CN101048994A - 利用互斥副载波子集的ofdm位置定位信令 - Google Patents

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Abstract

本发明揭示位置定位信令系统、设备和方法。各位置定位信标可分别经配置以发射大体上跨越完整信道带宽的一频率交错的正交频率子集。所述正交频率可伪随机或均匀地相间，且可为每个信标分配相等数量的正交频率。分配有互斥频率子集的相邻信标可使用预定数据序列中的元素进行调制。移动装置可接收一个或多个信标信号，并使用位置定位算法来确定位置，所述位置定位算法部分地根据所述信标信号的到达时间来确定位置。在移动装置可接收三个或更多个信标信号时，所述移动装置可根据例如到达时间差通过三角测量到所述信标位置来实施位置定位。

Description

利用互斥副载波子集的OFDM位置定位信令
技术领域
本发明涉及位置定位领域。更具体而言，本发明涉及无线位置定位系统、信令和装置。
背景技术
在许多应用中，能够确定移动装置的位置可能比较有利。位置定位可有助于导航、跟踪或定向应用。便携式电子装置性能的不断改进，尤其是处理器性能的改进，使人们能够在许多装置内增加位置定位功能。
例如，可能希望使移动电信系统(如蜂窝式电信系统)的运营商能够确定与所述系统的基地收发机(BTS)进行通信的移动式手持受话器的位置。系统运营商可能希望具有位置定位功能，例如以满足美国联邦通信委员会(FCC)E911紧急位置定位命令的要求。
移动装置可执行一种或多种位置定位技术，此取决于所述位置定位系统中所用的位置定位信令方法。例如，移动装置可使用到达时间(TOA)、到达时间差(TDOA)、高级正向链路三角测量(AFLT)或某种其他位置定位技术。位置定位系统的实例包括：基于全球定位系统(GPS)的位置定位系统、使用陆基信标来扩增GPS系统的位置定位系统(例如辅助GPS系统)、以及陆基信标位置定位系统。
大多数地面测距系统都在直接序列扩频配置中包含伪噪声(PN)代码。部分地通过将所接收的PN扩展信号与内部所产生的版本相关联，移动装置可识别特定的源。遗憾的是，除非使用极长的PN代码，否则PN代码通常表现出不大的互相关性。然而，使用长PN代码将增加复杂度、带宽或为获得位置定位所需的时间。另外，由于陆基系统内的移动台可接收到差异很大的信号功率，因而即使相对低的互相关性也可干扰移动台识别信号源的能力。
因此，需要具有一种位置定位信令技术、系统和装置，其能够在各种条件下实现高性能的位置定位、而且仍可通过实际可行的方式实施。
发明内容
本发明揭示位置定位信令系统、设备和方法。位置定位信标可经配置以发射实质跨越整个信道带宽的交错的正交频率子集。所述正交频率子集较佳以伪随机方式相间；然而，也可使用均匀的间距。可为每个信标分配数量相等的正交频率。可为相邻的信标分配互斥的正交频率子集。所述交错的正交频率子集中的每个频率可使用一预定数据序列中的元素进行调制。移动装置可接收一个或多个信标信号，并使用位置定位算法来确定位置，所述位置定位算法部分地根据信标信号的到达时间来确定位置。当移动装置能够接收三个或更多个信标信号时，所述移动装置能够根据例如伪范围或到达时间差、通过三角测量信标位置来执行位置定位。
本发明的一个方面包括一种产生位置定位信号的方法。所述方法包括：界定多(Q)个正交频率；从所述多个正交频率中选择一正交频率子集；根据所述正交频率子集产生正交频分多路复用(OFDM)符号；以及发射OFDM符号。
本发明的另一方面包括一种产生位置定位信号的方法。所述方法包括：界定多(Q)个正交频率；界定若干(M)个不同的位置定位信号；从所述多个正交频率中产生M个正交频率子集；产生对应于所述M个子集中至少一者的OFDM符号；以及通过无线通信系统周期性地发射OFDM符号。
本发明的再一方面包括一种产生位置定位信号的方法。所述方法包括：从一正交频率子集产生频率交错的OFDM信号；将OFDM信号的至少一部分至少重复一次以产生一冗余OFDM信号(“循环扩充”所述信号)；将所述冗余OFDM信号同步至时间基准；以及无线发射所述冗余OFDM信号。
本发明的又一方面包括一种位置定位信号产生设备。所述设备包括：产生装置，其用于从多(Q)个正交频率中产生M个正交频率子集中的至少一者；产生装置，其用于产生对应于所述M个子集中至少一者的OFDM符号；以及发射装置，其用于通过无线通信系统周期性地发射所述OFDM符号。
本发明的再一方面包括一种位置定位信号产生设备。所述设备包括：产生装置，其用于从一正交频率子集产生频率交错的OFDM信号；同步装置，其用于将所述OFDM信号同步至时间基准；以及无线发射装置，其用于无线发射所述OFDM信号。
本发明的又一方面包括一种位置定位信号产生设备。所述设备包括：正交信号产生器，其经配置以从由Q个正交频率载波形成的较大集合中产生至少一正交载波子集；OFDM调制器，其具有耦接到所述正交信号产生器的输入，并经配置以部分地根据所述正交载波子集产生OFDM符号；以及发射机，其耦接至所述OFDM调制器并经配置以无线发射所述OFDM符号。
本发明的再一方面包括一种位置定位方法。所述方法包括：接收OFDM信号；根据所述OFDM信号确定所接收OFDM符号；以及至少部分地根据所述OFDM符号来确定定位。
本发明的再一方面包括一种经配置以进行位置定位的移动装置。所述装置包括：接收机，其经配置以接收OFDM信号；相关器，其经配置以将所接收的OFDM信号与多个频率交错OFDM符号中的一者相关；以及位置定位模块，其经配置以如果至少一个频率交错OFDM符号与所接收的OFDM信号相关，则部分地根据所述相关器的输出来确定定位。
在本发明的另一方面中，以与一个或多个OFDM通信信号进行时间多路复用的方式来发射一个OFDM位置定位符号或众多个此种符号。周期性地或根据需要中断所述OFDM通信信号，且代之以OFDM位置定位信号。
附图说明
结合附图阅读下文详细说明，本文中所述各实施例的特点、目标和优点将变得更加一目了然，在附图中，类似的元件带有类似的参考编号。
图1是一频率交错OFDM位置定位系统的实施例的功能方框图。
图2是伪随机交错OFDM频谱的频谱的实施例的功能图。
图3是频率交错OFDM位置定位发射机的实施例的功能方框图。
图4是一位置定位信令实施例的归一化自相关的曲线图。
图5是一位置定位信令实施例的关于频率偏移的互相关的曲线图。
图6A-6C是频率交错OFDM位置定位接收机的实施例的功能方框图。
图7是一种产生位置定位信号的方法的流程图。
图8是一种产生频率交错OFDM符号的方法的流程图。
图9是一种使用频率交错OFDM符号进行位置定位的方法的流程图。
具体实施方式
本发明揭示一种根据正交频分多路复用(OFDM)概念的位置定位信令系统、设备和方法。所述方法在具有大的接收功率差的各同时接收的位置定位信号之间提供改良的正交性。与替代配置(例如使用直接序列扩频信令、利用伪随机序列—例如黄金代码)相比，其优点非常显著。
所揭示的位置定位信令系统中的信标较佳使用宽信号带宽，以提高在接收机处可达到的时间分辨率。宽带信号还允许使用复杂的多路径效应消减技术。可对一经配置以介接现有通信系统的位置定位系统加以配置，以将实质上整个信道带宽或多个信道带宽分配给位置定位信号。
通过界定一跨越可用信号带宽的正交频率集合来产生所述位置定位信号。“正交”频率集合在本文中用于意指该集合中各可允许的载波频率之间的频率间隔是频率差w的倍数，其中w＝1/THz，其中T是与被构造为具有这些频率的载波的叠加形式的符号相关联的最短周期。
作为进一步的解释，如果从频率差为w的没有交集的各正交频率集合构造两个符号，则这些符号之间的互相关性在周期T＝1/w上的积分在理想情况下将为0。在某些情况下，这些符号的符号周期可被限制为该周期T。在其他情况下，通过在所述符号的结尾附加所述符号开头的一部分，将所述符号周期扩充到超出所述周期T。所述符号周期的扩充被称为“循环扩充”。类似地，也可在所述符号的开头附加所述符号结尾处的一部分，从而同样形成循环扩充。可使用所述两种附加方法的组合，且另一选择为，可将长度为T的符号重复很多次，从而产生极长的循环扩充。
周期T被称为“基本符号周期”，且得到扩充的符号被称为“所发射符号周期”。在用于通信的OFDM系统中，所述周期T被称为“信息符号周期”。通常，在本发明中，术语“OFDM符号”是指所发射的符号-亦即，包含可使用的任何循环扩充的符号。无论所发射符号周期的长度如何，如果在周期T或其整数倍(假定对符号进行扩充以得到多个周期)上实施互相关，则对设计为在周期T上正交的符号进行观测的接收机通常仅具有彼此之间为零的互相关。
术语“伪随机序列”在本文中是指由算法确定的数列，所述数列的特性近似于随机数列。这些随机数列的实例包括最大长度序列和黄金代码序列，尽管也存在许多其他此种序列。类似地，术语“伪随机分布”用于意指级数或数组的各元素之间的间距是根据某一伪随机序列加以确定。
然后，从正交频率集合中界定多个正交频率子集作为具有彼此不相交的频率的子集。每个子集可具有相同数量或至少相当数量的频率。由具有一给定正交频率子集内的频率的载波叠加构成的符号将与由来自不同正交频率子集的载波构成的符号正交(在时间T内)。只要维持正交性，便可调制或以其他方式修改一具体正交频率子集内的每个频率。对每个频率载波所用的典型调制包括相移键控和QAM调制，尽管出于位置定位目的，预计简单的二进制或非二进制调制(例如四相移键控)将较佳。通常，所述频率的调制在符号周期内保持不变，以维持正交性。
在一实施例中，在一个正交频率子集上编码的数据经选择以与在另一正交频率子集上编码的数据实质上不相关。此方法会产生二维正交编码，从而使系统的性能得到提高。
可将一个正交频率子集分配给一具体的位置定位信标。可将多个信标配置成周期性地并同时地发射其各自的正交频率子集。在一个实施例中，所述信标可为地面发射机。
可将移动装置配置成接收自一个或多个位置定位信标所同时发射的位置定位信号。所述移动装置可然后部分地根据所接收的位置定位信号来确定其自己的位置。所述移动装置可例如使用到达时间差方法或三角测量方法来确定其位置，所述三角测量方法确定到发射信标的伪距离。即使在其中所接收的来自第一信标的位置定位信号的功率水平比来自另一信标的位置定位信号的接收功率大许多个数量级的情况下，移动装置内的接收机也可识别各个所发射位置定位信号子集。由于与所揭示位置定位信号相关联的互相关性较低，因而可获得所述接收机的性能。
图1是频率交错OFDM位置定位系统100的实施例的功能方框图。位置定位系统100可包括具有多个位置定位信标120a-120n的第一通信系统，所述定位信标120a-120n经配置以发射相应的正交多路复用位置定位信号。位置定位系统100还可包括具有一个或多个基站130a和130b的第二通信系统。在一个实施例中，每个基站130a和130b都耦接至位置定位模块140。
位置定位模块140可包括耦接至存储器144的处理器142和经配置以存储一个或多个位置定位信标120a-120n的定位信息和其他信息(例如频率子集信息)的历书146。位置定位模块140可经配置以确定或帮助确定移动装置(如在在位置定位系统100内运行的移动装置110)的位置。在系统100的一些实施例中，位置定位模块140被省略，且移动装置110可部分地根据所接收的信号在无外部帮助的情况下确定其位置。
在系统100的一实施例中，第一通信系统可为现有的地面通信系统，且除现有的通信信号外，还可广播位置定位信号。尽管图1中只显示三个位置定位信标120a-120n，但系统中可包括任何数量的信标，且移动装置110在任意既定时刻均可具有自全部或不到全部位置定位信标120a-120进行接收的能力。例如，所述第一通信系统可为电视广播系统、无线电广播系统或无线局域网(LAN)系统，且现有广播天线可被配置为位置定位信标120a-120n。在系统100的其他实施例中，一个或多个位置定位信标120a-120n可为卫星信标、基于飞机的信标或某种其他非地面信标。
在系统100的一实施例中，所述第二通信系统可为无线通信系统，例如无线电话系统，且基站130a-130b可为无线电话基站。所述无线电话系统可例如为码分多址(CDMA)蜂窝式电话系统、GSM蜂窝式电话系统、通用移动电信系统(UMTS)或用于无线通信的某种其他系统。尽管仅显示两个基站130a-130b，但在一具体通信系统中可构建任何数量的基站。
移动装置110可为无线接收机或无线收发机，且可例如为无线电话、蜂窝式电话、无绳电话、收音机、位置定位装置、个人数字助理、个人通信装置、无线LAN装置或接收位置定位信号的某种其他装置。由于移动装置110可被配置为许多不同类型的装置，因而无线装置110也可称作移动台(MS)、移动单元、用户终端机、用户装置或便携式装置。
在一个实施例中，每个位置定位信标120a-120n可经配置以周期性地或连续发射相应的交错频率子集，如上文中所述及将在下文中更详细地描述。位置定位系统100内的移动装置110可经配置以接收由一个或多个位置定位信标120a-120n广播的位置定位信号。移动装置110可经配置以与所接收的高于检测阈值的位置定位信号相关或以其他方式检测这些位置定位信号。
在其中所述位置定位信标120a-120n周期性地发射所述位置定位信号的实施例中，位置定位信标120a-120n应经配置以基本上同时发射位置定位信号，以使移动装置110收听所述信号所需的时间最小化。如果来自位置定位信标120a-120n的传输同步，则可简化位置定位。
在一个实施例中，可能需要允许定位精度达到30米。为达到这种精度水平，各位置定位信标120a-120n的传输之间的定时误差应保持低于100纳秒。然而，这未考虑到任何其他误差源，例如测量误差和由几何学引起的误差增量，例如由位置精度因子(PDOP)导致的那些误差。因此，可能需要系统100彼此的传输误差维持在低于50纳秒。如果这在实际上不可行，则当然将相应地调节最终精度。如果位置定位信标120a-120n的定时误差恒定不变，假设在MS内可获得GPS位置定位和日时解决方案，可通过使用移动装置110确定这些误差来校准位置定位信标120a-120n的定时误差。因此，使传输定时或信标同步相对于时间的变化最小化可能很重要。
可能有利的是，使来自位置定位信标120a-120n的传输包含数据通道，由所述数据通道提供有关附近所存在的各个其他位置定位信标120a-120n的信息。例如，该信息可在某种类型的辅助信道上以非常低的速率进行广播。所涉及的信息可包括一区域内各位置定位信标120a-120n的代码数字和位置。所述信息可包括一种类型的“历书”和可能其他辅助信息，例如传输功率或其他因素。
信标120a-120n上的完整定时和位置定位使移动装置110能够根据该信息计算其位置。如果位置定位信标120a-120n没有发射该信息，则仍可使用在另一信道(例如蜂窝式信道)上发射的信息来定位移动装置110。例如，发射机130a和130b可提供该信息。在该后一种情况中，所述蜂窝式信道可发送位置定位信标120a-120n信息的历书。
移动装置110可独立地确定其位置，或者可借助另一模块(例如位置定位模块140)的帮助来确定其位置。将测距信息返回至网络实体或服务器(例如位置定位模块140)也可能需要进行消息接发。在一个实施例中，所述数据可被编码为某种类型的发射机测距数据(例如，CDMA2000蜂窝式标准中所谓的AFLT)，在所述第二通信系统中已支持其格式。例如，当所述第二通信系统是CDMA通信系统时，所述格式可符合IS-801。或者，可传输某种其他类型的新数据分组。在IS-801标准内执行的当前混合GPS/AFLT定位不直接支持对其他测距测量(例如本文中所述的测距测量)的含纳，也不支持以标准方式传输非蜂窝式基站的历书数据。然而，此种信息可在此种标准内所支持的各种数据信道上传输。
在一个实施例中，移动装置110可确定距对应于所接收位置定位信号的每个位置定位信标120a-120n的伪距离。伪距离只是所接收信号的到达时间连同接收机内存在的未知时间偏差。所述时间偏差可作为位置定位程序的一部分加以确定。然后，移动装置110可部分地根据所确定的伪距离来确定其位置。
在另一个实施例中，移动装置110可根据一对所接收的位置定位信号(例如，来自120a和120b的信号)来确定到达时间差。所述到达时间差即可确定移动装置110定位在其上的一条曲线，例如一条双曲线。移动装置110可根据不同的一对所接收位置定位信号(例如，来自120b和120n的信号)确定另一条曲线，并可部分地根据所述曲线的交点确定其位置。
在再一实施例中，移动装置110可确定距对应于所接收位置定位信号的每个位置定位信标120a-120n的伪距离。然后，移动装置110可向第二通信系统的一个或多个基站(例如，130a)发射所述伪距离信息和对应的位置定位信标识别码。然后，基站130a可将所述伪距离和信标识别信息传送给位置定位模块140。位置定位模块140可经配置以部分地根据移动装置110所提供的信息来确定移动装置110的定位。
在又一些实施例中，移动装置110可根据某种其他位置定位方法独立地确定其位置。在再一些实施例中，移动装置110可确定其自己的定位，位置定位模块140可确定移动装置110的定位，或者移动装置110与位置定位模块140的组合可使用一种共享方法确定移动装置110的位置。
图2是伪随机交错正交频谱200的频谱实施例的功能图。频谱200显示总信令带宽210，信令带宽210可实质上对应于通信系统内一个或多个信道的带宽，或者可对应于为位置定位信令所分配的带宽。
用于位置定位信令的正交频率是在总信令带宽210内产生。图中将分配给给定发射机的信令频率显示为发射机编号右侧的粗体水平直线。例如，将频率1、3、7和12分配给发射机TX4(211)。尽管图2中的频谱200仅显示对应于四个不同位置定位信号的四个不同信令频率子集，但所述过程可推广到任何数量M个位置定位信号。最初，在总信令带宽210内界定Q个正交载波。在图2所示的实例中，正交载波Q的数量等于16。
这M个位置定位信号中的每一者均可从这Q个总正交载波的一个子集构造而成。这M个位置定位信号可通过将一载波子集q＝Q/M分配给这M个信号中的每一者构造而成。在一个实施例中，q＝Q/M是整数，且所有位置定位信号都具有相同数量的载波。在另一个实施例中，分配给每个位置定位信号的载波数量不相等。
在其中Q/M是整数的实施例中，所述第一位置定位信号是正交频率多路复用信号，其可通过最初随机(或伪随机)地从所述Q个正交载波的集合中选择第一载波来进行选择。然后，可将所选择的载波从一可用载波列表中去除。从剩余的Q-1个载波中随机选择第二载波。然后，也将该载波从所述可用载波列表中去除。以此种方式继续执行所述过程，直到已选择Q/M个载波并将其分配给所述第一位置定位信号。从剩余的Q-Q/M个载波中为所述第二位置定位信号随机选择下面的Q/M个载波。继续执行所述程序，直到所有M个多路复用位置定位信号均分配到Q/M个载波。在本实施例中，分配给这M个多路复用信号中每一者的M个载波子集彼此不相交，或者互斥。假设时间和频率理想地同步，各个载波的正交性确保所述位置定位信号彼此正交。如果此种将频率分配给位置定位信号的程序没有得到具有所需特性(例如，峰值-旁瓣比大于某个预定阈值的自相关特性)的信号，则可使用新的随机序列重复进行此种程序，。
在图2中显示的实例中，载波的总数量Q等于16，且位置定位信号的数量M等于4。因此，每个位置定位信号包括一个由Q/M＝4个独立正交载波形成的子集。将编号为1、3、7和12的载波分配给第一位置定位信号。将编号为2、6、11和14的载波分配给第二位置定位信号。将编号为4、9、13和16的载波分配给第三位置定位信号。将编号为5、8、10和15的载波分配给该实例中的第四即最后的定位信号。
在另一实施例中，所述位置定位信号中的至少一者的所述Q/M个载波在整个总信号带宽上均匀相间。使用均匀交错来替换随机频率交错的结果是近似于—M重自相关岐义性。均匀的载波间距将形成以时间间隔Ts/M重复的自相关函数，其中Ts是基本的OFDM符号周期(无循环扩充)且是载波间距的倒数。均匀的载波间距可使具有相邻频率的集合之间的互相关性减小，且与具有随机或伪随机载波间距的实施例相比，会减小无岐义性的延迟范围。尽管如此，在某些情况下，由于实施方面的原因，此种均匀间距可能是有利的，或者根据系统约束条件可能需要此种均匀间距。
信标所发射的位置定位信号是使用载波频率的一个或多个子集而产生。为产生所述位置定位信号，为这M个载波子集中的每一者分配信令数据，每个载波子集的大小是Q/M个载波。通常，所述信令数据相对于OFDM符号周期开始处的其他载波相位呈现规定的载波相位的形式。因此，在这种情况下，Q/M载波相位的向量是与给定的载波子集的一个OFDM符号相关联的信令数据。然而，还可利用既包含载波相位又包含幅度信息的信令数据，例如，正交调幅(QAM)。通常，分配给给定载波的信号信息在OFDM符号周期内保持恒定，以在时间周期Ts内维持不同载波之间的正交性。
在一个实施例中，界定M个随机或伪随机二进制序列，且每个序列都作为一数据向量分配给所述M个载波子集中的一个。所述二进制序列可用作数据源，所述数据源的元素用于分配各载波的相位。所述二进制序列中的每一位可对应于一恒定相位，所述恒定相位被施加给所述对应子集中的每个载波。在本实施例中，每个载波的相位在OFDM符号周期内保持恒定。可能有利的是，从一特殊类别或序列(例如最大长度PN序列、巴克码、沃尔什码或长度被截短或扩充到Q/M的黄金代码)中选择所述二进制序列。注意，本段中所述的二进制序列不用于相对于时间直接调制信号，而是用于相对于频率来调制一组载波。使所述过程直观化的另一种方式是，所述OFDM符号是属于一规定子集的各载波的线性组合。所述线性组合的系数是上文所述的二进制或更高阶序列。为获得充分的一般性，亦即，为产生调相和调幅，这些序列是复数。
因此，对于每个位置定位信号，至少有两层随机化。第一层随机化包括由M个信号形成的随机频率交错，而第二层随机化包括将相位(或幅度和相位)随机分配给这M个信号中每一者各自的Q/M个频率。在其他实施例中，所述二进制(或更高阶)序列数据源可能随时间变化(例如，可能从一个OFDM符号变化到下一个OFDM符号)，且因此，每个载波可使用随时间变化的数据流加以调制。然而，通常，该序列数据在每个单独OFDM符号周期内仍保持固定或接近固定。否则，将不能维持所述OFDM符号的正交性。
上文中实施例所述的M个复合信号中的每一者可从M个不同位置定位信标中相应的一者作为OFDM符号同时发射。
图3是频率交错的正交频率位置定位信标120的实施例的功能方框图。图3中的位置定位信标120实施例可例如为图1中的位置定位系统100内的任何位置定位信标120a-120n。
位置定位信标120包括耦接到调制器320的正交信号产生器310。正交信号产生器310可经配置以产生由位置定位信标120使用的频率子集。调制数据模块324也耦接至调制器320，并提供用于调制所述正交载波的二进制(或其他)序列。亦即，每个载波的相位及/或幅度根据所述序列中的一个元素加以改变。
来自调制器320的Q/M个载波的经调制输出耦接至OFDM调制器330的输入，OFDM调制器330可经配置以产生对应于经调制载波的OFDM符号。来自OFDM调制器330的OFDM符号输出可耦接至数字-模拟转换器(DAC)340，以在其中将所述信号的数字表示转换为模拟表示。
DAC 340的输出可耦接至发射机350，以在其中将所述OFDM符号的频率转换为广播波段。发射机350的输出可耦接至天线360进行广播。
正交信号产生器310可经配置以产生在所述总信令带宽内所界定的所有正交载波。正交信号产生器310可产生例如所有正交载波并仅传送对应于所需频率子集的那些正交载波，同时滤除其他正交载波。或者，正交信号产生器310可经配置以产生正交频率子集，包括至少与由特定位置定位信标120广播的位置定位信号相关联的正交频率子集。正交信号产生器310可经配置以在将所述载波输出到调制器320之前，滤除不是所分配频率子集的一部分的任何载波。正交信号产生器310可经配置以将所分配的频率子集从一个OFDM符号周期改变到下一个OFDM符号周期，或者其可经配置以使所述分配保持不变。
如前文中所述，调制器320可经配置以使用调制数据模块324所提供的数据来调制所述子集中的每个所述载波。在一个实施例中，调制数据模块324经配置以向调制器320提供伪随机序列，例如长度被扩充或截短至Q/M的黄金代码。调制器320可经配置以根据所述伪随机序列中的对应位值来调制所述载波子集中每个载波的相位。例如，调制器320可经配置以根据所述伪随机序列的值对所述载波进行二进制相移键控(BPSK)调制。或者，调制器320可经配置以根据伪随机或其他规定的数字序列的值来提供四相移键控(QPSK)、更高阶相移键控、正交调幅(QAM)或其他调制形式。
作为简单的实例，调制器320可经配置以响应于所述伪随机序列中的“1”而使用第一相位(例如0度)来调制载波。调制器320还可经配置以响应于所述伪随机序列中的“0”而使用第二相位(例如180度)来调制载波。因此，如果在其中Q/M＝4的实施例中，调制数据模块324向调制器320提供伪随机序列“0110”，则所述调制器相位可将所述第一和第四载波调制为180度，且相位将所述第二和第三载波调制为0度。实际上，每个载波均在一个(或更多)OFDM符号周期内使用恒定的值进行相位调制。
有限数量(M)的不同频率子集可能使得需要将同一频率子集重新用于位置定位系统内一个以上的信标。所述系统可实施某种方式的频率子集重新使用计划来减轻此种重复的影响。也可为分配到同一频率子集的各个位置定位信标分配不同的伪随机调制码，以便使接收机具有一定的对所述位置定位信标进行区分的能力。
OFDM调制器330可经配置以将经相位(或相位和幅度)调制的频率子集转换为OFDM符号。OFDM调制器330的实施例可包括快速傅立叶逆变换(IFFT)模块334，快速傅立叶逆变换(IFFT)模块334经配置以将正交频率转换为时域符号。IFFT模块334可经配置以对整组正交频率实施变换，尽管只有一频率子集包含信息。如果使用IFFT模块，则其通常会产生一其持续时间等于频率线间距的倒数的基本符号。通常，所述基本符号通过循环扩充被扩充到所发射的符号持续时间—这可被视为IFFT处理器334的一部分。IFFT模块334的输出可耦接到并行-串行转换器338，以将从IFFT模块334并行产生的时域符号转换为串行格式。其他非FFT实施方案可能更具成本有效性，尤其当所分配的频率数量较小时。例如，OFDM符号可通过调制一系列数字振荡器的输出来构造。这些振荡器可由多个装置(例如数字控制振荡器)来构建。
各调制元件310、320、330、324可通过系统时钟370相互定时且相对于其他事件(例如，绝对时间)定时，而系统时钟370又从外部源接收定时信息。具体而言，该外部源可呈来自GPS接收机或其他地面及/或空间承载定时源的信号的形式。通过这种方式，各位置定位信标可使其OFDM符号的传输时间相互同步，而这又将改善其传输的相互正交性。
位置定位信标120的运行可使用一系统实例进行说明。如前文中所述，使总信令带宽相对为宽带以利于所述接收机内的时间分辨可能比较有利。另外，在现有通信系统内构建所述位置定位系统可能比较有利。
在一个实施例中，所述位置定位系统可在电视广播系统内构建。电视广播系统已得到广泛支持，并提供跨越许多相对为宽带的信道的极高发射功率。所述位置定位信号可周期性地地替换正常的电视广播信号。类似地，所述位置定位信号可周期性地地替换与发射视频、音频或带有高信息内容的其他信息的宽带广播系统相关联的其他信号。
实例
在典型的宽带广播系统实施例中，可在5.5MHz频率跨度内界定Q＝4096个正交载波，所述5.5MHz频率跨度恰好适合通常所分配的6MHz TV广播信道。这样分配载波的结果使载波间距约为1.343kHz。
如果配置M＝8个不同的位置定位信号，则每个位置定位信号包括一具有Q/M或512个载波的子集。可为每一位置定位信标120分配所述8个载波子集中的一者。
正交信号产生器310可经配置以产生位置定位信号所需的至少512个正交载波。所述512个正交载波然后被提供给调制器320的输入。调制数据模块324经配置以向调制器320提供伪随机二进制序列，例如在需要时长度被扩充到512位的黄金代码(黄金代码的全长度为2n-1，其中n是整数，例如当n＝9时，长度为511)。调制器320可经配置以根据经长度扩充的黄金代码中相应位的值来对所述512个载波中的每一者进行相位调制。OFDM符号周期应至少为1/1.343kHz＝745微秒。在本实例中，将所述周期扩充到超过该持续时间实际上是对所述OFDM符号进行循环扩充，因为所述复合OFDM基本符号在0.745微秒后在时间上进行重复。所述循环扩充使从多个信标接收信号的移动台可观察到较大的差值延迟；而在745微秒的时间间隔内仍可保持正交性。
调制器320输出的所述512个已调相载波耦接至OFDM调制器330。OFDM调制器330内的IFFT模块334可进行4096点IFFT运算。尽管IFFT模块334可经配置以进行4096点IFFT，然而现用子集的所述512个正交载波可为具有任何非零信号分量的唯一频段。来自IFFT模块334的相应4096频段输出可耦接至并行-串行转换器338。并行-串行转换器338可包括两个并行-串行转换器电路，因为IFFT通常产生复数据—即同相和正交数据流，所述数据流被发送到一对DAC。
串行输出可耦接至一对DAC 340和发射机350，发射机350耦接至天线360，天线360可位于自身位于地理高点上的广播塔上。发射机350可经配置以周期性地广播位置定位信号。发射机350本身通常包括正交调制器和额外的上变频和放大电路，以提供具有恰当的最终RF频率及必需的RF功率的发射信号。
发射机350可经配置以将所述位置定位信号作为OFDM符号进行广播，所述OFDM符号在每个预规定的重复周期内出现一次。通过周期性地传输，使所述位置定位信令能够与现有通信系统的信号多路复用。所述重复率可例如为每秒钟一次或每1/4秒钟一次。通过更频繁地发送所述位置定位符号，可获得更佳的性能，代价是会降低基本通信系统的效率。
位置定位信标120可经配置以在来自各位置定位信标和接收机的信号之间存在大的差值延迟的情况下能够进行位置定位。如上文中所述，位置定位信标120可经配置以通过包含循环扩充方法而对数据附加循环前缀，以处理大的差值路径延迟。可使用各种方法，例如对数据应用循环前缀或后缀。为简单起见，下文的论述中假设使用循环前缀。
在具有5.5MHz带宽和4096个载波的上述实施例中，所述位置定位(基本)符号在不带循环前缀时的长度约为745μs，且在包含前缀时的长度可增加到超过745μs。在所述接收机处，保留并处理长度为745μs的数据的一部分，从而提供使差值延迟最高达所述循环前缀扩充长度的全灵敏度。可处理更长的差值延迟，但灵敏度将受到损失。
位置定位信标120所发射的位置定位测距信号可经配置以具有极长的延迟，以便适应于从广阔的地理区域内的信标接收信号。通过使用足够大的发射功率，可实现检测到在超过200km(对应于约为667微秒的延迟)的范围内发射的信标信号的高检测机率。为达到该范围且不损失灵敏度，循环前缀需为667微秒，从而将所发射符号周期扩充到745+667＝1412微秒。如果可接受更小的距离，则可允许使用更短的发射符号周期。当然，在接收并处理所述OFDM符号时，所述接收机在745微秒内对所接收信号进行积分。
在某些情况下，所述位置定位信令与通信信令进行分时。所以，需要这两种传输类型(通信和位置定位)的数字命理学相当。然而，通常，对通信系统的范围要求较低。例如，在前面的实例中，每个基本OFDM符号(不包括循环前缀)的周期为745μs，假定对通信目的使用55μs的循环前缀，从而产生800μs的发射符号周期。所述55μs前缀的长度可能不足以适应位置定位目的中各信标之间的差值延迟，尽管其长度对于通信目的已足够大。这是由于如下事实：对于通信目的，所述接收机仅需要与一台发射机通信，而对于定位目的，所述接收机应能够同时自三台或更多台发射机(信标)接收信号。在这种情况下，一种方法是增加循环前缀，从而使用于位置定位的传输等于两个或更多个发射符号，例如在本实例中为1600μs。这将意味着循环前缀的持续时间为1600-745＝855μs，此允许处理从最高达256km的范围发射的信号。然而，容易看出，无岐义范围对应于0-745μs的延迟。μsμs由于所述信令波形每745μs重复一次，所以所述接收机可能不能区分在时间延迟d或d+745μs处接收的信号。通常，此种岐义可通过测量所接收的信号功率电平来分辨。当额外地延迟745μs时，通常会大大地减弱信号的接收功率，从而允许通过测量所接收的功率来进行岐义分辨。
在一替代实施例中，当将发射符号周期限制为800μs时，所述位置定位信号可从在所假定的5.5MHz通带上相间的一由2048个载波信号形成的子集构造而成；因此，相邻的频调相间2.69kHz。这相当于基本循环周期为1/2.69kHz或372μs。在这种情况下，由于所假定的发射符号持续时间被限制为800μs，所以易知循环前缀的长度事实上为800-372＝428μs。这会提供最高达约128km的范围。在这种情况下，可能导致372μs的延迟岐义。
在某些实施例中，不改变由调制数据模块324所提供的频率子集和伪随机序列。在这些情况下，来自OFDM调制器330的OFDM符号输出亦将保持相同。在这些情况下，正交信号产生器310、调制器320、调制数据模块324和OFDM调制器330可使用一存储并周期性地提供与位置定位信标120相关联的同一OFDM符号的模块来替换。
图4是位置定位信令实施例的归一化自相关曲线图。其中显示使用Q＝4096，M＝8及50Hz多普勒频移所产生的位置定位信号的性能。所述位置定位信号的每一者的RMS循环自相关旁瓣均比主瓣低(Q/M)-0.5倍。例如，如果Q＝4096且M＝8，则自相关旁瓣降低
Figure A20058003678800191
或大约-27dB。
图5是位置定位信令实施例中两个不同的OFDM符号相对于频率偏移的互相关的曲线图。所述频率偏移通常是由于与所述接收机的运动相关联的多普勒频移引起的。图5显示针对两种不同的位置定位信令配置所绘制的曲线。第一配置包括Q＝4096和M＝8，且第二配置包括Q＝2048和M＝8。当多普勒频移为零时，不同的多路复用位置定位信号的循环互相关实质上为零。当多普勒频移不为零时，所述互相关性能是由多种因素引起的。所述互相关抑制部分地由以下因素引起：所述信号集合的最小频率间隔，分配给不同频率分量的嵌入式伪随机二进制代码，以及干扰信号中仅一部分频率通常处于距一给定位置定位信号的频率一最小距离内(其中所述最小距离是载波间距)这一事实。
计算所述互相关抑制(单位为dB)的近似公式是：10×log10(δf×Tf)-10log10(Q)+3，其中δf是多普勒频移或其他频率偏移，Tf是信号间距(基本符号长度)的倒数，且Q如前文中所述是载波频调的数量。注意，所述互相关抑制不取决于多路复用信号的数量(M)。这与自相关抑制相反—自相关抑制的旁瓣结构取决于信道的数量。如图5中的曲线图所示，在整个范围上，理论值均处于测量值的1dB以内。测量值与理论值之间的差可能受逼近法的误差所支配。
多普勒对互相关性能的影响可通过仅利用可用载波的一半来产生位置定位信号而进一步减小。即使将各线的间隔扩展到两倍，所述互相关性能的改善也相对很小。所述相间载波实施例可能会引起人们的兴趣，因为其可经配置以通过包含更长持续时间的循环前缀、同时使所发射符号持续时间保持不变而允许具有大的差值延时。
图5中的性质表明一种将有效的相关峰值与可能由大的多普勒频移所引起的寄生峰值区分开的方法。首先，应注意，有效峰值具有以20log10(sinc(δf×Tf))形式变化的相关峰值。
对于所涉及的大多数地面定位情况，该变化量可省略不计。例如，如果Tf＝372μs，则对于[-200Hz，200Hz]范围内的差值多普勒频移，所述变化量小于0.1dB。为判定所接收的信号是否是有效的相关峰值或者是否是互相关峰值，接收机可在规定的最大范围(比如[-200，+200Hz])内以频率增量fi改变基准信号。如果相关峰值下降大于或等于某个预定的量(比如3dB)，则作为互相关来抑制所述峰值。例如，假如fi为50Hz，则所述增量组中的一者将导致寄生频率线处于与测试信号相关联的频率线的零值的25Hz以内。从图5可见，在Q＝2048的情况中，在偏移值为25Hz处的抑制量近似为-71.4dB。实际上，因而通过对接收机基准进行偏移，即使对于相对较大的多普勒范围[-200，+200]Hz，也可将多普勒抑制量扩大到约-71.4+3＝-68.4dB。
订立上述测试的另一种方式是仅仅对每个测试频率进行所述互相关运算，然后在所述频率范围上在每个时滞处选择最小的互相关大小。然后，可使用所得到的数据集合进行检测运算。
通过递增所述频率基准来执行互相关的代价是需进行一组额外测试。在上述实例中，使用九个测试来覆盖多普勒跨度[-200，200]Hz。通常，如果仅偶尔需要进行位置定位，则处理负担不会太大。在这种情况下，可由微处理器或数字信号处理器(DSP)以离线方式进行处理。另外，所述处理可在频率集合或候选信号集合上进行串行化，且从而使存储可变成次要问题。加性噪声的影响不会使上述测试无效，因为噪声峰值的幅度通常在这些频率范围内几乎不发生变化。原则上，除区分误报警之外，本方法还可用于“清除”干扰信号的影响，并显示存在弱信号。
所述互相关区分测试应十分有效，因为在大多数感兴趣的情况下，应最多只有一个极强的信号可能造成可检测的互相关性。所述互相关问题主要与“近-远”型问题相关联，所述“近-远”型问题应通常被限制为从一个强信标辐射出并可能为多个弱信号。对于大多数感兴趣的情况，导致大多数串音情况的干扰信号极强，例如高于任何检测阈值50或60dB。通常，此种信号是易于检测的。
由于大多数干扰源的功率可能极强，所以此种信号的精确的多普勒频率也可使用多种方法加以测量，从而会减小上述区分测试的可实施范围。例如，在进行初始检测后，可在偏离该值的多普勒频率处(如在±1/(4Tf)处)检查所述信号幅度。然后，可将这三个幅度用于二次内插过程，以精确地确定真实的多普勒频率。还可具有更佳的方法，代价是进行更多的计算。可看出，最佳频率估算子的RMS值的下限受克拉默-拉奥(Cramer-Rao)界限限制：
12 2 π T f × 1 2 SN R out ≈ 0.39 T f SN R out
其中SNRout＝2E/N0，是在匹配滤波器的输出端测量的输出信噪比(E是Tf上的信号能量，且N0是双边噪声密度)。
二次内插算法提供极好的性能。通过使用该过程，可产生最终的多普勒估算值，对于SNRout等于60dB和40dB的情形，其RMS误差分别为10.2Hz和1.1Hz。
因此，如果所述强信标信号的输出SNR为60dB，则接收机可有可能将其多普勒频移估算到约1Hz的精度。因此，可不需要如上文中所述遍历整个多普勒频带。然而，有多种影响可能会限制此种精确的估算值，包括存在较小的具有不同多普勒频移的多路径反射、存在其他干扰信号、计算局限性以及其他因素。
图6A-6C提供接收机600的实施例，接收机600可用于接收图1和图3中的位置定位信标120产生的位置定位信号。图6A是位置定位接收机600的实施例的功能方框图，位置定位接收机600经配置以使用相关器630来检测广播位置定位信号。位置定位接收机600可例如构建于移动台内，例如图1中的移动装置110内。
位置定位接收机600包括天线602，天线602经配置以接收一个或多个频带内的一个或多个信号。例如，天线602可经配置以接收来自处于第一频带的位置定位信标120及处于第二频带的第二通信系统内的位置定位源的信号(例如来自图1中所示的基站130a-130b的信号)。
天线602耦接至RF接收机610，RF接收机610可经配置以对所接收的无线信号进行放大、滤波和频率变换为例如基带信号。因为所述信标可将所述位置定位信号作为与其他通信时分多路复用的短脉冲串发射，所以RF接收机610可经配置以在分配给位置定位信号的时间期间接收信号。RF接收机610和后续电路630、632和640可同步至时间基准，所述时间基准亦被所述位置定位信标使用。RF接收机610的输出可耦接连模拟-数字转换器(ADC)620，模拟-数字转换器(ADC)620经配置以将信号转换为数字表示形式。ADC 620的输出可耦接至缓冲存储器或寄存器组624。存储器624可经配置以存储所接收的位置定位信号以供进一步处理。
接收机600可经配置以按上文中所述方式进行信号检测、互相关抑制和多普勒处理。存储器624的输出可耦接至相关器630。OFDM符号产生器632可耦接至相关器630的另一个输入。OFDM符号产生器632可经配置以产生由所述位置定位信标所广播的每一位置定位符号。另外，OFDM符号产生器632可经配置以产生所述位置定位信号的频率偏移型式，以帮助进行互相关抑制和多普勒频移确定。在其中各个位置定位信号内所用的载波不变化且其中所述载波不使用随时间变化的数据进行调制的情况下，OFDM符号产生器632可经配置以检索先前产生的符号的副本，且不需要使用计算电路来产生每一相关性所用的符号。
相关器630可经配置以使所接收的信号与OFDM符号产生器632产生的符号相关。相关器630可经配置以使输入数据与每个候选OFDM符号连续相关，或者其可同时执行所述相关运算，或者以其他方式同时执行相关函数。因为所述位置定位信标可以短脉冲方式发出所述位置定位信号，所以相关器630不需要实时执行所述相关函数，且可在所述位置定位信标不在广播位置信令的时间期间执行所述相关函数。所述存储器用于保存在本非实时相关过程中所使用的信号能量短脉冲串。
相关器630通常对一系列假定的到达时间(有时被称为“时滞”)中的每一者的输入信号执行相关运算。所得到的数字级数被称为“样本互相关函数”。因此，相关器630通常向后续电路提供每一候选OFDM符号以及可能许多假定的多普勒频率的样本互相关函数。通常，相关器630的输入为两个数据流：I数据流和Q数据流，其分别对应于同相信号分支和正交信号分支。在这种情况下，所述相关器通常产生样本互相关函数，所述样本互相关函数也包含I和Q数据流或分支。人们通常将这些I和Q数据流视为单个复数据流。通常，对该复数据流进行包络检波运算或大小平方运算，从而提供单个实数据流以对其进行后续运算(例如信号检测)。
相关器630的输出可耦接至位置确定模块640。位置确定模块640可经配置以执行位置定位运算的一部分，或可至少部分地根据相关器630的输出执行整个位置定位运算。在一个实施例中，位置确定模块640可经配置以通过执行三角测量到发端位置定位信标来确定接收机600的定位。在其他实施例中，位置确定模块640可经配置以执行位置定位运算的一部分。例如，位置确定模块640可经配置以确定对应于所接收位置定位信号中每一者的伪范围。然后，位置确定模块640可将所述伪范围传送给远程处理器或服务器，所述远程处理器或服务器经配置以确定接收机600的定位。位置确定模块640可例如将所述伪范围传输给作为通信系统内位置定位模块(例如，图1中的140)的一部分的服务器，所述通信系统与用于产生所述位置定位信号的通信系统相分离。
图6B中显示接收机600的实施例的功能方框图。接收机600包括耦接至RF接收机610的天线602，如在前一实施例中所述。RF接收机610的输出可耦接至匹配滤波器模块650。匹配滤波器模块650的输出可耦接至峰值检测模块652，峰值检测模块652经配置以判定所述匹配滤波器输出的大小是否超过预定的阈值。峰值检测模块652的输出可耦接至位置确定模块640。所述匹配滤波器产生样本互相关函数，所述样本互相关函数在数学上等价于由相关器630提供的样本互相关函数；然而，如在所述领域内众所周知，其通过滤波方法执行该功能。
匹配滤波器模块650可包括一个或多个经配置以检测位置定位信号的匹配滤波器。在一个实施例中，并行配置多个匹配滤波器，其中所述匹配滤波器的每一者均调谐至一具体位置定位符号或所述位置定位符号的多普勒频移型式。所述匹配滤波器的脉冲响应是所述位置定位符号的时间反转共轭型式。在另一个实施例中，匹配滤波器模块650包括至少一个可重配置的滤波器。所述可重配置的滤波器被连续调谐，以与所述位置定位符号或多普勒频移符号中的一者匹配。所接收的信号然后被提供给所述可重配置的滤波器。匹配滤波器模块650也可包括固定滤波器和可重配置滤波器的组合。
在上述一个实施例中，所接收的数据由长度为372微秒的数据块及每0.86秒发射一次的未知载波相位组成。最佳检测方法—假定AWGN并省略多路径效应—是使所述信号通过匹配滤波器模块650、计算所述信号的大小并使用峰值检测模块652查找高于阈值的峰值。所述阈值可根据规定的误报警率加以设定。如果接收机600经配置以搜索多于八种不同的信号类型，且Q/M＝256(Q＝2048，M＝8)，则有2048种独立的假定。可能需要达到每小时(3600秒)不超过一次误报警的误报警率。该误报警率变换为每种假定的误报警率大约为0.86/(2048×3600)≈10-7。
对于阈值k，所述误报警率约为exp(-T2/PN)，其中PN是处理后的带宽(匹配滤波器后的I和Q方差的平方和的平均值)中的噪声功率。这意味着所述阈值应设定为约12dB。为进一步减少误报警，接收机600可能需要对连续的传输和所述最大预期多普勒进行至少两次连续的检测。
图6C是接收机600的另一个实施例。接收机600实施FFT技术来检测所述位置定位符号。事实上，所述FFT方法是构建匹配滤波器的有效方式。信号处理器可经配置以执行FFT方法来根据所假定的基准选择各频谱分量并适当地对其进行加权。然后通过逆变换产生匹配的滤波数据。该方法的一个特点是可采用对所接收数据的单次正向变换。需要进行多次逆变换，对所要测试的每一基准信号进行一次。也可使用额外的逆变换来检测多普勒频移符号。
图6C中的接收机600实施例可包括耦接至RF接收机610的天线602。RF接收机610的输出可耦接至ADC 620，ADC 620可经配置以将所接收的信号转换为数字表示形式。ADC 620的输出可耦接至FFT模块660，FFT模块660经配置以对所接收的信号进行正向FFT。FFT模块660可经配置以例如执行在信标处产生位置定位符号时所用的运算的逆运算。例如，FFT模块660可经配置以执行FFT，所述FFT具有对应于正交载波总数量(Q)的频段数量。
FFT模块660的输出可耦接至调制器(或乘法器)670。调制数据模块672可向调制器670提供二进制(或其他)序列。所述二进制序列通常与用于在所述位置定位信号信标中调制载波的二进制序列相同。假如所述初始位置定位信标使用更复杂的序列，则所述调制器将通常提供一数列，所述数列是原始复序列的复共轭。注意，该数列使用载频号而不是时间标记进行标记。
调制器670可与调制数据模块672同步，以将所假定的基准应用于正向FFT模块660的结果。例如，调制器670可经配置以对FFT模块660的输出进行加权，以与一具体位置定位符号的权重相匹配。调制数据模块672可同样经配置以提供与同一位置定位符号相关联的二进制(或其他)序列。调制器670和调制数据模块672可经配置以对与所述位置定位符号中的每一者相对应的假定重复所述过程。
如果在所述位置定位信标中使用相位调制来调制数据，则调制器670有效地运行来移除所述载波子集上的相位调制，以产生未调制载波的子集。如果最初使用二进制相移键控，则所述相位移除与进行180度反相的级数相同。如果使用更高阶相移，则应用于各载波的相移仅仅是应用于发端载波的相移的负数。如果使用调相和调幅(例如QAM)，则所述调幅与所述发端序列中的调幅相同，但所述相位同样是所述发端序列中的相移的负数。
调制器670的输出耦接至逆FFT(IFFT)模块680。IFFT模块680可对所变换的接收信号进行IFFT运算。IFFT模块680通常与FFT模块660具有相同的数量级。当所述假定与所接收的位置定位信号匹配时，IFFT模块680的输出可产生相关峰值。亦即，峰值的存在指示所述OFDM符号假定与多普勒假定是有效的(或至少近似正确)。另外，所述峰值相对于所述数据级数的开头的定位指示来自对应信标的信号的相对到达时间。通常，所述IFFT模块将对经逆变换的数据级数进行大小或大小-平方运算，且正是该经处理的数据通常用于峰值搜索和检测操作。
峰值检测模块690的输出可耦接至位置定位模块640。因此，作为对如图6A和6B中所示实施例一样实施直接基于时域的相关的替代方法，接收机600可利用频域方法、使用FFT模块660、调制器670、IFFT模块680和峰值检测模块690的组合使所接收的信号与所述位置定位符号相关。
为使接收机600支持同时处理来自数公里直到120公里范围的位置定位信标信号，接收机600通常需要约55kB的动态范围。也就是说，信号应可检测并远高于量化噪声效果。如果接收机600需要输出SNR至少为15dB，则所述相关处理之后的量化噪声最低值应低于最大相关峰值约70dB。在上述实施例中，所述相关过程的积分时间设定为372μs。有效处理增益等于频调总数量或2048，其对应于约33.1dB。这意味着在所述相关过程之前的信号-量化噪声比约为70-33.1＝36.9dB。这可对应于所需的ADC性能。所需的性能取决于ADC的采样率及ADC的类型。
如果所述ADC是快闪ADC且如果在所述ADC之前提供的滤波实质上是砖墙型滤波器，将发生最坏的情况。在这种情况下，所述ADC与相关运算之间的滤波不会改善所述SNR。q位ADC具有约2q个级。根据编码情况而定，其可能为2q-1或2q。假定RMS输入信号电平被设定为低于所述峰值ADC输出12dB。这相当于RMS为1/4×(2q/2)＝2q-3，假定量化步长为1。由于因步长大小为1的理想量化器的RMS量化噪声为
Figure A20058003678800241
因而所述RMS信号-量化噪声是 此显示于下表中：
位数 RMS信号-量化比(dB)
6 28.9
7 34.9
8 40.9
9 46.9
10 52.9
从上表可见，为使信号-量化噪声达到36.9dB，接收机600需要具有一8位ADC。然而，在某些情况下，如果例如ADC采样率稍微过采样且所述量化噪声延伸出信号通带之外，则可放宽该要求，如上文中所述。然后，数字滤波可提高有效信号强度。对于∑-Δ转换器而言尤其如此，在∑-Δ转换器中，大部分量化噪声位于由所述采样率的一半所界定的通带的上端。
如果由图6A、6B或6C中所述的任一方法处理许多OFDM符号且所述结果在执行所述峰值检测之前进行组合，则对ADC量化精度的上述要求也可放宽。所述组合可在大小(或大小-平方)运算之前(相干积分)，或者在大小(或大小-平方)运算之后(非相干积分)进行，这取决于在被处理的OFDM符号之间是否可维持连续的载波相位。如果使用相干积分，则信号-量化噪声的改善与所组合的OFDM符号的数量成比例。例如，如果组合四个符号，则改善量为6dB，由此将ADC量化精度减小1位。如果使用非相干积分，则所述改善量小于线性。例如，当需要输出SNR为12位时，如果组合四个符号，则所述改善量约为5.1dB(假定误报警率为10-7)。因此，对于这种情况，必须使用非相干积分来组合大约5个符号，以将ADC量化精度减小1位。
如前文中所述，所述位置定位运算可与通信功能进行时分多路复用。具体而言，所述通信功能性可为采用OFDM型调制的功能性。通信接收机解调OFDM数据流时通常执行正向FFT，如图6C中所示。然而，所述通信接收机通常将随后通过对由来自660的数据所提供的每一载波中所存在的数据进行解调，在频域内处理这些载波中的每一载波。这与位置定位处理相反，在位置定位处理中，来自660的数据在经过670的调制功能处理后，将经历逆变换，以提供时域内的数据。尽管如此，所述通信接收机可共享610、620和660内的处理级，以实施极有效的组合式通信和位置定位系统。
图7是一种产生位置定位信号的方法700的实施例的流程图。方法700可由图1和图3中的位置定位信标120a-120n执行。
位置定位信标处理可从方块710开始，方块710产生频率交错的OFDM位置定位信号。所述位置定位信标可产生一个或多个频率交错的OFDM信号，尽管通常所述定位信标仅分配到其中一个信号。
所述位置定位信标继续进行到方块720并对所产生的信号施加冗余度。μ如前文中其中一个实施例所述，所述位置定位信标可产生长度为372μs的(基本)符号，但可重复所述信号以产生长度为744μs的信号。此充当循环前缀(或后缀)，且允许接收机处理在距信标很远距离处所接收的信号，而不会由于来自附近信标的串音而损失灵敏度。当然，也可仅用短得多或长得多的循环前缀，这取决于需适应的地理范围设定。
在施加所述循环前缀后，所述位置定位信标继续进行到方块730且将所述位置定位信号同步至时间基准。如前文中所述，所述位置定位信标应进行同步，以使由于定时误差而产生的位置误差最小化。所述位置定位信标可同步至外部定时基准，例如GPS时间或某种其他时间基准。所述位置定位信标定时应相对于其他位置定位信标固定，且应精确到100ns以内，较佳精确到50ns以内。
当所述位置定位信标同步至时间基准后，所述位置定位信标可继续进行到方块740，并相对于所述时间基准在预定时刻传输所述位置定位信号。然后，所述位置定位信标可返回方法700的方块710，以重复所述过程。
在某些情况下，方块730中同步至时间基准的操作与方块710和720中的操作同时进行，尤其当使用定制硬件实时地实施710和720时。如果相反，710和720在软件中实施，例如，通过预先计算一供此后传输的数据样本集合，则该数据与时间基准的同步将在需要进行此种传输且同步功能730的定位合适时进行。
图8是一种产生频率交错的OFDM位置定位信号的方法710的实施例的流程图。方法710可形成图7中的信令流程图的一部分，且可在位置定位信标(例如图3中所示的位置定位信标)中实施。
方法710开始于方块810，在方块810中，所述位置定位信标产生大体上跨越一信道带宽的多(Q)个正交载波。如前文中所述，较宽的信道带宽便于在接收机内产生尖锐的相关峰值且能够增大时间分辨率。在一个实施例中，所述信道带宽可大约为5.5MHz宽。上述实施例已包括Q＝4096和Q＝2048，尽管正交载波的数量不限于2的幂。
在产生这Q个正交载波后，所述位置定位信标继续进行到步骤820，并选择所述正交载波的一子集(Q/M)。在一个实施例中，所述子集内的载波在整个信道带宽上均匀分布。在另一个实施例中，所述子集内的载波随机或伪随机地分布。通常，将每个子集内的载波的数量选择为同一数量(即对于M个子集，为Q/M)。然而，可以且在某些情况下希望使所述M个子集内的载波数量不同。在这种情况下，载波的数量可大于或小于Q/M，但所述子集中的每一者应不相交，以维持正交性，且所有子集内的载波数量之和应为Q或接近Q。在某些情况下，某些载波(尤其是处于频带低端及/或高端的载波)可保留不用，以提供防护频带来使对相邻信号的干扰最小化。在某些情况下，某些载波可用于其他目的(例如同步)，且因此不可用于位置定位目的。
使所述子集中的每一者具有与其他子集互斥的载波可较为有利。所述频率子集中的一者可分配给所述位置定位系统中的每一位置定位信标。当信标的数量多于不同的载波子集数量时，所述系统可实施重新使用计划，以使来自具有类似频率子集分配的位置定位信标的潜在干扰最小化。具体而言，使编号为M+1的信标利用与上述M个不同子集中的任何子集不同的频率子集可能较为有利。因此，尽管来自该额外信标的OFDM符号将与对应于所述M个子集中一者或多者的OFDM符号具有某种程度的相关性，但此种相关性可能比较低。
在所述位置定位信标选择或以其他方式分配到一载波子集后，所述位置定位信标继续进行到步骤830，并调制所述载波子集。在一个实施例中，将伪随机码(例如长度为Q/M的黄金代码)用作数据序列，以对载波进行BPSK(或者以其他方式，例如QAM)调制。也就是说，根据此一数据序列的元素来修改每个载波的相位及/或幅度。所述伪随机调制数据可固定或可随时间变化。通常，将分配给不同子集的调制数据序列选择为不同。这些不同的数据序列通常选择成具有良好的互相关性。
在调制所述载波子集后，所述位置定位信标继续进行到步骤840。在步骤840中，所述位置定位模块产生对应于交错且经调制载波的频率交错的OFDM符号。例如，所述位置定位信标可使用IFFT模块和并行-串行转换器来产生所述OFDM符号。
在对图8的上述说明中，应注意，操作810至830可被视为简单地构造一包含Q个复数的数列，其中每个载波频率一个数。在这种情况下，操作810只是构造一包含Q个数字的数组，所述Q个数字中的每一者均可初始化为数值0。820中的操作是选择对应于载波子集的所述数组的索引，且步骤830是将相位和幅度或复数分配给所述数组的每一元素。然后，可在该数组的开头或结尾附加额外的零值样本，以创建具有所需长度(例如，2048、4096或2的其他次幂)的数组，并然后可使用逆EFT(或数学上等价)的运算对所述数组进行运算，以便在步骤840中产生OFDM符号。
图9是一种使用频率交错的OFDM符号的位置定位方法900的实施例的流程图。方法900可例如在图6A-6C中所示的接收机600的实施例中执行。
方法900开始于方块910，在方块910中，所述接收机接收位置定位信号。所述接收机可同步至使各信标同步所用的同一时间基准。因此，所述接收机仅需要在一预定的时间周期内调谐到并监视位置定位信号。所述位置定位信号的持续时间和占空度可仅为所述接收机处于活动状态的时间的一部分，以使所耗费的能量及为支持位置定位所需的处理最小化。当所述位置定位操作是与其他操作(例如通信信号处理)进行时分多路复用时，尤其如此。
在接收到所述位置定位信号后，所述接收机继续进行到步骤920，并确定所接收的位置定位信号内所存在的所接收的位置定位符号。所述确定可为初步确定，因为某些符号可能作为互相关结果而被抑制。
在920中，所述接收机可例如将所接收的信号与存储或产生于所述接收机内的一个或多个基准符号相关。在另一个实施例中，所述接收机可使所接收的信号穿过对应于所述位置定位符号的一个或多个匹配滤波器。在再一实施例中，所述接收机可在FFT中将所述信号变换至频域，移除所述载波上的调制并在IFFT中变换所述信号，以确定是否存在具体位置定位符号。如前文中所述，当作为组合式通信系统/位置定位系统的一部分使用正向FFT处理时，所述FFT方法尤其有效。当然，所述接收机可使用某种其他实施例来确定是否存在位置定位符号。
在确定存在位置定位符号后，所述接收机继续进行到方块930，且可使用例如二次内插来确定所接收信号的多普勒频移，通过对多普勒估算值应用多项式校正，可对所述二次内插进行进一步校正。在确定多普勒频移后，所述接收机可继续进行到方块940，并抑制互相关结果。
在一个实施例中，所述接收机将频率基准在标称频率以上和以下偏移预定的量。所述接收机可针对经频移的基准重复所述符号确定。所述接收机可将使相关峰值下降某预定量(如例3dB或更大)的符号作为互相关结果进行抑制。
在抑制被确定为互相关结果的符号后，所述接收机可继续进行至方块950，并可确定与所述位置定位信标相对应的有效的所接收频率交错OFDM符号。这些符号基本是通过操作920确定的符号减去在940中抑制的符号。在某些情况下，执行某些额外的抑制。例如，如前文中所述，由于使用长的循环前缀，所以可能存在时间歧义性。这可导致OFDM符号看起来是在两个或更多个不同的时刻(相间发射符号周期)接收到。可使用诸如接收功率水平等标准进行此种额外的抑制。
然后，所述接收机可继续进行到方块960并确定对应于每一所接收OFDM符号的到达时间或伪距离。所述接收机可能知道所述符号发射的时间。所述接收机可确定信号延迟—带有因其本地时钟内所存在的任何误差而导致的偏差，并从而确定距每一发射信标的伪距离。
所述接收机然后可继续进行到方块970并至少部分地根据所述伪距离确定其位置。所述接收机可独立地确定其位置，或者可将所述伪距离传输到位置定位模块，由所述位置定位模块确定所述接收机的定位。
在一个实施例中，所述接收机通过开销数据信道接收所述位置定位信标的地理及其他定位信息。然后，所述接收机能够根据所述信标位置和相应的伪距离确定其位置。在另一个实施例中，所述接收机将所述伪距离传输至位置定位模块，例如作为蜂窝式电话位置定位系统的一部分的位置定位服务器。所述接收机可使用作为容纳所述接收机的模块装置一部分的无线发射机来传输所述信息。
尽管图7-9中的流程图显示特定的步骤顺序，但所述方法并不限于图7-9中所示的步骤或顺序。可对所述方法增加额外的步骤或过程，或者可在现有过程步骤之间增加额外的步骤或过程。另外，可从所述方法中省略某些步骤或过程流程。例如，图7所显示的方法700中可省略冗余度。作为另一个实例，图9所示的方法900中可省略互相关抑制步骤。
本发明已揭示了一种位置定位系统、位置定位信令、位置定位信标和接收机。另外，本发明还揭示了位置定位方法。频率交错的OFDM位置定位信号可从大体上跨越一信道带宽的一正交载波集合产生。所述位置定位信号可通过选择一载波子集来产生。所述载波子集中的每一载波可根据调制数据序列中的一个元素加以调制。所述调制数据序列可为伪随机序列(例如黄金代码序列)，且所述载波可使用数据进行BPSK调制或使用更高阶调制(例如QAM)进行调制。在后一种情况下，调制数据序列中的元素具有比二进制更高的高阶量化。例如，所述调制序列可包含一组被量化为3个、4个或更多个位的元素。然后，可将已调制载波子集变换为OFDM符号，所述OFDM符号通常被周期性地发射。多个位置定位信标可同步，以在大体上同一时刻发射各频率交错的OFDM符号。通过将各频率子集分配给不同的不相交信标且将不同信标的调制数据序列设计为具有良好的互相关特性，会获得改进的干扰抑制。
接收机可从一个或多个位置定位信标接收频率交错的OFDM符号，并可确定哪些符号被接收到。然后，所述接收机可部分地根据所接收的符号来确定伪距离。然后，所述接收机可根据所述伪距离来确定定位。
可进行多种修改。例如，如前文中所述，在某些情况下，不同的信标可使用不同的载波子集，但所述子集可具有一些共用的载波，而不是完全不相交。这将导致在不同信标所提供的OFDM符号之间存在某种相关性，但是，如果共用载波的数量很小，则此种相关性可最小化。
先前的论述着重于其中多个位置定位信标以时间同步的方式发射信息的情况。在一替代实施例中，只要可确定信标发射信号的时间，所述信标便需要进行时间同步。这可通过使用移动或固定监视设备来进行，所述设备可对从这些信标发射的信号进行时间标记。例如，包含GPS接收机的蜂窝式电话设备(移动的或固定的)通常可精确地确定这些接收机处的日时，且因此，如果其紧靠信标，则可提供对这些传输的时间标记。然后，可将所述信标传输的相对定时发送给根据所述信标传输进行三角测量的接收机，或者发送给参与位置定位的与该接收机一起工作的服务器。如果所述信标没有进行时间同步，则有可能会在其符号发射之间丧失一定的正交性。然而，如果将所发射的符号重复若干次，则可避免上述问题，从而消除使这些传输精确同步的必要性。
上文中的说明旨在使所属领域的技术人员均能够制作或利用本发明。所属领域的技术人员易知对所揭示实施例的各种修改，且本文所界定的一般原理可应用于其他实施例。因此，本发明并非旨在局限于本文中所述的实施例。

Claims (55)

1、一种发射位置定位信号的方法，所述方法包括：
界定多(Q)个正交频率，其中所述Q个正交频率中的每一者彼此隔离一固定频率间距(w)的倍数；
从所述多个正交频率中选择第一正交频率子集；
产生第一正交频分多路复用(OFDM)符号，其是基于所述第一正交频率子集并与第二OFDM符号大体上正交，所述第二OFDM符号是自所述多个正交频率中的第二正交频率子集所产生；及
从第一地理定位发射包含所述第一OFDM符号的位置定位信号，所述第一地理定位不同于发射所述第二OFDM符号的第二地理定位。
2、如权利要求1所述的方法，其中界定所述多个正交频率包括界定多个均匀相间的正交频率。
3、如权利要求1所述的方法，其中界定所述多个正交频率包括界定大体上跨越整个信道带宽的所述多个正交频率。
4、如权利要求1所述的方法，其中界定所述多个正交频率包括界定跨越大体上5.5MHz的所述多个正交频率。
5、如权利要求1所述的方法，其中选择所述第一正交频率子集包括从所述多个正交频率中选择一均匀相间的正交频率子集。
6、如权利要求1所述的方法，其中选择所述第一正交频率子集包括从所述多个正交频率中选择一随机相间的正交频率子集。
7、如权利要求1所述的方法，其中选择所述第一正交频率子集包括从所述多个正交频率中选择一伪随机相间的正交频率子集。
8、如权利要求1所述的方法，其中选择所述第一正交频率子集包括：
界定多(M)个不同的位置定位信号；及
从所述多个正交频率中选择Q/M个正交频率。
9、如权利要求1所述的方法，其进一步包括调制所述第一正交频率子集中的每个频率。
10、如权利要求1所述的方法，其进一步包括：
产生二进制数据序列；及
部分地根据所述二进制序列来调制所述第一正交频率子集中的每个频率。
11、如权利要求10所述的方法，其中产生所述二进制序列包括产生伪随机二进制序列。
12、如权利要求10所述的方法，其中产生所述二进制序列包括产生伪随机二进制序列，所述伪随机二进制序列为一种选自包括如下类型的群组中的类型：最大长度二进制序列，巴克代码(Barker code)，黄金代码(Gold code)，和沃尔什代码(Walshcode)。
13、如权利要求10所述的方法，其中调制所述正交频率子集中的每个频率包括对所述正交频率子集中的每个频率进行相位调制。
14、如权利要求1所述的方法，其进一步包括：
产生非二进制信号；及
部分地根据所述非二进制信号来调制所述第一正交频率子集中的每个频率。
15、如权利要求14所述的方法，其中调制每个频率包括调制如下中的一者：相位，幅度，或相位和幅度的组合。
16、如权利要求14所述的方法，其中所述非二进制信号在至少为1/w的周期内包含恒定信号。
17、如权利要求1所述的方法，其中发射包含所述第一OFDM符号的所述信号包括发射与第一外部事件时间同步的第一信号。
18、如权利要求17所述的方法，其中发射包含所述第二OFDM符号的所述信号包括发射与第二外部事件时间同步的第二信号。
19、如权利要求1所述的方法，其中产生所述第一OFDM符号包括使用傅立叶逆变换将所述第一正交频率子集变换为时域信号。
20、如权利要求1所述的方法，其中产生所述第一OFDM符号包括使用Q点逆FFT将所述第一正交频率子集变换为时域信号。
21、如权利要求1所述的方法，其中发射包含所述第一OFDM符号的所述信号包括无线发射包含所述第一OFDM符号的电磁信号。
22、如权利要求1所述的方法，其中发射包含所述第一OFDM符号的所述信号包括周期性地发射所述OFDM符号。
23、如权利要求1所述的方法，其中发射包含所述第一OFDM符号的所述信号包括使用电视广播发射机周期性地发射包含所述第一OFDM符号的所述信号。
24、如权利要求1所述的方法，其中所述第一OFDM符号的持续时间大体上等于1/w。
25、如权利要求1所述的方法，其中所述第一OFDM符号的持续时间被扩充到大于1/w。
26、一种发射位置定位信号的方法，所述方法包括：
界定多(Q)个正交频率；
界定若干(M)个不同的位置定位信号；
从所述多个正交频率中产生M个不相交的正交频率子集；
产生对应于所述M个子集中至少两者的至少两个正交频分多路复用(OFDM)符号；及
周期性地从第一地理定位通过无线通信信道发射所述至少两个OFDM符号中的一者，所述第一地理定位不同于发射所述至少两个OFDM符号中第二者的第二地理定位。
27、如权利要求26所述的方法，其中产生M个不相交的正交频率子集包括从所述多个正交频率中产生M个具有Q/M个互斥正交频率的子集。
28、如权利要求26所述的方法，其进一步包括使用伪随机二进制序列对所述M个不相交的正交频率子集中的至少一者进行相移键控调制。
29、一种发射位置定位信号的方法，所述方法包括：
从第一正交频率子集产生第一频率交错正交频分多路复用(OFDM)信号；
将所述第一频率交错OFDM信号与时间基准同步；
从与所述第一子集不相交的正交频率子集产生第二频率交错OFDM信号；
将所述第二频率交错OFDM信号与所述时间基准同步；及
从两个不同的地理定位无线发射所述第一和所述第二频率交错OFDM信号。
30、一种位置定位信号产生设备，所述设备包括：
产生装置，其用于从多(Q)个正交频率中产生总共M个正交频率子集中的至少两者；
产生装置，其用于产生至少两个正交频分多路复用(OFDM)符号，所述符号中的每一者均由所述M个子集中不同的子集构造而成；
发射装置，其用于通过第一无线通信链路周期性地发射所述OFDM符号中的一者；及
发射装置，其用于通过第二无线通信链路周期性地发射所述OFDM符号中的第二者。
31、一种位置定位信号产生设备，所述设备包括：
产生装置，其用于从一正交频率子集中产生至少两个频率交错正交频分多路复用(OFDM)信号；
同步装置，其用于将所述频率交错OFDM信号中的每一者与时间基准同步；及
发射装置，其用于从两个不同地理定位中的每一者同时发射所述频率交错OFDM信号中的每一者。
32、一种位置定位信号产生设备，所述设备包括：
正交信号产生器，其经配置以产生一由Q个正交频率载波形成的较大集合中的至少一正交载波子集；
调制数据模块，其经配置以产生伪随机数据序列；
调制器，其耦接至所述调制数据模块，并经配置以部分地根据伪随机数据序列来调制所述正交载波子集；
正交频分多路复用(OFDM)调制器，其具有耦接至所述正交信号产生器的输入，且经配置以部分地根据所述正交载波子集来产生第一OFDM符号；及
发射机，其耦接至所述OFDM调制器，且经配置以从第一地理定位无线发射所述第一OFDM符号，所述第一地理定位不同于发射与所述第一OFDM符号正交的第二OFDM符号的第二地理定位。
33、如权利要求32所述的设备，其中所述伪随机数据序列包括选自包含如下代码的群组的代码：黄金代码(Gold code)，巴克代码(Barker code)，最大长度代码，和沃尔什代码(Walsh code)。
34、如权利要求32所述的设备，其中所述伪随机数据序列包括长度等于所述正交频率子集内的载波数量的序列。
35、如权利要求32所述的设备，其中所述调制器经配置以部分地根据所述伪随机数据序列对所述正交载波子集中的载波的每一者实施调制，其中所述调制是通过如下调制中的一种来进行：相位调制，幅度调制，或组合式相位及幅度调制。
36、如权利要求32所述的设备，其中所述调制器经配置以根据所述二进制序列中的对应位的值来对所述正交载波子集中的载波的每一者进行二进制相移键控(BPSK)调制。
37、如权利要求32所述的设备，其中所述OFDM调制器包括：
快速傅立叶逆变换(IFFT)模块，其经配置以对大小至少为Q的所述正交载波子集实施IFFT；及
并行-串行转换器，其耦接至所述IFFT模块的输出，并经配置以从所述IFFT模块的输出产生串行输出。
38、如权利要求32所述的设备，其中所述正交信号产生器经配置以通过产生Q/M个正交载波而产生M个正交载波子集中的一者。
39、如权利要求38所述的设备，其中所述Q/M个正交载波包括均匀相间的正交载波。
40、如权利要求38所述的设备，其中所述Q/M个正交载波包括伪随机相间的正交载波。
41、一种位置定位方法，所述方法包括：
接收正交频分多路复用(OFDM)信号；
对所述所接收的OFDM信号与基准信号进行互相关运算；
通过所述互相关运算确定所接收的OFDM符号的存在；及
至少部分地根据所述OFDM符号来确定定位。
42、如权利要求41所述的方法，其进一步包括确定所述OFDM符号的多普勒(Doppler)频移。
43、如权利要求42所述的方法，其中确定所述多普勒频移包括：
假定多个多普勒频移；
响应于所述假定的多普勒频移中的每一者确定所述所接收的OFDM符号的对应强度；及
对所述对应的强度进行内插运算。
44、如权利要求41所述的方法，其进一步包括：
通过假定多个多普勒频移来抑制所述所接收的OFDM信号内的伪互相关结果；
响应于所述假定的多普勒频移来确定所述互相关的相应强度；及
检查所述强度的变化。
45、如权利要求44所述的方法，其中抑制互相关结果包括：如果所述强度的变化相差大于预定的阈值，则抑制所述OFDM符号。
46、如权利要求41所述的方法，其中接收所述OFDM信号包括：接收频率交错OFDM符号，所述频率交错OFDM符号是从大体上跨越广播频带的信道带宽的正交频率子集所产生。
47、如权利要求41所述的方法，其中接收所述OFDM信号包括：接收M个频率交错OFDM符号中的至少一者，所述M个频率交错OFDM符号中的每一者包括来自一由Q个正交频率形成的集合的由Q/M个频率形成的子集。
48、如权利要求41所述的方法，其中接收所述OFDM信号包括自电视广播发射机接收频率交错OFDM符号。
49、如权利要求41所述的方法，其中确定所述定位包括：
根据所述互相关运算来确定伪距离；及
部分地根据所述伪距离来确定所述定位。
50、如权利要求49所述的方法，其中确定所述定位进一步包括：将所述伪距离发射至不同于发射所述OFDM信号的系统的实体。
51、如权利要求41所述的方法，其中实施所述互相关包括：实施匹配滤波器运算或FFT运算中的一者。
52、一种经配置以进行位置定位的移动装置，所述装置包括：
接收装置，其用于接收正交频分多路复用(OFDM)信号；
互相关装置，其用于使所述OFDM信号的至少一部分与预定数量的OFDM符号中的一者互相关；及
确定装置，其用于至少部分地根据所述互相关运算的结果来确定定位。
53、一种经配置以进行位置定位的移动装置，所述装置包括：
接收机，其经配置以接收正交频分多路复用(OFDM)信号；
相关器，其经配置以使所述所接收的OFDM信号与多个频率交错OFDM符号相关；及
位置定位模块，其经配置以如果至少一个频率交错OFDM符号与所述所接收的OFDM信号的相关性大于预定的相关性阈值，则部分地根据所述相关器的输出来确定定位。
54、如权利要求53所述的装置，其中所述相关器包括：
匹配滤波器模块，其经配置以为每个OFDM符号提供匹配滤波器响应；及
峰值检测模块，其耦接至所述匹配滤波器模块的输出。
55、如权利要求53所述的装置，其中所述相关器包括：
快速傅立叶变换(FFT)模块，其经配置以将所述所接收的OFDM信号变换为频域信号；
调制器，其经配置以调制所述频域信号；
IFFT模块，其经配置以将所述调制器的输出变换为时域信号；及
峰值检测模块，其耦接至所述IFFT的输出，从而形成对所述相关性水平的指示。
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