JP2008267965A - 圧力センサ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】機能診断をより精度良く行うことができる圧力センサ装置を提供する。
【解決手段】 圧力センサ装置１１の機能診断を行うため、定電流回路１４によって圧力センサ素子１２に供給する定電流値を変更可能に構成する。具体的には、定電流回路１４は、基準電流Ｉをミラー比でｍ倍した定電流ｍ・Ｉを圧力センサ素子１２に供給し、そのミラー比ｍを変更可能とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、定電流回路に接続される歪ゲージブリッジ回路が、検出した圧力に応じ不平衡電圧を出力する構成の圧力センサ装置に関する。

図１２は、特許文献１に開示されている半導体式加速度検出装置の構成を示すものである。センサ素子１は、４つの半導体歪ゲージ２ａ〜２ｄをブリッジ接続して構成されたブリッジ（歪ゲージブリッジ）回路からなり、歪ゲージ２ａ及び２ｂの共通接続点には定電流回路３からの定電流Ｉｓが供給され、歪ゲージ２ｃ及び２ｄの共通接続点はグランドに接続されている。
歪ゲージ２ｂ及び２ｄの共通接続点（電位ＶＳＰ）と、歪ゲージ２ａ及び２ｃの共通接続点（電位ＶＳＭ）とは、夫々増幅調整部４の入力端子に接続されており、増幅調整部４は、両接続点の電位差を増幅率Ａｖで増幅した電圧ＶＯＵＴを出力する。
ＶＯＵＴ＝Ａｖ・（ＶＳＰ−ＶＳＭ）＋ＶＯＦＳ …（１）
尚、ＶＯＦＳは、増幅調整部４の回路において発生するオフセット電圧である。

また、歪ゲージ２ａ及び２ｃの共通接続点とグランドとの間には、スイッチ５及び定電流回路６の直列回路が接続されている。これらは、センサ素子１が正常に動作するか診断を行うために使用される。即ち、図１３に示すように、通常動作時はスイッチ５を開き、診断時にはスイッチ５を閉じて、定電流回路６による診断用電流Ｉ＿ＤＩＧを流す。電流Ｉ＿ＤＩＧが流れると電位点ＶＳＰ，ＶＳＭの電圧が不平衡となり、その差に応じた電圧ΔＶＯＵＴが出力されれば、センサ素子１が正常に動作していることを確認できる。この場合、電圧ΔＶＯＵＴは、歪ゲージ２の抵抗値をＲｓとすると（２）式で表される。
ΔＶＯＵＴ＝Ｉ＿ＤＩＧ・Ｒｓ・Ａｖ／２ …（２）
特公平６−６４０８５号公報

しかしながら、歪ゲージの抵抗値Ｒｓや、診断電流Ｉ＿ＤＩＧは通常±２０％程度独立にばらつくため、ΔＶＯＵＴは最大で±４０％もばらつくことが想定され、診断精度が悪い。その結果、センサ素子１や増幅調整部４の異常検出精度も悪くなるという問題があった。
本発明は上記事情に鑑みて成されたものであり、その目的は、機能診断をより精度良く行うことができる圧力センサ装置を提供することにある。

請求項１記載の圧力センサ装置によれば、圧力検出機能の診断を行うため、定電流回路によって歪ゲージブリッジ回路に供給する定電流値を変更可能に構成する。従って、機能診断を行う場合は、ブリッジ回路の平衡状態を維持したまま圧力センサ装置の出力電圧を変化させることができるので、診断をより高い精度で行うことができる。

請求項２記載の圧力センサ装置によれば、定電流回路は、基準電流Ｉをミラー比でｍ倍した定電流ｍ・Ｉをブリッジ回路に供給するもので、そのミラー比ｍを変更可能に構成される。従って、機能診断を行う場合は、ミラー比ｍに応じて出力電圧を変化させることができる。

請求項３記載の圧力センサ装置によれば、定電流回路に、定電流ｍ・Ｉの供給経路を構成するトランジスタに対して並列に接続される１つ以上のトランジスタを備え、そのトランジスタの並列接続数を変更可能に構成する。従って、トランジスタの並列接続数に応じてミラー比ｍを変化させることができる。

請求項４記載の圧力センサ装置によれば、定電流回路は、設定された基準電圧を電流に変換することで基準電流Ｉを決定し、その基準電流Ｉをミラー比によりｍ倍した電流をブリッジ回路に供給すると共に、電圧／電流変換比を変更に構成する。斯様に構成すれば、基準電流Ｉの値を変更して機能診断時の出力電圧を変化させることができる。

請求項５記載の圧力センサ装置によれば、定電流回路において、基準電流Ｉが流れる経路を構成するトランジスタに対して直列に、電流決定用トランジスタと１つ以上の抵抗素子で構成される抵抗回路とを接続し、オペアンプが、与えられる基準電圧に応じて電流決定用トランジスタを制御して基準電流Ｉを設定する。この場合、抵抗回路の抵抗値を変更すれば基準電流Ｉが変化するので、機能診断時の出力電圧を変化させることができる。

請求項６記載の圧力センサ装置によれば、定電流回路は、請求項４と同様に、設定された基準電圧を電流に変換することで基準電流Ｉを決定し、その基準電流Ｉをミラー比によりｍ倍した電流をブリッジ回路に供給するように構成される。その場合、基準電圧を変更可能とするので、基準電圧の変化に応じて基準電流Ｉを変化させ、機能診断時の出力電圧を変化させることができる。

請求項７記載の圧力センサ装置によれば、定電流回路を、請求項５と同様に、電流決定用トランジスタ，抵抗回路及びオペアンプを備えて構成する。そして、Ｄ／Ａ変換回路に入力するデータ値を変更すれば、オペアンプの入力端子に与えられる基準電圧が変化するので、機能診断時の出力電圧を変化させることができる。

請求項８記載の圧力センサ装置によれば、加算回路は、圧力検出機能の診断を行う場合、ブリッジ回路に発生するオフセット電圧をキャンセルするための調整電圧を、不平衡電圧の増幅出力信号に対して加算する。従って、機能診断時に出力される電圧の変化分にブリッジ回路のオフセット電圧が含まれなくなるので、機能診断を一層高い精度で行うことができる。

請求項９記載の圧力センサ装置によれば、加算回路に対して調整電圧を出力するＤ／Ａ変換回路の入力データ値を変更可能とするので、調整電圧をデジタルデータによって制御することができる。

請求項１０記載の圧力センサ装置によれば、不平衡電圧の増幅率をＡｖ，オフセット電圧をＶｓ＿ofs，機能診断時にブリッジ回路に供給する定電流値の変化倍率をｘ，加算回路の入力抵抗値及び帰還抵抗値をＲｉ，Ｒｆとすると、Ｄ／Ａ変換回路より出力される調整電圧の変化分ΔＶＺが、
ΔＶＺ＝Ａｖ・Ｖｓ＿ofs・ｘ・（Ｒｉ／Ｒｆ）
となるようにＤ／Ａ変換回路の入力データを設定する。

即ち、機能診断時に出力される電圧の変化分ΔＶＯＵＴは、その時の圧力Ｐに比例した増幅出力（第１項）と、オフセット電圧Ｖｓ＿ofsに変化倍率xを乗じた増幅出力（第２項）との和より、電圧ΔＶＺに加算回路の抵抗比（Ｒｆ／Ｒｉ）を乗じた項（第３項）を減じたものとして表される。従って、電圧ΔＶＺを上式のように設定すれば、第３項によって第２項を消去することができ、オフセット電圧Ｖｓ＿ofsの影響をキャンセルできる。

請求項１１記載の圧力センサ装置によれば、差動増幅器によって、Ｄ／Ａ変換回路より出力される調整基準電圧ＶＺと、ブリッジ回路のオフセット電圧を「０」と仮定した場合、Ｄ／Ａ変換回路より出力すべき調整基準電圧ＶＺ＿TYPとの差に応じた電圧を出力するように構成し、その出力電圧を加算回路の入力端子に印加する。
この場合、機能診断時に出力される電圧の変化分ΔＶＯＵＴは、請求項１０における第１項，第２項の和より、差動増幅器の出力電圧に比例した値（第３項）を減じたものとして表される。従って、差動増幅器の出力電圧を調整すれば、第３項によって第２項を消去することができ、オフセット電圧Ｖｓ＿ofsの影響をキャンセルできる。

請求項１２記載の圧力センサ装置によれば、差動増幅器の入力端子側の入力抵抗並びに帰還抵抗を夫々ＲＩ並びにＲＦ，加算回路の入力端子側の入力抵抗をＲＩＺ，機能の診断時にブリッジ回路に供給する定電流値の変化倍率をｘとすると、差動増幅器の出力端子に接続される抵抗ＲＩＺＤを、
ＲＩＺＤ＝（ＲＦ・ＲＩＺ）／（ＲＩ・ｘ）
に設定する。

この場合、差動増幅器の出力電圧は、上記差分電圧に抵抗比（ＲＦ／ＲＩ）を乗じた電圧となる。機能診断時にはこの電圧が加算回路の入力側に印加されることにより、更に抵抗比（Ｒｆ／ＲＩＺＤ）を乗じた電圧が、機能診断時に出力される電圧の変化分ΔＶＯＵＴから減じられるので、上記第３項は、
（第３項）＝−（ＲＦ／ＲＩ）・（Ｒｆ／ＲＩＺＤ）
・Ａｖ・Ｖｓ＿ofs・（ＲＩＺ／Ｒｆ）
＝−Ａｖ・Ｖｓ＿ofs・ｘ
となる。従って、第３項により第２項を消去することができ、オフセット電圧Ｖｓ＿ofsの影響をキャンセルできる。

（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１乃至図４を参照して説明する。図１は、本実施例の圧力センサ装置１１の構成を示すものである。圧力センサ素子１２は、図１２に示すセンサ素子１と同様に、４つの半導体歪ゲージ１３ａ〜１３ｄをブリッジ接続して構成されたブリッジ（歪ゲージブリッジ）回路からなり、歪ゲージ１３ａ及び１３ｂの共通接続点には定電流回路１４からの定電流Ｉｓが供給され、歪ゲージ１３ｃ及び１３ｄの共通接続点はグランドに接続されている。尚、増幅・調整部４は、図１２に示すものと同様である。

また、図１では概念的に示しているが、定電流回路１４は、通常動作の場合は圧力センサ素子１２に定電流Ｉｓ＝Ｉｓ０を供給している。そして、圧力センサ装置１１の機能診断（自己診断）を行う場合に、外部より自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧが与えられると、圧力センサ素子１２に供給する電流Ｉｓを（Ｉｓ０＋ΔＩｓ）に増加させるように構成されている。

ここで、自己診断の原理について説明する。圧力センサ装置１１の出力電圧ＶＯＵＴは、一般に（1.1）式のように表される。
ＶＯＵＴ＝Ａｖ・Ｋｓ・Ｉｓ０・Ｐ＋ＶＯＦＳ …（1.1）
尚、Ｋｓは圧力センサ素子１２の感度であり、Ｐは圧力である。
そして、自己診断時には、圧力センサ素子１２に流れる電流Ｉｓが（Ｉｓ０＋ΔＩｓ）に変化するので、その際の出力電圧ＶＯＵＴ’は（1.2）式となる。
ＶＯＵＴ’＝Ａｖ・Ｋｓ・（Ｉｓ０＋ΔＩｓ）・Ｐ＋ＶＯＦＳ …（1.2）
従って、出力電圧ＶＯＵＴ’とＶＯＵＴの差電圧ΔＶＯＵＴは（図２参照）、
ΔＶＯＵＴ＝Ａｖ・Ｋｓ・ΔＩｓ・Ｐ …（1.3）
となる。

ここで、
ΔＩｓ＝Ｉｓ０／ｎ …（1.4）
となるように設定すれば、（1.3）式は、
ΔＶＯＵＴ＝Ａｖ・Ｋｓ・（Ｉｓ０／ｎ）・Ｐ …（1.5）
となる。従って、（Ａｖ・Ｋｓ・Ｉｓ０）を、例えば図３に示すような圧力関数の傾きとなるように調整すれば、（１／ｎ）は定電流回路１４によって決定される電流比（＝ｘ：変化倍率）であり一定となるから、自己診断時の差電圧ΔＶＯＵＴは、圧力Ｐに比例する精度の良い電圧となる。

圧力センサ装置１１は、例えば車両の側面衝突検出用のセンサなどに使用されるので、自己診断を行う場合の圧力Ｐは、通常大気圧に等しい。故に、差電圧ΔＶＯＵＴを、定電流の増分ΔＩｓに応じて定まる値として得ることが可能であり、自己診断をより高い精度で行うことができる。

図４は、定電流回路１４の詳細構成を示すものである。電源ＶＣＣとグランドとの間には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１，抵抗素子Ｒ１の直列回路が接続されており、オペアンプＯＰ１の反転入力端子と出力端子とは、トランジスタＮ１のソース，ゲートに夫々接続されている。そして、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、基準電圧ＶＫが与えられる。

ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２，Ｐ３のソースは電源に接続され、ゲートは、トランジスタＰ１のゲート及びドレインに接続されてワイドラー型の二連出力形カレントミラー回路を構成している。トランジスタＰ３のドレインとグランドとの間には、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３が接続されており、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のソースはグランドに接続され、ゲートはトランジスタＮ３のゲート及びドレインに接続されて、トランジスタＮ３，Ｎ４はカレントミラー回路を構成している。また、電源とトランジスタＮ４との間には、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ４が接続されている。

ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２１は、トランジスタＰ２に並列に接続されており、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ５のソースはトランジスタＰ２及びＰ２１のドレインに、ゲートはトランジスタＰ４のドレインに夫々接続されている。そして、トランジスタＰ４のゲートは、トランジスタＰ５のソースに接続されており、トランジスタＰ５のドレインより定電流Ｉｓが出力される。尚、以上の構成は、特開２００６−１４０８８８号公報に開示されている定電流生成回路と同様である。

電源ＶＣＣとトランジスタＰ２１のゲートとの間には、１対のＭＯＳトランジスタＰ１１及びＮ１１からなるアナログスイッチ１５が接続され、トランジスタＰ１のゲートとトランジスタＰ２１のゲートとの間には、同様に１対のＭＯＳトランジスタＰ１２及びＮ１２からなるアナログスイッチ１６が接続されている。そして、トランジスタＰ１１及びＮ１２のゲートはＮＯＴゲート１７の入力端子側に接続され、トランジスタＮ１１及びＰ１２のゲートはＮＯＴゲート１７の出力端子側に接続されており、ＮＯＴゲート１７の入力端子に自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧが与えられるようになっている。

次に、定電流回路１４の詳細動作について説明する。圧力センサ装置１１を通常動作させる場合、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧはロウレベルでありアナログスイッチ１５，１６がＯＮ，ＯＦＦであるから、トランジスタＰ２１のゲートは電源ＶＣＣに接続されてトランジスタＰ２１はＯＦＦになる。この場合、トランジスタＰ１のドレイン電流ＩＰ１は、オペアンプＯＰ１のオフセット電圧を無視すると、

となる。

そして、トランジスタＰ１，Ｐ２の電流ミラー比をｍとすると、定電流Ｉｓは、

即ち、Ｉｓ＝ｍ・ＶＫ／Ｒ１となる。ミラー比ｍは、トランジスタＰ１のゲート幅，ゲート長をＷ１，Ｌ１とし、トランジスタＰ２のゲート幅，ゲート長をＷ２，Ｌ２とすれば、

で表される。

一般に、定電流回路では、トランジスタＰ１，Ｐ２の特性の相対精度を高めるため、Ｌ１＝Ｌ２に設定し、ゲート幅がＷ１，Ｗ２よりも小さい単位トランジスタを複数個並列に接続してトランジスタＰ１，Ｐ２を構成する。また、トランジスタＰ３〜Ｐ５やトランジスタＮ１，Ｎ２は、電流ミラー比の変動を抑制するために配置されている。即ち、圧力センサ素子１２の抵抗値が変化すると、トランジスタＰ５のソース−ドレイン間電圧は変化するが、トランジスタＰ２のソース−ドレイン間電圧は変化しないので、電流ミラー比ｍは一定に維持されるようになっている。

一方、圧力センサ装置１１について自己診断を行う場合、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧはハイレベルとなり、アナログスイッチ１５，１６がＯＦＦ，ＯＮとなるから、トランジスタＰ２１のゲートがトランジスタＰ１のゲートに接続されて、トランジスタＰ２１はＯＮする。従って、トランジスタＰ２１を介してドレイン電流ＩＰ２１が流れる分だけ、圧力センサ素子１２に供給される電流が増加する（ΔＩｓ）。トランジスタＰ２１のゲート幅，ゲート長をＷ２１，Ｌ２１とすると、電流の増分ΔＩｓは、

となり、電流Ｉｓ０，ΔＩｓの比ｎは、（1.7）式（但し、ＩｓをＩｓ０に置き換える），（1.8）式より

となる。即ち、電流比ｎは、トランジスタＰ２，Ｐ２１のサイズ比によって決まるので、一定である。

以上のように本実施例によれば、圧力検出機能の診断を行うため、定電流回路１４によって圧力センサ素子１２に供給する定電流値を変更可能に構成する。従って、自己診断を行う場合は、圧力センサ素子１２の平衡状態を維持したまま、圧力センサ装置１１の出力電圧を変化させることができるので、診断をより高い精度で行うことができる。
そして、定電流回路１４は、基準電流Ｉをミラー比でｍ倍した定電流ｍ・Ｉを圧力センサ素子１２に供給し、そのミラー比ｍを変更可能に構成されるので、自己診断を行う場合は、ミラー比ｍを（１＋１／ｎ）倍に変更して出力電圧ＶＯＵＴをＶＯＵＴ’に変化させることができる。具体的には、定電流回路１４に、定電流ｍ・Ｉの供給経路を構成するトランジスタＰ２に対して並列に接続されるトランジスタＰ２１を備え、トランジスタＰ２１の接続状態を変更することで、ミラー比ｍを変更することができる。

（第２実施例）
図５は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第２実施例の圧力センサ装置１８は、第１実施例の定電流回路１４に替えて定電流回路１９を使用する。定電流回路１９は、定電流回路１４よりトランジスタＰ２１，アナログスイッチ１５，１６及びＮＯＴゲート１７を削除して、抵抗素子Ｒ１とグランドとの間に抵抗素子Ｒ３を挿入し、その抵抗素子Ｒ３に、抵抗素子Ｒ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２との直列回路を並列接続して構成されている。そして、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧは、トランジスタＮ２のゲートに与えられる。

次に、第２実施例の作用について説明する。圧力センサ装置１８を通常動作させる場合、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧはロウレベルであるから、トランジスタＮ２はＯＦＦとなる。従って、この時、圧力センサ素子１２に供給される電流Ｉｓ０は、

となる。

一方、圧力センサ装置１８を自己診断する場合、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧはハイレベルであるから、トランジスタＮ２はＯＮになり、抵抗素子Ｒ３に抵抗素子Ｒ２が並列接続される。この時、トランジスタＮ２のオン抵抗は十分小さいので無視すると、トランジスタＰ２のドレイン電流はΔＩｓ増加することになり、

となる。従って、電流増分値ΔＩｓは、（2.1）式，（2.2）式より

となる。

そして、通常動作時と自己診断時との電流比ｎは、（2.1）式，（2.3）式より

となり、抵抗素子Ｒ１〜Ｒ３の抵抗比によって決まるので一定である。

以上のように第２実施例によれば、定電流回路１９は、基準電流Ｉを、設定された基準電圧ＶＫを電流に変換して決定すると共に、電圧／電流変換比を変更可能としたので、その変換比を変更して基準電流Ｉの値を変化させ、出力電圧ＶＯＵＴを自己診断時にはＶＯＵＴ’に変化させることができる。
具体的には、基準電流Ｉが流れる経路を構成するトランジスタＰ１に対して直列に、電流決定用トランジスタＮ１と抵抗素子Ｒ１，Ｒ３で構成される抵抗回路とを接続し、抵抗素子Ｒ３に、抵抗素子Ｒ２を並列接続するか否かにより抵抗回路の抵抗値を変更して基準電流Ｉを変化させ、自己診断時に出力電圧をＶＯＵＴ’に変化させることができる。

（第３実施例）
図６は本発明の第３実施例を示すものであり、第１，第２実施例と異なる部分について説明する。第３実施例の圧力センサ装置２０は、第２実施例の定電流回路１９より抵抗素子Ｒ２とトランジスタＮ２との直列回路を削除して、抵抗素子Ｒ３を抵抗素子Ｒ２に置き換え、第１実施例で使用したアナログスイッチ１５，１６の一端を、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に共通に接続し、アナログスイッチ１５の他端をトランジスタＮ１のソースに、アナログスイッチ１６の他端を抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の共通接続点に接続している。また、アナログスイッチ１５，１６とＮＯＴゲート１７との接続関係は、第１実施例と同様である。以上が、定電流回路２１を構成している。

次に、第３実施例の作用について説明する。圧力センサ装置２０を通常動作させる場合、自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧはロウレベルでアナログスイッチ１５，１６がＯＮ，ＯＦＦであるから、オペアンプＯＰ１の反転入力端子はトランジスタＮ１のドレインに接続される。従って、この場合、圧力センサ素子１２に供給される電流Ｉｓ０は、

となる。

そして、自己診断時には、アナログスイッチ１５，１６のＯＮ，ＯＦＦが逆になるため
オペアンプＯＰ１の反転入力端子は抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の共通接続点に接続される。従って、この場合、圧力センサ素子１２に供給される電流は、

となるから、電流の増分ΔＩｓは、（3.1）式，（3.2）式より

となる。更に、通常動作時と自己診断時との電流比ｎは、（3.1）式，（3.3）式より

となり、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の抵抗比によって決まるので一定である。

以上のように第３実施例によれば、定電流回路２１は、基準電流Ｉが流れる経路を構成するトランジスタＰ１に対して直列に、トランジスタＮ１と抵抗素子Ｒ１，Ｒ２で構成される抵抗回路とを接続し、アナログスイッチ１５，１６のＯＮ，ＯＦＦにより、オペアンプＯＰ１の反転入力端子を抵抗素子Ｒ１の上端側，抵抗素子Ｒ１及びＲ２の共通接続点との何れに接続するかでオペアンプＯＰ１による電圧／電流変換比を変更する。それにより基準電流Ｉを変化させ、自己診断時に出力電圧をＶＯＵＴ’に変化させることができる。

（第４実施例）
図７及び図８は本発明の第４実施例を示すものであり、第１実施例と異なる部分について説明する。第４実施例の圧力センサ装置２２は、第１実施例の定電流回路１４よりトランジスタＰ２１，アナログスイッチ１５，１６及びＮＯＴゲート１７を削除して、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子に与える基準電圧ＶＫを変化させるため、ＥＰＲＯＭ２３，加算器２４及びＤ／Ａ変換回路（ＤＡＣ＿Ｋ）２５を備えている。

ＥＰＲＯＭ２３には、通常動作時に使用する調整データＤＫ０と、自己診断時に使用するための調整データＤＫＤとが予め記憶されており、これらのデータは、加算器２４に常時出力されている。加算器２４には自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧが与えられ、加算器２４は、通常動作時には出力データＤＫとしてＤＫ０を出力し、自己診断時には出力データＤＫとして（ＤＫ０＋ＤＫＤ）を出力するようになっている。そして、Ｄ／Ａ変換回路２５は、加算器２４より出力されるデータＤＫをＤ／Ａ変換した電圧ＶＫを、オペアンプＯＰ１に出力する。以上が、定電流回路２６を構成している。

次に、第４実施例の作用について図８も参照して説明する。図８は、Ｄ／Ａ変換回路２５のＤ／Ａ変換特性であり、加算器２４が出力データＤＫ＝ＤＫ０を出力する場合、Ｄ／Ａ変換回路２５の出力電圧ＶＫ０は、Ｄ／Ａ変換回路２５のビット数を２のＤＮ＿Ｋ乗とすると、（4.1）式となる。

また、自己診断時における出力データＤＫの変化分はＤＫＤであるから、Ｄ／Ａ変換回路２５の出力電圧の変化分をΔＶＫとすると、

となる。

そして、通常動作時と自己診断時との電流比ｎは、

となるから、（4.1）式，（4.2）式の比となり、Ｄ／Ａ変換回路２５の出力電圧比によって決まるので一定である。

以上のように第４実施例によれば、定電流回路２６は、オペアンプＯＰ１に与える基準電圧ＶＫを、Ｄ／Ａ変換回路２５に入力するデータによって変化させるので、基準電圧ＶＫの変化に応じて基準電流Ｉを変化させ、自己診断時の出力電圧をＶＯＵＴ’に変化させることができる。

（第５実施例）
図９及び図１０は、本発明の第５実施例を示すものである。第５実施例では、第１〜第４実施例のような定電流回路を用いた構成に、圧力センサ素子１２が有しているオフセット電圧をキャンセルする構成を加える。先ず、圧力センサ素子１２のオフセット電圧と、圧力特性との関係について、図９を参照して説明する。

圧力Ｐ＝０の場合、圧力センサ素子１２の出力電圧（ＶＰＳ−ＶＳＭ）をＶｓ＿ofsとする。第１〜第４実施例ではＶｓ＿ofsは十分小さいと想定して無視したが、一般にＶｓ＿ofs≠０であり、それによって自己診断時の差電圧ΔＶＯＵＴがばらつく場合がある。Ｖｓ＿ofs＝０を仮定すると、通常時（Ｉｓ＝Ｉｓ０）は破線で示す直線の傾きが、自己診断時（Ｉｓ＝Ｉｓ０＋ΔＩｓ）には実線で示す傾きに変化するので、差電圧ΔＶＯＵＴは両者の差に比例する。例えば、Ｐ＝１００ｋＰａの場合は、図中に（↑）で示す差電圧を増幅したものとなる。

Ｖｓ＿ofs＞０の場合、圧力センサ素子１２の単位電流当たりの感度が上記のケースと同じであるとすれば、Ｖｓ＿ofsの絶対値は圧力センサ素子１２のゲージ抵抗Ｒｓのばらつきに起因するため、供給される電流Ｉｓに比例すると考えて良い。従って、自己診断時の特性は、通常時の特性に対し、Ｖｓ＿ofs＝０の場合よりも上方側にシフトする。その結果、同じ圧力Ｐ＝１００ｋＰａの場合の差電圧は、Ｖｓ＿ofs＝０の場合よりも大きくなる。
逆に、Ｖｓ＿ofs＜０の場合、自己診断時の特性は、通常時の特性に対し、Ｖｓ＿ofs＝０の場合よりも下方側にシフトする。その結果、同じ圧力Ｐ＝１００ｋＰａの場合の差電圧は、Ｖｓ＿ofs＝０の場合よりも小さくなる。すると、圧力Ｐが低い場合には、ΔＶＯＵＴが０又は負になってしまうことがあり、自己診断ができなくなる。

ここで、Ｖｓ＿ofsとＶＯＵＴとの関係を、数式により説明する。オフセット電圧Ｖｓ＿ofsを考慮すると、ＶＯＵＴの式は（1.1）式より、
ＶＯＵＴ＝Ａｖ・（Ｋｓ・Ｉｓ０・Ｐ＋Ｖｓ＿ofs）＋ＶＯＦＳ …（5.1）
＝Ａｖ・Ｋｓ・Ｉｓ０・Ｐ＋Ａｖ・Ｖｓ＿ofs＋ＶＯＦＳ …（5.2）
となる。

（5.2）式より、圧力センサ素子１２のオフセット電圧Ｖｓ＿ofsにより第２項が存在するので、回路のオフセット電圧ＶＯＦＳを調整して第２項を消去することを考える。自己診断時の出力電圧ＶＯＵＴ’は、（1.2）式より、

（5.2）式、（5.3）式より、差電圧ΔＶＯＵＴは、

となり、差電圧ΔＶＯＵＴは（5.5）式の第２項分だけずれる。

図１０は、第６実施例の圧力センサ装置３１の回路構成を示すもので、例えば、第１実施例における増幅・調整部４を、増幅・調整部３２に置き換えたものである。圧力センサ素子１２において、歪ゲージ１３ｂ及び１３ｄの共通接続点（ＶＳＰ）は、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子に接続されており、オペアンプＯＰ２の出力端子は、抵抗素子ＲＦ１，ＲＩ１の直列回路を介して基準電圧Ｖrefに接続されている。そして、抵抗素子ＲＦ１，ＲＩ１の共通接続点は、オペアンプＯＰ２の反転入力端子に接続されている。

また、オペアンプＯＰ２の出力端子は、抵抗素子ＲＩ２，ＲＦ２の直列回路を介してオペアンプＯＰ３の出力端子に接続されており、抵抗素子ＲＩ２，ＲＦ２の共通接続点は、オペアンプＯＰ３の反転入力端子に接続されている。オペアンプＯＰ３の非反転入力端子は、歪ゲージ１３ａ及び１３ｃの共通接続点（ＶＳＭ）に接続されている。そして、オペアンプＯＰ３の出力端子は、抵抗素子ＲＩ３を介してオペアンプＯＰ４の反転入力端子に接続されており、オペアンプＯＰ４の非反転入力端子は、基準電圧Ｖrefに接続されている。尚、オペアンプＯＰ２，ＯＰ３に接続される抵抗素子は、ＲＩ１＝ＲＦ２，ＲＦ１＝ＲＩ２となるように設定されている。

オペアンプＯＰ４の反転入力端子は、抵抗素子ＲＦ３を介して自身の出力端子に接続されていると共に、抵抗素子ＲＩＺを介してＤ／Ａ変換回路３３の出力端子に接続されている。Ｄ／Ａ変換回路３３に対する入力データは、第４実施例と同様なＥＰＲＯＭ３４，加算器３５を介して与えられる。即ち、オペアンプＯＰ４と、抵抗素子ＲＩ３，ＲＦ３，ＲＩＺとは、加算回路３６を構成している。

ＥＰＲＯＭ３４には、通常動作時に使用する調整データＤＺ０と、自己診断時に使用するための調整データＤＺＤとが予め記憶されており、これらのデータは、加算器３５に常時出力されている。加算器３５には自己診断信号Ｖ＿ＤＩＧが与えられ、加算器３５は、通常動作時には出力データＤＺとしてＤＺ０を出力し、自己診断時には出力データＤＺとして（ＤＺ０＋ＤＺＤ）を出力するようになっている。そして、Ｄ／Ａ変換回路３３は、算器３５より出力されるデータＤＺをＤ／Ａ変換した電圧ＶＺを、オペアンプＯＰ４に出力する。

次に、第５実施例の作用について説明する。オペアンプＯＰ２，ＯＰ３で構成される差動増幅器３７の出力電圧ＶＤＩＦは、

となる。そして、出力電圧ＶＯＵＴは、Ｄ／Ａ変換回路３３の出力電圧をＶＺ０とすると

となる。（5.8）式に（5.7）式を代入して整理すると、

この場合、ゲインＡｖは、

となる。

次に、自己診断時の出力電圧ＶＯＵＴ’を計算する。自己診断時の差動増幅器３７の出力電圧ＶＤＩＦ’は、

出力電圧ＶＯＵＴ’は、Ｄ／Ａ変換回路３３の出力電圧を（ＶＺ０＋ΔＶＺ）とすると、

（5.12）式に（5.11）式を代入すると、

（5.13）式と（5.9）式より、差電圧ΔＶＯＵＴは、

となる。従って、

となるように設定すれば、

となり、ΔＶＯＵＴは、圧力センサ素子１２のオフセット電圧Ｖｓ＿ofsに影響されなくなる。

次に、ΔＶＺ（ＤＺＤ）を決定する方法について説明する。圧力関数を定める電圧ＶＫを決定した後、先ず、差電圧ΔＶＯＵＴの狙い値を決定する。
（１）ΔＶＯＵＴの狙い値決定
調整誤差を除けば、圧力関数は図３に示すように設定され、その傾きは（Ａｖ・Ｋｓ・Ｉｓ０）である。そして、電流比１／ｎも、定電流回路において決定される一定値であるから、圧力Ｐを決めれば、（5.16）式よりΔＶＯＵＴは決まる。
（２）ΔＶＺ（ＤＺＤ）の決定
それから、圧力Ｐの雰囲気内において、例えば２分探査法等を使用し、ΔＶＯＵＴの測定値が（１）で決定した狙い値となるようにデータＤＺＤを変化させて、ΔＶＺを決定する。

図３に示すように、大気圧が測定範囲である場合は、圧力センサ装置３１を密閉した容器に閉じ込める必要がなく、大気圧中でΔＶＺ（ＤＺＤ）を調整できるので、調整を短時間で行なうことができる。その場合、（１）では気圧計によって大気圧を測定し、その測定値により差電圧ΔＶＯＵＴの狙い値を決定すれば良い。

また、Ｄ／Ａ変換器３３の入力データと出力電圧との関係は、（4.1）式と同様の式によるが、圧力センサ素子１２のオフセット電圧Ｖｓ＿ofsの極性は、図９に示すように正，負の何れかとなる。従って、データＤＺＤについては、２の補数により表現する。即ち、自己診断時において、加算器３５を、
データＤＺＤの最上位ビットが「０」の場合：ＤＺ＝ＤＺ０＋ＤＺＤ
データＤＺＤの最上位ビットが「１」の場合：ＤＺ＝ＤＺ０＋ＤＺＤ−２^bitとするように動作させる。但し、ｂｉｔ＝ＤＮ＿ＺＤは、データＤＺＤのビット数である。これにより、
データＤＺＤの最上位ビットが「０」の場合：ＤＺ≧ＤＺ０→ΔＶＺ≧０
データＤＺＤの最上位ビットが「１」の場合：ＤＺ＜ＤＺ０→ΔＶＺ＜０
とすることができる。

以上のように第５実施例によれば、加算回路３６は、圧力検出機能の診断を行う場合圧力センサ素子１２に発生するオフセット電圧Ｖｓ＿ofsをキャンセルするための調整電圧ＶＺを、不平衡電圧の増幅出力信号ＶＤＩＦに加算するので、自己診断時に出力される電圧の変化分ΔＶＯＵＴにオフセット電圧Ｖｓ＿ofsが含まれなくなり、自己診断を一層高い精度で行うことができる。
その場合、加算器３５に対して調整電圧ＶＺを出力するＤ／Ａ変換回路３３に入力するデータ値を変更するので、調整電圧ＶＺをデジタルデータによって制御することができる。そして、調整電圧の変化分ΔＶＺが（5.15）式で決まるようにＤ／Ａ変換回路３３の入力データを設定することで（5.14)式の第２項を消去して、オフセット電圧Ｖｓ＿ofsの影響をキャンセルできる。

（第６実施例）
図１１は、本発明の第６実施例を示すものであり、第５実施例と異なる部分のみ説明する。第６実施例では、第５実施例の圧力センサ装置３１と同様に、圧力センサ素子１２のオフセット電圧Ｖｓ＿ofsをキャンセルする構成を備えたものである。圧力センサ装置の出力電圧ＶＯＵＴに現れるオフセット電圧ＶＯＦＳは、（5.9）式において圧力Ｐ＝０，ＶＺ０＝ＶＺとすると、

すると、電圧ＶＺは、

となる。ここで、圧力センサ素子１２のオフセット電圧Ｖｓ＿ofsを「０」と仮定した場合のＶＺを、ＶＺ＿ＴＹＰとすると、

となるから、（6.2）式は、

と表される。即ち、（6.4）式より、調整した結果得られる電圧ＶＺと、電圧ＶＺ＿ＴＹＰとの差を求めれば、圧力センサ素子１２のオフセット電圧Ｖｓ＿ofsを得ることができる。

そこで、第６実施例では、自己診断時において、差動増幅器３７の出力電圧ＶＤＩＦに圧力センサ素子１２のオフセット電圧Ｖｓ＿ofsに比例した電圧を加えることにより、差電圧ΔＶＯＵＴに含まれるオフセット電圧Ｖｓ＿ofsの影響をキャンセルする。

尚、ＶＺ＿ＴＹＰは、以下のようにして決定される。先ず、圧力関数が決まれば、（1.1）式よりＶＯＦＳが計算できる。そして、圧力センサ素子１２のオフセット電圧が「０」であると仮定すれば、（6.3）式にＶＯＦＳ並びに各回路定数を代入すれば、ＶＺ＿ＴＹＰが得られる。

図１１において、加算器３５は削除されており、ＥＰＲＯＭ３４に替わるＥＰＲＯＭ３８には、通常動作時に使用する調整データＤＺ（調整電圧ＶＺに相当）のみが記憶されている。そして、Ｄ／Ａ変換回路３３の出力端子と、オペアンプＯＰ４の反転入力端子との間には、オペアンプＯＰ５で構成される差動増幅器３９が挿入されており、オペアンプＯＰ５の出力端子は抵抗素子ＲＩＺＤ，及び自己診断時にＯＮとなるスイッチＳ２を介してオペアンプＯＰ４の反転入力端子に接続されている。

また、Ｄ／Ａ変換回路３３の出力端子は、抵抗素子ＲＩ４＿２を介してオペアンプＯＰ５の非反転入力端子に接続され、更に、非反転入力端子に抵抗素子ＲＦ４＿２を介して基準電圧Ｖrefが与えられている。オペアンプＯＰ５の出力端子は、抵抗素子ＲＦ４＿１を介して自身の反転入力端子に接続され、更に、その反転入力端子には、基準電圧ＶＸが抵抗素子ＲＩ４＿１を介して与えられており、基準電圧ＶＸは、ＶＺ＿ＴＹＰに設定されている。また、差動増幅器３９を構成する抵抗素子の抵抗値は、ＲＩ４＿１＝ＲＩ４＿２，ＲＦ４＿１＝ＲＦ４＿２となるように設定されている。以上が増幅・調整部４０を構成しており、他の構成部と合わせて圧力センサ装置４１を構成している。

次に、第６実施例の作用について説明する。差動増幅器３９の出力電圧ＶＺＤは、

となる。そして、自己診断時にはスイッチＳ２がＯＮするので、上記出力電圧ＶＺＤが抵抗素子ＲＩＺＤを介してオペアンプＯＰ４の反転入力端子に印加される。ここで、抵抗素子ＲＩＺＤは、

となるように設定されている。自己診断時における圧力センサ装置４１の出力電圧ＶＯＵＴ’は、

となる。（6.7）式に（5.11）式を代入して整理すると、

（5.9）式（但し、ＶＺ０をＶＺに置き換える）を使用すると、ΔＶＯＵＴは、

（6.9）式に（6.4）〜（6.6）式を代入して整理すると、

となる。従って、差電圧ΔＶＯＵＴは、圧力センサ素子１２のオフセット電圧Ｖｓ＿ofsに影響を受けなくなる。

以上のように第６実施例によれば、差動増幅器３９によって、Ｄ／Ａ変換回路３３より出力される調整基準電圧ＶＺと、圧力センサ素子１２のオフセット電圧Ｖｓ＿ofsを「０」と仮定した場合、Ｄ／Ａ変換回路３３より出力すべき調整基準電圧ＶＺ＿TYPとの差に応じた電圧を出力するように構成し、その出力電圧ＶＺＤを、加算回路３６を構成するオペアンプＯＰ４の反転入力端子に印加するようにした。そして、差動増幅器３９の出力端子と、オペアンプＯＰ４の反転入力端子との間に挿入される抵抗素子ＲＩＺＤの抵抗値を（6.6）式により決定し、差動増幅器３９の出力電圧ＶＺＤを調整することで、（6.9）式の第２項を消去してオフセット電圧Ｖｓ＿ofsの影響をキャンセルできる。

本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
第１〜第４実施例の構成を適宜組み合わせて実施しても良い。
第５，第６実施例を、第２〜第４実施例に適用しても良い。
第１実施例において、トランジスタＰ２に並列接続するトランジスタを「２」以上としても良い。
第２，第３実施例において、抵抗回路を構成する抵抗素子数をより多くしても良い。
定電流回路を構成するＭＯＳトランジスタは、適宜バイポーラトランジスタに置き換えても良い。
自己診断時に、定電流を減少させるように変化させても良い。

本発明の第１実施例であり、圧力センサ装置の構成を示す図 自己診断を行う場合のタイミングチャート 圧力関数を示す図 定電流回路の詳細構成を示す図 本発明の第２実施例を示す図４相当図 本発明の第３実施例を示す図４相当図 本発明の第４実施例を示す図４相当図 Ｄ／Ａ変換回路の変換特性を示す図 本発明の第５実施例を示す圧力センサ素子のオフセット電圧を説明する圧力特性図 図１相当図 本発明の第６実施例を示す図１相当図 従来技術を示す図１相当図 図２相当図

符号の説明

図面中、４は増幅・調整部、１１は圧力センサ装置、１２は圧力センサ素子（歪ゲージブリッジ回路）、１８は圧力センサ装置、１９は定電流回路、２０は圧力センサ装置、２１は定電流回路、２２は圧力センサ装置、２５はＤ／Ａ変換回路、３１は圧力センサ装置、３２は増幅・調整部、３３はＤ／Ａ変換回路、３６は加算回路、３９は差動増幅器、４１は圧力センサ装置、ＯＰ１〜ＯＰ５はオペアンプ，Ｒ１〜Ｒ３，ＲＩ３，ＲＦ３，ＲＩ４，ＲＦ４，ＲＩＺ，ＲＩＺＤは抵抗素子、Ｎ１はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（電流決定用トランジスタ）を示す。

Claims (12)

1. 定電流回路に接続され、検出した圧力に応じて不平衡電圧を出力するように構成される歪ゲージブリッジ回路を備え、前記不平衡電圧を増幅して出力する圧力センサ装置において、
   圧力検出機能の診断を行うため、前記定電流回路によって前記ブリッジ回路に供給する定電流値を変更可能に構成したことを特徴とする圧力センサ装置。
2. 前記定電流回路は、基準電流Ｉをミラー比によりｍ倍した定電流ｍ・Ｉを前記ブリッジ回路に供給すると共に、前記ミラー比ｍを変更可能に構成されることを特徴とする請求項１記載の圧力センサ装置。
3. 前記定電流回路は、前記定電流ｍ・Ｉの供給経路を構成するトランジスタに対して並列に接続される１つ以上のトランジスタを備え、前記トランジスタの並列接続数を変更可能に構成されることを特徴とする請求項２記載の圧力センサ装置。
4. 前記定電流回路は、基準電流Ｉをミラー比によりｍ倍した電流を前記ブリッジ回路に供給すると共に、前記基準電流Ｉを、設定された基準電圧を電流に変換して決定し、且つ、前記電圧／電流変換比を変更可能に構成されることを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の圧力センサ装置。
5. 前記定電流回路は、
   前記基準電流Ｉが流れる経路を構成するトランジスタに対して直列に接続される、電流決定用トランジスタ並びに１つ以上の抵抗素子で構成される抵抗回路と、
   前記基準電圧に応じて前記電流決定用トランジスタを制御して、前記抵抗回路に前記基準電流Ｉを流すように作用するオペアンプとを備え、
   前記抵抗回路の抵抗値を変更可能に構成されることを特徴とする請求項４記載の圧力センサ装置。
6. 前記定電流回路は、基準電流Ｉをミラー比によりｍ倍した定電流ｍ・Ｉを前記ブリッジ回路に供給すると共に、前記基準電流Ｉを、設定された基準電圧を電流に変換して決定し、且つ、前記基準電圧を変更可能に構成されることを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載の圧力センサ装置。
7. 前記定電流回路は、
   前記基準電流Ｉが流れる経路を構成するトランジスタに対して直列に接続される、電流決定用トランジスタ並びに１つ以上の抵抗素子で構成される抵抗回路と、
   前記基準電圧に応じて前記電流決定用トランジスタを制御して、前記抵抗回路に前記基準電流Ｉを流すように作用するオペアンプと、
   このオペアンプの入力端子の一方に前記基準電圧を出力するＤ／Ａ変換回路とを備え、
   前記Ｄ／Ａ変換回路に入力するデータ値を変更可能に構成されることを特徴とする請求項６記載の圧力センサ装置。
8. 前記圧力検出機能の診断を行う場合、前記ブリッジ回路において発生するオフセット電圧をキャンセルするための調整電圧を、前記不平衡電圧の増幅出力信号に対して加算する加算回路を備えたことを特徴とする請求項１乃至７の何れかに記載の圧力センサ装置。
9. 前記加算回路に対して前記調整電圧を出力するＤ／Ａ変換回路を備え、
   前記Ｄ／Ａ変換回路に入力するデータ値を変更可能に構成されることを特徴とする請求項８記載の圧力センサ装置。
10. 前記不平衡電圧の増幅率をＡｖ，前記オフセット電圧をＶｓ＿ofs，前記圧力検出機能の診断時に前記ブリッジ回路に供給する定電流値の変化倍率をｘ，前記加算回路の入力抵抗値及び帰還抵抗値をＲｉ，Ｒｆとすると、前記Ｄ／Ａ変換回路によって出力される調整電圧の変化分ΔＶＺが、
    ΔＶＺ＝Ａｖ・Ｖｓ＿ofs・ｘ・（Ｒｉ／Ｒｆ）
    に設定されるように、前記データ値を変更することを特徴とする請求項９記載の圧力センサ装置。
11. 前記加算回路に対して調整基準電圧ＶＺを出力するＤ／Ａ変換回路と、
    前記調整基準電圧ＶＺと、前記ブリッジ回路のオフセット電圧を「０」と仮定した場合、前記Ｄ／Ａ変換回路より出力すべき調整基準電圧ＶＺ＿TYPとの差に応じた電圧を出力する差動増幅器とを備え、
    前記加算回路の入力端子に、前記差動増幅器の出力電圧を印加するように構成されることを特徴とする請求項８記載の圧力センサ装置。
12. 前記差動増幅器の入力端子側の入力抵抗並びに帰還抵抗を夫々ＲＩ並びにＲＦ，前記加算回路の入力端子側の入力抵抗をＲＩＺ，前記圧力検出機能の診断時に前記ブリッジ回路に供給する定電流値の変化倍率をｘとすると、前記差動増幅器の出力端子に接続される抵抗ＲＩＺＤを、
    ＲＩＺＤ＝（ＲＦ・ＲＩＺ）／（ＲＩ・ｘ）
    に設定することを特徴とする請求項１１記載の圧力センサ装置。

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