JP2009106039A - 過電圧保護回路およびそれを用いた電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチトランジスタとしてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを利用した過電圧保護回路を提供する。
【解決手段】スイッチトランジスタＭ１は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり入力端子１０２と出力端子１０４の間に設けられる。クランプ回路４０は、入力電圧Ｖｄｃを所定のクランプ電圧Ｖｃｌ以下にクランプする。チャージポンプ回路１０は、クランプ回路４０の出力電圧Ｖｄｃ２を昇圧し、スイッチトランジスタＭ１のゲートに出力する。過電圧監視部２０は、入力電圧Ｖｄｃを所定の過電圧しきい値電圧Ｖｏｖｐと比較し、入力電圧Ｖｄｃが過電圧しきい値電圧Ｖｏｖｐより低いとき、チャージポンプ回路１０に昇圧動作を指示する。
【選択図】図１

Description

本発明は、過電圧保護回路に関する。

半導体集積回路に利用される回路素子は、耐圧を超える電圧が印加されると、正常な機能が実行できなくなる。たとえば外部電源を利用して動作する電子機器、特に乾電池を利用した緊急用の電源や、品質の悪いＵＳＢ（Universal Serial Bus）電源の利用が想定される機器においては、定格外の高電圧が印加される可能性があるため、過電圧から回路素子を保護するための過電圧保護回路が必要となる。
特開２００６−３２０１９４号公報 特開２００７−９７２５１号公報 特開２００７−７４７９７号公報

過電圧保護回路は、入力端子と出力端子間に設けられ、入力端子の電圧（以下、入力電圧という）がしきい値電圧を超えるとオフとなるスイッチトランジスタを備え、出力端子の電圧（以下、出力電圧という）をしきい値電圧以下に抑制する。

一般に、スイッチ素子としてはＰチャンネルＭＯＳＦＥＴが利用される。ところが、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）は同じ電流容量（電流駆動能力）を有するＮチャンネルＭＯＳＦＥＴよりも面積が大きくなるという問題がある。また、過電圧保護回路に使用されるスイッチトランジスタには、過電圧が印加されるおそれがあるため、高耐圧が要求される。ところがＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの耐圧は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのそれに劣る場合が多い。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、スイッチトランジスタとしてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを利用した過電圧保護回路の提供にある。

本発明のある態様の過電圧保護回路は、外部から入力電圧が入力される入力端子と、出力電圧を出力するための出力端子と、入力端子と出力端子の間に設けられたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのスイッチトランジスタと、入力電圧を所定のクランプ電圧以下にクランプするクランプ回路と、クランプ回路の出力電圧を昇圧し、スイッチトランジスタのゲートに出力するチャージポンプ回路と、入力電圧を所定の過電圧しきい値電圧と比較し、入力電圧が過電圧しきい値電圧より低いとき、チャージポンプ回路に昇圧動作を指示する過電圧監視部と、を備える。

この態様によると、チャージポンプ回路を利用してＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのスイッチトランジスタのゲート電圧を生成することにより、スイッチトランジスタをフルオンさせることができる。さらに、チャージポンプ回路への入力を、クランプ電圧以下にクランプすることにより、スイッチトランジスタのゲートソース間電圧が過電圧となるのを抑制できる。

チャージポンプ回路は、２入力加算型のチャージポンプ回路であって、入力電圧とクランプ回路の出力電圧を加算した電圧を出力してもよい。
クランプ回路はエミッタフォロア形式であるから、クランプ回路の出力電圧と入力電圧との間には順方向電圧Ｖｆ分の電位差が生ずる。したがってクランプ回路の出力電圧を単純に昇圧すると、電圧の損失は２×Ｖｆとなる。そこで、入力電圧とクランプ電圧を加算することにより、電圧の損失を１×Ｖｆに低減できる。

クランプ回路の出力電圧を、チャージポンプ回路のフライングキャパシタを充電するための電圧として利用してもよい。
この場合、フライングキャパシタが複数設けられる場合に、各フライングキャパシタの充電電圧がクランプされる。したがって、スイッチトランジスタのゲートソース間電圧を一定に保つことができる。

チャージポンプ回路を構成するスイッチのうち、一端に入力電圧が印加され他端がフライングキャパシタに接続されるスイッチを、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成してもよい。
入力電圧が直接印加されるスイッチにＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを利用すると、入力電圧が大きいとき、ゲートソース間に過電圧が印加されてしまう。これに対して、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを利用すれば、ゲートソース間には過電圧が印加されないため、回路の信頼性を高めることができる。

ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチは、フライングキャパシタに蓄えられた電荷を出力キャパシタに転送するときにオンするスイッチであってもよい。

クランプ電圧は、スイッチトランジスタのゲートソース間耐圧をＶｇｓｔ、チャージポンプ回路の昇圧率をαとするとき、（α−１）×Ｖｇｓｔより低く設定されてもよい。
この場合、スイッチトランジスタのゲートソース間に過電圧が印加されるのを抑制できる。

チャージポンプ回路は、スイッチトランジスタのゲート容量を出力キャパシタとして昇圧動作を行ってもよい。この場合、出力キャパシタを個別に設ける必要がないため、回路面積を削減できる。

過電圧保護回路は、ひとつの半導体基板上に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。

本発明の別の態様は、電子機器である。この電子機器は、外部電源が着脱可能なコネクタと、２次電池と、コネクタが入力端子に接続された上述の過電圧保護回路と、過電圧保護回路の出力電圧を利用して２次電池を充電する充電回路と、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、スイッチトランジスタとしてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを利用できる。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが部材Ｂに接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図１は、実施の形態に係る過電圧保護回路１００およびそれを用いた電子機器１０００全体の構成を示す回路図である。
電子機器１０００は、たとえば携帯電話端末や、ＰＤＡ、ノート型ＰＣなどの電池駆動型の情報端末機器である。電子機器１０００は、過電圧保護回路１００、充電回路１１２および電池１１４を備える。電子機器１０００はその他に、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＤＳＰ(Digital Signal Processor)、液晶パネルをはじめとするデジタル回路、アナログ回路を備える。

電池１１４は、リチウムイオンやＮｉＣｄ（ニッケルカドミウム）電池などの２次電池であり、その電池電圧Ｖｂａｔが、電子機器１０００のその他の回路ブロックへと供給される。

電子機器１０００は、外部電源１１０が着脱可能なコネクタ２０２を備える。外部電源１１０は、たとえば商用交流電圧を直流電圧に変換するＡＣアダプタや、車載バッテリ等の電圧を降圧するＤＣ／ＤＣコンバータ、ＵＳＢ電源や乾電池を利用した緊急用電源である。外部電源１１０は電池１１４に対して直流の電源電圧Ｖｄｃを供給する。

過電圧保護回路１００は、入力端子１０２、出力端子１０４を備え、ひとつの半導体基板上に一体集積化されている。過電圧保護回路１００は、入力電圧Ｖｄｃが所定の過電圧しきい値電圧Ｖｏｖｐより大きいとき、負荷である充電回路１１２に対する電圧供給を停止する。

過電圧保護回路１００は、スイッチトランジスタＭ１、チャージポンプ回路１０、過電圧監視部２０、クランプ回路４０を備える。

スイッチトランジスタＭ１は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであって入力端子１０２と出力端子１０４の間に設けられる。ここでは便宜的にスイッチトランジスタＭ１の出力端子１０４側の端子をソース、入力端子１０２側の端子をドレインと称する。スイッチトランジスタＭ１のバックゲートはソースと接続される。

クランプ回路４０は、入力電圧Ｖｄｃを所定のクランプ電圧Ｖｃｌ以下にクランプする。クランプ回路の構成は特に限定されない。以下、クランプ回路４０の出力電圧をクランプ出力電圧Ｖｄｃ２と称す。

クランプ電圧Ｖｃｌは、スイッチトランジスタＭ１のゲートソース間耐圧をＶｇｓｔ、チャージポンプ回路１０の昇圧率をαとするとき、（α−１）×Ｖｇｓｔより低く設定される。

チャージポンプ回路１０は、クランプ回路４０の出力電圧Ｖｄｃ２を昇圧し、スイッチトランジスタＭ１のゲートに出力する。チャージポンプ回路１０の昇圧率αは、スイッチトランジスタＭ１がフルオンするように設定する。スイッチトランジスタＭ１がフルオンする条件は、スイッチトランジスタＭ１のゲートソース間しきい値電圧Ｖｔを用いて、
α×Ｖｄｃ２−Ｖｄｃ≧Ｖｔ
である。Ｖｄｃ２≒Ｖｄｃと近似すれば、
α≧Ｖｔ／Ｖｄｃ＋１
を得る。たとえば、Ｖｔ＝５Ｖに対して、入力電圧Ｖｄｃが５Ｖ以上で入力される場合、昇圧率２倍、または２入力加算型のチャージポンプ回路を利用すればよい。ただしチャージポンプ回路１０の昇圧率は任意であり、昇圧率が切りかえ可能であってもよい。

過電圧監視部２０は、入力電圧Ｖｄｃを所定の過電圧しきい値電圧Ｖｏｖｐと比較し、比較結果に応じた制御信号Ｓ１を出力する。過電圧監視部２０は、入力電圧Ｖｄｃが過電圧しきい値電圧Ｖｏｖｐより低いとき、チャージポンプ回路１０に昇圧動作を指示する。反対に入力電圧Ｖｄｃが過電圧しきい値電圧Ｖｏｖｐより高いとき、チャージポンプ回路１０に昇圧動作の停止を指示する。

図１の過電圧保護回路１００によれば、入力電圧Ｖｄｃが過電圧しきい値電圧Ｖｏｖｐを超えると、スイッチトランジスタＭ１のゲート電圧Ｖｇが印加されず、入力端子１０２と出力端子１０４間がスイッチトランジスタＭ１によって遮断される。つまりスイッチ素子としてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用い、ゲート電圧をチャージポンプ回路によって供給することにより、過電圧保護を実現できる。ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴは、同等の性能を有するＰチャンネルＭＯＳＦＥＴに比べて高耐圧であり、また小面積であるため、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いた過電圧保護回路に比べて有利である。

また、チャージポンプ回路１０の昇圧対象である入力電圧Ｖｄｃを、クランプ回路４０によってクランプすることにより、スイッチトランジスタＭ１のゲート電圧Ｖｇが過電圧となるのを抑制できる。半導体製造プロセスによっては、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであっても、ゲートソース間耐圧が低い場合があるため、ゲート電圧Ｖｇを抑制することによって、ゲートソース間に過電圧が印加されるのを防止できる。これによってスイッチトランジスタＭ１のゲートソース間耐圧によって設計条件を拘束されなくなるため、半導体製造プロセスの選択の自由度が高まるという利点がある。

図２は、図１のクランプ回路４０およびチャージポンプ回路１０の構成例を示す回路図である。クランプ回路４０は、トランジスタＱ１、抵抗Ｒ１、ツェナーダイオードＤ１を含む。トランジスタＱ１はＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであって、コレクタが入力端子１０２と接続され、入力電圧Ｖｄｃが印加されている。抵抗Ｒ１は、トランジスタＱ１のベースコレクタ間に設けられる。トランジスタＱ１のベースと接地端子間には、アノードが接地端子側の向きでツェナーダイオードＤ１が設けられる。図２のクランプ回路４０では、トランジスタＱ１のベース電圧が、ツェナーダイオードＤ１のツェナー電圧Ｖｚ以下にクランプされる。トランジスタＱ１はエミッタフォロア回路を形成するため、トランジスタＱ１のエミッタ電圧、つまりクランプ出力電圧Ｖｄｃ２は、クランプ電圧Ｖｃｌ（＝Ｖｚ−Ｖｆ）以下にクランプされる。

ツェナーダイオードＤ１に替えて、カソードが接地端子側となる向きで多段接続された複数ｍ個のダイオードを利用してもよい。この場合、クランプ電圧Ｖｃｌは、Ｖｃｌ＝（ｍ−１）×Ｖｆとなる。

一方、トランジスタＱ１のベース電圧がツェナーダイオードＤ１によってクランプされない電圧範囲においては、クランプ出力電圧Ｖｄｃ２と入力電圧Ｖｄｃの間には、Ｖｄｃ２＝Ｖｄｃ−Ｖｆの関係が成り立つ。

図２のチャージポンプ回路１０は２入力加算型である。つまり第１入力端子Ｐｉ１と第２入力Ｐｉ２の電圧を加算し、出力端子Ｐｏから出力する。第１入力端子Ｐｉ１には入力電圧Ｖｄｃが、第２入力端子Ｐｉ２にはクランプ出力電圧Ｖｄｃ２が入力される。

チャージポンプ回路１０の回路トポロジーは一般的であり、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４、フライングキャパシタＣｆおよび制御部１２を備える。スイッチＳＷ１、ＳＷ３が第１ペアをなし、スイッチＳＷ２、ＳＷ４が第２ペアをなす。制御部１２は制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を各スイッチのゲートに供給し、２つのペアを交互にオン、オフさせる。第１ペアＳＷ１、ＳＷ３がオンすると、フライングキャパシタＣｆがクランプ出力電圧Ｖｄｃ２で充電される。第２ペアＳＷ２、ＳＷ４がオンすると、フライングキャパシタＣｆに蓄えられた電荷が出力キャパシタＣｇに転送される。

図２のチャージポンプ回路１０で特徴的なのは、スイッチトランジスタ（図１のＭ１）のゲート容量Ｃｇを出力キャパシタとして昇圧動作を行うことである。一般に出力キャパシタの容量は大きくなるため、半導体集積回路上の形成が困難であり、外部にチップ部品として設けるとコスト高となる。それに対して、図２のチャージポンプ回路１０はゲート容量Ｃｇを利用することにより、回路面積やコストを大幅に削減できる。ただし、回路面積に余裕がある場合、出力キャパシタを別個に設けてもよい。

また、チャージポンプ回路１０で特徴的な点は、クランプ回路４０の出力電圧Ｖｄｃ２を、フライングキャパシタＣｆを充電するための電圧として利用している点である。

さらにチャージポンプ回路１０で特徴的な点は、一端に入力電圧Ｖｄｃが印加され、他端がフライングキャパシタＣｆに接続されるスイッチを、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成したことである。図２においては、スイッチＳＷ２がＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成される。

一般的に、入力側のスイッチはＰチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成するが、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴとすると、ソースに入力電圧が印加されるため、ゲートソース間に過電圧が印加されるおそれがある。そこで図２の回路では、クランプ電圧以下にクランプされるクランプ出力電圧Ｖｄｃ２を受けるスイッチＳＷ１をＰチャンネルＭＯＳＦＥＴとし、クランプされない入力電圧Ｖｄｃを受けるスイッチＳＷ２をＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとすることによって、チャージポンプ回路１０の信頼性を向上している。

さらにいえば、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチＳＷ１は、フライングキャパシタＣｆに蓄えられた電荷を出力キャパシタＣｇに転送するときにオンするスイッチである。

図２のチャージポンプ回路１０は、入力電圧Ｖｄｃとクランプ出力電圧Ｖｄｃ２を加算した電圧を出力する。つまり入力電圧Ｖｄｃがクランプされない状態で、スイッチトランジスタＭ１のゲート電圧Ｖｇは、
Ｖｇ＝Ｖｄｃ＋Ｖｄｃ２＝２×Ｖｄｃ−Ｖｆ
となる。

図３は、実施の形態に係る過電圧保護回路１００の入出力特性を示す図である。入力電圧Ｖｄｃが増大すると、クランプ出力電圧Ｖｄｃ２はＶｄｃ２＝Ｖｄｃ−Ｖｆの関係を保ちつつ増大していく。入力電圧Ｖｄｃがツェナー電圧Ｖｚに達すると、クランプ電圧Ｖｃｌに固定される。

チャージポンプ回路１０の出力であるゲート電圧Ｖｇは、Ｖｇ＝２×Ｖｄｃ−Ｖｆの関係を保ちつつ増大する。Ｖｄｃ＞Ｖｚの領域では、クランプ出力電圧Ｖｄｃ２がＶｃｌに固定されるため、Ｖｇ＝Ｖｄｃ＋Ｖｚ−Ｖｆとなる。つまり、スイッチトランジスタＭ１のゲートソース間電圧Ｖｇｓは、
Ｖｇ−Ｖｏｕｔ＝Ｖｚ−Ｖｆ
となり入力電圧Ｖｄｃによらず一定値となる。したがって、入力電圧Ｖｄｃが過電圧となっても、スイッチトランジスタＭ１のゲートソース間に過電圧が印加されるのが防止される。入力電圧Ｖｄｃが過電圧しきい値電圧Ｖｏｖｐを超えると、チャージポンプ回路１０が停止し、ゲート電圧Ｖｇが０Ｖとなるため、スイッチトランジスタＭ１がオフして出力電圧Ｖｏｕｔも０Ｖとなる。

上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

変形例１．
チャージポンプ回路１０の構成は図２のそれに限定されない。たとえば、第１入力端子Ｐｉ１にクランプ出力電圧Ｖｄｃ２を、第２入力端子Ｐｉ２に入力電圧Ｖｄｃを印加してもよい。この場合、スイッチＳＷ１をＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとするとよい。この構成の場合、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチＳＷ１は、フライングキャパシタＣｆを充電するときにオンするスイッチである。

変形例２．
チャージポンプ回路１０の第１入力端子Ｐｉ１、第２入力端子Ｐｉ２の両方を共通に接続し、クランプ出力電圧Ｖｄｃ２を印加してもよい。この場合、チャージポンプ回路１０の昇圧率は２倍となる。この場合、スイッチＳＷ２をＰチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成してもよい。過電圧が印加されないからである。ただしこの場合、入力電圧Ｖｄｃがクランプされない状態で、スイッチトランジスタＭ１のゲート電圧Ｖｇは、
Ｖｇ＝２×Ｖｄｃ−２×Ｖｆ
となり、図２の回路よりＶｆだけ低くなる。つまり昇圧効率の観点からは不利である。言い換えれば、図２の回路は、入力電圧Ｖｄｃとクランプ出力電圧Ｖｄｃ２を加算することによって、昇圧効率を改善している。

また、変形例２では、クランプ出力電圧Ｖｄｃ２がクランプ電圧Ｖｃｌにクランプされると、ゲート電圧Ｖｇが２×（Ｖｚ−Ｖｆ）に固定される。この状態で入力電圧Ｖｄｃが増大すると、出力電圧Ｖｏｕｔ、つまりスイッチトランジスタＭ１のソース電圧は増大するため、ゲートソース間電圧Ｖｇｓが小さくなっていき、スイッチトランジスタＭ１のオン抵抗が増大し、やがてオフとなる。スイッチトランジスタＭ１のオン抵抗の増大が問題とならない場合には、この動作を過電圧保護に利用してもよい。

変形例３．
チャージポンプ回路１０は２入力加算型、あるいは２倍昇圧型に限定されず、３入力、４入力もしくは３倍、４倍のチャージポンプ回路であってもよい。この場合でも、上述した図２のチャージポンプ回路１０の特徴を利用することにより、同様の効果を得ることが可能である。

ｎ（ｎは３以上）入力または昇圧率ｎ倍のチャージポンプ回路には、フライングキャパシタがｎ個設けられる。この場合も入力電圧Ｖｄｃが印加される入力端子に接続されるスイッチをＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとし、クランプ出力電圧Ｖｄｃ２が印加される入力端子に接続されるスイッチをＰチャンネルＭＯＳＦＥＴとすることにより、耐圧の観点で信頼性を高めることができる。

別の観点からいえば、チャージポンプ回路を、第１のフェーズで複数のフライングキャパシタをクランプ出力電圧Ｖｄｃ２で充電し、第２のフェーズで複数のフライングキャパシタを直列に接続して入力電圧Ｖｄｃと加算して出力する構成とすることが望ましい。この場合、チャージポンプ回路の出力電圧、つまりスイッチトランジスタＭ１のゲート電圧Ｖｇは、Ｖｇ＝Ｖｄｃ２×ｎ＋Ｖｄｃとなり、ゲートソース間電圧Ｖｇｓは、Ｖｇｓ＝Ｖｃ２×ｎとなる。したがって、入力電圧Ｖｄｃが増大してクランプされると、ゲートソース間電圧Ｖｇｓも、Ｖｃｌ×ｎに固定され、過電圧が印加されるのを防止できる。

実施の形態では、過電圧保護回路１００と充電回路１１２を別々のＩＣとして構成する場合を説明したが、これらを一体として、電源管理ＩＣとして構成してもよい。あるいは反対に過電圧保護回路１００をディスクリート素子で構成してもよい。

以上、実施の形態にもとづき、本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎないことはいうまでもなく、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を離脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能であることはいうまでもない。

実施の形態に係る過電圧保護回路およびそれを用いた電子機器全体の構成を示す回路図である。 図１のクランプ回路およびチャージポンプ回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態に係る過電圧保護回路の入出力特性を示す図である。

符号の説明

１００…過電圧保護回路、１０２…入力端子、１０４…出力端子、１１０…外部電源、１１２…充電回路、１１４…電池、Ｍ１…スイッチトランジスタ、１０…チャージポンプ回路、２０…過電圧監視部、４０…クランプ回路、Ｑ１…トランジスタ、Ｒ１…抵抗、Ｄ１…ツェナーダイオード、１０００…電子機器。

Claims (9)

1. 外部から入力電圧が入力される入力端子と、
   出力電圧を出力するための出力端子と、
   前記入力端子と前記出力端子の間に設けられたＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）のスイッチトランジスタと、
   前記入力電圧を所定のクランプ電圧以下にクランプするクランプ回路と、
   前記クランプ回路の出力電圧を昇圧し、前記スイッチトランジスタのゲートに出力するチャージポンプ回路と、
   前記入力電圧を所定の過電圧しきい値電圧と比較し、前記入力電圧が前記過電圧しきい値電圧より低いとき、前記チャージポンプ回路に昇圧動作を指示する過電圧監視部と、
   を備えることを特徴とする過電圧保護回路。
2. 前記チャージポンプ回路は、２入力加算型のチャージポンプ回路であって、前記入力電圧と前記クランプ回路の出力電圧を加算した電圧を出力することを特徴とする請求項１に記載の過電圧保護回路。
3. 前記クランプ回路の出力電圧を、前記チャージポンプ回路のフライングキャパシタを充電するための電圧として利用することを特徴とする請求項２に記載の過電圧保護回路。
4. 前記チャージポンプ回路を構成するスイッチのうち、一端に前記入力電圧が印加され他端がフライングキャパシタに接続されるスイッチを、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成したことを特徴とする請求項２に記載の過電圧保護回路。
5. 前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチは、前記フライングキャパシタに蓄えられた電荷を出力キャパシタに転送するときにオンするスイッチであることを特徴とする請求項４に記載の過電圧保護回路。
6. 前記クランプ電圧は、前記スイッチトランジスタのゲートソース間耐圧をＶｇｓｔ、前記チャージポンプ回路の昇圧率をαとするとき、（α−１）×Ｖｇｓｔより低く設定されることを特徴とする請求項１に記載の過電圧保護回路。
7. 前記チャージポンプ回路は、前記スイッチトランジスタのゲート容量を出力キャパシタとして昇圧動作を行うことを特徴とする請求項１に記載の過電圧保護回路。
8. ひとつの半導体基板上に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の過電圧保護回路。
9. 外部電源が着脱可能なコネクタと、
   ２次電池と、
   前記コネクタが前記入力端子に接続された請求項１から７のいずれかに記載の過電圧保護回路と、
   前記過電圧保護回路の出力電圧を利用して前記２次電池を充電する充電回路と、
   を備えることを特徴とする電子機器。

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