JP2008512960A - サブキャリアの相互排他的部分集合を利用するｏｆｄｍ位置配置信号通信 - Google Patents

Abstract

位置配置信号通信システム、装置、及び方法が開示される。位置配置ビーコンは実質的に全体のチャネル帯域幅にわたる直交周波数の周波数インタレース部分集合を伝送するために各々構成される。直交周波数は疑似乱数的もしくは一様に間隔をおき、各ビーコンは等しい数の直交周波数に割当てられる。隣接ビーコンは相互に排他的な周波数の部分集合を割当てられ、所定のデータ系列の要素と共に変調される。移動デバイスは一以上のビーコン信号を受信し、ビーコン信号の到着時間に一部基づいて位置を決定する位置配置アルゴリズムを使用して位置を決定する。移動デバイスが三以上のビーコン信号を受信する場合には、移動デバイスは、例えば、到着の時間差に基づいてビーコン位置に対する三辺測量によって位置配置を実行する。
【選択図】 図９

Description

本発明は位置配置（position location）の分野に関する。特に、本発明は無線位置配置システム、信号通信及びデバイスに関する。

多くのアプリケーションにおいて、移動デバイスの位置を決定する能力を持つことは有利である。位置配置は航法（navigation）、追跡（tracking）、または方位測定（orientation）のアプリケーションのために役立つ。可搬電子機器の性能のたゆまぬ進歩、特にプロセッサの性能の進歩は位置配置能力が様々なデバイスにおける取付けを可能にしている。

例えば、セルラ電気通信システムのような移動通信システムの技術者にとって基地送受信局と通信の間に携帯電話の位置を決定できることが望ましい。例えば、システム技術者は米国連邦通信委員会（ＦＣＣ）Ｅ９１１緊急位置配置指令書を満たす位置配置能力を望んでいる。

移動デバイスは位置配置システムに使用される位置配置信号通信方法に応じて一以上の位置配置技術を実装する。例えば、移動デバイスは到着の時間（ＴＯＡ）、到着の時間差（ＴＤＯＡ）、高度な順方向回線三辺測量（ＡＦＬＴ）または他の位置配置技術を使用する。位置配置システムの例は全地球測位システム（ＧＰＳ）に基づくもの、補助ＧＰＳシステムのような地上ビーコンを備えたＧＰＳシステムを補強するもの、及び地球上ビーコン位置配置システムを含む。

大部分の地上測距システム（terrestrial ranging systems）は疑似雑音（ＰＮ）符号を直接系列スペクトル拡散構造に組込んでいる。一部、移動デバイスは受信ＰＮ拡散信号を内部生成版と関連させることによって特定源を識別することができる。不幸にして、非常に長いＰＮ符号が利用されない限り、ＰＮ符号は一般的に僅かな相互相関特性しか示さない。しかしながら、長いＰＮ符号使用は位置配置決定を得るために必要な複雑さ、帯域幅、または時間を増加させる。その上、地上システムにおける移動局は広い範囲で異なる信号電力を受信するので、比較的低い相互相関特性は信号源を識別する移動局の能力を妨害する。

従って、様々な条件において高性能位置配置を可能にし、且つ実用的方法において実施される位置配置信号通信技術、システム、及びデバイスを持つことが望ましい。

位置配置信号通信技術、システム、及び方法を述べる。位置配置ビーコンは実質的に全チャネル帯域幅に亘る直交周波数のインタレース部分集合（subset）を伝送するように構成される。直交周波数の部分集合は疑似乱数的に間隔が開いていることが望ましい；しかしながら、一定の間隔が使用される。各ビーコンは等しい数の直交周波数を割当てられる。隣接ビーコンは相互に排他的な直交周波数部分集合を割当てられる。直交周波数のインタレース部分集合の各周波数は所定のデータ系列の要素によって変調される。移動デバイスは一以上のビーコン信号を受取り、ビーコン信号の到着に関してある程度位置を決定する位置配置アルゴリズムを使って位置を決定する。移動デバイスが三つ以上のビーコン信号を受信できれば、移動デバイスは、例えば、到着の疑似範囲（pseudoranges）または時間差に基づいてビーコン位置に対する三辺測量によって位置配置を行うことができる。

一つの形態は位置配置信号を生成する方法を含む。その方法は複数（Ｑ）の直交周波数を定義すること、複数の直交周波数から直交周波数の部分集合を選択すること、直交周波数の部分集合に基づいて直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シンボルを生成すること、及びＯＦＤＭシンボルを伝送することを含む。

別の形態は位置配置信号を生成する方法を含む。その方法は複数（Ｑ）の直交周波数を定義すること、いくつか（Ｍ）の異なる位置配置信号を定義すること、複数の直交周波数からＭ個の直交周波数の部分集合を選択すること、Ｍ個の部分集合の少なくとも一つに対応するＯＦＤＭシンボルを生成すること、及び無線通信システム上で定期的にＯＦＤＭシンボルを伝送することを含む。

さらに別の形態は位置配置信号を生成する方法を含む。その方法は直交周波数の部分集合から周波数インタレースＯＦＤＭ信号を生成すること、冗長ＯＦＤＭ信号を生成するためにＯＦＤＭ信号の少なくとも一部を少なくとも一回繰返すこと（信号を「巡回拡張する」こと）、冗長ＯＦＤＭ信号を時間基準（time reference）に同期させること、及び冗長ＯＦＤＭ信号を無線伝送することを含む。

さらに別の形態は位置配置信号生成装置を含む。その装置は複数Ｑの直交周波数からＭ個の直交周波数の部分集合の少なくとも一つを生成する手段、Ｍ個の部分集合の少なくとも一つに対応するＯＦＤＭシンボルを生成する手段、及び無線通信システム上で定期的にＯＦＤＭシンボルを伝送する手段を含む。

さらに別の形態は位置配置信号生成装置を含む。その装置は直交周波数の部分集合から周波数インタレースＯＦＤＭ信号を生成する手段、冗長ＯＦＤＭ信号を時間基準（time reference）に同期させる手段、及び冗長ＯＦＤＭ信号を無線伝送する手段を含む。

さらに別の形態は位置配置信号生成装置を含む。その装置はＱ個の直交周波数キャリアの大きな集合から直交周波数の少なくとも１部分集合を生成するように構成された直交信号発生器、直交信号発生器に接続された入力を有し、且つ直交キャリアの部分集合に一部基づいてＯＦＤＭシンボルを生成するように構成されたＯＦＤＭ変調器、及びＯＦＤＭ変調器に接続され、且つＯＦＤＭシンボルを無線伝送するように構成された送信機を含む。

さらに別の形態は位置配置の方法を含む。その方法はＯＦＤＭ信号を受取ること、ＯＦＤＭ信号から受信ＯＦＤＭシンボルを決定すること、及びＯＦＤＭシンボルに少なくとも一部基づいて場所（location）を決定することを含む。

さらに別の形態は位置配置のように構成された移動デバイスを含む。そのデバイスはＯＦＤＭ信号を受取るように構成された受信機、受信ＯＦＤＭ信号を複数の周波数インタレースＯＦＤＭシンボルの一つと相関させるように構成された相関器、及び少なくとも一つの周波数インタレースＯＦＤＭシンボルが受信ＯＦＤＭ信号周波数と相関すれば、相関器の出力に一部基づいて配置を決定するように構成された位置配置モジュールを含む。

別の形態では、ＯＦＤＭ位置配置シンボル、またはそのような多様なシンボルはＯＦＤＭ通信信号またはその複数の信号で時間多重化された方法で伝送される。定期的に、或いは要求に応じて、ＯＦＤＭ通信信号は割込みを受けて、ＯＦＤＭ位置配置信号がそれに置換えられる。

ここに記述される様々な実施例の特徴、目的、および利点は図面と関連して取られる以下に始まる詳細な説明からさらに明らかになるであろう。その中で同一の要素は同様な参照符号を持つ。

直交周波数多重化（ＯＦＤＭ）概念に基づく位置配置信号通信システム、装置、及び方法を開示する。その方法は大きな受信電力差をもって同時に受信された位置配置信号の間の直交性の改善を行う。それらの利点は黄金符号（Gold codes）のような疑似乱数列を利用する直接系列拡散スペクトル拡散信号通信の使用といった別な構成と比べて重要である。

開示の位置配置信号通信システムにおけるビーコンは好しくは受信機で達成できる時間解像度を改良するために広信号帯域幅を使用する。広帯域信号はまた洗練されたマルチパス軽減技術の使用を可能にする。現存の通信システムとインターフェイスするように構成される位置配置システムは位置配置信号のための全体のチャネル帯域幅または多数のチャネル帯域幅を実質的に割当てるように構成される。

位置配置信号は利用可能な信号帯域幅に亘る一組の直交周波数を定義することによって生成される。一組の「直交」周波数は集合の許容可能なキャリア周波数の間の周波数分離が周波数差ｗの倍数であることを意味するためにここでは使用される。但し、ｗ＝１／Ｔ（Ｈｚ）で、Ｔはこれらの周波数を有するキャリアの累積（superposition）として構築されたシンボルと関連する最小期間である。

さらなる説明として、二つのシンボルが周波数差ｗをもつ直交周波数の互いに素な集合から構築されるならば、期間Ｔ＝１／ｗにわたって積分されたシンボル間の相互相関は理想的にゼロになるであろう。いくつかの場合には、これらのシンボルのシンボル期間はこの期間Ｔに制限される。他の場合には、シンボルはその始まりにおけるシンボルの一部をシンボルの終りに付加することによって期間Ｔを越えて延長される。シンボル期間のこの拡張は「巡回拡張（cyclic extension）」と言われる。同様に終りにおけるシンボルの一部はシンボルの始まりに付加され、再び巡回拡張を生成する。二つの付加の方法の組合せが利用され、代りに、長さＴのシンボルは何度も繰返され、このように非常に長い巡回拡張を生成する。

期間Ｔは「基本シンボル期間」、及び「伝送シンボル期間」として拡張されるシンボルと呼ばれる。通信に使用されるＯＦＤＭステムでは、期間Ｔは「情報シンボル期間」と言われる。通常、本発明においては、用語「ＯＦＤＭシンボル」は使用されるあらゆる巡回拡張を含むシンボルである伝送シンボルのことである。伝送シンボルの長さに関係なく、相互相関がＴまたはその整数倍の期間にわたって行われるならば（そのシンボルがその倍数の期間に拡張されると仮定する）、期間Ｔにわたって直交するように設計されたシンボルを観測する受信機は通常お互いにゼロの相互相関のみを持つ。

用語「疑似乱数系列（pseudorandom sequence）」はその特性が乱数系列に近いアルゴリズムによって決定される数列を意味するようにここでは使用される。そのような疑似乱数列の例は最大長数列及び黄金符号数列を含むが、他にもそのような数列は多く存在する。同様に、「疑似乱数的間隔の（pseudorandomly spaced）」は数列またはアレイの要素間の間隔（spacing）がいくつかの疑似乱数列に従って決定されることを意味するように使用される。

そして多数の直交周波数部分集合は、お互いに対して互いに素な周波数を有する部分集合として直交周波数の集合から定義される。各々の部分集合は同等または少なくとも同程度の数の周波数を有する。ある直交周波数部分集合における周波数によってキャリアの重畳から構築されたシンボルは異なる直交部分集合からのキャリアから構築されたシンボルに（期間Ｔにわたって）直交する。その直交性が維持される限り、直交周波数の特定部分集合における各々の周波数は変調されるか、さもなくば変更される。位置配置目的のために四元位相シフト・キーイングのような単純な二元或いは非二元変調が好ましいであろうと予測されるが、各々の周波数キャリアに使用される一般的な変調は位相シフト・キーイング及びＱＡＭ変調を含む。通常、周波数の変調は直交性を維持するためにシンボル期間の間は一定に保持される。

実施例では、一つの直交周波数部分集合に関して符号化されたデータは別の直交周波数部分集合のそれと実質的に相関しないように選択される。この方法はシステム性能を改善する二次元直交符号化を実現する。

直交周波数の一つの部分集合は特定の位置配置ビーコンに割当てられる。多数のビーコンは定期的且つ同時にそれらのそれぞれの直交周波数の部分集合を伝送するように構成される。一実施例では、ビーコンは地上送信機である。

移動デバイスは一以上の位置配置ビーコンから同時に伝送された位置配置信号を受信するように構成される。そして移動デバイスは受信された位置配置信号に一部基づいてその場所を決定する。移動デバイスは、例えば、伝送しているビーコンへの疑似範囲を決定する到着過程または三辺測量過程の時間差を使ってその位置（position）を測定する。移動デバイス内の受信機は第一のビーコンからの位置配置信号が別のビーコンからの位置配置信号の受信電力より強い多桁の大きさの電力レベルで受信される状況においてさえも様々な伝送位置配置信号部分集合を識別する。受信機性能は本発明の位置配置信号と関連する低相互相関特性のために達成可能である。

図１は周波数インタレース位置配置システム１００の実施例の機能ブロック図である。位置配置システム１００は対応する直交多重化位置配置信号を伝送するように構成された複数の位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎを有する第一の通信システムを含む。位置配置システム１００はまた一以上の基地局１３０ａ及び１３０ｂを有する第二の通信システムを含む。一実施例では、基地局１３０ａ及び１３０ｂの各々は位置配置モジュール１４０に接続される。

位置配置モジュール１４０はメモリ１４４に接続されたプロセッサ１４２、及び一以上の位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎの場所及び他の情報（例えば、周波数部分集合情報）を記憶するように構成された案内書（almanac）１４６を含む。位置配置モジュール１４０は位置配置システム中で動作して、移動デバイス１１０のような、移動デバイスの位置を決定するため或いは決定を支援するように構成される。システム１００のいくつかの実施例では、位置配置モジュール１４０は省略され、そして移動デバイス１１０は対外支援なしで受信信号に一部基づいてその場所を決定する。

システム１００の実施例では、第一の通信システムは既存の通信システムであり、位置配置信号は既存の通信信号に加えて同報される。図１にはわずか三つの位置配置信号しか示されていないが、多数のビーコンがシステムに含まれ、あらゆるある瞬間において移動デバイス１１０は全てまたは未満の位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎを受信する能力を有する。例えば、第一の通信システムはテレビ放送システム、ラジオ放送システム、または無線ローカルエリア・ネットワークであり、且つ既存の放送アンテナは位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎとして構成される。システム１００の他の実施例では、一以上の位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎは衛星ビーコン、航空機搭載ビーコン、または他のいくつかの非地上ビーコンである。

システム１００の実施例では、第二の通信システムは無線電話システムのような無線通信システムであり、そして基地局１３０ａ-１３０ｂは無線電話基地局である。例えば、無線電話システムは符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）セルラ電話システム、 ＧＳＭセルラ電話システム、汎用移動通信システム（Universal Mobile Telecommunications System：ＵＭＴＳ）、または他の無線通信システムである。わずか二つの基地局１３０ａ-１３０ｂしか示されていないが、多数の局が特定通信システムにおいて実施される。

移動デバイス１１０は無線受信機または無線送受信機であり、例えば、無線電話、セルラ電話、コードレス電話、ラジオ、位置配置デバイス、個人情報機器、個人通信デバイス、無線ＬＡＮデバイス、または位置配置信号を受信する他のデバイスである。移動デバイス１１０は多くの異なる型式のデバイスとして構成することができるので、移動デバイス１１０は代りに移動局（ＭＳ）、移動ユニット、ユーザー端末、ユーザー・デバイス、または可搬デバイスと言われる。

一実施例では、各々の位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎは上で論じたように、且つ下記で詳述するように定期的に或いは連続的に対応する周波数インタレース部分集合を伝送するように構成される。位置配置システム１００中の移動デバイス１１０は一以上の位置配置ビーコンによって同報された位置配置信号を受信するように構成される。移動デバイス１１０は検出限界以上の受信位置配置信号を相関させるか、そうでなければ検出するように構成される。

位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎが位置配置信号を定期的に伝送する実施例では、位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎは、移動デバイス１１０が信号を聞取るのに必要な時間の量を最小にするために実質的に同時に位置配置信号を伝送するように構成されなければならない。位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎからの伝送が同期されれば、位置配置は単純化される。

一実施例では、３０メートルの精度に位置決めを許容することが望ましい。この精度レベルを達成するために、位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎ伝送の間のタイミング誤差は１００ナノ秒以下に保持されなければならない。しかしながら、これは測定誤差のような他の誤差の源、及び精度の位置希釈化（ＰＤＯＰ）に起因する誤差のような配置が引起こす誤差増加を考慮していない。従って、伝送誤差を相互に対して５０ナノ秒以下に維持することがシステム１００にとって望ましい。これが実用的でなければ、勿論、究極の精度はそれに応じて基準化するであろう。誤差が一定であれば、ＧＰＳ位置配置及び時間帯（time-of-day）の解がＭＳ内で利用可能であると仮定して、そのような誤差を決定するために移動デバイス１１０を利用することによって、位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎのタイミング誤差を較正することが可能である。従って、時間に対する伝送タイミングまたはビーコン同期の変化を最小にすることが重要である。

近傍に存在する様々な他の位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎに関する情報を提供するデータ・チャネルを含むことは位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎからの伝送のために有利である。例えば、この情報はある型式の補助チャネル上で非常に低い伝送率で同報される。関心のある情報は領域における位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎの符号番号及び場所を含む。その情報は一種の「案内書」及びおそらく伝送電力、または他の因子といった他の補助情報を含む。

ビーコン１２０ａ〜１２０ｎに関する完全なタイミング及び位置配置は移動デバイス１１０がこの情報に基づいてその位置を計算することを可能にする。この情報が位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎによって伝送されなければ、セルラ・チャネルのような別のチャネル上で伝送される情報を使用して移動デバイス１１０の場所を探すことがなお可能である。例えば、送信機１３０ａ及び１３０ｂはこの情報を提供する。後の場合では、セルラ・チャネルは位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎ情報の案内書を送るであろう。

移動デバイス１１０は独立にその場所を決定するか、もしくはその位置を決定するために位置配置モジュール１４０のような別のモジュールの支援を受ける。測距情報を位置配置モジュール１４０のようなネットワーク実体またはサーバに返すことはまた通報（messaging）を必要とする。一実施例では、データはある形式の送信機測距データ（例えば、ＣＤＭＡ２０００セルラ規格における所謂ＡＦＬＴ）として符号化され、そのフォーマットは第二の通信システムにおいて既に対応している。例えば、そのフォーマットは第二の通信システムがＣＤＭＡ通信システムであるＩＳ-８０１に従うであろう。代りに、他の形式の新しいデータ・パケットが伝送されるであろう。ＩＳ-８０１規格の中で行われる現行の混成ＧＰＳ／ＡＦＬＴ位置決めはここに述べたような他の範囲測定の包含、または規格化された方法で非セルラ基地局に関する案内書データの伝送に関して直接対応していない。しかしながら、そのような情報はそのような規格の中で対応する様々なデータ・チャネル上で伝送される。

一実施例では、移動デバイス１１０は受信位置配置信号に対応する各々の位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎへの疑似範囲を決定する。疑似範囲は受信機に存在する未知の時間バイアスと共に単に受信信号の到達時間（time-of-arrival）である。時間バイアスは位置配置手続きの一部として決定される。そして移動デバイス１１０は所定の疑似範囲に一部基づいてその場所を決定する。

別の実施例では、移動デバイス１１０は一対の受信位置配置信号、例えば、１２０ａ及び１２０ｂからの信号に基づいて到着の時間差を決定する。そして到着の時間差は双曲線のような曲線（その上に移動デバイス１１０が位置する）を決定する。移動デバイス１１０は異なる一対の受信位置配置信号、例えば、１２０ｂ及び１２０ｎに基づいて別の曲線を決定し、曲線の交差点に一部基づいてその場所を決定する。

なお別の実施例では、移動デバイス１１０は受信位置配置信号に対応する位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎの各々に対する疑似範囲を決定する。そして移動デバイス１１０は疑似範囲情報及び対応する位置配置ビーコン識別情報を一以上の基地局、例えば、第二の通信システムの１３０ａへ伝送する。そして基地局１３０ａは疑似範囲及びビーコン識別情報を位置配置モジュール１４０に交信する。位置配置モジュール１４０は移動デバイス１１０によって提供された情報に一部基づいて移動デバイス１１０の場所を決定するように構成される。

なお他の実施例では、移動デバイス１１０は独立に他の位置配置過程に基づいてその場所を決定する。なお他の実施例では、移動デバイス１１０はその場所を決定し、位置配置モジュール１４０は移動デバイス１１０の場所を決定し、または位置配置モジュール１４０と組合せて移動デバイス１１０は分割処理を使用して移動デバイス１１０の位置を決定する。

図２は擬似乱数インタレース直交周波数スペクトル２００の周波数スペクトルの実施例の機能図である。周波数スペクトル２００ は、通信システムにおいて一以上のチャネルの帯域幅に実質的に対応し、或いは位置配置信号通信に割当てられた全体の信号通信帯域幅を示す。

位置配置信号通信のために使用される直交周波数は全体の信号通信帯域幅２１０内で生成される。ある送信機に割当てられた信号通信周波数は送信機番号の右側に太線で示される。例えば、送信機ＴＸ_４（２１１）は周波数１、３、７、及び１２を割当てられる。図２における周波数スペクトル２００は四つの異なる位置配置信号に対応する四つの異なる信号通信周波数部分集合を描いているが、その過程は位置配置信号のあらゆる番号Ｍに一般化される。初めに、Ｑ個の直交キャリアは全体の信号通信帯域幅２１０内で定義される。図２に示した例では、直交キャリアＱの数は１６に等しい。

Ｍ個の位置配置信号の各々はＱ個の全体の直交キャリアの部分集合から構築される。Ｍ個の位置配置信号はキャリアの部分集合ｑ＝Ｑ／ＭをＭ個の信号の各々に割当てることによって構築される。一実施例では、ｑ＝Ｑ／Ｍは整数であり、全ての位置配置信号は等しいキャリア数である。他の実施例では、各々の位置配置信号に割当てられたキャリアの数は等しくない。

Ｑ／Ｍが整数である実施例では、第一の位置配置信号は、Ｑ個の直交キャリアの集合から第一のキャリアを初めに無作為に（或いは、疑似乱数的に）選択することによって選ばれる直交周波数多重化信号である。そして、選択されたキャリアは利用可能なキャリアの一覧表から除外される。第二のキャリアは残りのＱ−１キャリアから無作為に選択される。そして、そのキャリアはまた利用可能なキャリアの一覧表から除外される。その過程はＱ／Ｍキャリアが選択され、第一の位置配置信号に割当てられるまでこのように続行される。次のＱ／Ｍキャリアは残りのＱ−Ｑ／Ｍキャリアから第二の位置配置信号のために無作為に選択される。全てのＭ多重化位置配置信号がＱ／Ｍキャリアを割当てられるまでこの過程は続行される。この実施例では、各々のＭ多重化信号に割当てられたキャリアのＭ部分集合はお互いから相互に素であるか、相互に排他的である。個々のキャリアの直交性は完全な時間及び周波数同期を仮定して位置配置信号の直交性を相互に保証する。周波数を位置配置信号に割当てるためのこの過程は、望ましい特性、例えば、或る所定の閾値より大きなサイドローブ比を持つ自己相関特性が得られなければ、新しい無作為系列を使用して繰返される。

図２に示した例では、キャリアの総数Ｑは１６に等しく、位置配置信号の数Ｍは４である。従って、各位置配置信号はＱ／Ｍ＝４の個別の直交キャリアの部分集合を含む。第一の位置配置信号はキャリア番号１、３、７、及び１２を割当てられる。第二の位置配置信号はキャリア番号２、６、１１、及び１４を割当てられる。第三の位置配置信号はキャリア番号４、９、１３、及び１６を割当てられる。この例の第四且つ最後の位置配置信号はキャリア番号５、８、１０、及び１５を割当てられる。

別の実施例では、少なくとも一つの位置配置信号に関するＱ／Ｍキャリアは全体の信号帯域幅の至る所で一様に間隔をとる。無作為な周波数インタレースを一様なインタレースと置換えた結果はおおよそＭ倍の自己相関不確定性になる。一様なキャリア間隔はＴ_ｓ／Ｍの時間間隔で繰返す自己相関関数をもたらす（但し、Ｔ_ｓは基本ＯＦＤＭシンボル期間（巡回拡張なしの）であり、キャリア間隔の逆数である）。一様なキャリア間隔は隣接周波数を持つ集合間の相互相関の減少をもたらし、無作為もしくは疑似乱数的なキャリア間隔を持つ実施例と比べて曖昧さのない遅延範囲を低減させる。それでもなお、いくつかの状況において、そのような一様な間隔は実施理由について望ましく、もしくはシステム制限に基づいて必要とされる。

ビーコンによって伝送された位置配置信号は一以上のキャリア周波数の部分集合を用いて生成される。位置配置信号を生成するために、信号通信データは各Ｍキャリア部分集合にサイズ各Ｑ／Ｍ キャリアを割当てられる。一般的に、信号通信データはＯＦＤＭシンボル期間の始めにおいて他のキャリア位相と比較して指定キャリア位相の形をとる。従って、この場合にはＱ／Ｍキャリア位相のベクトルはあるキャリア部分集合の１ＯＦＤＭシンボルと関連する信号通信データである。しかしながら、キャリア位相及び振幅情報の両方を含む信号通信データ、例えば、直角振幅変調（ＱＡＭ）を利用することもまた可能である。通常、或るキャリアに割当てられた信号情報は期間Ｔ_ｓにわたって様々なキャリア間の直交性を維持するためにＯＦＤＭシンボル期間にわたって一定に保持される。

一実施例では、Ｍ個の無作為もしくは疑似乱数的二元系列が定義され、各々の系列はデータ・ベクトルとしてＭキャリア部分集合の一つに割当てられる。二元系列はその要素が様々なキャリアの位相を割当てるために使用されるデータ源として使用される。二元系列における各ビットは対応する部分集合における各々のキャリアに適用される一定位相に対応する。この実施例では、各キャリアの位相はＯＦＤＭシンボル期間にわたって一定状態を維持する。最大長ＰＮ系列、バーカー符号、ウォルシュ符号、またはＱ／Ｍに短縮または拡張した長さをもつ黄金符号といった特定のクラスまたは系列から二元系列を選択することは有利である。この節に述べた二元系列は信号対時間を直接変調するために使用されず、キャリア対周波数の集合を変調するために使用されることに注目せよ。この過程を視覚化する別の方法はＯＦＤＭシンボルが指定された部分集合に属するキャリアの一次結合であることである。一次結合の係数は上で論じた二元または高次の系列である。そして、完全一般性のために、即ち、位相及び振幅変調を実現するために、これらの系列は複素数である。

従って、各々の位置配置信号に関して少なくとも二つの無作為化のレベルがある。第一レベルの無作為化はＭ信号の無作為周波数インタリーブを含み、第二レベルの無作為化は各々のＭ信号のそれぞれのＱ／Ｍ周波数への位相（または振幅及び位相）の無作為割当を含む。他の実施例では、二元（或いは、高次）系列源は時間と共に変化し（例えば、一つのＯＦＤＭシンボルから次のシンボルに変化する）、従って各々のキャリアは時間変化データ・ストリームによって変調される。通常、しかしながら、系列データはなお一定に、或いはほぼ一定に保持されている。他の場合は、ＯＦＤＭシンボルの直交性は維持されないであろう。

前述の実施例で述べたＭ個の合成信号の各々はＭ個の位置配置ビーコンの対応する一つからＯＦＤＭシンボルとして同時に伝送される。

図３は周波数インタレース直交周波数位置配置ビーコン１２０の実施例の機能ブロック図である。例えば、図３の位置配置ビーコン１２０の実施例は図１の位置配置システム１００における位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎのどれかである。

位置配置ビーコン１２０は変調器３２０に接続された直交信号発生器３１０を含む。直交信号発生器３１０は位置配置ビーコン１２０によって使用される周波数の部分集合を生成するように構成される。変調データ・モジュール３２４はまた変調器３２０に接続され、直交キャリアを変調するために使用される二元（或いは、他の）系列を供給する。即ち、各キャリアの位相及び／または振幅は系列の要素に従って変更される。

変調器３２０からのＱ／Ｍキャリアの変調出力は、変調キャリアに対応するＯＦＤＭシンボルを生成するように構成されたＯＦＤＭ変調器３３０の入力に接続される。ＯＦＤＭ変調器３３０からのＯＦＤＭシンボル出力は、ディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）３４０に接続され、そこで信号のディジタル表現はアナログ表現に変換される。

ＤＡＣ３４０の出力は送信機３５０に接続され、そこでＯＦＤＭシンボルは同報帯域に周波数変換される。送信機３５０の出力は同報のためのアンテナ３６０に接続される。

直交信号発生器３１０は全体の信号通信帯域幅において定義された直交キャリアの全てを生成させるように構成される。直交信号発生器３１０は、例えば、全ての直交キャリアを生成させ、周波数の所望の部分集合に対応するものだけを通過させ、その他をフィルタ除去する。代りに、直交信号発生器３１０は特定の位置配置ビーコン１２０によって同報された位置配置信号に関連する直交周波数の部分集合を少なくとも含む直交周波数の部分集合を生成するように構成される。直交信号発生器３１０はキャリアを変調器３２０に出力する前に割当周波数部分集合に属さないあらゆるキャリアをフィルタ除去するように構成される。直交信号発生器３１０は１シンボル期間から次のシンボル期間まで割当周波数部分集合を変更するように構成されるか、または割当を変えない状態にしておくように構成される。

前に述べたように、変調器３２０は変調データ・モジュール３２４によって供給されたデータを持つ部分集合における各々のキャリアを変調するように構成される。一実施例では、変調データ・モジュール３２４はＱ／Ｍに拡張、または短縮された長さを持つ黄金符号のように、疑似乱数系列を供給するように構成される。変調器３２０は疑似乱数系列における対応するビット値に基づいてキャリアの部分集合において各々のキャリアの位相を変調するように構成される。例えば、変調器３２０は疑似乱数系列の値に基づいてキャリアを二元位相シフト・キー（ＢＰＳＫ）変調するように構成される。代りに、それは擬似乱数の値、または他の規定数値系列に基づいて四元位相シフト・キーイング（ＱＰＳＫ）、高次位相シフト・キーイング、直角振幅変調（ＱＡＭ）、または他の変調形式を行うように構成される。

簡単な例として、変調器３２０は擬似乱数系列における「１」に応答して、０度といった第一の位相によってキャリアを変調するように構成される。変調器３２０はまた擬似乱数系列における「０」に応答して、例えば１８０度によってキャリアを変調するように構成される。従って、変調データ・モジュール３２４がＱ／Ｍ＝４の実施例に関して「０１１０」の疑似乱数系列を変調器に供給するならば、変調器は第一及び第四のキャリアを１８０度に位相変調し、且つ第二及び第三のキャリアを０度に位相変調する。事実上、各々のキャリアは一つ（または以上）のＯＦＤＭシンボル期間にわたって一定値で位相変調される。

有限数（Ｍ）の異なる周波数部分集合は位置配置システム内で一以上のビーコンに関して同じ周波数部分集合を再使用する必要性を生じる。システムはそのような重複の影響を緩和するために周波数部分集合の再使用のいくつかの方法を実施する。同じ周波数部分集合を割当てられた位置配置ビーコンはまたそれらを区別するいくらかの能力を受信機に提供するために異なる擬似乱数変調符号を割当てられる。

ＯＦＤＭ変調器３３０は周波数の位相（或いは、位相及び振幅）変調された部分集合をＯＦＤＭシンボルに変換するように構成される。ＯＦＤＭ変調器３３０の実施例は直交周波数を時間領域シンボルに変換するように構成された逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）モジュール３３４を含む。周波数の部分集合だけが情報を含んでいるが、ＩＦＦＴモジュール３３４は直交周波数の全体の集合に変換を実行するように構成される。ＩＦＦＴモジュールが使用されれば、それは一般的に周波数ライン間隔の逆数に等しい期間の基本シンボルを生成する。大抵、基本シンボルは巡回拡張の手段によって伝送シンボル期間まで拡張され、それはＩＦＦＴプロセッサ３３４の一部であると考えられる。ＩＦＦＴモジュール３３４の出力はＩＦＦＴモジュール３３４からの並列生成された時間領域を直列フォーマットに変換するために並列直列変換器３３８に接続される。他の非ＦＦＴ実施は、特に割当周波数の数が少なければ、さらに費用効率がよい。例えば、ＯＦＤＭシンボルは一連のディジタル発振器の出力を変調することによって構築される。これらの発振器は数値制御発振器のようないくつかの手段によって実施される。

様々な変調要素３１０、３２０、３３０、３２４はお互いに関して及び他のイベント（例えば絶対時間）に関してシステム時計（system clock）によって時間を決められ、それは順に外部源からタイミング情報を受取る。特に、この外部源はＧＰＳ受信機から、もしくは他の地上及び／または宇宙のタイミング源からの信号の形をとる。この手段によって、位置配置ビーコンはそれらのＯＦＤＭシンボルの伝送の時間をお互いに同期させ、それはお互いと比較してそれらの伝送の直交性を改善させる。

位置配置ビーコン１２０の動作はシステム例によって例示される。前に述べたように、受信機における時間解像度を促進するために全体の信号通信帯域幅を比較的広帯域にすることが有利である。その上、既存の通信システム内で位置配置システムを実施することは有利である。

一実施例では位置配置システムはテレビ放送システム内で実施される。テレビ放送システムは既に広く普及され、多数の比較的広帯域チャネルにおよぶ非常に高い伝送能力を提供する。位置配置信号は定期的に通常のテレビ放送信号の代用にされる。同様に、位置配置信号はビデオ、オーディオ、または他の情報を伝送する広帯域放送システムと関連する他の信号に関して定期的に代用される。

例
一般的な広帯域放送システムの実施例では、Ｑ＝４０９６の直交キャリアは一般的に割付けられた６ＭＨｚ放送チャネルにうまく適合する５．５ＭＨｚ周波数範囲内で定義される。キャリアのこの割当は約１．３４３ｋＨｚのキャリア間隔におさまる。

Ｍ＝８の異なる位置配置信号が構成されれば、各位置配置信号はＱ／Ｍまたは５１２個のキャリアを持つ部分集合を含む。各位置配置ビーコン１２０は８個のキャリア部分集合の一つを割当てられる。

直交信号発生器３１０は位置配置信号のために必要な少なくとも５１２個の直交キャリアを生成するように構成される。そして５１２個の直交キャリアは変調器３２０の入力に供給される。変調データ・モジュール３２４は必要であれば変調器３２０に５１２ビットに拡張された長さを持つ黄金符号のような擬似乱数二元系列を提供するように構成される（完全な黄金符号長は２ｎ−１である（但し、ｎは整数で、例えば、ｎ＝９では長さは５１１である））。変調器３２０は長さ拡張黄金符号における対応ビットの値に基づいて５１２個のキャリアの各々を位相変調する。ＯＦＤＭシンボル期間は少なくとも１／１．３４３ｋＨｚ＝７４５マイクロ秒でなければならない。合成ＯＦＤＭの基本はこの例では０．７４５ミリ秒後の時間内に繰返すので、この継続時間（duration）を越えて期間を延長することは事実上ＯＦＤＭシンボルの巡回拡張である。そのような巡回拡張は多数のビーコンから信号を受信する移動局によって観測される大きな差分遅延を可能にする；しかも直交性は７４５マイクロ秒の時間間隔にわたって維持される。

変調器３２０からの５１２個の位相変調キャリア出力はＯＦＤＭ変調器３３０に接続される。ＯＦＤＭ変調器３３０内のＩＦＦＴモジュール３３４は４０９６点のＩＦＦＴ操作を行う。ＩＦＦＴモジュール３３４は４０９６点のＩＦＦＴを行うように構成されているが、稼働部分集合の５１２直交キャリアはあらゆる非ゼロ信号成分を持つ唯一の周波数ビン（bins）である。ＩＦＦＴモジュール３３４からの対応する４０９６ビン出力は並列直列変換器３３８に接続される。ＩＦＦＴは一対のＤＡＣに送られる一般的に複合データ−即ち、位相及び直交データを生成するので、並列直列変換器３３８は二つの並列直列変換回路を含む。

直列出力は一対のＤＡＣ ３４０、及びアンテナ３６０に接続された送信機３５０に接続され、アンテナはそれ自体地理的高地点に位置する放送塔に配置される。送信機３５０は位置配置信号を定期的に同報するように構成される。送信機３５０自体は適切な最終ＲＦ周波数で、且つ必要なＲＦ電力によって伝送信号を提供する直角変調器及び追加の上位周波数変換（upconversion）及び増幅回路を一般的に含む。

送信機３５０は所定の繰返し期間毎に一度発生するＯＦＤＭシンボルとして位置配置信号を同報するように構成される。定期伝送は現存の通信システムの信号によって多重化される位置配置信号通信を可能にする。例えば、繰返しの割合は１秒に一度、或いは１／４秒に一度である。さらにしばしば位置配置記号を送ることにより、本来の通信システムの効率の低下を犠牲にして、さらによい性能が達成される。

位置配置ビーコン１２０は様々な位置配置ビーコンからの信号と受信機との間の大きな差分遅延の存在における位置配置を考慮するように構成される。上に示したように、位置配置ビーコン１２０は大きな差分経路遅延を扱うために巡回拡張方法を組込むことによって巡回プレフィックスをデータに付加するように構成される。データに巡回プレフィックスまたはサフィックスを適用するといった様々な方法が使用される。簡単にするために、次の議論は巡回プレフィックスの使用を仮定する。

５．５MHｚの帯域幅及び４０９６個のキャリアを持つ上記の実施例では、位置配置（基本）シンボルは巡回プレフィックスのない長さ約７４５μｓｅｃであり、そしてプレフィックスを含めると長さがこれを越えて増加する。受信機において、長さ７４５μｓｅｃのデータの部分は保持され、且つ処理され、従って、巡回プレフィックス拡張の長さまで差分遅延を許容する十分な感度を提供する。さらに長い差分遅延が処理されるが、感度の損失があるであろう。

位置配置ビーコン１２０によって伝送された位置配置範囲信号は広い地域にわたってビーコンからの信号の受信に対応するために非常に長い遅延のように構成される。十分な伝送電力によって、２００ｋｍを越える範囲で伝送されるビーコン信号の良好な検知の可能性を達成することが可能であり、それは約６６７マイクロ秒の遅延に対応する。感度の損失なしでこの範囲を達成するために、巡回プレフィックスは６６７マイクロ秒である必要があり、従ってシンボル期間を７４５＋６６７＝１４１２マイクロ秒に拡張する。さらに小さな範囲が受入れ可能であれば、さらに短い伝送シンボル期間が許容される。勿論、ＯＦＤＭシンボルを受信し、且つ処理するとき、受信機は７４５μｓｅｃの期間にわたって受信信号を統合する。

ある状況では、場所信号通信は交信信号通信と時分割される。そして、二つの伝送型式（交信及び位置配置）の記数法が同一基準であることが望ましい。一般的に、しかしながら、通信システムの範囲要求は少ない。例えば、基本ＯＦＤＭシンボル（巡回プレフィックスを含まない）当たり７４５μｓｅｃ期間を持つ前の例では、５５μｓｅｃの巡回プレフィックスが通信目的のために使用されることを仮定する。５５μｓｅｃの巡回プレフィックスは通信目的に全く適正であるが、位置配置目的のためのビーコンの間で差分遅延に対応するには十分に長いとはいえない。これは通信目的のためには受信機が一台の送信機とだけ通信する必要があり、一方、位置配置目的のためには受信機が三台以上の送信機（ビーコン）から信号を同時に受信できなければならないという事実によるからである。この場合、一つの方法は位置配置のために用いられる伝送が二以上の伝送シンボル、例えば、この例では１６００μｓｅｃに等しくなるように巡回プレフィックスを増加させることであろう。これは期間１６００−７４５＝８５５μｓｅｃの巡回プレフィックスを意味し、それは２５６ｋｍまでの範囲から伝送される信号の処理を許容するであろう。しかしながら、曖昧でない範囲は０から７４５μｓｅｃに対応することを理解することは容易である。７４５μｓｅｃ毎に信号通信波形の繰返しによって、受信機は時間遅延ｄまたはｄ＋７４５μｓｅｃに受信された信号を判別することができるとは限らない。通常、この曖昧性は受信信号電力レベルを測定することによって解決される。７４５μｓｅｃの余分の遅延は一般的に信号の受信電力を非常に弱めるであろうし、従って受信電力測定を通して曖昧性の決定を許容する。

代替実施例では、伝送シンボル期間は８００μｓｅｃに制限され、位置配置信号は仮定した５．５ＭＨｚ通過帯域にわたって間隔配置された２０４８キャリア信号の部分集合から構築される；従って、隣接トーンは２．６９ｋＨｚだけ間隔が開いている。これは１／２．６９ｋＨｚまたは３７２μｓｅｃの基本周期に対応する。この場合には、仮定した伝送シンボルは継続期間が８００μｓｅｃに制限されるので、巡回プレフィックスは事実上長さ８００−３７２＝４２８μｓｅｃであることが分かる。これは最高で約１２８ｋｍの範囲を提供する。３７２μｓｅｃの遅延曖昧度がこの場合に生じる。

いくつかの実施例では、変調データ・モジュール３２４によって提供された周波数の部分集合及び疑似乱数系列は変わらない。これらの場合には、ＯＦＤＭ変調器３３０からのＯＦＤＭシンボル出力もまた同じ状態を維持する。これらの場合には、直交信号発生器３１０、変調器３２０、変調データ・モジュール３２４、及びＯＦＤＭ変調器３３０は位置配置ビーコン１２０に関連する同じＯＦＤＭシンボルを記憶し、且つ定期的に提供するモジュールと置換される。

図４は位置配置信号通信実施例に関する正規化自己相関のグラフである。Ｑ＝４０９６、Ｍ＝８、及び５０Ｈｚのドップラー・シフトを用いて発生した位置配置信号に関する特性が示されている。各々の位置配置信号に関するＲＭＳ巡回自己相関サイドローブは主ローブから（Ｑ／ｍ）^−０．５因子だけ下がる。例えば、Ｑ＝４０９６、且つＭ＝８であれば、自己相関サイドローブは１／√（５１２）、または約−２７ｄＢだけ下がる。

図５は位置配置信号通信の実施例に関する周波数オフセットに関して二つの異なるＯＦＤＭシンボル間の相互相関のグラフである。周波数オフセットは一般的に受信機の動きと関連するドップラー・シフトに原因する。図５は二つの異なる位置配置信号構成に関して描いた曲線を示す。第一の構成はＱ＝４０９６及びＭ＝８を含み、第二の構成はＱ＝２０４８及びＭ＝８を含む。ドップラー・シフトがゼロでは、異なる多重化位置配置信号の巡回相互相関は本質的にゼロである。非ゼロのドップラー・シフトでは、相互相関特性はいくつかの因子に起因する。相互相関排除（cross correlation rejection）は信号集合の最小の周波数間隔（frequency separation）、様々な周波数成分に割当てられた埋込み疑似乱数符号と、そして干渉信号の周波数の一部分のみが一般的にある位置配置信号の周波数からの最小距離内にあるという事実に起因する（ここで、最小距離はキャリア間隔である）。

相互相関排除（ｄＢで表す）の近似式は１０×ｌｏｇ_１０（δｆ×Ｔ_ｆ）−１０×ｌｏｇ_１０（Ｑ）＋３である。但し、δｆはドップラー・シフト、または他のシフト、Ｔ_ｆはトーン間隔の逆数（基本シンボル長）、そしてＱは前と同じくキャリア・トーンの数である。相互相関排除が多重化信号（Ｍ）の数に依存しないことに注目せよ。これはそのサイドローブ構造がチャネルの数に依存する自己相関排除と対照的である。図５のグラフで見られるように、理論は全体の範囲にわたって測定値の１ｄＢ以内にある。測定値と理論と間の差異はおそらく近似における誤差によるものである。

相互相関特性に対するドップラー・シフトの影響は利用可能なキャリアの半分だけを利用して位置配置信号を生成することによって更に減少する。相互相関の改善はたとえそれらの線が二倍に離れて広がるとしても比較的小さい。間隔のあるキャリアの実施例は伝送シンボル継続期間を同じに保ちながら、さらに大きい継続期間の巡回プレフィックスを含めることによって大きな差分時間遅延を許容するように構成されるので興味深い。

図５の特性は大きなドップラー・シフトによって引き起こされるであろう偽物から有効な相関のピークを区別する方法を示唆する。第一に、有効なピークは２０ｌｏｇ_１０（ｓｉｎｃ（δｆ×Ｔ_ｆ））のように変動する相関ピークを持つであろうことを注目すべきである。最も関心ある地上の場合に関して、この変動は無視できる。例えば、Ｔ_ｆ＝３７２μｓｅｃであれば、範囲［−２００Ｈｚ，２００Ｈｚ］における差分ドップラー・シフトに関する変動は０．１２ｄＢ以下である。受信信号が有効な相関ピークであるかどうか、もしくはそれが相互相関ピークであるかどうかを決定するために、指定された最大の範囲、例えば［−２００Ｈｚ，２００Ｈｚ］にわたるｆ_ｉの周波数増加において参照信号を変化させる。相関のピークがある所定量に同等以上、例えば３ｄＢだけ下がれば、そのピークを相互相関として排除する。例えば、ｆ_ｉが５０Ｈｚであったならば、増分の集合の一つは偽の周波数線を試験信号と関連する空（nulls）の線の２５Ｈｚの中にあるようになるであろう。図５から、Ｑ＝２０４８の場合に関する２５Ｈｚオフセットにおける排除は約−７１．４ｄＢである。そして、事実上、受信機基準（receiver reference）をオフセットすることは、たとえ［−２００，＋２００Ｈｚ］の比較的大きなドップラー・シフトの範囲についてもドップラー排除を約−７１．４＋３＝−６８．４ｄＢまで拡張する。

前述の試験を公式化する別の方法は単に各々の試験周波数の相互相関操作を行い、そして周波数範囲にわたって各遅れにおいて最小量の相互相関を選択することである。その結果得られたデータの集合は検知操作を行うために使用される。

周波数基準（frequency reference）を増加することによって相互相関を行う代価は一組の追加試験である。前述の例では、 九つの試験が［−２００，２００］Ｈｚのドップラー範囲を網羅するために使用されている。大抵は、位置配置を行う要求がまれにしか発生しなければ、処理負担はあまり高くない。この場合には、処理はマイクロプロセッサまたはディジタル信号プロセッサによってオフラインで行われる。さらに、処理は周波数の集合及び候補信号の集合にわたって連続して行われ、したがって記憶量は大した問題ではない。付加雑音の影響は雑音ピーク振幅がこれらの周波数範囲にわたって一般的に殆ど変化しないのでこれらの試験を無効にすることはない。原理的に、誤報を区別することに加えて、この方法は妨害信号の影響をゼロにして、且つ弱い信号の存在を明確にするために使用される。

相互相関区別試験は多数の関心ある場合において検出可能な相互相関をもたらすであろうせいぜい一つの非常に強い信号があるのでよく機能する。相互相関問題は「遠-近」形式問題に主として関連し、それは一般的に一つの強いビーコン及びおそらく多数の弱い信号からの一つの放射に制限されなければならない。大部分の関心ある場合に関して、主要な混信状況を引き起こす干渉信号は非常に強く、例えば、あらゆる検知限界の５０もしくは６０ｄＢ以上である。一般的に、そのような信号は容易に検出可能である。

主要な干渉体は電力が非常に強い傾向にあるので、そのような信号の正確なドップラー周波数はまたいくつかの方法によって測定可能であり、従って前述の区別試験が行われる範囲を低減する。例えば、最初の検知に続いて、この値から変移したドップラー周波数、例えば±１／（４Ｔ_ｆ）における信号振幅を調べる。これら三つの振幅は真のドップラー周波数を正確に決定する直交内挿処理において使用される。更に多くの計算を行って、更に多くの最適方法がまた可能である。最適周波数推定量はクラーマー-ラオ限界によって次式に限定されたＲＭＳ値を持つことが示される：

但し、ＳＮＲ_ｏｕｔ＝２Ｅ／Ｎ_０は整合フィルタの出力のピークで測定された出力信号対雑音比で、ＥはＴ_ｆにわたる信号エネルギー、Ｎ_０は両側の雑音密度である。

直交内挿アルゴリズムは非常に良好な性能を提供する。この手順を使用して、その結果のドップラー推定値が生成され、６０ｄＢ及び４０ｄＢのＳＮＲ状況についてそれぞれ１０．２Ｈｚ及び１．１ＨｚのＲＭＳ誤差を有する。

従って、強いビーコン信号が６０ｄＢの出力ＳＮＲを持っていれば、受信機はそのドップラー・シフトを約１Ｈｚの精度に多分推定する。上に示したように、これはドップラー帯域を通る段階への要求を排除する。しかしながら、様々なドップラー・シフトを持つさらに小さなマルチパス反射の存在、他の干渉信号の存在、計算の制約、及びその他の要素を含めてそのような正確な推定を制限する様々な影響がある。

図６Ａ〜図６Ｃは図１及び３の位置配置ビーコン１２０によって生成される位置配置信号を受信するために使用される受信機６００の実施例である。図６Ａは相関器６３０を使用して同報位置配置信号を検出するように構成された位置配置受信機６００の実施例の機能ブロック図である。位置配置受信機６００は図１の移動デバイス１１０のような移動局内に実装される。

位置配置受信機６００は一以上の周波数帯域において一以上の信号を受信するように構成されたアンテナ６０２を含む。例えば、図１に示した基地局１３０ａ、１３０ｂからのように、アンテナ６０２は第一の周波数帯域における位置配置ビーコン１２０及び第二の周波数帯域における第二通信システム中の位置配置源から位置配置信号を受信するように構成される。

アンテナ６０２は受信無線信号を増幅し、フィルタし、そして、例えば、ベースバンド信号に周波数変換するＲＦ受信機６１０に接続される。ビーコンは他の通信と時間多重化されるバースト信号として位置配置信号を伝送するので、ＲＦ受信機６１０は位置配置信号に割当てられた時間の間に信号を受信するように構成される。ＲＦ受信機６１０、及び続く回路構成６３０、６３２及び６４０は位置配置ビーコンによって同じく使用される時間基準に同期される。ＲＦ受信機６１０の出力は信号をディジタル表現に変換するように構成されたアナログ・ディジタル変換器に接続される。ＡＤＣ ６２０の出力はバッファ・メモリまたはレジスタ・バンク６２４に接続される。メモリ６２４はさらなる処理のために受信位置配置信号を記憶するように構成される。

受信機６００は上述の方法で信号検知、相互相関排除及びドップラー処理を行うように構成される。メモリ６２４の出力は相関器６３０に接続される。ＯＦＤＭシンボル発生器６３２は相関器６３０の別の入力に接続される。ＯＦＤＭシンボル発生器６３２は位置配置ビーコンによって同報される各々の位置配置シンボルを生成するように構成される。その上、ＯＦＤＭシンボル発生器６３２は相互相関排除及びドップラー判定を支援するため位置配置信号の周波数オフセット版を生成するように構成される。様々な位置配置信号において使用されるキャリアが変動せず、そしてキャリアが時間変動データで変調されない場合には、ＯＦＤＭシンボル発生器６３２は以前に生成したシンボルの写し（copies）を取り出し、各相関に関するシンボルを生成するために計算の回路構成を利用する必要がないように構成される。

相関器６３０はＯＦＤＭシンボル発生器６３２によって生成されたシンボルに対して受信信号を相関させるように構成される。相関器６３０は各候補ＯＦＤＭシンボルに対して入力データを連続して相関させるように構成され、もしくはそれは同時に相関操作を行い、そうでなければ一斉に相関機能を実行する。位置配置ビーコンは位置配置信号を突発的に出力するので、相関器６３０は相関機能を実時間で行う必要がなく、位置配置ビーコンが位置信号通信を同報していない期間に相関機能を実行する。メモリはこの非実時間相関処理に使用されるバースト信号エネルギーを保持する機能に役立つ。

相関器６３０は時折「遅れ（lags）」と呼ばれる、一連の仮定到着時間（time-of-arrivals）の各々に関して入力信号に対する相関操作を一般的に行う。その結果得られた一連の数は「標本相互相関関数（sample cross-correlation function）」と呼ばれる。従って、相関器６３０は一般的に連続する回路構成へ各候補ＯＦＤＭシンボルに関する、及びおそらくは多様な仮定ドップラー周波数に関する標本相互相関関数を提供する。大抵は、相関器６３０への入力は同位相及び直交信号支流に対応する二つのデータ・ストリーム、即ち、Ｉ及びＱストリームである。この場合には、相関器は一般的にＩ及びＱストリーム、或いは支流を同じく含む標本相互相関関数を造り出す。大抵は、これらＩ及びＱストリームを一つの複合データ・ストリームとして考える。大抵は、包絡線検波または振幅二乗操作がこれらの複合データ・ストリームに行われ、このように連続操作（例えば信号検波）が行われる一つの実データ・ストリームを提供する。

相関器６３０の出力は位置決定モジュール６４０に接続される。位置決定モジュール６４０は位置配置操作の一部を行うように構成されるか、もしくは相関器６３０の出力に少なくとも一部基づいて全体の位置配置操作を行う。一実施例では、位置決定モジュール６４０は発信している位置配置ビーコンに対して三辺測量を行うことによって受信機６００の場所を決定するように構成される。他の実施例では、位置決定モジュール６４０は位置配置操作の一部を行うように構成される。例えば、位置決定モジュール６４０は各々の受信位置配置信号に対応する疑似範囲を決定するように構成される。そして位置決定モジュール６４０は受信機６００の配置を決定するように構成される遠隔プロセッサまたはサーバに疑似範囲を通信する。位置決定モジュール６４０は位置配置信号を生成するために使用される通信システムから分離した通信システム内で位置配置モジュールの一部であるサーバに疑似範囲を伝送する。

受信機６００の実施例の別の機能ブロック図は図６Ｂに示される。受信機６００は前の実施例と同様にＲＦ受信機６１０に接続されたアンテナ６０２を含む。ＲＦ受信機６１０の出力は整合フィルタ・モジュール６５０に接続される。整合フィルタ・モジュール６５０の出力は整合フィルタ出力の大きさが所定の閾値を越えるかどうかを判定するように構成されるピーク検知モジュール６５２に接続される。ピーク検知モジュール６５２の出力は位置決定モジュール６４０に接続される。整合フィルタは相関器６３０によって提供された機能に数学的に等価な標本相互相関関数を造り出す；しかしながら、それは当技術分野において既知のようにフィルタリング方法によってこの機能を実行する。

整合フィルタ・モジュール６５０は位置配置信号を検出するように構成された一以上の整合フィルタを含む。一実施例では、複数の整合フィルタが並列に構成され、各整合フィルタは特定の位置配置シンボルまたは位置配置シンボルのドップラー・シフト版に調整される。整合フィルタのインパルス応答は位置配置シンボルの時間逆共役版である。別の実施例では、整合フィルタ・モジュール６５０は少なくとも一つの再構成可能なフィルタを含む。再構成可能なフィルタは位置配置シンボルもしくはドップラー・シフトしたシンボルの一つを整合させるために連続的に調整される。そして受信信号は再構成可能なフィルタに提供される。整合フィルタ・モジュール６５０はまた固定フィルタ及び再構成可能なフィルタの組合せを含む。

上記で論じた実施例では、受信データは０．８６秒ごとに伝送された未知のキャリア位相を持つ長さ３７２ミリ秒のデータのブロックから成る。ＡＷＧＮを仮定し、そしてマルチパスの影響を無視する最適検知方法は整合フィルタ・モジュール６５０を通して信号を通過させ、信号の大きさを計算し、そしてピーク検知モジュール６５２を使用して閾値以上のピークを探すことである。その閾値は規定の誤報率に基づいて設定される。受信機６００は少なくとも八つの異なる信号型式にわたって探索するように構成され、且つＱ／Ｍ＝２５６（Ｑ＝２０４８、Ｍ＝８）であれば、２０４８の独立した仮説がある。誤報率は毎時間（３６００秒）毎に一以下であることが望ましい。この割合は仮説ごとに０．８６／（２０４８×３６００）＝１０^−７の程度の誤報率になる。

閾値ｋに関して、誤報率はおおよそｅｘｐ（−Ｔ^２／Ｐ_Ｎ）である。ここで、Ｐ_Ｎは後処理帯域幅における雑音電力（整合フィルタの後のＩ及びＱの分散の二乗の和）である。これはその閾値を約１２ｄＢに設定すべきことを意味する。さらに誤報を低減させるために、受信機６００は少なくとも二つの連続する検知が連続する伝送及び最大の期待ドップラー・シフトに関して達成されることを要求する。

図６Ｃは受信機６００の別の実施例である。受信機６００は位置配置シンボルを検出するためにＦＦＴ技術を実施する。事実上、ＦＦＴ方法は整合フィルタを実施するために効率的な手段である。信号プロセッサは仮定基準に従って様々なスペクトル成分を選択し、且つ適切に重み付けをするように構成される。そして逆変換により整合フィルタしたデータを取り出す。この方法の特徴は受信データの一つの順方向変換が使用されることである。多数の逆変換が必要とされ、各基準信号の一つが試験される。追加の逆変換はまたドップラー・シフトしたシンボルを検出するために使用される。

図６Ｃの受信機６００の実施例はＲＦ受信機６１０に接続されたアンテナ６０２を含む。ＲＦ受信機６１０の出力は受信信号をディジタル表現に変換ように構成されるＡＤＣ ６２０に接続される。ＡＤＣ ６２０の出力は受信信号に関して順方向ＦＦＴを行うように構成されるＦＦＴモジュール６６０に接続される。ＦＦＴモジュール６６０は、例えば、ビーコンにおいて位置配置シンボルを生成する際に使用した操作の逆操作を行うように構成される。例えば、ＦＦＴモジュール６６０は直交キャリア（Ｑ）の総数に対応するいくつかのビンを持つＦＦＴを行うように構成される。

ＦＦＴモジュール６６０の出力は変調器（或いは、乗算器）６７０に接続される。変調データ・モジュール６７２は二元（或いは、他の）系列を変調器６７０に提供する。二元系列は一般的に位置配置信号ビーコンにおいてキャリアを変調するために使用される二 元系列と同一である。元の位置配置ビーコンがさらに複雑な系列を利用したならば、変調器は一般的に元の複合系列の複素共役である数列を提供する。この数列は時間指数ではなく、キャリア周波数番号を指数付けされることに注目せよ。

変調器６７０は仮定基準を順方向ＦＦＴモジュール６６０の結果に適用するために変調データ・モジュール６７２と同期される。例えば、変調器６７０は特定の位置配置シンボルの出力に整合させるためにＦＦＴモジュール６６０の出力に重み付けするように構成される。変調データ・モジュール６７２はまた同じ位置配置シンボルに関連する二元（或いは、他の）系列を提供するように構成される。変調器６７０及び変調データ・モジュール６７２ は、各々の位置配置シンボルに対応する仮説に関する処理を繰返すように構成される。

位相変調は位置配置ビーコンにおけるデータを変調するために使用され、変調器６７０は変調されないキャリアの部分集合を生成するためにキャリアの部分集合に関して位相変調を解除するように効果的に作動する。二元位相シフト・キーイングがもともと使用されていたならば、位相除去は１８０度位相反転の系列と同一である。高次位相シフトが使用されていたならば、様々なキャリアに適用した位相シフトは元のキャリアに適用された位相シフトの否定（negative）である。位相及び振幅変調（例えば、ＱＡＭ）が使用されれば、振幅変調は元の系列におけると同じであるが、位相はさらに元の系列の否定である。

変調器６７０の出力は逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）モジュール６８０に接続される。ＩＦＦＴモジュール６８０は変換された受信信号にＩＦＦＴ操作を行う。ＩＦＦＴモジュール６８０は一般的にＦＦＴモジュール６６０と同じ次数である。仮説が受信位置配置信号に整合するとき、ＩＦＦＴモジュール６８０の出力は相関のピークを生成する。即ち、ピークの存在はＯＦＤＭシンボル仮説及びドップラー仮説が正当である（もしくは少なくともおおよそ正しい）こと示す。その上、データ系列の始まりに関するピークの場所は対応するビーコンから信号の相対的な到着時間を示す。大抵、ＩＦＦＴモジュールは逆変換データに対する振幅（magnitude）または振幅二乗（magnitude-square）操作を行い、ピーク検索及び検出操作において一般的に使用されるのはこの処理データである。

ピーク検出モジュール６９０の出力は位置決定モジュール６４０に接続される。従って、図６Ａ及び図６Ｂにおけるように直接時間領域基準の相関を行うことに代るものにおいて、受信機６００はＦＦＴモジュール６６０、変調器６７０、ＩＦＦＴモジュール６８０及びピーク検出モジュール６９０の組合せを使用して受信信号を位置配置シンボルに相関させるために周波数領域方法を利用する。

受信機６００が数キロメートルの範囲から１２０キロメートルまで位置配置ビーコン信号の並列処理に対応するために、受信機６００は一般的に約５５ｄＢのダイナミック・レンジを必要とする。即ち、信号は検出可能であり、そして量子化雑音効果のかなり上になければならない。受信機６００が少なくとも１５ｄＢの出力ＳＮＲを必要とするならば、相関処理後の量子化雑音の下限は最大相関ピークの約７０ｄＢ以下でなければならない。前述の実施例では、相関処理の統合時間は３７２μｓｅｃに設定される。有効な処理利得はトーンの総数、または２０４８に等しく、それは約３３．１ｄＢに対応する。これは相関処理の前の信号対量子化雑音比がおよそ７０−３３．１＝３６．９ｄＢであることを意味する。これは所望のＡＤＣ性能に対応する。必要な性能はＡＤＣの標本化率及びＡＤＣの型式によって決まる。

ＡＤＣがフラッシュＡＤＣであるならば、且つＡＤＣの前に行われるフィルタリングが本質的にれんが壁型式フィルタ（brick wall type filter）であるならば、最悪の場合の状況が発生する。この場合には、ＡＤＣと相関操作の間のフィルタリングはＳＮＲを改善しないであろう。ｑビットＡＤＣは約２^ｑレベルを有する。符号化に応じて、それは２^ｑ−１または２^ｑになる。ＲＭＳ入力信号レベルがピークＡＤＣ出力の１２ｄＢ以下に設定されると仮定する。単一（unity）量子化ステップ・サイズを仮定して、これは１／４×（２^ｑ／２）＝２^ｑ−３のＲＭＳに対応する。

この表から、３６．９ｄＢの信号対量子化雑音を達成するために、受信機６００は８ビットＡＤＣを持つ必要がある。しかしながら、いくつかの場合には、例えば、ＡＤＣの標本化率がいくらか過剰標本化であり、且つ量子化雑音が信号通過帯域を越えて伸びていれば、上に示したように、この要求は緩和される。そして、ディジタル・フィルタリングは有効信号強度を改善する。これは特に量子化雑音の大部分が標本化率の半分によって定義された通過帯域の上端にあるシグマ・デルタ変換器の場合である。

ＡＤＣの量子化精度に関する上記の要求はまた多様なシンボルが図６Ａ、６Ｂ、または６Ｃの方法のどれかによって処理されるか、 その結果がピーク検出を行う前に結合されるならば緩和される。結合は、連続的なキャリア位相が処理されているＯＦＤＭシンボルの間維持されるかどうかに応じて 、振幅(または、振幅の二乗)操作の前（同期統合（coherent integration））、またはその後（非同期統合（incoherent integration））で行われる。同期統合が使用されれば、 信号対量子化雑音における改善は結合されたＯＦＤＭシンボルの数に比例する。例えば、四つのシンボルが結合されれば、その改善は６ｄＢで、従ってＡＤＣ量子化精度を１ビット低減させる。非同期統合が使用されれば、その改善は線形ではない。例えば、必要とされる１２ビット出力ＳＮＲに関して、四つのシンボルが結合されれば、その改善は約５．１ｄＢである（１０^−７の誤報率を仮定する）。従って、この場合に関して、ＡＤＣ量子化精度を１ビットだけ低減させるために約５シンボルが非同期統合によって結合されなければならない。

前に示したように、位置配置操作は通信機能によって時間多重化される。特に、通信機能はＯＦＤＭ型式の変調を使用するものである。ＯＦＤＭストリームを復調する通信受信機は図６Ｃにおけるように順方向ＦＦＴを実行する。しかしながら、それはこれらのキャリアの各々に存在するデータを復調することによって６６０からのデータによって提供された各々のキャリアを周波数領域において通常処理する。これは６６０からのデータが６７０の変調機能の後で時間領域においてデータを提供するために逆変換を受ける位置配置処理に対比するものである。いずれにせよ、通信受信機は非常に効率的な結合された通信及び位置配置システムを実施するために６１０、６２０、及び６６０の処理段階を共用する。

図７は位置配置信号を生成する方法７００の実施例のフローチャートである。方法７００は図１及び図３の位置配置ビーコン１２０ａ〜１２０ｎによって行われる。

位置配置ビーコン処理はブロック７１０で始まり、それは周波数インタレースＯＦＤＭ位置配置信号を生成する。位置配置ビーコンは、一般的に位置配置ビーコンは一つの信号だけを割当てられるが、位置配置ビーコンは一以上の周波数インタレースＯＦＤＭ位置配置信号を生成する。

位置配置ビーコンはブロック７２０に進み、生成した信号に冗長度を適用する。実施例の一つで上に述べたように、位置配置ビーコンは長さが３７２μｓｅｃである（基本）シンボルを生成するが、長さ７４４μｓｅｃの信号を生成するためにその信号を繰返す。これは巡回プレフィックス（或いは、サフィックス）としての役割があり、受信機が多くの近隣のビーコンからの混信による感度損失なしでビーコンから長範囲において受信信号を処理するのを許容する。勿論、はるかに短い、或いはさらに長い巡回プレフィックスが適合される必要がある地理範囲の集まりに応じて使用される。

巡回プレフィックスを適用した後、位置配置ビーコンはブロック７３０に進み、位置配置信号を時間基準に同期させる。前に論じたように、位置配置ビーコンはタイミング誤差に起因する位置誤差を最小にするように同期されなければならない。位置配置ビーコンはＧＰＳ時間基準または他の時間基準といった外部のタイミング基準に同期される。位置配置ビーコンのタイミングは他の位置配置ビーコンに関して固定され、且つ１００ｎｓｅｃ以内に、好ましくは５０ｎｓｅｃ以内に正確でなければならない。

一旦、場所ビーコンが時間基準に同期されると、位置配置ビーコンはブロック７４０へ進み、時間基準に関して所定の時間に位置配置信号を伝送する。そして位置配置ビーコンは処理を繰返すために方法７００のブロック７１０に戻る。

いくつかの場合には、ブロック７３０の時間基準操作への同期は特に７１０及び７２０の実施が実時間にカスタム・ハードウェアによって行われるならば、７１０及び７２０の操作によって同時に行われる。その代りに、７１０及び７２０がソフトウェアにおいて、例えば後の伝送のために一組のデータ標本を前計算することによって行われるならば、そのような伝送が要求され、同期化機能７３０の場所が適切であるとき時間基準に対してこのデータの同期化が発生するであろう。

図８は周波数インタレースＯＦＤＭ位置配置信号を生成する方法７１０の実施例のフローチャートである。方法７１０は図７の信号通信フローチャートの一部を形成し、図３に示したような位置配置ビーコンにおいて行われる。

方法７１０は位置配置ビーコンが実質的にチャネル帯域幅に及ぶ複数の直交キャリアＱの、 Qを生成するブロック８１０で始まる。前に注目したように、さらに広いチャネル帯域幅は受信機において鋭い相関ピークを促進し、時間解像度の増加を可能にする。一実施例では、チャネル帯域幅は約５．５ＭＨｚの幅がある。直交キャリアの数は２の累乗に制限されてないが、上で論じた実施例はＱ＝４０９６及びＱ＝２０４８を含んだ。

Ｑ個の直交キャリアを生成した後、場所ビーコンはブロック８２０に進み、直交キャリアの部分集合（Ｑ／Ｍ）を選択する。一実施例では、部分集合におけるキャリアはチャネル帯域幅を通して一様に間隔がある。別の実施例では、部分集合におけるキャリアは無作為に、或いは疑似乱数的に間隔がある。通常、各部分集合におけるキャリアの数は同一（即ち、Ｍ部分集合についてはＱ／Ｍ）になるように選ばれる。しかしながら、Ｍ部分集合におけるキャリアの数が異なることは可能であり、いくつかの場合には望ましい。この場合には、キャリアの数はＱ／Ｍより多く、或いは少ないが、各々の部分集合は直交性を維持するために互いに素であり、キャリアの数の和はＱ或いはほぼＱでなければならない。いくつかの場合には、いくつかのキャリアは、特に帯域の下端及び／または上端において、隣接信号との干渉を最小にする保護帯域（guard band）を設けるために未使用の状態におかれる。いくつかの場合には、いくつかのキャリアは同期化といった他の目的のために利用され、従って位置配置目的に利用不可能である。

各々の部分集合に関して相互に他の部分集合とは排他的なキャリアを持つことは有利である。周波数部分集合の一つは位置配置システムにおいて各々の位置配置ビーコンに割当てられる。相異なるキャリアの部分集合より多くのビーコンがある場合には、システムは同様の周波数部分集合割当を持つ位置配置ビーコンからの潜在的な干渉を最小にする再使用方策を実施する。特に、番号Ｍ＋１のビーコンが上で言及した相異なるＭ部分集合とは異なる周波数の部分集合を利用することは有利である。そして、この追加ビーコンからのＯＦＤＭシンボルが一以上のＭ部分集合に対応するＯＦＤＭシンボルとある程度の相関を持つとしても、この相関は低い。

位置配置ビーコンがキャリアの部分集合を選択し、或いは別に割当てられた後、位置配置ビーコンはブロック８３０に進み、キャリアの部分集合を変調する。一実施例では、長さＱ／Ｍの黄金符号のような疑似乱数符号がキャリアをＢＰＳＫ（または別に、例えば、ＱＡＭ）変調するデータ系列として使用される。即ち、各キャリアはそのようなデータ系列の要素に従って位相及び／または振幅に変更される。疑似乱数変調データは固定され、もしくは時間にわたって変化する。一般的に、異なる部分集合に割当てられた変調データ系列は異なって選択される。異なるデータ系列は一般的に良好な相互相関特性を持つように選択される。

キャリアの部分集合を変調した後、位置配置ビーコンはブロック８４０に進む。ブロック８４０において、位置配置モジュールはインタレース及び変調キャリアに対応する周波数インタレースＯＦＤＭシンボルを生成する。例えば、位置配置ビーコンはＩＦＦＴモジュール及び並列直列変換器を使用してＯＦＤＭシンボルを生成する。

図８の上の記述において、操作８１０〜８３０がＱ個の複素数の系列を各搬送周波数ごとに一つ単純に構築するものと見なされることは注目すべきである。この場合には、操作８１０は単にＱ個の配列（array）の構築であり、それらの各々は値０に初期化される。８２０の操作はキャリア部分集合に対応する配列の指数（indices）の選択であり、８３０の操作は配列の各要素に対する位相と振幅、または複素数の割当である。そして、この配列は所望の長さ（例えば、２０４８、４０９６、または別の２の累乗）を持つ配列を生成するためにその始まりまたは終わりに追加の０値標本を付加され、その後、配列は８４０におけるようにＯＦＤＭシンボルを生成するために逆ＦＦＴ（或いは、等価な）操作によって処理される。

図９は周波数インタレースＯＦＤＭシンボルを使用する位置配置の方法９００の実施例のフローチャートである。方法９００は、例えば、図６Ａ〜図６Ｃに示した受信機６００の実施例において実行される。

方法９００は受信機が位置配置信号を受信するブロック９１０で始まる。受信機はビーコンを同期させるために使用される同じ時間基準に同期される。従って、受信機は所定の時間の期間に位置配置信号に調整し、且つ監視することのみを必要とする。位置配置信号の期間及び動作周期（duty cycle）は消費エネルギー及び位置配置に対応するために必要な処理を最小にするために受信機が稼働している一片の時間のみである。これは位置配置操作が通信信号処理のような他の操作と時間多重化されるならば、これは特にそういった場合である。

位置配置信号を受信した後、受信機はブロック９２０に進み、位置配置信号に存在する受信位置配置シンボルを決定する。いくつかのシンボルが相互相関物として排除されるので、その決定は予備決定である。

９２０において、受信機は、例えば、受信信号を受信機内に記憶された、或いは生成された一以上の基準シンボルに相関させる。別の実施例では、受信機は受信信号を位置配置シンボルに対応する一以上の整合フィルタを通過させる。また別の実施例では、受信機は特定の位置配置シンボルの存在を決定するためにＦＦＴにおいて信号を周波数領域に変換し、キャリア上で変調を解除し、そしてＩＦＦＴにおいて信号を変換する。以前に示したように、このＦＦＴ方法は順方向ＦＦＴ処理が結合通信システム／位置配置システムの一部として利用されるならば特に有効である。勿論、受信機は位置配置シンボルの存在を決定するために他のある実施例を使用する。

位置配置シンボルの存在を決定した後、受信機はブロック９３０に進み、例えば、ドップラー推定に多項式訂正を適用することによってさらに訂正される直交内挿を使用して受信信号の ドップラー・シフトを決定する。ドップラー・シフトを決定した後、受信機はブロック９４０に進み、相互相関物を排除する。

一実施例では、受信機は名目上の周波数の上及び下に所定量だけ周波数基準を移動させる。受信機は周波数移動した基準に関してシンボル決定を繰返す。受信機は相関のピークがある所定量、例えば３ｄＢだけまたは以上に下がる相互相関物として排除する。

相互相関物であると決定されるシンボルを排除した後、受信機はブロック９５０に進み、位置配置ビーコンに対応する有効な受信周波数インタレースＯＦＤＭシンボルを決定する。これらは基本的に操作９２０を介して決定されたシンボルから９４０において排除されたものを差し引いたものである。いくつかの場合には、いくつかの追加排除が行われる。例えば、以前に示したように、長い巡回プレフィックスの使用のために時間曖昧性が存在する。これは二以上の異なる時間（伝送シンボル期間の間隔がある）に受信されるように見えるＯＦＤシンボルとなる。受信電力レベルのような基準はそのような追加排除を行うために使用される。

そして受信機はブロック９６０に進み、受信ＯＦＤＭシンボルの各々に対応する到着時間、または疑似範囲を決定する。受信機はシンボルが伝送された時間が分かっている。受信機はその局地時計に存在するあらゆる誤差によるバイアスによって、信号遅延を決定し、従って伝送しているビーコンの各々に対する疑似範囲を決定する。

そして受信機はブロック９７０に進み、疑似範囲に少なくとも一部基づいてその場所を決定する。受信機はその位置を独立して決定し、或いは受信機は受信機の場所を決定する位置配置モジュールに疑似範囲を伝送する。

一実施例では、受信機はオーバーヘッド・データ・チャネル上で位置配置ビーコンに関する地理的及び他の位置情報を受取る。そして受信機はビーコン位置及び対応する疑似範囲に基づいてその位置を決定する。別の実施例では、受信機は疑似範囲をセルラー電話位置配置システムの一部である位置配置サーバといった位置配置モジュールに伝送する。受信機は受信機を収容するモジュール・デバイスの一部である無線送信機を使用して情報を伝送する。

特定のステップの系列が図７〜９のフローチャートに示されているが、それらの方法は図７〜９に示したステップまたはステップの系列に限定されない。追加ステップまたは処理はその方法に追加され、そして追加ステップまたは処理は現存する処理ステップの間に追加される。さらに、いくつかのステップもしくは処理の流れはその方法から省略される。例えば、図７に示した方法７００は冗長度を省略している。別の例として、図９の方法９００は相互相関排除ステップを省略している。

位置配置システム、位置配置信号通信、位置配置ビーコン及び受信機が開示されてきた。その上、位置配置のための方法が開示されてきた。周波数インタレースＯＦＤＭ位置配置信号は実質的にチャネル帯域幅にわたる一組の直交キャリアの集合から生成される。位置配置信号はキャリアの部分集合を選択することによって生成される。キャリアの部分集合における各々のキャリアは変調データ系列の要素に従って変調される。変調データ系列は黄金符号系列のような疑似乱数系列であり、キャリアはデータによってＢＰＳＫ変調され、或いはＱＡＭのような高次変調によって変調される。後の場合には、変調データ系列の要素は二元より高次の量子化を持つであろう。例えば、変調系列は３、４またはそれ以上のビットに量子化される一組の要素を含む。そしてキャリアの変調部分集合は一般的に定期的に伝送されるＯＦＤＭシンボルに変換される。多数の位置配置ビーコンは実質的に同じ時間に周波数インタレースＯＦＤＭシンボルを伝送するために同期される。干渉排除の改善は互いに素な異なるビーコンに割当てられた周波数部分集合を持つこと、及び良好な相互相関特性を持つ異なるビーコンの変調データ系列を設計することから生まれる。

受信機は一以上の位置配置ビーコンから周波数インタレースＯＦＤＭシンボルを受信し、どのシンボルが受信されたかを決定する。そして受信機は受信シンボルに一部基づいて疑似範囲を決定する。そして受信機は疑似範囲に基づいて場所を決定する。

いくつかの修正が可能である。例えば、以前に示したように、いくつかの場合において、異なるビーコンは異なるキャリアの部分集合を利用するが、部分集合は互いに素であるというより、共通にいくつかのキャリアを持つ。これにより異なるビーコンによってＯＦＤＭシンボルの間にある相関が存在することになるが、共通のキャリアの数が少なければ、この相関は最小化される。

前の議論は多数の位置配置ビーコンが時間同期方法で情報を伝送した状況に焦点を当てた。代替実施例では、ビーコンからの信号の伝送の時間が確かめられる限り、ビーコンは時間同期される必要はない。これはこれらのビーコンからの信号の伝送に時間タグを付ける移動または固定監視装置の使用によって行われる。例えば、ＧＰＳ受信機を含むセルラ電話装置（移動もしくは固定の）は一般的にそのような受信機における一日の時間を正確に決定し、従って、ビーコンに近接しておれば、そのような伝送の時間タグ付けを行う。そしてビーコン伝送の相対的なタイミングはビーコン伝送から三角測量する受信機へ、或いは位置配置に参加するこの受信機と共に働くサーバへ送られる。ビーコンが時間同期されなければ、シンボルのそれらの放射の間でいくらかの直交性が喪失される可能性がある。しかしながら、伝送シンボルが何度か繰り返されるならば、この問題は回避され、従ってそのような伝送の正確な同期化の必要性を取除くことになる。

上の記述は当業者が発明を行うことを可能にするために提供される。開示された実施例への様々な変更は当業者には直ちに明白であり、ここに定義された一般的な原理は他の実施例に適用される。従って、その開示はここに示された実施例に限定されることを意図するものではない。

周波数インタレースＯＦＤＭ位置配置システムの実施例の機能ブロック図である。 擬似乱数インタレースＯＦＤＭスペクトルの周波数スペクトルの実施例の機能図である。 周波数インタレースＯＦＤＭ位置配置送信機の実施例の機能ブロック図である。 位置配置信号通信実施例に関する正規化自己相関の図面である。 位置配置信号通信実施例に関して周波数オフセットに対する相互相関の図面である。 周波数インタレースＯＦＤＭ位置配置受信機の実施例の機能ブロック図である。 周波数インタレースＯＦＤＭ位置配置受信機の実施例の機能ブロック図である。 周波数インタレースＯＦＤＭ位置配置受信機の実施例の機能ブロック図である。 位置配置信号を生成する方法のフローチャートである。 周波数インタレースＯＦＤＭシンボルを生成する方法のフローチャートである。 周波数インタレースＯＦＤＭシンボルを使用する位置配置の方法のフローチャートである。

Claims (55)

1. 位置配置信号を伝送する方法であって、
   複数（Ｑ）の直交周波数を定義し、Ｑ直交周波数の各々は一定の周波数間隔（ｗ）の倍数だけ相互から分離されること、
   複数の直交周波数から直交周波数の第一の部分集合を選択すること、
   直交周波数の第一の部分集合に基づき、且つ複数の直交周波数からの直交周波数の第二の部分集合から生成された第二の直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シンボルに実質的に直交する第一の直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シンボルを生成すること、及び
   第二のＯＦＤＭシンボルが伝送される第二の地域とは異なる第一の地域から前記第一のＯＦＤＭシンボルを含む位置配置信号を伝送することを含む方法。
2. 複数の直交周波数を定義することは一様に間隔をおいた複数の直交周波数を定義することを含む、請求項１記載の方法。
3. 複数の直交周波数を定義することは実質的に全体のチャネル帯域幅にわたる複数の直交周波数を定義することを含む、請求項１記載の方法。
4. 複数の直交周波数を定義することは実質的に５．５ＭＨｚにわたる複数の直交周波数を定義することを含む、請求項１記載の方法。
5. 直交周波数の第一の部分集合を選択することは、複数の直交周波数から一様に間隔をおいた直交周波数の部分集合を選択することを含む、請求項１記載の方法。
6. 直交周波数の第一の部分集合を選択することは、複数の直交周波数から無作為に間隔をおいた直交周波数の部分集合を選択することを含む、請求項１記載の方法。
7. 直交周波数の第一の部分集合を選択することは、複数の直交周波数から疑似乱数的に間隔をおいた直交周波数の部分集合を選択することを含む、請求項１記載の方法。
8. 直交周波数の第一の部分集合を選択することは、
   ある数（Ｍ）の位置配置信号を定義すること、及び
   複数の直交周波数からＱ／Ｍ個の直交周波数を選択することを含む、請求項１記載の方法。
9. 直交周波数の第一の部分集合における各周波数を変調することをさらに含む、請求項１記載の方法。
10. 二元データ系列を生成すること、及び
    二元データ系列に一部基づいて直交周波数の第一の部分集合における各周波数を変調することをさらに含む、請求項１記載の方法。
11. 二元データ系列を生成することは擬似乱数二元系列を生成することを含む、請求項１０記載の方法。
12. 二元データ系列を生成することは最大長二元系列、バーカー符号、黄金符号、及びウォルシュ符号を含む群から選択された形式の擬似乱数二元系列を生成することを含む、請求項１０記載の方法。
13. 直交周波数の部分集合における各周波数を変調することは、直交周波数の部分集合における各周波数を位相変調することを含む、請求項１０記載の方法。
14. 非二元信号を生成すること、及び
    非二元信号に一部基づいて直交周波数の第一の部分集合における各周波数を変調することをさらに含む、請求項１記載の方法。
15. 各周波数を変調することは位相、振幅、または位相と振幅の組合せを変調することを含む、請求項１４記載の方法。
16. 非二元信号は少なくとも１／ｗの期間にわたって一定の信号を含む、請求項１４記載の方法。
17. 前記第一のＯＦＤＭシンボルを含む信号を伝送することは、第一の外部事象に時間同期された第一の信号を伝送することを含む、請求項１記載の方法。
18. 前記第二のＯＦＤＭシンボルを含む信号を伝送することは、第二の外部事象に時間同期された第二の信号を伝送することを含む、請求項１７記載の方法。
19. 第一のＯＦＤＭシンボルを生成することは、逆フーリエ変換を使用して直交周波数の第一の部分集合を時間領域信号に変換することを含む、請求項１記載の方法。
20. 第一のＯＦＤＭシンボルを生成することは、Ｑ-点逆ＦＦＴを使用して直交周波数の第一の部分集合を時間領域信号に変換することを含む、請求項１記載の方法。
21. 第一のＯＦＤＭシンボルを含む信号を伝送することは、前記第一のＯＦＤＭシンボルを含む電磁信号を無線伝送すること含む、請求項１記載の方法。
22. 第一のＯＦＤＭシンボルを含む信号を伝送することは、ＯＦＤＭシンボルを定期的に伝送することを含む、請求項１記載の方法。
23. 第一のＯＦＤＭシンボルを含む信号を伝送することは、テレビ放送送信機を使用して第一のＯＦＤＭシンボルを含む信号を定期的に伝送することを含む、請求項１記載の方法。
24. 前記第一のＯＦＤＭシンボルの継続期間は実質的に１／ｗに等しい、請求項１記載の方法。
25. 前記第一のＯＦＤＭシンボルの継続期間は１／ｗより大きくなるように拡張される、請求項１記載の方法。
26. 位置配置信号を伝送する方法であって、
    複数（Ｑ）の直交周波数定義すること、
    ある数（Ｍ）の相異なる位置配置信号を定義すること、
    複数の直交周波数から互いに素なＭ直交周波数の部分集合を生成すること、
    Ｍ部分集合の少なくとも二つに対応する少なくとも二つの直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シンボルを生成すること、及び
    無線通信チャネル上で少なくとも二つのＯＦＤＭシンボルが伝送される第二の地域と異なる第一の地域から、定期的に少なくとも二つのＯＦＤＭシンボルの一つを伝送することを含む方法。
27. 直交周波数の互いに素なＭ部分集合を生成することは、複数の直交周波数から相互に排他的なＱ／Ｍ直交周波数を持つＭ部分集合を生成すること含む、請求項２６の方法。
28. 擬似乱数二元系列を使用して直交周波数の互いに素なＭ部分集合の少なくとも一つを位相シフト・キー変調すること含む、請求項２６の方法。
29. 位置配置信号を伝送する方法であって、
    直交周波数の第一の部分集合から第一の周波数インタレース直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号を生成すること、
    第一の周波数インタレースＯＦＤＭ信号を時間基準に同期させること、
    前記第一の部分集合と互いに素な直交周波数の部分集合から第二の周波数インタレースＯＦＤＭ信号を生成すること、
    第二の周波数インタレースＯＦＤＭ信号を時間基準に同期させること、及び
    二つの異なる地域から第一及び第二の周波数インタレースＯＦＤＭ信号を無線伝送することを含む方法。
30. 位置配置信号発生装置であって、
    複数のＱ直交周波数から、直交周波数の全体のＭ部分集合からの少なくとも二つを生成する手段、
    少なくとも二つの直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シンボルを生成し、前記シンボルの各々はＭ部分集合からの異なる部分集合から構築される手段、
    第一の無線通信回線上で定期的に前記ＯＦＤＭシンボルの一つを伝送する手段、及び
    第二の無線通信回線上で定期的に第二の前記ＯＦＤＭシンボルを伝送する手段を具備する装置。
31. 位置配置信号発生装置であって、
    直交周波数の部分集合から少なくとも二つの周波数インタレース直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号を生成する手段、
    前記周波数インタレースＯＦＤＭ信号の各々を時間基準に同期させる手段、
    前記周波数インタレースＯＦＤＭ信号の各々を二つの異なる地域の各々から同時に伝送する手段を具備する装置。
32. 位置配置信号発生装置であって、
    Ｑ直交周波数キャリアのさらに大きな集合から少なくとも直交キャリアの部分集合を生成するように構成された直交信号発生器、
    擬似乱数系列を生成するように構成された変調データ・モジュール、
    変調データ・モジュールに接続され、擬似乱数データ系列に一部基づいて直交キャリアの部分集合を変調するように構成された変調器、
    直交信号発生器に接続された入力を有し、直交キャリアの部分集合に一部基づいて第一のＯＦＤＭシンボルを生成するように構成された直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）変調器、及び
    ＯＦＤＭ変調器に接続され、第一のＯＦＤＭシンボルに直交する第二のＯＦＤＭシンボルが伝送される第二の地域と異なる第一の地域から第一のＯＦＤＭシンボルを無線伝送するように構成された送信機を具備する装置。
33. 擬似乱数データ系列は黄金符号、バーカー符号、最大長符号、及びウォルシュ符号を含む群から選択された符号を含む、請求項３２記載の装置。
34. 擬似乱数データ系列は直交周波数の部分集合におけるいくつかのキャリアに等しい長さの系列を含む、請求項３２記載の装置。
35. 変調器は擬似乱数データ系列に一部基づいて直交キャリアの部分集合のキャリアの各々に変調を行うように構成され、前記変調は位相変調、振幅変調、または位相及び振幅を組合せた変調の一つによって行われる、請求項３２記載の装置。
36. 変調器は二元系列における対応ビットの値に基づいて、直交キャリアの部分集合のキャリアの各々を二元位相シフト・キー（ＢＰＳＫ）変調するように構成された、請求項３２記載の装置。
37. ＯＦＤＭ変調器は、
    サイズが少なくともＱの直交キャリアの部分集合の逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行うように構成された逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）モジュール、及び
    ＩＦＦＴモジュールの出力に接続され、ＩＦＦＴモジュールの出力から直列出力を生成するように構成された並列直列変換器を具備する、請求項３２記載の装置。
38. 直交信号発生器はＱ／Ｍ直交キャリアを生成することによって直交キャリアのＭ部分集合の一つを生成するように構成された、請求項３２記載の装置。
39. Ｑ／Ｍ直交キャリアは一様に間隔をおいた直交キャリアを含む、請求項３８記載の装置。
40. Ｑ／Ｍ直交キャリアは疑似乱数的に間隔をおいた直交キャリアを含む、請求項３８記載の装置。
41. 位置配置の方法であって、
    直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号を受信すること、
    基準信号に対して前記受信ＯＦＤＭ信号の相互相関操作を行うこと、
    前記相互相関操作からの受信ＯＦＤＭシンボルの存在を決定すること、及び
    ＯＦＤＭシンボルに少なくとも一部に基づいて場所を決定することを含む方法。
42. ＯＦＤＭシンボルのドップラー・シフトを決定することをさらに含む、請求項４１記載の方法。
43. ドップラー・シフトを決定することは、
    多数のドップラー・シフトを仮定すること、
    前記仮定ドップラー・シフトの各々に応えて前記受信ＯＦＤＭシンボルの対応強度を決定すること、及び
    前記対応強度に内挿操作を行うことを含む、請求項４２記載の方法。
44. 多数のドップラー・シフトを仮定することによって受信ＯＦＤＭ信号中の偽の相互相関物を排除すること、
    前記仮定ドップラー・シフトの各々に応えて前記相互相関の対応強度を決定すること、及び
    前記強度における変化を調べることをさらに含む、請求項４１記載の方法。
45. 相互相関物を排除することは、前記強度における変化が所定の閾値以上に異なればＯＦＤＭシンボルを排除することを含む、請求項４４記載の方法。
46. ＯＦＤＭ信号を受信することは、実質的に放送帯域のチャネル帯域幅にわたる直交周波数の部分集合から生成された周波数インタレースＯＦＤＭシンボルを受信することを含む、請求項４１記載の方法。
47. ＯＦＤＭ信号を受信することはＭ周波数インタレースＯＦＤＭシンボルの少なくとも一つを受信することを含み、Ｍ周波数インタレースＯＦＤＭシンボルの各々はＱ直交周波数の集合からのＱ／Ｍ周波数の部分集合を含む、請求項４１記載の方法。
48. ＯＦＤＭ信号を受信することはテレビ放送送信機から周波数インタレースＯＦＤＭシンボルを受信することを含む、請求項４１記載の方法。
49. 場所を決定することは、
    前記相互相関操作に基づいて疑似範囲を決定すること、及び
    疑似範囲に一部基づいて場所を決定することを含む、請求項４１記載の方法。
50. 場所を決定することはＯＦＤＭ信号を伝送しているシステムとは異なる実体に疑似範囲を伝送することを含む、請求項４９記載の方法。
51. 相互相関を実行することは整合フィルタ操作またはＦＦＴ操作の一つを実行することを含む、請求項４１記載の方法。
52. 位置配置のように構成された移動デバイスであって、
    直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号を受信する手段、
    ＯＦＤＭ信号の少なくとも一部を所定数のＯＦＤＭシンボルの一つに相互相関させる手段、及び
    前記相互相関操作の結果に少なくとも一部基づいて場所を決定する手段を具備するデバイス。
53. 位置配置のように構成された移動デバイスであって、
    直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号を受信するように構成された受信機、
    受信ＯＦＤＭ信号を複数の周波数ＯＦＤＭシンボルに対して相関させるように構成された相関器、及び
    少なくとも一つの周波数インタレースＯＦＤＭシンボルが所定の相関閾値以上によって受信ＯＦＤＭ信号と相関するならば、相関器の出力に一部基づいて場所を決定するように構成された位置配置モジュールを具備するデバイス。
54. 相関器は、
    各ＯＦＤＭシンボルに関する整合フィルタ応答を提供するように構成された整合フィルタ・モジュール、及び
    整合フィルタ・モジュールの出力に接続されたピーク検知モジュールを具備する、請求項５３記載のデバイス。
55. 相関器は、
    受信ＯＦＤＭ信号を周波数領域信号に変換するように構成された高速フーリエ変換（ＦＦＴ）モジュール、
    周波数領域信号を変調するように構成された変調器、
    変調器の出力を時間領域信号に変換するように構成されたＩＦＦＴモジュール、及び
    ＩＦＦＴの出力に接続され、前記相関のレベルの指示を作成するピーク検知モジュールを具備する、請求項５３記載のデバイス。

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