JP2009177378A - 固体撮像装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 別個に回路を設けることなく黒沈み防止動作を行わせることができると共に、その動作に画素毎の特性バラツキの影響を与えにくくした固体撮像装置を提供する。
【解決手段】 フォトダイオードと信号電荷を蓄積するフローティングディフュージョン部と転送トランジスタとリセットトランジスタと増幅トランジスタと選択トランジスタとからなる画素を複数行列状に配置した画素部と、列方向に配列された画素に共通に接続された垂直信号線11と、垂直信号線に出力された画素信号に含まれるリセット動作に伴うノイズを抑圧するＣＤＳ回路12とを備えた固体撮像装置において、高輝度光入射時に発生する黒沈みを防止するため垂直信号線電位をクリップするクリップ電圧を、光信号読み出し画素10(i) に隣接する画素10(i+1) を利用して生成する。
【選択図】 図１
【解決手段】 フォトダイオードと信号電荷を蓄積するフローティングディフュージョン部と転送トランジスタとリセットトランジスタと増幅トランジスタと選択トランジスタとからなる画素を複数行列状に配置した画素部と、列方向に配列された画素に共通に接続された垂直信号線11と、垂直信号線に出力された画素信号に含まれるリセット動作に伴うノイズを抑圧するＣＤＳ回路12とを備えた固体撮像装置において、高輝度光入射時に発生する黒沈みを防止するため垂直信号線電位をクリップするクリップ電圧を、光信号読み出し画素10(i) に隣接する画素10(i+1) を利用して生成する。
【選択図】 図１
Description
この発明は、固体撮像装置に係り、特に撮像領域内に増幅機能を有する増幅型固体撮像素子を用いた固体撮像装置に関する。
近年、固体撮像素子としてＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor:相補形金属酸化膜半導体）型撮像素子（イメージセンサ）が注目され、実用化されている。ＣＭＯＳ型撮像素子は、ＣＣＤ（Charge Coupled Devise:電荷結合素子）型撮像素子に比べ、単一電源で駆動可能であり、ＣＣＤイメージセンサが専用のプロセスを必要とするのに対し、ＣＭＯＳ型イメージセンサは他のＬＳＩと同じプロセスで製造できることから、ＳＯＣ（System On Chip）が容易であり、多機能化が可能である。また、ＣＭＯＳ型イメージセンサは各画素毎に増幅回路（アンプ）を有し、画素内で信号電荷を増幅しているため、信号の伝達経路によるノイズの影響を受けにくくなっている。更に、各画素の信号電荷は選択方式で取り出すことが可能であり、原理上、信号の蓄積時間や読み出し順序を画素毎に自由に制御することができる。
ところで、ＣＭＯＳ型イメージセンサでは、高輝度光が入射すると、あたかも光が入射されていないような真っ黒に沈んだ画像が生成されることが知られている。この現象を黒沈み現象と呼ぶことにする。黒沈み現象を代表的なＣＭＯＳ型イメージセンサの動作と共に説明する。図９にＣＭＯＳ型イメージセンサの回路構成図を示す。画素101 はフォトダイオードＰＤ，静電容量Ｃfdを持つフローティングディフュージョン部ＦＤ，転送トランジスタＭtr，リセットトランジスタＭrs，増幅トランジスタＭsf，選択トランジスタＭseから成る。画素101 は垂直信号線102 を通して定電流源103 、及びＣＤＳ（Correlated Double Sampling：相関二重サンプリング）回路121 に接続されている。ＣＤＳ回路121 はサンプルホールドトランジスタＭsh，クランプトランジスタＭcl，サンプルホールドキャパシタ（静電容量）Ｃsh，クランプキャパシタ（静電容量）Ｃclから成る。更にＣＤＳ回路121 は垂直信号線102 ，列選択トランジスタＭh を介して、水平信号線104 へとつながれている。水平信号線104 はキャパシタ（静電容量）Ｃh 及びアンプ105 に接続され、水平信号線リセットトランジスタＭhrs を介して水平信号線基準電圧Ｖhrs に繋がれている。
図９において、φで始まる記号はパルス電圧を、Ｖで始まる記号は各部位の電圧を表す。パルス電圧の内、画素101 内の転送トランジスタＭtr，リセットトランジスタＭrs及び選択トランジスタＭseの制御に係るパルス電圧（転送パルスφＴＲ，リセットパルスφＲＳ，セレクトパルスφＳＥ）、及び列選択トランジスタＭh の制御に係るパルス電圧（φＨ）は、制御信号発生回路122 による制御の下、垂直走査回路123 及び水平走査回路124 からそれぞれ出力され、サンプルホールドトランジスタＭsh，クランプトランジスタＭcl，及び水平信号線リセットトランジスタＭhrs の制御に係るパルス電圧（サンプルホールドパルスφＳＨ，クランプパルスφＣＬ，水平信号線リセットパルスφＨＲＳ）は制御信号発生回路122 から出力される。
画素101 はアレイ状に複数配置されており、該画素101 においてはフォトダイオードＰＤから得られた電荷を増幅トランジスタＭsfによって増幅し、ＣＤＳ回路121 へと送る。ＣＤＳ回路121 は各画素101 からのリセット信号と光の信号を差分することで、画素毎に変動する増幅トランジスタＭsfによるゲート・ソース間電圧（ＶＧＳ）、リセットトランジスタＭrsによる ktcノイズ（Ｖktc ）及びフィードスルー電圧（Ｖft）のバラツキを消去する。以下、リセットトランジスタＭrsによるノイズを、Ｖnoise （＝Ｖktc ＋Ｖft）とする。
図10に、高輝度光が入射していない場合の図９に示すＣＭＯＳ型イメージセンサの動作を表すタイミングチャートを示す。最初に、セレクトパルスφＳＥ，サンプルホールドパルスφＳＨ，クランプパルスφＣＬがＨigh レベルの状態においてリセットパルスφＲＳをＨigh レベルにすることで、フローティングディフュージョン部ＦＤの電圧Ｖfdは電源電圧Ｖddに、ＣＤＳ回路121 の出力電圧Ｖcdsoutはクランプ基準電圧Ｖclにセットされ、また、水平信号線リセットパルスφＨＲＳをＨigh レベルにすることで、水平信号線電圧Ｖout は水平信号線基準電圧Ｖhrs にセットされる。
次に、リセットパルスφＲＳをＬowレベルすると、画素出力電圧ＶpixoutはリセットトランジスタＭrsによるノイズＶnoise ，更には増幅トランジスタＭsfにおけるゲート・ソース間電圧ＶＧＳの影響で、電源電圧Ｖddよりも下降したリセット電圧Ｖrst(＝Ｖdd−Ｖnoise −ＶＧＳ）となる。
次に、時刻ｔ１でクランプパルスφＣＬをＬowレベル、転送パルスφＴＲをＨigh レベルにすると、所定の時間だけフォトダイオードＰＤに貯められた光の信号電荷がフローティングディフュージョン部ＦＤへ転送され、フローティングディフュージョン部ＦＤの電圧Ｖfdは下降し、画素出力電圧Ｖpixoutも信号電荷に応じて、画素光信号電圧Ｖpixout(sig) まで下降する。したがって、このとき、リセット電圧Ｖrst と画素部光信号電圧Ｖpixout(sig) の差ΔＶpixout(sig) は、ΔＶpixout(sig) ＝Ｖrst −Ｖpixout(sig) となる。ＣＤＳ回路出力電圧Ｖcdsoutも、信号電荷に応じてＣＤＳ光信号電圧Ｖcdsout(sig) まで下降する。時刻ｔ１でクランプキャパシタＣclに貯まる電荷量をＱcl，サンプルホールドキャパシタＣshに貯まる電荷量をＱsh，サンプルホールドパルスφＳＨをＬowレベルとする時刻ｔ２でクランプキャパシタＣclに貯まる電荷量をＱcl′，サンプルホールドキャパシタＣshに溜まる電荷量をＱsh′とすると、次式（１），（２）が得られる。
時刻ｔ１において、
Ｑcl＝Ｃcl（Ｖrst −Ｖcl）
Ｑsh＝Ｃsh（Ｖcl−０） ・・・・・・・・・・・・・（１）
時刻ｔ２において
Ｑcl′＝Ｃcl〔Ｖpixout(sig) −Ｖcdsout(sig) 〕
Ｑsh′＝Ｃsh〔Ｖcdsout(sig) −０〕 ・・・・・・・（２）
時刻ｔ１，ｔ２における電荷量保存の法則より、次式（３）が得られる。
−Ｑcl＋Ｑsh＝−Ｑcl′＋Ｑsh′
Ｖcl−Ｖcdsout(sig) ＝Ｃcl／（Ｃcl＋Ｃsh）・〔Ｖrst −Ｖpixout(sig) 〕
ΔＶcdsout(sig) ＝Ｇcds ・ΔＶpixout(sig)
但し、Ｇcds ＝Ｃcl／（Ｃcl＋Ｃsh） ・・・・・・・・・・・（３）
時刻ｔ１において、
Ｑcl＝Ｃcl（Ｖrst −Ｖcl）
Ｑsh＝Ｃsh（Ｖcl−０） ・・・・・・・・・・・・・（１）
時刻ｔ２において
Ｑcl′＝Ｃcl〔Ｖpixout(sig) −Ｖcdsout(sig) 〕
Ｑsh′＝Ｃsh〔Ｖcdsout(sig) −０〕 ・・・・・・・（２）
時刻ｔ１，ｔ２における電荷量保存の法則より、次式（３）が得られる。
−Ｑcl＋Ｑsh＝−Ｑcl′＋Ｑsh′
Ｖcl−Ｖcdsout(sig) ＝Ｃcl／（Ｃcl＋Ｃsh）・〔Ｖrst −Ｖpixout(sig) 〕
ΔＶcdsout(sig) ＝Ｇcds ・ΔＶpixout(sig)
但し、Ｇcds ＝Ｃcl／（Ｃcl＋Ｃsh） ・・・・・・・・・・・（３）
ここで、同じ光量でも各画素でのリセットトランジスタＭrsでのノイズと増幅トランジスタＭsfでのゲート・ソース間電圧の和（Ｖnoise ＋ＶＧＳ）のバラツキによって、画素出力電圧Ｖpixoutもバラツキをもって出力されるが、ＣＤＳ回路121 において画素光信号電圧Ｖpixout(sig) とバラツキ成分も含んだ各画素のリセット電圧Ｖrst との差を取ることにより、次式（４）に示すように、リセットトランジスタＭrsでのノイズと増幅トランジスタＭsfでのゲート・ソース間電圧の和（Ｖnoise ＋ＶＧＳ）によるバラツキを除去することができる。
Ｖrst −Ｖpixout(sig) ＝｛Ｖdd−（Ｖnoise ＋ＶＧＳ）｝
−｛Ｖdd−（Ｖnoise ＋ＶＧＳ＋ΔＶpixout(sig) ｝
＝ΔＶpixout(sig) ・・・・・・・・・・・・・（４）
Ｖrst −Ｖpixout(sig) ＝｛Ｖdd−（Ｖnoise ＋ＶＧＳ）｝
−｛Ｖdd−（Ｖnoise ＋ＶＧＳ＋ΔＶpixout(sig) ｝
＝ΔＶpixout(sig) ・・・・・・・・・・・・・（４）
最後に、時刻ｔ２において、水平信号線リセットパルスφＨＲＳをＬowレベルにし、列選択パルスφＨをＨigh レベルにすることによって、信号電圧を水平信号線104 に伝達する。時刻ｔ２でサンプルホールドキャパシタＣshに貯まる電荷量をＱsh，水平信号線104 に接続されたキャパシタＣh に貯まる電荷量をＱh ，水平信号線リセットパルスφＨＲＳをＨigh レベル、列選択パルスφＨをＬowレベルとする時刻ｔ３でサンプルホールドキャパシタＣshに貯まる電荷量をＱsh′，水平信号線に接続されたキャパシタＣh に貯まる電荷量をＱh ′とすると、次式（５），（６）が得られる。
時刻ｔ３において
Ｑsh′＝Ｃsh〔Ｖout(sig)−０〕
Ｑh ′＝Ｃh 〔Ｖout(sig)−０〕 ・・・・・・・・・（５）
時刻ｔ２において
Ｑsh＝Ｃsh〔Ｖcdsout(sig) −０〕
Ｑh ＝Ｃh 〔Ｖhrs −０〕 ・・・・・・・・・・・・（６）
時刻ｔ２，ｔ３における電荷量保存の法則より、次式（７）が得られる。
Ｑsh＋Ｑh ＝Ｑsh′＋Ｑh ′
Ｖout(sig)＝Ｃsh／（Ｃsh＋Ｃh ）・Ｖcdsout(sig) ＋Ｃsh／（Ｃsh＋Ｃh ）・Ｖhrs ＝Ｇh ・Ｖcdsout(sig) ＋Ｇh ′・Ｖhrs
＝Ｇh ｛−Ｇcds ・ΔＶpixout(sig) ＋Ｖcl｝＋Ｇh ′・Ｖhrs
∴ Ｇh ・Ｖcl＋Ｇh ′・Ｖhrs −Ｖout ＝Ｇh ・Ｇcds ・ΔＶpixout(sig)
但し、Ｇh ＝Ｃsh／（Ｃsh＋Ｃh ）
Ｇh ′＝Ｃh ／（Ｃsh＋Ｃh ） ・・・・・・・（７）
ここで、Ｖcl＝Ｖhrs とすると、
Ｖhrs −Ｖout(sig)＝Ｇh ・ΔＶcdsout(sig)
ΔＶout(sig)＝Ｇh ・ΔＶcdsout(sig)
となり、水平信号線104 にはフォトダイオードＰＤによって発生した信号電荷に応じた水平信号線光信号電圧ΔＶout(sig)が出力される。
時刻ｔ３において
Ｑsh′＝Ｃsh〔Ｖout(sig)−０〕
Ｑh ′＝Ｃh 〔Ｖout(sig)−０〕 ・・・・・・・・・（５）
時刻ｔ２において
Ｑsh＝Ｃsh〔Ｖcdsout(sig) −０〕
Ｑh ＝Ｃh 〔Ｖhrs −０〕 ・・・・・・・・・・・・（６）
時刻ｔ２，ｔ３における電荷量保存の法則より、次式（７）が得られる。
Ｑsh＋Ｑh ＝Ｑsh′＋Ｑh ′
Ｖout(sig)＝Ｃsh／（Ｃsh＋Ｃh ）・Ｖcdsout(sig) ＋Ｃsh／（Ｃsh＋Ｃh ）・Ｖhrs ＝Ｇh ・Ｖcdsout(sig) ＋Ｇh ′・Ｖhrs
＝Ｇh ｛−Ｇcds ・ΔＶpixout(sig) ＋Ｖcl｝＋Ｇh ′・Ｖhrs
∴ Ｇh ・Ｖcl＋Ｇh ′・Ｖhrs −Ｖout ＝Ｇh ・Ｇcds ・ΔＶpixout(sig)
但し、Ｇh ＝Ｃsh／（Ｃsh＋Ｃh ）
Ｇh ′＝Ｃh ／（Ｃsh＋Ｃh ） ・・・・・・・（７）
ここで、Ｖcl＝Ｖhrs とすると、
Ｖhrs −Ｖout(sig)＝Ｇh ・ΔＶcdsout(sig)
ΔＶout(sig)＝Ｇh ・ΔＶcdsout(sig)
となり、水平信号線104 にはフォトダイオードＰＤによって発生した信号電荷に応じた水平信号線光信号電圧ΔＶout(sig)が出力される。
次に、黒沈み現象について上述の回路動作を踏まえて、図11のタイミングチャートを使用して説明する。画素領域に高輝度光が入射すると、図11に示すように、リセットパルスφＲＳをＬowレベルにした状態から、転送パルスφＴＲをＨigh レベルにする期間に、フローティングディフュージョン部ＦＤでの電圧Ｖfdが、許容する最小値（フローティングディフュージョン部最小電圧Ｖfdmin ）まで下がってしまう場合がある。このとき、画素出力電圧Ｖpixoutも、それが許容する最小値（画素出力最小電圧Ｖpixoutmin ）まで下がる。これは、強い光がフローティングディフュージョン部ＦＤにまで漏れこみ、フォトダイオードＰＤのみならずフローティングディフュージョン部ＦＤでも電荷が発生するため、又はフォトダイオードＰＤで発生した電荷が溢れてフローティングディフュージョン部ＦＤにまで漏れこむため、などの原因によるものと考えられる。
この状態で転送パルスφＴＲをＨigh レベルにして光による信号電荷をフローティングディフュージョン部ＦＤまで転送しても、フローティングディフュージョン部ＦＤでの電圧Ｖfdはフローティングディフュージョン部最小電圧Ｖfdmin 以下に下ることができない。したがって、画素出力電圧Ｖpixoutも画素出力最小電圧Ｖpixoutmin 以下に下がることはなく、リセット電圧と信号電圧の差ΔＶpixout(sig) は、次式（８）となり、最終的に水平信号線光信号電圧ΔＶout(sig)＝０となる。
ΔＶpixout(sig) ＝Ｖpixoutmin −Ｖpixoutmin ＝０ ・・・・・・・・・・（８）
したがって、高輝度光が入射した場所には、あたかも光がまったく入射していないかのように真っ黒な画像ができてしまう。
ΔＶpixout(sig) ＝Ｖpixoutmin −Ｖpixoutmin ＝０ ・・・・・・・・・・（８）
したがって、高輝度光が入射した場所には、あたかも光がまったく入射していないかのように真っ黒な画像ができてしまう。
この黒沈み現象を抑制するために、いくつかの黒沈み防止回路が提案されている。例として特許文献１の黒沈み防止回路を、図12及び図13を用いて説明する。図12に黒沈み防止のための回路構成図を示す。図12に示すように、画素101 が接続された垂直信号線102 に黒沈み防止回路131 が接続されている。また、垂直信号線102 にはＣＤＳ回路121 が接続されており、ＣＤＳ回路121 で所定のリセット電圧と光の信号電圧の差分を取り、これを列選択トランジスタＭh を介して水平信号線104 へと送るようになっている。黒沈み防止回路131 はクリップ電圧生成トランジスタＭＤ１と、防止回路作動トランジスタＭＤ２からなり、クリップ電圧生成トランジスタＭＤ１のゲートはクリップ基準電圧Ｖref に、ドレインは電源電圧Ｖddに繋がれており、防止回路作動トランジスタＭＤ２のゲートには黒沈み防止回路作動パルスφＲowＤが印加される。ここで、黒沈み防止回路作動パルスφＲowＤは制御信号発生回路から出力される。また、防止回路作動トランジスタＭＤ２のソースは垂直信号線102 へと接続されている。
図13に黒沈み防止回路131 の動作を説明するためのタイミングチャートを示す。次に、図13を用いて黒沈み防止回路131 の動作を説明する。最初にリセットパルスφＲＳをＨigh レベルにし、フローティングディフュージョン部ＦＤの電圧Ｖfdを電源電圧Ｖddにセットする。また、黒沈み防止回路作動パルスφＲowＤをＨigh レベルにして、黒沈み防止回路131 を有効にさせておく。黒沈み防止回路131 内のクリップ基準電圧Ｖref は、電源電圧ＶddよりもＶa 低い電圧にしておく。
次に、リセットパルスφＲＳをＬowレベルにしたとき、高輝度光の影響でフローティングディフュージョン部ＦＤの電圧Ｖfdは、フローティングディフュージョン部最小電圧Ｖfdmin まで下がる。このとき、黒沈み防止回路作動パルスφＲowＤがＨigh レベル状態であるので、画素部出力電圧Ｖpixoutは黒沈み防止回路131 によって、クリップ電圧Ｖc(＝Ｖref −ＶＧＳＤ＝Ｖdd−Ｖa −ＶＧＳＤ）以下には下がらない。ここで、ＶＧＳＤはクリップ電圧生成トランジスタＭＤ１のゲート・ソース間電圧である。したがって、高輝度光入射時においても黒沈み現象は起こらず、画素光信号電圧Ｖpixout(sig) とクリップ電圧Ｖc の差は、ΔＶpixout(sig）′＝Ｖc −Ｖpixout(sig）（≠０）となる。
特開２０００−２８７１３１号公報
上述のように、黒沈み防止回路131 を設けることにより、黒沈み現象は回避することができる。しかし、この公報開示の黒沈み防止回路には、以下に示す課題に十分な考慮がなされていない。まず第１に、黒沈み防止回路部131 のクリップ電圧生成トランジスタＭＤ１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳＤと、各画素101 の増幅トランジスタＭsfのゲート・ソース間電圧ＶＧＳが違うために、黒沈み防止回路131 の動作の有効／無効が、画素毎のゲート・ソース間電圧ＶＧＳに依存してしまうという課題がある。
これは、クリップ基準電圧Ｖref とクリップ電圧生成トランジスタＭＤ１のゲート・ソース間電圧との差（Ｖref −ＶＧＳＤ）に対し、増幅トランジスタＭsfによるゲート・ソース間電圧ＶＧＳ，リセットトランジスタＭrsのノイズＶnoise は画素毎によって固有の値をとるために、同じ大きさの光が入射しても、画素出力電圧Ｖpixoutに現れる電圧は異なってしまうからである。このときの詳細な動作を、図14に示すタイミングチャートを用いて説明する。最初に、リセットパルスφＲＳをＨigh レベルにし、フローティングディフュージョン部の電圧Ｖfdを電源電圧Ｖddにセットする。また、黒沈み防止回路作動パルスφＲowＤをＨigh レベルにして、黒沈み防止回路131 を有効とさせておく。クリップ基準電圧Ｖref は、電源電圧ＶddよりもＶa 低い電圧にしておく。
次に、リセット電圧φＲＳをＬowレベルにしたとき、高輝度光の影響でフローティングディフュージョン部ＦＤの電圧Ｖfdは高輝度光による電圧Ｖhlだけ下がる。このとき、黒沈み防止回路作動パルスφＲowＤがＨigh レベル状態であるので、画素出力電圧Ｖpixoutは黒沈み防止回路131 によってクリップ電圧Ｖc(＝Ｖref −ＶＧＳＤ＝Ｖdd−Ｖa −ＶＧＳＤ）以下には下がらない。したがって高輝度光入射時において、高輝度光による電圧Ｖhlによって画素出力電圧Ｖpixoutが下降しても、黒沈み現象は起こらない。
ところで、画素光信号電圧Ｖpixout(sig) のとき、黒沈み防止回路131 が働いたときはＣＤＳ回路121 によって、〔Ｖc −Ｖpixout(sig) 〕の信号電圧が得られ、黒沈みが起きないと仮定した場合にはＣＤＳ回路121 によって、〔Ｖrst −Ｖpixout(sig) 〕の信号電圧が得られる。このとき、黒沈み防止回路131 が働かないときに画素出力電圧Vpixout に現れるリセット電圧Ｖrst と、クリップ電圧Ｖc との差をＶrsterrorとすると、図14から次式（９）のように表される。
Ｖrsterror＝Ｖrst −Ｖc ＝−ＶＧＳ＋ＶＧＳＤ−Ｖhl＋Ｖa ＝−ＶＧＳ＋const
・・・・・・・・・・・・・・（９）
但し、リセットトランジスタＭrsによるノイズＶnoise の変動は小さく無視できるとし、更に、ここで高輝度光による電圧Ｖhl，及び電源電圧Ｖddとクリップ基準電圧Ｖref の差電圧Ｖa は定数とした。これより次式（10）に示す条件が導き出される。
Ｖrsterror＞０ ： 黒沈み防止回路動作せず
Ｖrsterror＜０ ： 黒沈み防止回路動作 ・・・・・・・・・（10）
Ｖrsterror＝Ｖrst −Ｖc ＝−ＶＧＳ＋ＶＧＳＤ−Ｖhl＋Ｖa ＝−ＶＧＳ＋const
・・・・・・・・・・・・・・（９）
但し、リセットトランジスタＭrsによるノイズＶnoise の変動は小さく無視できるとし、更に、ここで高輝度光による電圧Ｖhl，及び電源電圧Ｖddとクリップ基準電圧Ｖref の差電圧Ｖa は定数とした。これより次式（10）に示す条件が導き出される。
Ｖrsterror＞０ ： 黒沈み防止回路動作せず
Ｖrsterror＜０ ： 黒沈み防止回路動作 ・・・・・・・・・（10）
式（９）及び式（10）より、複数の画素に同じ高輝度光が入射して、同じ高輝度光による電圧Ｖhl分だけ電圧が下がっても、増幅トランジスタＭsfによるゲート・ソース間電圧ＶＧＳのバラツキにより、黒沈み防止回路131 が働きリセット電圧がクリップされる画素と、黒沈み防止回路131 が働かずリセット電圧がクリップされない画素とに分かれてしまうことがわかる。
第２に、黒沈み防止回路131 を動作させたとき、クリップ電圧生成トランジスタＭＤ１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳＤと、画素101 の増幅トランジスタＭsfによるゲート・ソース間電圧ＶＧＳが異なるために、固定パターンノイズ（ＦＰＮ：Fixed Pattern Noise ）バラツキが除去できないという課題がある。この点に関する詳細な動作を、図15のタイミングチャートを用いて説明する。最初にリセットパルスφＲＳをＨigh レベルにし、フローティングディフュージョン部ＦＤの電圧Ｖfdを電源電圧Ｖddにセットする。また、黒沈み防止回路作動パルスφＲowＤをＨigh レベルにして黒沈み防止回路131 を動作させておく。クリップ基準電圧Ｖref は電源電圧ＶddよりもＶa 低い電圧にしておく。
次に、リセットパルスφＲＳをＬowレベルにしたとき、高輝度光の影響でフローティングディフュージョン部ＦＤの電圧Ｖfdはフローティングディフュージョン部最小電圧Ｖfdmin まで下がる。このとき、黒沈み防止回路作動パルスφＲowＤがＨigh レベル状態であるので、画素出力電圧Ｖpixoutは黒沈み防止回路131 によってクリップ電圧Ｖc(＝Ｖref −ＶＧＳＤ＝Ｖdd−Ｖa −ＶＧＳＤ）以下には下がらない。したがって高輝度光入射時において、画素出力電圧Ｖpixoutがクリップ電圧Ｖc 以下に下降しようとしても黒沈み現象は起こらず、画素光信号電圧の出力のとき、ＣＤＳ回路121 によって〔Ｖc −Ｖpixout(sig) 〕の信号電圧が得られる。
このとき、黒沈み防止回路131 を動作させないときの実際の信号電圧差をΔＶpixoutとし、黒沈み防止回路131 を動作させたときの信号電圧差をΔＶpixout′とすると、次式（11），（12）のように表される。
ΔＶpixout＝Ｖrst −Ｖpixout(sig)
＝Ｖdd−（ＶＧＳ＋Ｖnoise ）
−〔Ｖdd−｛ＶＧＳ＋Ｖnoise ＋ΔＶpixout(sig) ｝〕
＝ΔＶpixout(sig) ・・・・・・・・・・（11）
ΔＶpixout′＝Ｖc −Ｖpixout(sig)
＝Ｖref −ＶＧＳＤ
−〔Ｖdd−｛ＶＧＳ＋Ｖnoise ＋ΔＶpixout(sig) ｝〕
＝（Ｖdd−Ｖa ）−ＶＧＳＤ
−〔Ｖdd−｛ＶＧＳ＋Ｖnoise ＋ΔＶpixout(sig) ｝〕
・・・・・・・（12）
そして、その差Ｖerror は、次式（13）で表される。
Ｖerror ＝ΔＶpixout−ΔＶpixout′
＝Ｖa ＋ＶＧＳＤ−（ＶＧＳ＋Ｖnoise ）
＝ＶＧＳＤ−ＶＧＳ＋Ｖa −Ｖnoise ・・・・・・・・・・・・・（13）
ΔＶpixout＝Ｖrst −Ｖpixout(sig)
＝Ｖdd−（ＶＧＳ＋Ｖnoise ）
−〔Ｖdd−｛ＶＧＳ＋Ｖnoise ＋ΔＶpixout(sig) ｝〕
＝ΔＶpixout(sig) ・・・・・・・・・・（11）
ΔＶpixout′＝Ｖc −Ｖpixout(sig)
＝Ｖref −ＶＧＳＤ
−〔Ｖdd−｛ＶＧＳ＋Ｖnoise ＋ΔＶpixout(sig) ｝〕
＝（Ｖdd−Ｖa ）−ＶＧＳＤ
−〔Ｖdd−｛ＶＧＳ＋Ｖnoise ＋ΔＶpixout(sig) ｝〕
・・・・・・・（12）
そして、その差Ｖerror は、次式（13）で表される。
Ｖerror ＝ΔＶpixout−ΔＶpixout′
＝Ｖa ＋ＶＧＳＤ−（ＶＧＳ＋Ｖnoise ）
＝ＶＧＳＤ−ＶＧＳ＋Ｖa −Ｖnoise ・・・・・・・・・・・・・（13）
したがって、黒沈み防止回路131 が働いたときには、画素101 の増幅トランジスタＭsfのゲート・ソース間電圧ＶＧＳ成分がＣＤＳ回路を通しても消去できず、式（13）のＶerror 成分が画像に影響を及ぼしてしまう。
第３に、黒沈み現象を防止するために、新たな回路を設けねばならないという課題がある。
本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、別個に黒沈み防止回路を設けることなく、黒沈み防止動作を行わせることができると共に、黒沈み防止の動作に画素毎の特性バラツキの影響を与えにくくし、更に黒沈み防止動作が実行されたときも画素のＦＰＮバラツキを最小限に抑えることができる固体撮像装置を提供することを目的とする。
上記問題点を解決するために、請求項１に係る発明は、入射光を信号電荷に変換する光電変換手段、前記信号電荷を蓄積する蓄積部、前記蓄積部に前記信号電荷を転送する転送手段、前記蓄積部に蓄積された前記信号電荷を増幅して画素信号として信号出力線に出力する増幅手段、及びリセットラインに保持された電位を前記蓄積部に供給して該蓄積部をリセットするリセット手段を有する画素が複数、行列状に２次元に配列された画素部と、前記信号出力線の一端に接続され、前記信号出力線に出力された前記画素信号に含まれる、前記リセット手段によるリセット動作に伴うノイズ信号を抑圧する相関二重サンプリング回路と、同一の前記信号出力線に接続された第１の前記画素と第２の前記画素の内、前記リセット手段により供給される第１の電位に対応した前記画素信号の出力を得るリセット動作の対象となる画素を前記第１の画素としたとき、前記第２の画素の前記リセット手段により供給される第２の電位に対応した画素信号を用いて、前記リセット動作時における前記同一の信号出力線の電圧レベルを設定する制御手段とを有して固体撮像装置を構成するものである。
請求項２に係る発明は、請求項１に係る固体撮像装置において、前記第２の画素は、前記第１の画素の近傍に位置する画素であることを特徴とするものである。
請求項３に係る発明は、請求項１に係る固体撮像装置において、前記制御手段は、前記第２の電位を前記第１の電位より低いレベルに設定することを特徴とするものである。
請求項４に係る発明は、請求項１に係る固体撮像装置において、前記制御手段は、前記第２の画素を、前記第１の画素の位置に応じて順次変更することを特徴とするものである。
請求項５に係る発明は、請求項１に係る固体撮像装置において、前記リセットラインは、行単位で電位を変更可能であり、前記制御手段は、前記第１の画素と前記第２の画素の設定に応じて、各々の画素が接続された各リセットラインの電位を可変して設定することを特徴とするものである。
請求項６に係る発明は、請求項１に係る固体撮像装置において、前記制御手段は、前記第１の画素への前記第１の電位の印加終了タイミングよりも、前記第２の画素への前記第２の電位の印加終了タイミングを遅らせることを特徴とするものである。
請求項７に係る発明は、請求項１に係る固体撮像装置において、前記リセットラインは、全画素に対して単一の電位を可変して供給可能であり、前記制御手段は、前記第１の画素と前記第２の画素に対して、各々異なる電位を印加するタイミングが重ならないように前記リセットラインの電位を制御することを特徴とするものである。
請求項８に係る発明は、請求項１に係る固体撮像装置において、前記制御手段は、前記第１の画素の転送手段を駆動する前に、前記第２の画素の前記リセット手段により供給される第３の電位に対応した画素信号を用いて、前記第１の画素の信号電荷に対応した画素信号を出力させるための電圧レベルを前記同一の信号出力線に設定することを特徴とするものである。
以上説明したように、本発明の固体撮像装置によれば、画素部に高輝度光が入射しても黒沈み現象を防止することができ、且つ黒沈み防止動作の有無が画素の増幅トランジスタのゲート・ソース間電圧に依存しない。また、黒沈み防止動作が行われたときのＦＰＮバラツキを小さくすることができる。更に、黒沈み現象を防止するために、新たな回路を設ける必要がない。
請求項毎の発明の効果を述べると、請求項１に係る発明によれば、第２の画素のリセット手段により供給される第２の電位に対応した画素信号を用いて、第１の画素のリセット動作時における同一の信号出力線の電圧レベルを設定するので、新たな黒沈み抑圧用の回路を設けることなく、相関二重サンプリング回路がノイズ信号を抑圧する際に生じていた黒沈みを抑圧することが可能な固体撮像装置を提供できる。請求項２に係る発明によれば、第２の画素を、前記第１の画素の近傍に位置する画素としているので、黒沈み防止のためのクリップ電圧を生成する画素の閾値電圧依存性を抑圧することができる。請求項３に係る発明によれば、第１の画素のリセット動作時における信号出力線への出力レベルが第２の電位のレベルにより設定されるレベルを下回るときは第２の電位のレベルにより設定されるレベルに出力が固定されるため、黒沈みの抑圧をすることができる。請求項４に係る発明によれば、第２の画素が第１の画素の位置に応じて順次変更されるので、効果的に黒沈みの抑圧をすることができる。請求項５に係る発明によれば、リセットラインを、行単位で電位を変更可能とし、第１の画素と第２の画素の設定に応じて、各々の画素が接続された各リセットラインの電位を可変して設定するので、黒沈みの抑圧に適した電位を信号出力線に設定することが可能となる。請求項６に係る発明によれば、第１の画素への前記第１の電位の印加終了タイミングよりも、第２の画素への第２の電位の印加終了タイミングを遅らせるので、黒沈みの抑圧の電位を信号出力線に設定しているタイミングを適切なものとすることが可能となる。請求項７に係る発明によれば、リセットラインに対して単一の電位を可変して供給可能とし、第１の画素と第２の画素に対して、各々異なる電位を印加するタイミングが重ならないようにリセットラインの電位を制御するので、リセットラインに係る構成を簡単化することが可能となる。請求項８に係る発明によれば、第１の画素の転送手段を駆動する前に、第２の画素の前記リセット手段により供給される第３の電位に対応した画素信号を用いて、前記第１の画素の信号電荷に対応した画素信号を出力させるための電圧レベルを前記同一の信号出力線に設定することで、信号出力線へ画素信号を出力する画素を選択するための選択手段を画素内に設けることなく、第２の画素から信号出力線へ画素信号が出力しないようにすることができるので、光電変換手段を大きくすることが可能となる。
請求項毎の発明の効果を述べると、請求項１に係る発明によれば、第２の画素のリセット手段により供給される第２の電位に対応した画素信号を用いて、第１の画素のリセット動作時における同一の信号出力線の電圧レベルを設定するので、新たな黒沈み抑圧用の回路を設けることなく、相関二重サンプリング回路がノイズ信号を抑圧する際に生じていた黒沈みを抑圧することが可能な固体撮像装置を提供できる。請求項２に係る発明によれば、第２の画素を、前記第１の画素の近傍に位置する画素としているので、黒沈み防止のためのクリップ電圧を生成する画素の閾値電圧依存性を抑圧することができる。請求項３に係る発明によれば、第１の画素のリセット動作時における信号出力線への出力レベルが第２の電位のレベルにより設定されるレベルを下回るときは第２の電位のレベルにより設定されるレベルに出力が固定されるため、黒沈みの抑圧をすることができる。請求項４に係る発明によれば、第２の画素が第１の画素の位置に応じて順次変更されるので、効果的に黒沈みの抑圧をすることができる。請求項５に係る発明によれば、リセットラインを、行単位で電位を変更可能とし、第１の画素と第２の画素の設定に応じて、各々の画素が接続された各リセットラインの電位を可変して設定するので、黒沈みの抑圧に適した電位を信号出力線に設定することが可能となる。請求項６に係る発明によれば、第１の画素への前記第１の電位の印加終了タイミングよりも、第２の画素への第２の電位の印加終了タイミングを遅らせるので、黒沈みの抑圧の電位を信号出力線に設定しているタイミングを適切なものとすることが可能となる。請求項７に係る発明によれば、リセットラインに対して単一の電位を可変して供給可能とし、第１の画素と第２の画素に対して、各々異なる電位を印加するタイミングが重ならないようにリセットラインの電位を制御するので、リセットラインに係る構成を簡単化することが可能となる。請求項８に係る発明によれば、第１の画素の転送手段を駆動する前に、第２の画素の前記リセット手段により供給される第３の電位に対応した画素信号を用いて、前記第１の画素の信号電荷に対応した画素信号を出力させるための電圧レベルを前記同一の信号出力線に設定することで、信号出力線へ画素信号を出力する画素を選択するための選択手段を画素内に設けることなく、第２の画素から信号出力線へ画素信号が出力しないようにすることができるので、光電変換手段を大きくすることが可能となる。
次に、本発明を実施するための最良の形態について説明する。
本発明の特徴は、上記のように近接した複数の画素の増幅トランジスタのゲート・ソース間電圧ＶＧＳは製造プロセス上、それぞれ近い値を取ることを前提とし、画素の増幅トランジスタのゲート・ソース間電圧ＶＧＳの値が互いに近い値をもつ、当該読み出し画素の近接画素を利用して、黒沈み防止のためのクリップ電圧を生成することにある。
（実施例１）
まず、実施例１について説明する。図１は本発明に係る固体撮像装置の実施例１の構成を一部ブロックで示す回路構成図である。図１において、10は画素部で、同じ構成の複数の画素を２次元状に配置して構成されている。画素10(i) ，10(i+1) （ｉは整数）は垂直方向に隣接して配置されている画素で、同一構成のものなので、代表して画素10(i) について、その内部構成について説明する。画素10(i) は、フォトダイオードＰＤ(i) ，Ｃfd(i) の静電容量を持つフローティングディフュージョン部ＦＤ(i) ，転送トランジスタＭtr(i) ，リセットトランジスタＭrs(i) ，増幅トランジスタＭsf(i) ，選択トランジスタＭse(i) から成る。
（実施例１）
まず、実施例１について説明する。図１は本発明に係る固体撮像装置の実施例１の構成を一部ブロックで示す回路構成図である。図１において、10は画素部で、同じ構成の複数の画素を２次元状に配置して構成されている。画素10(i) ，10(i+1) （ｉは整数）は垂直方向に隣接して配置されている画素で、同一構成のものなので、代表して画素10(i) について、その内部構成について説明する。画素10(i) は、フォトダイオードＰＤ(i) ，Ｃfd(i) の静電容量を持つフローティングディフュージョン部ＦＤ(i) ，転送トランジスタＭtr(i) ，リセットトランジスタＭrs(i) ，増幅トランジスタＭsf(i) ，選択トランジスタＭse(i) から成る。
そして、画素10(i) は、垂直信号線11を通して定電流源（図示せず）、及びＣＤＳ回路12に接続されている。ＣＤＳ回路12は、サンプルホールドトランジスタＭsh，クランプトランジスタＭcl，サンプルホールドキャパシタ（静電容量）Ｃsh，クランプキャパシタ（静電容量）Ｃclから成る。ＣＤＳ回路12は列選択トランジスタＭh を介し水平信号線13へとつながれている。また、画素10(i) は電源電圧Ｖdd(i) の電源線、垂直信号線11で接続されながら、ＣＤＳ回路12，列選択トランジスタＭh を介して水平信号線13に接続されている。更にアンプ14を介し、信号が出力されるようになっている。
上記各部の構成要素の制御を行うパルス電圧は、制御信号発生回路15による制御の下、垂直走査回路16，水平走査回路17，電圧源回路18にてそれぞれ生成される。例えば、リセットトランジスタＭrs(i) ，転送トランジスタＭtr(i) ，選択トランジスタＭse(i) に係る制御を行うリセットパルスφＲＳ(i) ，転送パルスφＴＲ(i) ，及びセレクトパルスφＳＥ(i) は垂直走査回路16で生成され、列選択トランジスタＭh に係る制御を行うパルス電圧φＨは水平走査回路17で生成され、電源電圧Ｖdd(i) に係る制御を行うパルス電圧φＶdd(i) は電圧源回路18にて生成され、サンプルホールドトランジスタＭsh及びクランプトランジスタＭclに係る制御を行うサンプルホールドパルスφＳＨ及びクランプパルスφＣＬは、制御信号発生回路15により生成される。隣接画素(i+1) についても、同様に構成され、同様に垂直信号線11，ＣＤＳ回路12，水平信号線13に接続され、垂直走査回路16からの制御パルスφＲＳ(i+1) ，φＴＲ(i+1) ，φＳＥ(i+1) 、及び電圧源回路18からのパルス電圧φＶdd(i+1) により駆動制御されるようになっている。
図２は、図１に示した実施例１の動作を説明するためのタイミングチャートである。本実施例においては、黒沈み防止のために利用される補正用画素（クリップ電圧生成用画素）の行も、光信号を読み出し画素の行の移動と共に移動する。まず光の信号を読み出す画素を画素10(i) とし、黒沈み防止用のクリップ電圧を生成する画素（補正用画素）を画素10(i+1) とする。黒沈み防止用の画素の行(i+1行目）の電源電圧Ｖdd(i+1) は、Ｖdd(i) ＞Ｖdd(i+1) ＝Ｖdd−Ｖa とし、読み出し用の画素の行（ｉ行目）の電圧ＶddよりもＶa 低く設定している。
最初に、セレクトパルスφＳＥ(i) ，サンプルホールドパルスφＳＨ，クランプパルスφＣＬがＨigh レベルの状態でリセットパルスφＲＳ(i) をＨigh レベルにすることで、フローティングディフュージョン部電位Ｖfd(i) は電源電圧Ｖddに、ＣＤＳ回路出力電圧Ｖcdsoutはクランプ基準電圧Ｖclにセットされる。また同時にセレクトパルスφＳＥ(i+1) をＨigh レベル、リセットパルスφＲＳ(i+1) をＨigh レベル、転送パルスφＴＲ(i+1) をＬowレベルとして、フローティングディフュージョン部電圧Ｖfd(i+1) を電源電圧（Ｖdd−Ｖa ）にセットする。電源電圧（Ｖdd−Ｖa ）はクリップ電圧生成のための電圧であるため、読み出し画素(i) の電源電圧ＶddよりＶa 低い電圧に設定している。（Ｖdd(i+1) ＝Ｖdd−Ｖa)
次に、リセットパルスφＲＳ(i) をＬowレベルとすると、画素出力電圧Ｖpixoutは、リセットトランジスタＭrs(i) におけるktc ノイズ成分Ｖktc(i)，フィードスルー電圧成分Ｖft(i) （但し、リセットトランジスタＭrs(i) によるノイズを、Ｖnoise(i)＝Ｖktc(i)＋Ｖft(i) とする）、及び増幅トランジスタＭsf(i) のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ(i) の影響で、Ｖddよりも下降したリセット電圧Ｖrst(i)〔＝Ｖdd−Ｖnoise(i)−ＶＧＳ(i) 〕となる。ここで、Ｖa ＞Ｖnoise(i)と設定し、高輝度光の入射していないときはＶfd(i) ＞Ｖfd(i+1) となるため、画素10(i) の出力Ｖpixout(i) が垂直信号線出力Ｖrst(i)となる。
次に、時刻ｔ１で、セレクトパルスφＳＥ(i+1) ，リセットパルスφＲＳ(i+1) 及びクランプパルスφＣＬをＬowレベルに、転送パルスφＴＲ(i) をＨigh レベルにすると、所定の時間だけフォトダイオードＰＤ(i) に貯められた光の信号電荷がフローティングディフュージョン部ＦＤ(i) へ転送され、フローティングディフュージョン部電圧Ｖfd(i) は下降し、画素出力電圧Ｖpixout(i) も信号電荷の分だけ下降する。したがってこのとき、画素光信号電圧Ｖpixout(sig)(i)とリセット電圧Ｖrs(i) との差電圧は、ΔＶpixout(sig)(i)＝Ｖrst(i)−Ｖpixout(sig)(i)となる。
また、ＣＤＳ回路出力電圧Ｖcdsoutも信号電荷に応じて下降する。時刻ｔ１でクランプキャパシタＣclに貯まる電荷量をＱcl，サンプルホールドキャパシタＣshに貯まる電荷量をＱshとし、サンプルホールドパルスφＳＨをＬowレベルとする時刻ｔ２でクランプキャパシタＣclに貯まる電荷量をＱcl′，サンプルホールドキャパシタＣshに貯まる電荷量をＱsh′とすると、次式（14），（15）で表される。
時刻ｔ１において、
Ｑcl＝Ｃcl（Ｖrst(i)−Ｖcl）
Ｑsh＝Ｃsh（Ｖcl−０） ・・・・・・・・・・・・・・・・・（14）
時刻ｔ２において
Ｑcl′＝Ｃcl〔Ｖpixout(sig)(i)−Ｖcdsout(sig) 〕
Ｑsh′＝Ｃsh（Ｖcdsout(sig) −０） ・・・・・・・・・・・（15）
時刻ｔ１，ｔ２における電荷量保存の法則より、次式（16）が得られる。
−Ｑcl＋Ｑsh＝−Ｑcl′＋Ｑsh′
Ｖcl−Ｖcdsout(sig) ＝Ｃcl／（Ｃcl＋Ｃsh）・〔Ｖrst(i)−Ｖpixout(sig)(i)〕
ΔＶcdsout(sig)(i)＝Ｇcds ・ΔＶpixout(sig)(i)
但し、Ｇcds ＝Ｃcl／（Ｃcl＋Ｃsh） ・・・・・・・・・・・（16）
時刻ｔ１において、
Ｑcl＝Ｃcl（Ｖrst(i)−Ｖcl）
Ｑsh＝Ｃsh（Ｖcl−０） ・・・・・・・・・・・・・・・・・（14）
時刻ｔ２において
Ｑcl′＝Ｃcl〔Ｖpixout(sig)(i)−Ｖcdsout(sig) 〕
Ｑsh′＝Ｃsh（Ｖcdsout(sig) −０） ・・・・・・・・・・・（15）
時刻ｔ１，ｔ２における電荷量保存の法則より、次式（16）が得られる。
−Ｑcl＋Ｑsh＝−Ｑcl′＋Ｑsh′
Ｖcl−Ｖcdsout(sig) ＝Ｃcl／（Ｃcl＋Ｃsh）・〔Ｖrst(i)−Ｖpixout(sig)(i)〕
ΔＶcdsout(sig)(i)＝Ｇcds ・ΔＶpixout(sig)(i)
但し、Ｇcds ＝Ｃcl／（Ｃcl＋Ｃsh） ・・・・・・・・・・・（16）
同じ光量でも各画素でのリセットトランジスタＭrs(i) のノイズと増幅トランジスタＭsf(i) のゲート・ソース間電圧との和、〔Ｖnoise(i)＋ＶＧＳ(i) 〕のバラツキによって、画素出力電圧Ｖpixout(i) もバラツキをもって出力される。しかし、ＣＤＳ回路12によって、バラツキ成分も含んだ各画素でのリセット電圧Ｖrst(i)との差をとることにより、次式（17）に示すように、リセットトランジスタＭrs(i) のノイズと増幅トランジスタＭsf(i) のゲート・ソース間電圧との和、〔Ｖnoise(i)＋ＶＧＳ(i) 〕のバラツキを除去することができる。
Ｖrst(i)−Ｖpixout(sig)(i)
＝〔Ｖdd−｛Ｖnoise(i)＋ＶＧＳ(i) ｝〕
−〔Ｖdd−｛Ｖnoise(i)＋ＶＧＳ(i) ＋ΔＶpixout(sig)(i)｝〕
＝ΔＶpixout(sig)(i) ・ ・・・・・・・・・・・・・・・（17）
Ｖrst(i)−Ｖpixout(sig)(i)
＝〔Ｖdd−｛Ｖnoise(i)＋ＶＧＳ(i) ｝〕
−〔Ｖdd−｛Ｖnoise(i)＋ＶＧＳ(i) ＋ΔＶpixout(sig)(i)｝〕
＝ΔＶpixout(sig)(i) ・ ・・・・・・・・・・・・・・・（17）
次に、高輝度光が入射し、高輝度光による電圧Ｖhl(i) 分が下がったとき各部の動作を図３に示すタイミングチャートに基づいて説明する。Ｖfd(i) ，Ｖpixout(i) 以外の動作の詳細は、図２に示したタイミングチャートと同じであるので一部割愛する。図３に示す画素(i) のフローティングディフュージョン部電圧Ｖfd(i) は、リセット電圧をサンプルホールドする間に高輝度光による電圧Ｖhl分だけ下降し、これに伴って画素出力電圧Ｖpixout(i) も下降する。画素10(i+1) のセレクトパルスφＳＥ(i+1) ，リセットパルスφＲＳ(i+1) をＨigh レベルにしているので、フローティングディフュージョン部電圧Ｖfd(i+1) は電源電圧（Ｖdd−Ｖa ）にセットされている。ここで、Ｖnoise(i)＋Ｖhl＞Ｖa となると、Ｖfd(i) ＜Ｖfd(i+1) となるため、画素出力電圧Ｖpixout(i) はクリップ電圧Ｖc(i+1)〔＝Ｖdd−Ｖa −ＶＧＳ(i+1) 〕以下に下降することはなく、リセット電圧はクリップ電圧Ｖc(i+1)でクリップされることになる。
したがって高輝度光入射時において、高輝度光による電圧Ｖhl(i) によって画素出力電圧Ｖpixout(i) が下降しても黒沈み現象は起こらず、画素光信号電圧がＶpixout(sig)(i)のとき、黒沈み防止用画素が働いたときはＣＤＳ回路12によって、〔Ｖc(i+1)−Ｖpixout(sig)(i)〕の信号電圧が得られる。一方、黒沈みが起きないと仮定した場合にはＣＤＳ回路12によって、〔Ｖrst −Ｖpixout(sig)(i)〕の信号電圧が得られる。このとき、画素出力電圧Ｖpixout(i) におけるリセット電圧Ｖrst(i)とクリップ電圧Ｖc(i+1)との差をＶrsterror(i) とすると、次式（18）のように表される。
Ｖrsterror(i) ＝Ｖrst(i)−Ｖc(i+1)
＝−ＶＧＳ(i) ＋ＶＧＳ(i+1) −Ｖhl(i) ＋Ｖa
・・・・・・・・・・（18）
但し、リセットトランジスタＭrs(i) のノイズＶnoise(i)は小さく無視できるとし、Ｖa は定数とした。これより次式（19）の条件が導き出される。
Ｖrsterror(i) ＞０ ： 黒沈み防止クリップ電圧生成動作せず
Ｖrsterror(i) ＜０ ： 黒沈み防止クリップ電圧生成動作 ・・・・・・・（19）
Ｖrsterror(i) ＝Ｖrst(i)−Ｖc(i+1)
＝−ＶＧＳ(i) ＋ＶＧＳ(i+1) −Ｖhl(i) ＋Ｖa
・・・・・・・・・・（18）
但し、リセットトランジスタＭrs(i) のノイズＶnoise(i)は小さく無視できるとし、Ｖa は定数とした。これより次式（19）の条件が導き出される。
Ｖrsterror(i) ＞０ ： 黒沈み防止クリップ電圧生成動作せず
Ｖrsterror(i) ＜０ ： 黒沈み防止クリップ電圧生成動作 ・・・・・・・（19）
ここで、画素10(i) と10(i+1) は隣接画素同士であり、ＶGS(i) ≒ＶGS(i+1) であると考えられる。したがって、式（18）は、次式（20）と表すことができる。
Ｖrsterror(i) ＝−Ｖhl＋Ｖa ・・・・・・・・・・・・・（20）
したがって、式（20）から、本発明の実施例１では、黒沈み防止クリップ電圧生成動作の有無は、各画素の増幅トランジスタＭsfのゲート・ソース間電圧ＶＧＳに依存しないことがわかる。
Ｖrsterror(i) ＝−Ｖhl＋Ｖa ・・・・・・・・・・・・・（20）
したがって、式（20）から、本発明の実施例１では、黒沈み防止クリップ電圧生成動作の有無は、各画素の増幅トランジスタＭsfのゲート・ソース間電圧ＶＧＳに依存しないことがわかる。
更に高輝度光が入射し、Ｖrsterror(i) ＜０になり、黒沈み防止クリップ電圧生成用画素が働いた場合を考える。このときの各部の動作を説明するためのタイミングチャートを図４に示す。フローティングディフュージョン部電圧Ｖfd(i) ，画素部出力電圧Ｖpixout(i) 以外の動作の詳細は図２に示したタイミングチャートと同じであるので一部割愛する。図４に示すように、フローティングディフュージョン部電圧Ｖfd(i) は高輝度光の影響でフローティングディフュージョン部最小電圧Ｖfdmin(i)まで下降する。これに伴って画素出力電圧Ｖpixout(i) も下降する。この際、画素10(i+1) のセレクトパルスφＳＥ(i+1) ，リセットパルスφＲＳ(i+1) ，転送パルスφＴＲ(i+1) の動作から、画素10(i+1) のフローティングディフュージョン部電圧Ｖfd(i+1) は電源電圧（Ｖdd−Ｖa ）にセットされている。これにより、画素出力電圧Ｖpixout(i) はクリップ電圧Ｖc(i+1)以下に下降することはなく、クリップ電圧Ｖc(i+1)でクリップされることになる。
したがって、高輝度光入射時において、高輝度光による電圧Ｖhl(i) によって画素出力電圧Ｖpixout(i) が下降しても黒沈み現象は起こらず、画素部光信号電圧がＶpixout(sig)(i)のとき、ＣＤＳ回路12によって、〔Ｖc(i+1)−Ｖpixout(sig)(i)〕の信号電圧、もしくは〔Ｖrst(i)−Ｖpixout(sig)(i)〕の信号電圧が得られる。このとき、黒沈み防止クリップ電圧生成用画素を動作させないときの実際の信号電圧をΔＶpixout(i) とし、黒沈み防止クリップ電圧生成用画素を動作させたときの信号電圧をΔＶpixout′(i) とすると、次式（21），（22）で表される。
ΔＶpixout(i)
＝Ｖrst(i)−Ｖpixout(sig)(i)
＝Ｖdd−｛ＶＧＳ(i) ＋Ｖnoise(i)｝
−〔Ｖdd−｛ＶＧＳ(i) ＋Ｖnoise(i)＋ΔＶpixout(sig)(i)｝〕
＝ΔＶpixout(sig)(i) ・・・・・・・・・・・・・・（21）
ΔＶpixout(i) ′
＝Ｖc(i+1)−Ｖpixout(sig)(i)
＝（Ｖdd−Ｖa ）−ＶＧＳ(i+1)
−〔Ｖdd−｛ＶＧＳ(i) ＋Ｖnoise(i)＋ΔＶpixout(sig)(i)｝〕
・・・・・・・・・・（22）
その差は、次式（23）となる。
Ｖerror(i)＝ΔＶpixout(i) −ΔＶpixout(i) ′
＝Ｖa ＋ＶＧＳ(i+1) −｛ＶＧＳ(i) ＋Ｖnoise(i)｝
・・・・・・・・・・（23）
したがってＣＤＳ回路12を通しても本来の光の信号とは、式（23）のＶerror(i)の誤差が発生してしまう。
ΔＶpixout(i)
＝Ｖrst(i)−Ｖpixout(sig)(i)
＝Ｖdd−｛ＶＧＳ(i) ＋Ｖnoise(i)｝
−〔Ｖdd−｛ＶＧＳ(i) ＋Ｖnoise(i)＋ΔＶpixout(sig)(i)｝〕
＝ΔＶpixout(sig)(i) ・・・・・・・・・・・・・・（21）
ΔＶpixout(i) ′
＝Ｖc(i+1)−Ｖpixout(sig)(i)
＝（Ｖdd−Ｖa ）−ＶＧＳ(i+1)
−〔Ｖdd−｛ＶＧＳ(i) ＋Ｖnoise(i)＋ΔＶpixout(sig)(i)｝〕
・・・・・・・・・・（22）
その差は、次式（23）となる。
Ｖerror(i)＝ΔＶpixout(i) −ΔＶpixout(i) ′
＝Ｖa ＋ＶＧＳ(i+1) −｛ＶＧＳ(i) ＋Ｖnoise(i)｝
・・・・・・・・・・（23）
したがってＣＤＳ回路12を通しても本来の光の信号とは、式（23）のＶerror(i)の誤差が発生してしまう。
ここで、画素10(i) と10(i+1) は隣接画素同士であり、ＶＧＳ(i) ≒ＶＧＳ(i+1) であると考えられる。更に、リセットトランジスタＭrs(i) のノイズＶnoise(i)は小さく無視できるとし、Ｖa は定数とすると、式（23）は、次式（24）で表すことができる。
Ｖerror(i)＝Ｖa ・・・・・・・・・・・・・・・・（24）
Ｖerror(i)＝Ｖa ・・・・・・・・・・・・・・・・（24）
式（24）より、本実施例１では、黒沈み防止クリップ電圧生成用画素の動作を働かせたときに得られる信号電圧は、実際の信号電圧とＶa 分だけ変化し、ＣＤＳ回路12によって増幅トランジスタＭsf(i) のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ(i) 成分は消去できることがわかる。同様の動作をアレイ上に並んだ画素に対して順次行い、各画素の信号を取り出すことによって黒沈み現象が起きない画像を得ることができる。
以上のことから、上記実施例１によれば、固体撮像装置の画素部に高輝度光が入射しても黒沈み現象を防止することができ、黒沈み防止クリップ電圧生成用画素の動作の有無が画素の増幅トランジスタＭsf(i) のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ(i) に依存しない。また、黒沈み防止クリップ電圧生成用画素が働いたときのＦＰＮバラツキを小さくすることができる。更に、黒沈み現象を防止するために、新たな回路を設ける必要がない。なお、ここでは黒沈み防止クリップ電圧生成用の近接画素として光信号読み出し用画素10(i) に隣接する画素10(i+1) を用いたものについて述べたが、黒沈み防止クリップ電圧生成用画素としては、必要に応じてアレイ状に配置されたどの画素を用いてもかまわない。
（実施例２）
次に、実施例２について説明する。図５は、実施例２に係る固体撮像装置の一部省略ブロック構成図である。アレイ状に配置された画素10(i) ，10(i+1) ・・・及びＣＤＳ回路12の内部の構成などは図１に示した実施例１と同様である。実施例１と異なる点は、実施例１では電源ラインは電圧源回路18から各ライン毎に別個に設けられていたのに対し、実施例２ではアレイ状に配置された画素10(i) ，10(i+1) ・・・の電源ラインが全て同一の電源ラインに繋がれている。更に電源電圧は一定ではなく、電源パルスφＶddとして、リセット参照電圧Ｖddr 及びクリップ参照電圧Ｖddc にパルス的に変化できるようになっている。
次に、実施例２について説明する。図５は、実施例２に係る固体撮像装置の一部省略ブロック構成図である。アレイ状に配置された画素10(i) ，10(i+1) ・・・及びＣＤＳ回路12の内部の構成などは図１に示した実施例１と同様である。実施例１と異なる点は、実施例１では電源ラインは電圧源回路18から各ライン毎に別個に設けられていたのに対し、実施例２ではアレイ状に配置された画素10(i) ，10(i+1) ・・・の電源ラインが全て同一の電源ラインに繋がれている。更に電源電圧は一定ではなく、電源パルスφＶddとして、リセット参照電圧Ｖddr 及びクリップ参照電圧Ｖddc にパルス的に変化できるようになっている。
図６に、実施例２の動作を説明するためのタイミングチャートを示す。ＣＤＳ回路12の詳細な動作の説明は省略するが、実施例１と同様に動作するものとする。そして、ここでも光の信号を読み出す画素を画素10(i) ，黒沈み防止用のクリップ電圧を生成する画素を画素10(i+1) とする。最初に電源パルスφＶddがリセット参照電圧Ｖddr の状態において、セレクトパルスφＳＥ(i) をＨigh レベルとすると共に、リセットパルスφＲＳ(i) をＨigh レベルにすることで、フローティングディフュージョン部電圧Ｖfd(i) はリセット参照電圧Ｖddr の電圧にセットされる。
次に、リセットパルスφＲＳ(i) をＬowレベルすると、画素出力電圧Ｖpixout(i) は、リセットトランジスタＭrs(i) のktc ノイズ成分Ｖktc(i)，フィードスルー電圧Ｖft(i) （但し、リセットトランジスタＭrs(i) のノイズＶnoise(i)＝Ｖktc(i)＋Ｖft(i) とする）、及び増幅トランジスタＭsf(i) のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ(i) の影響で、リセット参照電圧Ｖddr よりも下降したリセット電圧Ｖrst(i)〔＝Ｖddr −Ｖnoise(i)−ＶＧＳ(i) 〕となる。
次に、電源パルスφＶddがクリップ参照電位Ｖddc の状態において、セレクトパルスφＳＥ(i+1) をＨigh レベル、リセットパルスφＲＳ(i+1) をＨigh レベル、転送パルスφＴＲ(i+1) をＬowレベルとして、フローティングディフュージョン部電圧Ｖfd(i+1) をクリップ参照電圧Ｖddc にセットする。クリップ参照電圧Ｖddc は、クリップ電圧生成のため、リセット参照電圧Ｖddr よりＶa 低い電圧に設定している（Ｖddc ＝Ｖddr −Ｖa ）。
次に、フローティングディフュージョン部電圧Ｖfd(i) は、高輝度光の影響でリセット電圧をサンプルホールドする間に、フローティングディフュージョン部が許容する最小値Ｖfdmin(i)に下降し、これに伴って画素出力電圧Ｖpixout(i) も下降する。一方、画素10(i+1) においては、セレクトパルスφＳＥ(i+1) ，リセットパルスφＲＳ(i+1) ，転送パルスφＴＲ(i+1) の上記状態から、フローティングディフュージョン部電圧Ｖfd(i+1) はクリップ参照電圧Ｖddc にセットされている。これにより、画素10(i) においては、その画素出力電圧Ｖpixout(i) はクリップ電圧Ｖc(i+1)〔＝Ｖddc −ＶＧＳ(i+1) 〕以下に下降することはなく、リセット電圧はクリップ電圧Ｖc(i+1)でクリップされることになる。
次に、セレクトパルスφＳＥ(i+1) をＬowレベルとし、転送パルスφＴＲ(i) をＨigh レベルにして、光による信号電圧を画素出力電圧Ｖpixout(i) に転送する。同様の動作をアレイ上に並んだ各画素に対して順次行い、各画素の信号を取り出すことによって黒沈み現象が起きない画像を得ることができる。
以上のことから、高輝度光入射時において、画素出力電圧Ｖpixout(i) が下降しても黒沈み現象は起こらず、画素光信号電圧Ｖpixout(sig)(i)としたとき、ＣＤＳ回路12によって、〔Ｖc(i+1)−Ｖpixout(sig)(i)〕の信号電圧が得られる。したがって、本実施例２においても実施例１と同じ効果が得られる。なお、ここでは黒沈み防止クリップ電圧生成用画素の近接画素として光信号読み出し用画素10(i) に隣接する画素10(i+1) を用いたものについて述べたが、黒沈み防止クリップ電圧生成用画素としては、必要に応じてアレイ状に配置されたどの画素を用いてもかまわない。
（実施例３）
次に、実施例３について説明する。図７は、実施例３に係る固体撮像装置の一部省略回路構成図である。この実施例は、アレイ状に配列された画素において、選択トランジスタＭse(i) ，Ｍse(i+1) ，・・・が存在していない以外は、実施例１の構成と同じであり、３トランジスタ型の画素となっている点だけが異なる。電源パルスφＶdd(i) ，φＶdd(i+1) ，φＶdd(k) はそれぞれ独立に電圧を変えることができる（但し、ｉは整数、ｋはｉ，ｉ＋１以外の整数）。
次に、実施例３について説明する。図７は、実施例３に係る固体撮像装置の一部省略回路構成図である。この実施例は、アレイ状に配列された画素において、選択トランジスタＭse(i) ，Ｍse(i+1) ，・・・が存在していない以外は、実施例１の構成と同じであり、３トランジスタ型の画素となっている点だけが異なる。電源パルスφＶdd(i) ，φＶdd(i+1) ，φＶdd(k) はそれぞれ独立に電圧を変えることができる（但し、ｉは整数、ｋはｉ，ｉ＋１以外の整数）。
図８に、実施例３の動作を説明するためのタイミングチャートを示す。この実施例においても、光の信号を読み出す画素を画素10(i) ，黒沈み防止用のクリップ電圧を生成する画素を画素10(i+1) とする。最初に電源パルスφＶdd(i) をリセット参照パルスφＶddr にして、リセットパルスφＲＳ(i) をＨigh レベルにすることで、フローティングディフュージョン部電圧Ｖfd(i) はリセット参照電圧Ｖddr にセットされる。また、ＣＤＳ回路12にリセット電圧をクランプするために、クランプパルスφＣＬ，サンプルホールドパルスφＳＨをＨigh レベルにしておく。
次に、電源パルスφＶdd(k) を垂直信号線11に現れる光信号の最小値Ｖpixoutmin よりも低い値である非選択画素電圧Ｖddl にセットしておき、非選択画素のフローティングディフュージョン部電圧Ｖfd(k) を非選択画素電圧Ｖddl にセットしておく。次に、リセット電圧φＲＳ(i) をＬowレベルすると、画素出力電圧Ｖpixout(i) はリセットトランジスタＭrs(i) におけるktc ノイズ成分Ｖktc(i)，フィードスルー電圧Ｖft(i) （但し、リセットトランジスタＭrs(i) のノイズＶnoise(i)＝Ｖktc(i)＋Ｖft(i) とする）、及び増幅トランジスタＭsf(i) におけるゲート・ソース間電圧ＶＧＳ(i) の影響で、リセット参照電圧Ｖddr よりも下降したリセット電圧Ｖrst(i)〔＝Ｖddr −Ｖnoise(i)−ＶＧＳ(i) 〕となる。
次に、電源パルスφＶdd(i+1) をクリップ参照電圧Ｖddc(＜Ｖddr)にセットし、リセットパルスφＲＳ(i+1) をＨigh レベルとし、転送パルスφＴＲ(i+1) をＬowレベルとして、フローティングディフュージョン部電圧Ｖfd(i+1) をクリップ参照電圧Ｖddc にセットする。クリップ参照電圧Ｖddc は、クリップ電圧生成のための電圧であるため、リセット参照電圧Ｖddr よりＶa 低い電圧に設定している（Ｖddc ＝Ｖddr −Ｖa ）。
次に、フローティングディフュージョン部電圧Ｖfd(i) は、高輝度光の影響でリセット電圧をサンプルホールドする間に、フローティングディフュージョン部が許容する最小の電圧Ｖfdmin(i)に下降し、これに伴って画素出力電圧Ｖpixout(i) も下降する。一方、画素10(i+1) において、リセットパルスφＲＳ(i+1) はＨigh レベル、転送パルスφＴＲ(i+1) はＬowレベル、Ｖdd(i+1) ＝Ｖddc とする状態により、フローティングディフュージョン部電圧Ｖfd(i+1) はクリップ参照電圧Ｖddc にセットされている。これにより、画素10(i) においては、その画素出力電圧Ｖpixout(i) はクリップ電圧Ｖc(i+1)〔＝Ｖddc −ＶＧＳ(i+1) 〕以下に下降することはなく、リセット電圧はクリップ電圧Ｖc(i+1)でクリップされることになる。
次に、光の信号電荷を転送するために垂直信号線11の電圧を、非選択画素電圧Ｖddl に下げる必要がある。よって画素10(i+1) の電源パルスφＶdd(i+1) を非選択参照電圧Vddlにセットし、クランプパルスφＣＬをＬowレベルとし、リセットパルスφＲＳ(i+1) はＨigh レベルのままにしてしておく。次に、画素10(i) の転送パルスφＴＲ(i) をＨigh レベルにして、光による信号電圧を画素出力電圧Ｖpixout(i) に転送する。また、このとき電源パルスφＶdd(k) ，電源パルスφＶdd(i+1) はいずれも非選択画素電圧Ｖddl にセットされており、したがって画素10(i) のフローティングディフュージョン部Ｖfd(i) の電圧のみが、画素出力電圧Ｖpixout(i) に現れる。
次に、次の行を読み出す場合、画素10(i+1) の電源パルスφＶdd(i+1) をリセット参照電圧Ｖddr にセットし、後は同様の動作を繰り返すことにより、順次光の信号を読み出していく。同様の動作をアレイ上に並んだ各画素に対して順次行い、各画素の信号を取り出すことによって、黒沈み現象を抑えた画像を得ることができる。
以上の動作から、高輝度光入射時において、画素出力電圧Ｖpixout(i) が下降しても黒沈み現象は起こらず、画素光信号電圧をＶpixout(sig)(i)としたとき、ＣＤＳ回路12によって、〔Ｖc(i+1)−Ｖpixout(sig)(i)〕の信号電圧が得られる。したがって、本実施例３においても実施例１と同じ効果が得られる。なお、ここでは黒沈み防止用のクリップ電圧生成用画素の近接画素として光信号読み出し用画素10(i) に隣接する画素10(i+1) を用いたものについて述べたが、黒沈み防止用のクリップ電圧生成用画素としては、必要に応じてアレイ状に配置されたどの画素を用いてもかまわない。
10(i) ，10(i+1) 画素
11 垂直信号線
12 ＣＤＳ回路
13 水平信号線
14 アンプ
15 制御信号発生回路
16 垂直走査回路
17 水平走査回路
18 電圧源回路
11 垂直信号線
12 ＣＤＳ回路
13 水平信号線
14 アンプ
15 制御信号発生回路
16 垂直走査回路
17 水平走査回路
18 電圧源回路
Claims (8)
- 入射光を信号電荷に変換する光電変換手段、前記信号電荷を蓄積する蓄積部、前記蓄積部に前記信号電荷を転送する転送手段、前記蓄積部に蓄積された前記信号電荷を増幅して画素信号として信号出力線に出力する増幅手段、及びリセットラインに保持された電位を前記蓄積部に供給して該蓄積部をリセットするリセット手段を有する画素が複数、行列状に２次元に配列された画素部と、
前記信号出力線の一端に接続され、前記信号出力線に出力された前記画素信号に含まれる、前記リセット手段によるリセット動作に伴うノイズ信号を抑圧する相関二重サンプリング回路と、
同一の前記信号出力線に接続された第１の前記画素と第２の前記画素の内、前記リセット手段により供給される第１の電位に対応した前記画素信号の出力を得るリセット動作の対象となる画素を前記第１の画素としたとき、前記第２の画素の前記リセット手段により供給される第２の電位に対応した画素信号を用いて、前記リセット動作時における前記同一の信号出力線の電圧レベルを設定する制御手段とを有する固体撮像装置。 - 前記第２の画素は、前記第１の画素の近傍に位置する画素であることを特徴とする請求項１に係る固体撮像装置。
- 前記制御手段は、前記第２の電位を前記第１の電位より低いレベルに設定することを特徴とする請求項１に係る固体撮像装置。
- 前記制御手段は、前記第２の画素を、前記第１の画素の位置に応じて順次変更することを特徴とする請求項１に係る固体撮像装置。
- 前記リセットラインは、行単位で電位を変更可能であり、前記制御手段は、前記第１の画素と前記第２の画素の設定に応じて、各々の画素が接続された各リセットラインの電位を可変して設定することを特徴とする請求項１に係る固体撮像装置。
- 前記制御手段は、前記第１の画素への前記第１の電位の印加終了タイミングよりも、前記第２の画素への前記第２の電位の印加終了タイミングを遅らせることを特徴とする請求項１に係る固体撮像装置。
- 前記リセットラインは、全画素に対して単一の電位を可変して供給可能であり、前記制御手段は、前記第１の画素と前記第２の画素に対して、各々異なる電位を印加するタイミングが重ならないように前記リセットラインの電位を制御することを特徴とする請求項１に係る固体撮像装置。
- 前記制御手段は、前記第１の画素の転送手段を駆動する前に、前記第２の画素の前記リセット手段により供給される第３の電位に対応した画素信号を用いて、前記第１の画素の信号電荷に対応した画素信号を出力させるための電圧レベルを前記同一の信号出力線に設定することを特徴とする請求項１に係る固体撮像装置。
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