JP2009048362A

JP2009048362A - 過電流制限及び出力短絡保護回路およびそれを用いたボルテージレギュレータと電子機器

Info

Publication number: JP2009048362A
Application number: JP2007212808A
Authority: JP
Inventors: Koichi Morino; 航一森野
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 2007-08-17
Filing date: 2007-08-17
Publication date: 2009-03-05
Also published as: US20090046404A1; US7974060B2

Abstract

【課題】設計が容易で、低消費電力で規模の小さい回路で実現可能な過電流保護及び出力短絡保護回路技術を提供する。
【解決手段】基準電圧VREFと出力電圧に比例した電圧FBを入力する差分アンプDA1の出力により出力トランジスタM1を駆動する直流安定化電源回路の過電流保護回路において、出力トランジスタM1の電流に比例する電流を生成する比例出力電流生成手段M2とその出力電流を電圧に変換する電流電圧変換手段R1とが第1の電源端子と出力端子の間に直列に接続され、電流電圧変換手段R1で発生する電圧と第1の電源端子と第2の電源端子の間にある一定電流を電圧に変換する電流電圧変換手段R2で発生する電圧の差分に基づいて動作する制御手段M3を備える。電流供給時点での出力電圧Vout，FBにより電流電圧変換手段R2に流れる電流を１個以上のスイッチング素子M20，M21を用いて段階的に変更し電流電圧変換手段R2の両端の電圧が変わるようにした。
【選択図】図３

Description

本発明は、ボルテージレギュレータの過電流制限及び出力短絡保護回路技術に係り、特に、設計が容易で、低消費電力で規模の小さい回路で実現可能な過電流保護及び出力短絡保護回路、および該回路を用いたボルテージレギュレータ、携帯電話などの携帯用電子機器、車載用電装品、各種家電製品などの様々な電子機器に関する。

電源回路における過電流保護回路として、従来、例えば特開２００６−１７８５３９号公報（特許文献１）、特許第３７８２７２６号公報（特許文献２）などが提案されている。

特開２００６−１７８５３９号公報（特許文献１）には、最大電流値と短絡電流値を設定する過電流保護回路と短絡電流保護回路の2つの回路構成によって電流制限モード、フォールドバックモードを作りＩＣ（集積回路）を保護する技術が開示されている。

また特許文献１では、短絡電流保護回路のフォールドバックモードには位相補償が必要であるが、この位相補償を、製造バラツキを考慮して設計するのは難しかった。

また、特許第３７８２７２６号公報（特許文献２）には、電流供給時点での出力電圧に基づいてスイッチング手段を制御し、比例出力電流生成手段の出力電流を電圧に変換する電流電圧変換手段を有効にしたり無効にしたりする技術が開示されている。

特許文献２では、電流供給時点での出力電圧に基づいてスイッチング手段を制御しているところは本発明と類似しているが、比例出力電流生成手段の出力電流を無効にしないために、比例出力電流生成手段の出力電流を電流電圧変換手段を介して出力ノードに流そうとすると、出力電流が数百mAのＩＣ（集積回路）であればスイッチング手段の抵抗値を電流電圧変換手段の抵抗値よりも十分小さくすることが可能であるため有効であるが、出力電流が１Aを超えるＩＣ（集積回路）の場合、スイッチング手段の抵抗値を電流電圧変換手段の抵抗値よりも十分小さくするためにはスイッチング手段の面積が大きくなってしまうという欠点があった。

特開２００６−１７８５３９号公報特許第３７８２７２６号公報

図１２は、従来におけるボルテージレギュレータにおける過電流保護回路と出力短絡保護回路の例を示す図であり、図１３は、その出力電流−出力電圧特性を示す図である。図１２における過電流保護回路１は、図１３に示す電流制限モードとImaxの値を決めている。一方、図１２に示す出力短絡保護回路１は、図１３のフォールドバックモードとIshortの値を決めている。

従来は過電流保護回路と出力短絡保護回路が必要であるため回路が複雑であった。また出力短絡保護回路のフォールドバックモードは位相補償が必要であり設計が難しいという欠点があった。

また、出力トランジスタM1に流れる電流に比例した電流を生成する比例出力電流生成手段が過電流保護回路と出力短絡保護回路のそれぞれに必要であり(すなわち、過電流保護回路用の比例出力電流生成手段M2および出力短絡保護回路用の比例出力電流生成手段M3)、これら過電流保護回路用の比例出力電流生成手段M2および出力短絡保護回路用の比例出力電流生成手段M3の出力電流は、それぞれの電流電圧変換手段（すなわち、過電流保護回路用の電流電圧変換手段R2および出力短絡保護回路用の電流電圧変換手段R3）を介してGND（接地）に流れ込むため、出力トランジスタM1の出力電流が大きくなると、ＩＣ（集積回路）の消費電力もそれに比例して大きくなるという欠点があった。

そのため、これらの欠点を解消し、1つの電流制限回路で過電流保護と短絡電流保護を実現でき、低コスト化で設計が簡単で、低消費電力で規模の小さい回路で実現可能なボルテージレギュレータの過電流保護及び出力短絡保護回路が望まれていた。

本発明の目的は、上記事情に鑑み、フォールドバックモードを用いずに短絡電流保護を実現することにより、設計が容易で、低消費電力で規模の小さい回路で実現可能な過電流保護及び出力短絡保護回路、および該過電流保護及び出力短絡保護回路を用いた電圧レギュレータ、携帯電話などの携帯用電子機器、車載用電装品、各種家電製品などの様々な電子機器を提供することを目的としている。

本発明は、上記目的を達成するために、次のような構成を採用したものである。
ａ）本発明は、基準電圧と出力電圧に比例した電圧との差分を増幅する差分アンプの出力に基づき出力電圧を一定にするように出力トランジスタ（M1）を駆動する直流安定化電源回路の過電流制限及び出力短絡保護回路において、出力トランジスタ（M1）に流れる電流に比例する電流を生成する比例出力電流生成手段（M2）と該比例出力電流生成手段（M2）の出力電流を電圧に変換する第１の電流電圧変換手段（R1）とが第1の電源端子と出力端子の間に直列に接続され、第１の電流電圧変換手段（R1）で発生する電圧と第1の電源端子と第2の電源端子の間に設けられた第２の電流電圧変換手段（R2）で発生する電圧の差分に基づいて動作する制御手段（M3）を備え、出力トランジスタ（M1）の電流供給時点での出力電圧に基づいて第２の電流電圧変換手段（R2）を流れる電流を１個以上のスイッチング素子を用いて段階的に変更することよって第２の電流電圧変換手段（R2）の両端に発生する電圧が変わるようにした。

ｂ）また、本発明は、基準電圧と出力電圧に比例した電圧との差分を増幅する差分アンプの出力に基づき出力電圧を一定にするように出力トランジスタ（M1）を駆動する直流安定化電源回路の過電流制限及び出力短絡保護回路において、出力トランジスタ（M1）に流れる電流に比例した電流を生成する比例出力電流生成手段（M2）と該比例出力電流生成手段（M2）の出力電流を電圧に変換する第１の電流電圧変換手段（R1）とが第1の電源端子と出力端子の間に直列に接続され、第１の電流電圧変換手段（R1）で発生する電圧と第１の電源端子と出力端子の間に設けられた第２の電流電圧変換手段（R2）で発生する電圧の差分に基づいて動作する制御手段（M3）を備え、出力トランジスタ（M1）の電流供給時点での出力電圧に基づいて第２の電流電圧変換手段（R2）を流れる電流を１個以上のスイッチング素子（M20，M21）を用いて段階的に変更することよって第２の電流電圧変換手段（R2）の両端に発生する電圧が変わるようにした。

ｃ）前記１個以上のスイッチング素子は、前記第２の電流電圧変換手段R2を経由する複数の分岐した電流経路に設けられ、前記出力電圧または該出力電圧に基づいて生成された電圧によりオンオフが制御されるものであることを特徴とする請求項１または２に記載の過電流制限及び出力短絡保護回路。

ｄ）また、前記比例出力電流生成手段（M2）は抵抗およびトランジスタの直列接続により構成され、前記第１の電流電圧変換手段（R1）および前記第２の電流電圧変換手段(R2)は抵抗により構成され、前記制御手段はトランジスタで構成される。

ｅ）前記第１の電源電圧がゼロから立ち上がる際に、前記出力電圧に基づいて前記スイッチング素子を段階的に変更する、または、前記第１の電源電圧がゼロから立ち上がる際に、前記複数のスイッチング素子の少なくとも１つを固定する手段を有する。

ｆ）また本発明は、上記の如き過電流制限及び出力短絡保護回路を具備したボルテージレギュレータ、または、該ボルテージレギュレータを具備した携帯用電子機器、ＤＣ−ＤＣコンバータ、車載用電装品、家電製品などの電子機器である。

本発明は、次のような効果を有する。
ａ）請求項１記載の発明では、出力トランジスタM1に流れる電流に比例した電流を生成する比例出力電流生成手段（M2）と該比例出力電流生成手段（M2）の出力電流を電圧に変換する第１の電流電圧変換手段（R1）が第1の電源端子と出力端子の間にあるので、比例出力電流生成手段M2の出力電流がＩＣ（集積回路）の消費電力にならず、低消費電力化することができる。またフォールドバック特性を用いずに出力短絡保護を実現しているので、位相補償回路を必要とせず回路設計か容易になる。

ｂ）請求項２記載の発明では、出力トランジスタ（M1）に流れる電流に比例した電流を生成する比例出力電流生成手段（M2）と該比例出力電流生成手段（M2）の出力電流を電圧に変換する第１の電流電圧変換手段（R1）と第２の電流電圧変換手段（R2）がともに第1の電源端子と出力端子の間にあるので、複数の電源電圧が存在するボルテージレギュレータ回路において過電流制限及び出力短絡保護限回路を低消費電力で実現できる。請求項３，４記載の発明は、構成素子をより具体化したものである。

ｃ）請求項５と６記載の発明では、第１の電源電圧がゼロから立ち上がる際にもスイッチング素子を段階的に変更することで出力トランジスタ（M1）を流れる電流を制御するので不必要な過大な電流を抑制することができる。

請求項７〜８記載の発明では、上記の如き過電流制限及び出力短絡保護回路を組み込むことで、低電力消費のボルテージレギュレータや各種電子機器が得られる。

図１は、本発明の第１の基本回路の実施例を示す図である。
本実施例に係る直流安定化電源回路の過電流保護回路は、同図に示すように、基準電圧ＶＲＥＦと出力電圧に比例した電圧ＦＢとの差分を増幅する差分アンプＤＡ１の出力に基づき出力電圧を一定にするように出力トランジスタM1を駆動するようになっている。

また、出力トランジスタM1に流れる電流に比例する電流を生成する比例出力電流生成手段（トランジスタ）M2と該比例出力電流生成手段M2の出力電流を電圧に変換する電流電圧変換手段（抵抗）R1とが第1の電源端子と出力端子Voutの間に直列に接続される。

また、電流電圧変換手段R1で発生する電圧と第1の電源端子と第2の電源端子の間に設けられた電流電圧変換手段（抵抗）R2で発生する電圧の差分を出力する差分アンプＤＡ２を有し、差分アンプＤＡ２の出力により制御手段M3を制御するようにしている。

そして、出力トランジスタM1の電流供給時点での出力電圧に基づいて、電流電圧変換手段（抵抗）R2に流れる電流を１個以上のスイッチング素子(M20，M21)を用いて段階的に変更することよって電流電圧変換手段R2の両端に発生する電圧が変わることを利用するようにしたものである。定電流I200は電流電圧変換手段（抵抗）R2に流れる電流を分岐する複数の経路に設けられたトランジスタ（M10，M11，M12）のゲートに一定電圧を加えて得られた電流である。

本構成によると、比例出力電流生成手段M2と電流電圧変換手段R1が第1の電源端子と出力端子の間にあるので、比例出力電流生成手段M2の出力電流がＩＣ（集積回路）の消費電力にならず、低消費電力化することができ、またフォールドバック特性を用いずに出力短絡保護を実現しているので、位相補償回路を必要とせず回路設計か容易になるという効果を有する。

図２は、本発明の第２の基本回路の実施例を示す図である。
本実施例に係る直流安定化電源回路の過電流保護回路は、同図に示すように、基準電圧ＶＲＥＦと出力電圧に比例した電圧ＦＢとの差分を増幅する差分アンプＤＡ１の出力に基づき出力電圧を一定にするように出力トランジスタM1を駆動するようになっている。

また、電流電圧変換手段R1で発生する電圧と第1の電源端子と出力端子Voutの間に設けられた電流電圧変換手段（抵抗）R2で発生する電圧との差分を出力する差分アンプＤＡ２を有し、差分アンプＤＡ２の出力により制御手段M3を制御するようにしている。

図２に示した実施例が図１に示した実施例と異なっている点は、電流電圧変換手段R2を第１の電源端子と出力端子Voutの間に設けた点である。

本構成によると、比例出力電流生成手段M2と電流電圧変換手段R1と電流電圧変換手段R2がともに第1の電源端子と出力端子の間にあるので、定電流I200もボルテージレギュレータの出力電流として利用されるので低消費電力で実現できるという効果を有している。

図３は、本発明に係るボルテージレギュレータの過電流保護及び出力短絡保護回路の一実施例を示す図であり、上述した基本回路の実施例において、１個以上のスイッチング素子の構成を具体化した実施例である。

同図に示すように、本実施例に係るボルテージレギュレータの過電流保護及び出力短絡保護回路は、差分アンプＤＡ１の出力電圧が出力トランジスタM1のゲートに印加され、出力トランジスタＭ１からの出力電圧を抵抗RAとRBで分割して出力電圧に比例した電圧FBを生成して差分アンプＤＡ１の非反転入力に入力する。差分アンプＤＡ１の反転入力には基準電圧ＶＲＥＦが入力される。

また、出力トランジスタM1に流れる電流に比例する電流を生成する比例出力電流生成手段（トランジスタ）M2と該比例出力電流生成手段M2の出力電流を電圧に変換する電流電圧変換手段（抵抗）R1とが第1の電源端子と出力端子（Vout）の間に直列に接続される。

また、電流電圧変換手段（抵抗）R1で発生する電圧（電流電圧変換手段R1と比例出力電流生成手段M2の接続点の電圧）と第1の電源端子と第2の電源端子（ＧＮＤ：接地）の間に設けられた電流電圧変換手段（抵抗）R2で発生する電圧との差分をとる差分アンプ（ＤＡ２）を設け、該差分アンプＤＡ２の出力により、第１の電源端子とＤＡ１の出力端子間に接続された制御手段（トランジスタ）M3を制御する。

そして、出力トランジスタM1の電流供給時点での出力電圧に基づいて電流電圧変換手段（抵抗）R2を流れる電流を１個以上のスイッチング素子（図では、トランジスタM20，M20）を用いて電流経路（トランジスタM10を通る経路、トランジスタM10とトランジスタM11の両方を通る経路、トランジスタM10とトランジスタM11とトランジスタM12の全てを通る経路）を段階的に変更することにより、電流電圧変換手段R2の両端に発生する電圧（すなわち差分アンプＤＡ２の一方の入力）を段階的に変化させ、その結果、制御手段（トランジスタ）M3を段階的に制御するようにしている。

図３では、スイッチング素子M20，M21のゲート電圧を、それぞれ出力端子Voutの出力電圧と、該出力端子の出力電圧に比例した電圧FBとし、出力トランジスタM1の電流供給時点での出力電圧に基づいて電流電圧変換手段（抵抗）R2に流れる電流をスイッチング素子M20，M21で段階的に変更している。

図４は、図３に示す回路の出力電流−出力電圧特性を示す図である。ここで図４の電流制限値I1，I2，I3及び電圧V1，V2は以下のようになる。
トランジスタM1：W1/L1
トランジスタM2：W2/L2
とする。

出力電流をIoutとすると、
抵抗R1の電流=Iout×(W2/W1)×(L1/L2)
抵抗R1両端の電圧=R1× Iout×(W2/W1)×(L1/L2)

電流制限値I1を求める。
R1× I1×(W2/W1)×(L1/L2)=R2×(I10+I11+I12)
電流制限値I1= R2×(I10+I11+I12)/ (R1×(W2/W1)×(L1/L2))

電流制限値I2を求める。
R1× I2×(W2/W1)×(L1/L2)=R2×(I10+I11)
電流制限値I2= R2×(I10+I11)/ (R1×(W2/W1)×(L1/L2))

電流制限値I3を求める。
R1× I3×(W2/W1)×(L1/L2)=R2×I10
電流制限値I3= R2×I10/ (R1×(W2/W1)×(L1/L2))

上記では、
トランジスタM10：W10/L10
トランジスタM11：W11/L11
トランジスタM12：W12/L12
トランジスタM13：W13/L13
とすると、
電流値I10=I0×(W10/W13)×(L13/L10)
電流値I11=I0×(W11/W13)×(L13/L11)
電流値I12=I0×(W12/W13)×(L13/L12)

スイッチ(Nch Tr M20，M21)のしきい値電圧Vtとすると
出力電圧V1=Vt×(RA+RB)/RB
出力電圧V2=Vt

本実施例では、上述したように、電流電圧変換手段（抵抗）R2に流れる電流を、スイッチング素子（M20，M21）によって段階的に変更することによって過電流保護および短絡電流保護を実現することができる。

また、比例出力電流生成手段M2の出力電流を出力端子Voutに流しているため、ＩＣ（集積回路）の省電力化に貢献している。つまり、比例出力電流生成手段M2の出力電流は、出力トランジスタM1の１００分の１〜１０００分の1の電流であり、出力トランジスタM1が１Aを出力している場合、比例出力電流生成手段M2には１０mA〜１mA流れている。

この電流をGND端子に流し、ＩＣ（集積回路）の消費電流を増大させるか、ＩＣ（集積回路）の出力電流として出力端子に流しＩＣ（集積回路）の消費電流を変えないかは大きな違いである。

図５は、出力トランジスタM1がNチャネルトランジスタの場合の実施例を示す図であり、図３と異なる点は、差分アンプＤＡ１への非反転入力を基準電圧、反転入力を出力電圧に比例した電圧ＦＢとし、制御手段（トランジスタ）Ｍ３を第１の電源端子に代えて第２の電源端子（ＧＮＤ、接地）に接続した点である。

図６は、上記実施例において、出力トランジスタM1をPチャネルトランジスタにした場合の実施例であり、電流電圧変換手段（抵抗）Ｒ１と比例出力電流生成手段Ｍ２の接続構成、電流電圧変換手段（抵抗）Ｒ２とスイッチング素子（M20，M21）などを同図に示した配置にしたものである。

図７は、上記実施例において、出力トランジスタM1をＮチャネルトランジスタにした場合の実施例であり、電流電圧変換手段（抵抗）Ｒ１と比例出力電流生成手段Ｍ２の接続構成、電流電圧変換手段（抵抗）Ｒ２とスイッチング素子（M20，M21）などを同図に示した配置にしたものである。

図８は、本発明に係る過電流制限及び出力短絡保護限回路の別の実施例である。本実施例では、図３において、出力端子Voutの電圧と出力電圧に比例した電圧FBを、それぞれ２個のインバータを介してそれぞれのスイッチング素子（M20，M21）のゲートに加えるようにしたものである。

図９は、本発明に係る過電流制限及び出力短絡保護限回路のさらに別の実施例であり、図１０はその出力電流−出力電圧特性例である。

図９に示す過電流制限及び出力短絡保護限回路は、図８の出力電圧に比例した電圧FBを接続する２個のインバータの一方をＮＡＮＤゲートにし、該ＮＡＮＤゲートの一方の入力N1の電圧を制御することを可能にしている。これによって、過電流保護や出力短絡保護の際はC1の経路でＩＣ（集積回路）を保護し、電源電圧がゼロから立ち上がる際にはC2の特性で立ち上がるようにしている（図１０参照）。

電源電圧がゼロから立ち上がる際には出力トランジスタM1を流れる電流が大きいと、ＩＣ（集積回路）の発熱量が大きくなったり、このボルテージレギュレータ以外のシステムによってボルテージレギュレータの立ち上がりが邪魔され、ボルテージレギュレータが立ち上がらないことがある。

このため電源電圧がゼロから立ち上がる際に限って出力電流値をI2に制限することは有用である。

また、電源電圧がゼロから立ち上がる際にスイッチング素子M20，M21を制御することによって出力電流値を、強制的に図１０のI3の値に制限することも可能である。

上述した過電流制限及び出力短絡保護限回路は、電圧レギュレータ（ボルテージレギュレータ）、携帯電話などの携帯用電子機器、車載用電装品、各種家電製品などの様々な電子機器に組み込むことにより、設計が容易で、低消費電力で規模の小さい回路で実現可能な各種電子機器を実現できる。

上述したように、本発明に係る過電流制限及び出力短絡保護限回路は様々な分野の電気製品に利用できるが、一例として特開２００５−１７５４３９号公報に開示されたハイブリッド自動車に本発明に係る過電流制限及び出力短絡保護限回路はを適用した実施例を以下に示す。

図１１は、本発明に係る過電流制限及び出力短絡保護限回路を備えたボルテージレギュレータを用いたハイブリッド自動車の実施例を示す図である。

本実施例に係るハイブリッド自動車１００は、同図に示すように、バッテリ１１０と、本発明に係る過熱保護回路を備えたボルテージレギュレータ１２０と、動力出力装置１３０と、ディファレンシャルギア（ＤＧ：Differential Gear）１４０と、前輪１５０Ｌ，１５０Ｒと、後輪１６０Ｌ，１６０Ｒと、フロントシート１７０Ｌ，１７０Ｒと、リアシート１８０と、ダッシュボード１９０を備える（基本的な動作については特開２００５−１７５４３９号公報参照）。

バッテリ１１０は、給電ケーブルによってボルテージレギュレータ１２０と電気的に接続され、直流電圧をボルテージレギュレータ１２０へ供給するとともに、ボルテージレギュレータ１２０からの直流電圧によって充電される。ボルテージレギュレータ１２０は、給電ケーブルによって動力出力装置１３０と電気的に接続され、動力出力装置１３０はＤＧ１４０と連結されている。

ボルテージレギュレータ１２０は、バッテリ１１０からの直流電圧を昇圧し、その昇圧した直流電圧を交流電圧に変換して動力出力装置１３０に含まれる２つのモータジェネレータＭＧ１、ＭＧ２を駆動制御し、また、動力出力装置１３０に含まれるモータジェネレータが発電した交流電圧を直流電圧に変換してバッテリ１１０を充電する。

ボルテージレギュレータ１２０は本発明に係る過電流制限及び出力短絡保護限回路を備えており、そのため、設計が容易で、低消費電力で規模の小さい回路で実現できる。

本発明の第１の基本回路の実施例を示す図である。本発明の第２の基本回路の実施例を示す図である。本発明に係るボルテージレギュレータの過電流保護及び出力短絡保護回路の一実施例を示す図である。図３に示す回路の出力電流−出力電圧特性を示す図である。出力トランジスタがＮチャネルトランジスタの場合の実施例を示す図である。出力トランジスタをＰチャネルトランジスタにした場合の実施例である。出力トランジスタをＮチャネルトランジスタにした場合の実施例である。本発明に係る過電流制限及び出力短絡保護限回路の別の実施例である。本発明に係る過電流制限及び出力短絡保護限回路のさらに別の実施例である。図９の実施例の出力電流−出力電圧特性例である。本発明に係る過熱保護機能をハイブリッド自動車に適用した実施例を示す図である。従来におけるボルテージレギュレータにおける過電流保護回路と出力短絡保護回路の例を示す図である。図１２の出力電流−出力電圧特性を示す図である。

符号の説明

ＤＡ１，ＤＡ２：差分アンプ
Ｍ１：出力トランジスタ
Ｍ２：比例出力電流生成手段（トランジスタ）
Ｍ３：制御手段（トランジスタ）
Ｒ１：第１の電流電圧変換手段（抵抗）
Ｒ２：第２の電流電圧変換手段（抵抗）
ＲＡ，ＲＢ：抵抗
Ｍ１０〜Ｍ１３：トランジスタ
Ｍ２０，Ｍ２１：スイッチング手段
１００：ハイブリッド自動車
１１０：バッテリ
１２０：ボルテージレギュレータ
１３０：動力出力装置
１４０：ディファレンシャルギア（ＤＧ）
１５０Ｌ：前輪（左）
１５０Ｒ：前輪（右）
１６０Ｌ：後輪（左）
１６０Ｒ：後輪（右）
１７０Ｌ：フロントシート（左）
１７０Ｒ：フロントシート（右）
１８０：リアシート
１９０：ダッシュボード

Claims

基準電圧と出力電圧に比例した電圧との差分を増幅する差分アンプの出力に基づき出力電圧を一定にするように出力トランジスタを駆動する直流安定化電源回路の過電流制限及び出力短絡保護回路において、
前記出力トランジスタに流れる電流に比例する電流を生成する比例出力電流生成手段と該比例出力電流生成手段の出力電流を電圧に変換する第１の電流電圧変換手段とが第1の電源端子と出力端子の間に直列に接続され、前記第１の電流電圧変換手段で発生する電圧と前記第1の電源端子と第2の電源端子の間に設けられた第２の電流電圧変換手段で発生する電圧との差分に基づいて動作する制御手段を備え、前記出力トランジスタの電流供給時点での前記出力電圧に基づいて前記第２の電流電圧変換手段を流れる電流を１個以上のスイッチング素子を用いて段階的に変更することよって前記第２の電流電圧変換手段の両端に発生する電圧が変わるようにしたことを特徴とする過電流制限及び出力短絡保護回路。
基準電圧と出力電圧に比例した電圧との差分を増幅する差分アンプの出力に基づき出力電圧を一定にするように出力トランジスタを駆動する直流安定化電源回路の過電流制限及び出力短絡保護回路において、
前記出力トランジスタに流れる電流に比例した電流を生成する比例出力電流生成手段と該比例出力電流生成手段の出力電流を電圧に変換する第１の電流電圧変換手段とが第1の電源端子と出力端子の間に直列に接続され、前記第１の電流電圧変換手段で発生する電圧と前記第１の電源端子と出力端子の間に設けられた第２の電流電圧変換手段R2で発生する電圧との差分に基づいて動作する制御手段を備え、前記出力トランジスタの電流供給時点での前記出力電圧に基づいて前記第２の電流電圧変換手段を流れる電流を１個以上のスイッチング素子を用いて段階的に変更することよって前記第２の電流電圧変換手段の両端に発生する電圧が変わるようにしたことを特徴とする過電流制限及び出力短絡保護回路。
前記１個以上のスイッチング素子は、前記第２の電流電圧変換手段を経由する複数の分岐した電流経路に設けられ、前記出力電圧または該出力電圧に基づいて生成された電圧によりオンオフが制御されるものであることを特徴とする請求項１または２に記載の過電流制限及び出力短絡保護回路。
前記比例出力電流生成手段は抵抗およびトランジスタの直列接続により構成され、前記第２の電流電圧変換手段および前記第２の電流電圧変換手段は抵抗により構成され、前記制御手段はトランジスタで構成されることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の過電流制限及び出力短絡保護回路。
前記第１の電源電圧がゼロから立ち上がる際に、前記出力電圧に基づいて前記スイッチング素子を段階的に変更することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の過電流制限及び出力短絡保護回路。
前記第１の電源電圧がゼロから立ち上がる際に、前記複数のスイッチング素子の少なくとも１つを固定する手段を有することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の過電流制限及び出力短絡保護回路。
請求項１から６のいずれかに記載の過電流制限及び出力短絡保護回路を具備したことを特徴とするボルテージレギュレータ。
請求項７に記載のボルテージレギュレータを具備したことを特徴とする電子機器。
前記電子機器は、携帯用電子機器、ＤＣ−ＤＣコンバータ、車載用電装品、家電製品のいずれかである請求項８記載の電子機器。