部は前記基板上において中空に支持され、前記降圧回路は、前記温度検出部内に形成されたことを特徴とする請求項４記載の赤外線センサ。
7. 前記温度検出部の感熱体としての電界効果トランジスタのゲートとドレイン間にバッファを配置したことを特徴とする請求項３または４記載の赤外線センサ。
8. 前記温度検出部の感熱体としての電界効果トランジスタのゲートとドレイン間にスイッチを配置し、さらに、前記温度検出部の感熱体としての電界効果トランジスタのゲートに容量素子が接続されたことを特徴とする請求項３、４、または７に記載の赤外線センサ。
9. 赤外線センサの検出感度を上げるために前記負荷に加わる電圧を増加させることを特徴とする請求項２に記載の赤外線センサ。
10. 赤外線センサの検出感度を上げるために、前記温度検出部の電界効果トランジスタの利得定数を減少させることを特徴とする請求項２ないし９のいずれか１つに記載の赤外線センサ。
11. 請求項１ないし請求項１０のいずれか１つに記載の赤外線センサを複数個配置されて構成される検出器アレイと、
    各赤外線センサからの出力信号を読み出す信号読み出し回路と
    を備えたことを特徴とする赤外線固体撮像装置。
12. 基板上に、温度変化を電気信号に変換する温度検出部を有し、前記温度検出部が感熱体として電界効果トランジスタを含む赤外線センサの制御方法であって、
    前記電界効果トランジスタをピンチオフ状態で動作させ、ピンチオフ状態で動作させて得られる出力信号を温度検知信号として出力する、
    ことを特徴とする赤外線センサの制御方法。

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