JP2008252214A

JP2008252214A - デューティ比制御高周波生成回路

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Publication number: JP2008252214A
Application number: JP2007087645A
Authority: JP
Inventors: Tadashi Honda; 正本田
Original assignee: Advanced Design Corp
Current assignee: Advanced Design Corp
Priority date: 2007-03-29
Filing date: 2007-03-29
Publication date: 2008-10-16
Anticipated expiration: 2027-03-29
Also published as: JP4584949B2

Abstract

【課題】簡素な構成で温度変化による影響を受け難いデューティ比制御高周波生成回路を提供すること。
【解決手段】基本駆動方形波生成回路部５と、該基本駆動方形波の前縁微分信号を生成する微分信号生成回路部９と、出力周波数の半周期に該当する期間内の信号幅を有する方形波信号を出力する方形波信号生成器１０並びに制御信号に基づいて前記方形波信号の信号幅を可変制御する信号幅制御回路とを有するバイブレータ回路部１５とを含むデューティ比制御高周波生成回路において、信号幅制御回路は、方形波信号生成器に含まれる第１の反転器１０からの出力信号を反転して当該第１の反転器に入力させる第２の反転器１１と、固定抵抗Ｒ_３と固定コンデンサＣ_１で構成された固定時定数回路部１２を有し、該固定時定数回路部に入力される制御電圧信号と固定時定数回路部１２が有する所定の時定数により決定される時間において、第２の反転器１１からの出力の第１の反転器１０への入力を遮断する。
【選択図】図１

Description

本発明は、高周波生成回路、特には、出力波形のデューティ比を可変することで出力電力を可変制御することのできる、プラズマ発生装置や高周波電源装置等に利用可能なデューティ比制御高周波生成回路に関する。

従来、プラズマ発生装置等において高周波電力を供給するための高周波電源装置等に用いられる高周波電源回路としては、内蔵した水晶発振器の微小な振動を、多段に接続したリニア増幅器を用いて最終出力まで増幅していた。この増幅器は、リニアアンプと呼ばれる増幅方式を用いており、５０％程度と比較的効率の低い増幅方式であった。

だが、半導体ウエハーの大型化やトランジスタが組み込まれたデイスプレイパネル等の大型化に伴い、プラズマ処理装置が大型化するのに伴って、プラズマ用電源に要求される出力も大型化するにつれ、従来の低効率増幅器だと装置の容積・損失電力が非常に大きいため、市場の要求を満たさなくなり、近年では、スイッチングモードアンプと呼ばれる、従来よりも効率が高い（８０％以上）増幅方式を用いた高周波電源が実用化されてきている（例えば、特許文献１参照）。

特開平１０−１１２９７５号公報

しかしながら、これらスイッチングモードアンプは、ＰＷＭ技術を応用したものであるので、そのパルス幅（Ｄｕｔｙ）を制御することで高周波電源から出力される出力電力を制御することが考えられるものの、これらパルス幅（Ｄｕｔｙ）を制御する手法としては、従来において、例えば、図に示すように、サイリスターを用いた点弧制御により実施するものが存在するが、これらサイリスターを用いた点弧制御において制御できるパルス幅は、周波数が数百ＫＨｚ程度のパルス幅である必要があり、高周波電源から供給する周波数が、数百ＫＨｚを超えるＭＨｚ以上、例えば１３.５６ＭＨｚのように、比較的高いものになると、そのパルス幅自体が狭く、これらパルス幅を制御することで高周波電源から出力される出力電力を制御することが困難であることから、これら周波数の高い高周波電源における出力電力の制御手法としては、これら増幅するパルスの幅は一定とし、これら増幅に使用される駆動電圧を制御（増減）して出力電力を制御することが実施されており、この場合においては、駆動電圧の変化により出力電力が変化するまでに時間差が１２０ミリ秒と非常に大きく、さらにその効率も悪化するとともに、周波数が比較的低いスイッチングモードアンプにおいても、最低でも一般的な発振周期である数ミリ秒程度の１周期を要してしまうことから、時間的に緻密な出力電力の制御を実施できず、最悪の場合には製品自体を破壊してしまい不良となる場合があるという問題があった。

このため、これらの問題を解決するために、本発明者は、先に、単安定マルチバイブレータを利用して、デューティ比を高速に制御することで出力電力を高速に制御可能としたデューティ比制御高周波生成回路を有する高周波電源回路を出願している（特願２００６−７７４５号）。

これら本発明者が先に出願した高周波電源回路におけるデューティ比制御高周波生成回路においては、単安定マルチバイブレータを成す第２の反転器と、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、Ｃｄｓ素子或いは容量可変ダイオードおよびそれらの組み合わせによる時定数回路部とで信号幅制御回路を構成し、この時定数回路部の時定数を制御信号により変化させることで、出力パルスのデューティ比を制御する構成としており、非常に高速で高精度の出力電力制御が可能であるものの、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、Ｃｄｓ素子を使用するために、回路構成が複雑になってしまうとともに、これら電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、Ｃｄｓ素子が半導体であるが故に温度変化による影響が大きく、その特性である高精度の出力電力制御が損なわれてしまう場合があるという問題があった。

本発明は、このような問題点に着目してなされたもので、より簡素な構成で、且つ温度変化による影響を受け難いデューティ比制御高周波生成回路を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の請求項１に記載のデューティ比制御高周波生成回路は、
出力周波数を有する基本駆動方形波を生成する基本駆動方形波生成回路部と、該生成された基本駆動方形波の前縁または後縁の微分信号を生成する微分信号生成回路部と、外部からのトリガー信号の入力を契機として前記出力周波数の半周期に該当する期間内の信号幅を有する方形波信号を出力する方形波信号生成器並びに前記出力周波数における出力波形のデューティ比を制御するための制御信号に基づいて前記方形波信号の信号幅を可変制御する信号幅制御回路とを有するバイブレータ回路部とを含み、前記微分信号生成回路部にて生成された微分信号を前記バイブレータ回路部におけるトリガー信号として用いるデューティ制御高周波生成回路であって、
前記方形波信号生成器は、前記微分信号の入力を契機として入力信号の反転出力を開始する第１の反転器を備えるとともに、前記信号幅制御回路は、前記第１の反転器からの出力信号を反転して当該第１の反転器に入力させる第２の反転器と、固定抵抗と固定コンデンサで構成された所定の時定数を有する固定時定数回路部とを備え、前記固定時定数回路部に前記制御信号として制御電圧信号を入力することにより、該制御電圧信号と前記固定時定数回路部が有する所定の時定数により決定される時間において、前記第２の反転器から出力される出力信号の前記第１の反転器への入力を遮断することを特徴としている。
この特徴によれば、時定数回路部を固定抵抗と固定コンデンサで構成された時定数が一定とされた固定時定数回路部とし、該固定時定数回路部に制御信号として制御電圧信号を入力して制御することで、回路構成をより簡素化できるとともに、温度変化による影響を受け易い半導体素子を使用せずに信号幅制御を行えるので、温度変化による影響を受け難くなる。

本発明の請求項２に記載のデューティ比制御高周波生成回路は、請求項１に記載のデューティ比制御高周波生成回路であって、
前記第１の反転器が、多入力変転論理ゲート回路により形成されていることを特徴としている。
この特徴によれば、一般的なＭＳＩのマルチバイブレータに比較して高速動作可能な、例えばＮＡＮＤゲート等の多入力変転論理ゲート回路を用いて第１の反転器を形成することで、より短い信号幅の方形波信号を生成することができ、制御可能な出力電力の範囲をより大きくすることができる。

本発明の請求項３に記載のデューティ比制御高周波生成回路は、請求項１または２に記載のデューティ比制御高周波生成回路であって、
前記方形波信号生成器は、前記出力周波数の１周期時間の少なくとも２論理ゲート以下の信号伝搬遅延時間にて、該１周期時間の少なくとも２分の１以下の信号幅の方形波信号を出力することを特徴としている。
この特徴によれば、出力周波数の一周期毎の信号幅を可変することが可能となるので、時間的に最も緻密となる同一周期内による出力電力の制御が可能となる。

本発明の請求項４に記載のデューティ比制御高周波生成回路は、請求項１〜３のいずれかに記載のデューティ比制御高周波生成回路であって、
前記バイブレータ回路部からの出力信号と前記基本駆動方形波とが入力され、該入力されるバイブレータ回路部からの出力信号により、入力される基本駆動方形波の切り出しを行う論理ゲート回路を含み、前記スイッチングアンプ回路部は、前記論理ゲート回路からの出力信号を前記増幅源信号として増幅することを特徴としている。
この特徴によれば、増幅源信号の信号幅が逆転してしまうことを回避でき、これら信号幅が逆転（逆転Ｄｕｔｙ化）による障害の発生を防止できる。

本発明の請求項５に記載のデューティ比制御高周波生成回路は、請求項４に記載のデューティ比制御高周波生成回路であって、
前記論理ゲート回路に入力される基本駆動方形波を、前記バイブレータ回路部における信号伝搬遅延時間にて遅延させる遅延回路を含むことを特徴としている。
この特徴によれば、論理ゲート回路により切り出された信号幅が、信号伝搬遅延時間分だけ短くなってしまう不都合を回避できる。

本発明の請求項６に記載のデューティ比制御高周波生成回路は、請求項１〜５のいずれかに記載のデューティ比制御高周波生成回路であって、
前記基本駆動方形波生成回路は、前記基本駆動方形波の倍周波を生成する倍周波生成回路を有し、該倍周波生成回路にて生成された倍周波を用いてデューティ比約５０％の基本駆動方形波を生成することを特徴としている。
この特徴によれば、デューティ比約５０％の基本駆動方形波を、高精度にて生成することができる。

本発明の実施形態を以下に説明する。

本発明の実施形態を図面に基づいて説明すると、先ず図1は、本発明のデューティ比制御高周波生成回路が適用された高周波電源回路の構成を示す回路構成図である。

本実施形態の高周波電源回路は、図１に示すように、該高周波電源回路から出力される出力周波数と同一周波数を有するデューティ比約５０％の方形波である基本駆動方形波を生成する基本駆動方形波生成回路部５と、該基本駆動方形波生成回路部５にて生成された基本駆動方形波の前縁微分信号を生成する微分回路部９と、該微分回路部９にて生成された前縁微分信号が入力される第１反転器１０並びに該第１反転器１０からの出力信号を反転出力する第２反転器１１および第２反転器１１からの出力信号が第１反転器１０に入力される時間を可変制御するための固定時定数回路部１２とから成る単安定マルチバイブレータ１５と、前記基本駆動方形波生成回路部５にて生成された基本駆動方形波を、第１反転器１０における信号伝搬遅延時間分だけ遅延させる遅延回路部１３と、該遅延回路部１３にて遅延された基本駆動方形波と第１反転器１０からの出力信号とが入力される本発明における論理ゲート回路であるＡＮＤゲート回路１４と、該ＡＮＤゲート回路１４から出力される増幅源信号を増幅するＥ級アンプ６とから構成される。

また、本実施形態の基本駆動方形波生成回路部５は、図１に示すように、基本動作信号発生器１と、倍周波生成回路２と、波形成形回路３と、分周波生成回路４とから構成される。

この基本動作信号発生器１としては、高周波電源回路から出力される高周波出力、例えば、前述した、サイリスターによる制御が不能なＭＨｚ以上の周波数である高周波出力の周波数、具体的には出力周波数が１３.５６ＭＨｚであれば１３.５６ＭＨｚの高周波信号を出力する発振器（オシレータ）を使用すれば良く、この基本動作信号発生器１にて発振された高周波信号である基本駆動信号は、公知の倍周波回路により、一旦２倍の周波数である２７.１２ＭＨｚとされる。

これら２倍の周波数である２７.１２ＭＨｚとされた基本駆動信号は、図示しない増幅用トランジスタにて適宜にその振幅が増幅された後、波形成形回路３に供給されて、２７.１２ＭＨｚの方形波に整形される。これら波形成形回路３としては、通常においてデジタル回路等において使用される方形波の生成回路、具体的には反転器を多段（例えば２段）に用いたもの等を好適に使用することができる。

そして、これら波形成形回路３において２倍の周波数である２７.１２ＭＨｚの方形波とされた基本駆動信号は、例えばパルスカウンタ等から成る分周波生成回路４に供給されて、出力周波数に応じて、２分周である１３.５６ＭＨｚの方形波や、８分周である３．３９ＭＨｚの方形波が生成される。尚、後述する実施例では、出力周波数を１３.５６ＭＨｚとするために２分周である１３.５６ＭＨｚを使用する。

このようにして基本駆動方形波生成回路部５にて生成される方形波は、倍周波の方形波に基づいて生成されることで、図２に示すように、そのデューティ比が約５０％の方形波となる基本駆動方形波（１３.５６ＭＨｚ）とされ、その一方が遅延回路部１３を介してＡＮＤゲート回路１４に供給され、他方が微分回路部９に供給されてその前縁微分信号とされることで、単安定マルチバイブレータ１５のトリガ信号として使用される。

また、本実施形態に用いた単安定マルチバイブレータ１５における固定時定数回路部１２は、具体的には、図３に示すように、固定抵抗Ｒ_３と固定コンデンサＣ_１とから構成されていて、固定された所定の時定数を有している。

このように、本実施形態では、時定数回路を固定抵抗Ｒ_３と固定コンデンサＣ_１とから成る時定数が固定された固定時定数回路１２としており、このようにすることは、例えば、これら時定数回路を、可変抵抗とコンデンサを使用して、可変抵抗の抵抗値を変化させることにより時定数回路の時定数を変化させる構成とした場合には、時定数が経時的に大きく変化し易く、安定した連続制御を実施することが難しくなるのに対し、該固定時定数回路部１２に入力する電圧を制御することで、後述するように、時定数を変化させることなく単安定マルチバイブレータ１５からＡＮＤゲート回路１４へ出力されるパルス幅を変化させることが可能となるので、安定した出力電圧制御を実施できるようになることから好ましいとともに、これら制御信号に応じて可変抵抗の抵抗値を変化させるための回路を必要としないので、より回路構成を簡素化できることから好ましい。

さらに、これら時定数を変化させる時定数回路を、図６に示すように、時定数制御素子として電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ_１を用いた回路とした場合には、該電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ_１に入力する制御信号として電圧信号Ｖｄを使用できるものの、回路構成が複雑となるばかりか、これら電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ_１が半導体であるが故に、これら電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ_１の温度変化により時定数が変化し易く、これら温度変化による時定数の変化を考慮して制御を実施しないと、精密な出力電力制御ができなくなってしまう問題がある。

また、同様に、時定数を変化させる時定数回路を、図７に示すように、時定数制御素子として可変容量ダイオードＣｄを用いた回路とした場合にも、該可変容量ダイオードＣｄに入力する制御信号として電圧信号Ｖｄを使用できるものの、回路構成が複雑となるばかりか、これら可変容量ダイオードＣｄが半導体であるが故に、これら可変容量ダイオードＣｄの温度変化により時定数が変化し易く、これら温度変化による時定数の変化を考慮して制御を実施しないと、精密な出力電力制御ができなくなってしまう問題がある。

これに対し、本実施形態に用いた単安定マルチバイブレータ１５は、固定抵抗Ｒ_３と固定コンデンサＣ_１とから成る時定数が固定された固定時定数回路１２を使用しているので、これら図６や図７に示す時定数を変化させる時定数回路を有する回路に比較して、構成が簡素化できるとともに、温度変化による影響が大きい半導体である電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ_１や可変容量ダイオードＣｄ等を使用していないので、これら温度変化による制御への影響を大幅に低減できるようになる。

また、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ_１を使用した回路は、ゲート電位に対するドレイン・ソース間抵抗（Ｒ_DS）の制御範囲が狭く、加えて近年にあっては、これら電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ_１の開発がスイッチング用を主たる用途とするものであるので、このような直線的動作に適用させると、対応できるゲート電圧範囲はきわめて狭くなってしまうという問題もある。

つまり、本実施形態に用いた単安定マルチバイブレータ１５においては、その固定時定数回路部１２に、出力電力を制御するための電圧制御信号Ｖｄが入力されることで、後述するように、該固定時定数回路部１２を構成する抵抗並びにコンデンサにより決定される所定の時定数と該電圧制御信号の電圧とに基づいて決定される時間のパルス幅を有する信号、すなわち、出力電力を小さくするための電圧制御信号となる高い電圧の電圧制御信号が入力された場合には短いパルス幅の信号がＡＮＤゲート回路１４へ出力され、出力電力を大きくするための電圧制御信号となる低い電圧の電圧制御信号が入力された場合には長いパルス幅の信号がＡＮＤゲート回路１４へ出力されることで、温度変化による影響の少ない安定した、且つ実用性の高い出力電力の制御ができるようになる。

この単安定マルチバイブレータ１５は、図１に示すように、２つの反転器がＡＣ−ＤＣ結合とされたものであるが、ここに用いる第１反転器１０は、高周波出力周波数の半周期、具体的に、出力周波数が１３.５６ＭＨｚであれば、図２に示すように、１周期が７３.７ナノ秒となるので、その半周期である約３６.８ナノ秒よりも短かなパルス幅（信号幅）の方形波を出力可能な高速動作可能なものである必要があり、これら第１反転器１０としては、実際の回路として後述する実施例では、図３に示すように、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２を使用した反転器としている。

このように、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２を用いることは、これら論理ゲート回路は一般的なＭＳＩのマルチバイブレータに比較して高速動作可能であることから、より短く、且つ精度の高いパルス幅の方形波を出力でき、該ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２にて形成される第１反転器１０から出力されるパルス幅（信号幅）にて、ＡＮＤゲート回路１４（図３においてはＩＣ_４）において基本駆動方形波が切り出されて増幅源信号とされるので、これらパルス幅を短くできればできる程、増幅源信号の最小のパルス幅、すなわち、当該パルス幅により制御される出力電力の大きさも小さくでき、よって、制御可能な出力電力の範囲がより大きくできるとともに、可変範囲内において制御可能な最小単位もより細かくなるので、より緻密な出力制御を実施することができる。

尚、図３に示す実施例では、第１反転器１０としてＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２を使用しているが、本発明はこれに限定されるものではなく、その他の構成による高速動作可能な反転器を用いても良い。

尚、第２反転器１１としては、第１反転器１０の出力を反転するのみであるので、比較的伝搬遅延が少なく、出力周波数レベルにおいて動作が可能なものであれば使用することができる。

以下、図１に示す本実施例の高周波電源回路の動作について、図２に示す各部の信号形態（タイミング）を用いて説明すると、基本駆動方形波生成回路部５においては、図２（ａ）に示すように、デューティ比が約５０％の基本駆動方形波（１３.５６ＭＨｚ）が生成される。

そして、該生成された基本駆動方形波は微分回路部９に入力されることで、図２（ｂ）に示すように、その前縁のみが取り出された前縁微分信号に変換され、該前縁微分信号がトリガー信号として第１反転器１０に入力される。

第１反転器１０は、微分回路部９からの前縁微分信号の入力を契機として信号出力を開始し、該信号出力の第２反転器１１による反転出力が、固定時定数回路部１２にて設定されている時定数に基づく期間を過ぎることにより第１反転器１０に入力された時点において信号出力を終了する。つまり、第１反転器１０は、図２（ｃ）に示すように、前縁微分信号の入力時点を契機とし、固定時定数回路部１２にて設定されている時定数に基づく期間に応じたパルス幅（信号幅）の信号を出力する。

尚、図２（ｃ）に示すように、これら前縁微分信号の入力時点から実際に信号が出力されるまでには、時間的な遅延、つまり信号伝搬遅延時間が生じることとなるので、これら信号伝搬遅延時間分だけ遅延した出力信号をＡＮＤゲート回路１４に入力し、一方に、直接的に基本駆動方形波を入力してしまうと、ＡＮＤゲート回路１４にて切り出される基本駆動方形波の信号幅が、該信号伝搬遅延時間分だけ短くなってしまうので、これを回避するために、第１反転器１０における該信号伝搬遅延時間分だけ基本駆動方形波を遅延させるための遅延回路部１３経由させることで、ＡＮＤゲート回路１４に入力される双方の信号の同期がとれ、図２（ｅ）に示すように、第１反転器１０の信号幅に応じた増幅源信号を得ることができる。

このように、第１反転器１０における信号伝搬遅延時間が出力周波数の１周期時間に近い長さであったり、１周期時間よりも長い（大きい）場合や、第１反転器１０において出力可能な最小のパルス幅（信号幅）の長さ（大きさ）が、出力周波数の１周期時間に近い長さである場合には、基本駆動方形波の同一周期内における信号幅による出力制御が困難となることから、本発明における方形波信号生成器となるこれら第１反転器１０として、出力周波数の１周期時間の少なくとも２論理ゲート以下の信号伝搬遅延時間にて、該１周期時間の少なくとも２分の１以下の信号幅の方形波信号を出力できるものとすることが好ましい。

尚、本実施形態では、ＡＮＤゲート回路１４を用いて基本駆動方形波からの切り出しを実施することで、図２における波線にて示す如くの過大時定数（逆転DUTY比）を防止できるようにしており、このようにすることは、信号幅が逆転することで、制御力が逆になることにより機器が損傷する等の不都合が生じることを回避できることから好ましいが、本発明はこれに限定されるものではなく、これらＡＮＤゲート回路１４を用いることなく、第１反転器１０からの出力信号を、そのまま増幅源信号としてＥ級アンプ６に入力するようにしても良く、この場合には、遅延回路部１３を省くことができる。

（実施例）
図３は、実際に製作した回路を示す回路図であり、前述したように、第１反転器１０としては、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２を使用し、固定時定数回路部１２としては、コンデンサＣ１とともに固定抵抗Ｒ_３とを用いている。

尚、図３中において、反転回路ＩＣ_１は、入力される基本駆動方形波を再整形するためのものであり、入力される基本駆動方形波の伝搬路において基本駆動方形波が悪影響を受けない場合であれば省略しても良い。

また、本実施例では、微分回路部９をＲ_１とＲ_２およびＣ_２で構成しており、Ｒ_１側がＶｄに接続されることで、前縁微分信号の非出力時においてＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の入力２にはＨＩＧＨ状態である「１」が入力され、前縁微分信号の出力時において入力２にＬＯＷ状態である「０」が入力される。なお、回路素子による動作遅延があるため、実際には、前縁微分信号はＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の入力1がLOW状態である「０」になるまでLOW状態である「０」を維持するだけの時定数が必要である。

また、図３中において、ＩＣ_５〜ＩＣ_７は遅延器であり、該ＩＣ_５〜ＩＣ_７により遅延回路部１３が形成されているとともに、ＩＣ_３が第２反転器１１に該当し、ＩＣ_４がＡＮＤゲート回路１４に該当する。

この本実施例においては、固定時定数回路部１２として固定抵抗Ｒ_３とコンデンサＣ_１を用いることにより、制御信号として、電圧制御信号がＲ_３に印加された状態で、前縁微分信号がＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の入力２に加わると、これら固定抵抗Ｒ_３とコンデンサＣ_１とで決定される時定数と電圧制御信号とに基づく時定数期間、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の入力１の電位がLOW状態である「０」とされ、時定数期間経過後、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の入力１の電位がHIGH状態である「１」状態となることで、制御信号の電圧信号によりＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の入力１の入力状態とその期間を制御できるので、経時的にも安定した連続制御を実施できる。

具体的に、これら固定時定数回路部１２を備える本実施例の単安定マルチバイブレータ１５の動作について、図８並びに図９のチャートに基づいて詳述すると、本実施例の図１に示す高周波電源回路の定常状態においては、ＩＣ_２の入力１及び入力２はHIGH状態である「１」でありＩＣ_２の出力はLOW状態である「０」となり、その結果ＩＣ_３の出力はHIGH状態である「１」となる為、Ｃ_１は充電されない。

入力２にトリガーパルスが入力されると、ＩＣ_２の出力がHIGH状態である「１」となり、ＩＣ_３の出力はLOW状態である「０」となり、Ｃ_１に充電が開始され、ＩＣ_２の入力１はLOW状態である「０」となる。

このＩＣ_２の入力１は、このＩＣ_２の入力１の電圧をＶｃとすると、ＶｃがこのＩＣ_２の入力１のHIGH状態である「１」と判断される閾値V_IHに達するまで、このＩＣ_２の出力はHIGH状態である「１」を維持する。

Ｒ_３両端の電圧をＶ_Ｒとすると、該Ｖ_Ｒは、良く知られている通り、数式１に示す関係にあり、Ｖｃ＝Ｖｄ − Ｖ_Ｒであるので、Ｖｃは、数式２で表される。

ここで、図８に、Ｒ_３＝４７０Ω、Ｃ_１＝２２０pFとした固定時定数回路１２に、電圧制御信号としてＶｄ＝３[V]を印加した時の特性を示すとともに、図９に、該固定時定数回路１２に、Ｖｄ＝３[V]と、Ｖｄ＝４[V]とを印加した時の特性を示す。

数式２からも明らかな通り、電圧制御信号Ｖｄの電圧を可変させると、図８と図９に示すように、特性曲線自体は変化なく、電圧制御信号Ｖｄに応じて平行に移動する。しかるに図３におけるＩＣ_２の入力１において、該入力１がHIGH状態であると判断される閾値V_IHに達するまでの時間で見ると、Ｖｄ＝４[V]ではＡの時間であり、Ｖｄ＝３[V]ではＢの時間である。

そして、このＩＣ_２の入力１が、HIGH状態であると判断される閾値V_IHに達するとＩＣ_２の出力はLOW状態である「０」に反転する。したがって電圧制御信号Ｖｄの電圧を可変すること、つまり、長いパルス幅の出力パルスを出力させたい（出力電力を大きくしたい）場合にはＶｄの電圧を低くし、短いパルス幅の出力パルスを出力させたい（出力電力を小さくしたい）場合には、Ｖｄの電圧を高くすることにより、ＩＣ_２から出力され出力パルスのパルス幅を可変できる事となる。

また、本実施例においては、第１反転器１０としては、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２を使用することで、１３.５６ＭＨｚにおいても十分に利用可能な短さのパルス幅の得られる反転器を得ており、このＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の動作について説明すると、前述のように、Ｒ_１とＲ_２およびＣ_２で構成された微分回路部９に接続されている入力２は、前縁微分信号の非出力時においてＨＩＧＨ状態である「１」が入力されるとともに、他方の入力１も、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ_１を介してＶｄに接続されることで、ＨＩＧＨ状態である「１」が入力されているので、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の出力はＬＯＷ状態である「０」である。なお、Ｒ_１とＲ_２の関係は、ＩＣ_２の入力２における閾値をＶ_ILとしたときに、Ｖd・Ｒ₂/( Ｒ₁+Ｒ₂)＞Ｖ_IL とする。

この状態において、前縁微分信号が出力される、つまり、入力２にＬＯＷ状態である「０」が入力されると、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の出力はＨＩＧＨ状態である「１」に移行する。

そして、該ＨＩＧＨ状態である「１」が出力されることで、第２反転器１１に該当するＩＣ_３からは反転出力であるＬＯＷ状態である「０」が出力されることで、入力１にもＬＯＷ状態である「０」が入力されるようになった後（微分信号入力直後）、前縁微分信号が非出力状態、つまりＬＯＷ状態である「０」となっても、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の出力はＨＩＧＨ状態のまま維持される。

そして、前述した時定数期間経過後、ＩＣ_２の入力１の電位が再度ＨＩＧＨ状態である「１」に戻ることで、入力１と入力２の双方の電位がＨＩＧＨ状態である「１」となるので、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の出力はＬＯＷ状態である「０」に移行することになるので、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２からは、前縁微分信号の入力を契機として、固定時定数回路部１２に設定されている、出力周波数である１３.５６ＭＨｚの半周期に該当する期間内の信号幅を有する方形波信号が出力されることになるので、該、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２により形成される第１反転器１０が、本発明における方形波信号生成器に該当する。

また、固定抵抗Ｒ_３並びにコンデンサＣ_１等により構成される単安定マルチバイブレータ１５の固定時定数回路部１２は、本発明における方形波信号生成器となる第１反転器１０を構成するＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２から出力されるパルス幅（信号幅）を、電力出力を制御するための制御信号に基づいて可変制御するので、該固定時定数回路部１２が本発明における信号幅制御回路に該当する。

そして、図１に示す回路の内、Ｅ級アンプ６やローパスフィルタ（ＬＰＦ）７を除くた回路が、本発明のデューティ比制御高周波生成回路に該当する。

以上、説明したように、電圧制御信号Ｖｄに応じて可変とされるＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２から出力されるパルス幅（信号幅）、例えば、該パルス幅（信号幅）を基本駆動方形波のパルス幅（信号幅）の半分とした場合には、基本駆動方形波のパルス幅（信号幅）の約半分（５０％）のパルス幅を有する増幅源信号がＡＮＤゲート回路１４からＥ級アンプ６に出力されて増幅されることで、出力が絞られるようになり、更に、係るＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２から出力されるパルス幅（信号幅）を基本駆動方形波のパルス幅（信号幅）の１／３とした場合には、基本駆動方形波のパルス幅（信号幅）の約１／３（３３％）のパルス幅を有する増幅源信号がＡＮＤゲート回路１４からＥ級アンプ６に出力されて増幅されることで、出力が絞られるようになる。

以上、本実施例のデューティ比制御高周波生成回路を備える高周波電源回路によれば、バイブレータ回路部となる単安定マルチバイブレータ１５において、増幅源信号として、前縁微分信号の入力を契機とするとともに、制御信号に基づく出力期間を有する出力周波数の半周期よりも短かな信号幅を有する方形波信号が生成され、該増幅源信号がスイッチングアンプ回路部にて増幅されることから、出力周波数が高周波であっても、簡素な構成にて増幅源信号の信号幅を制御信号に応じて変更することができ、よって、スイッチングアンプ回路となるＥ級アンプ６にて増幅された高周波電源回路からの出力電力の調節を、簡素な構成で２００ナノ秒程度の精度にて制御することができる。

ここで、本実施例のデューティ比制御高周波生成回路と、従来の電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、Ｃｄｓ素子を使用した回路について、温度変化による影響を比較した比較実験装置の構成を図１０に、比較実験の結果を図１１に示す。

比較実験の方法としては、図１０に示すように、本実施例のデューティ比制御高周波生成回路の内、基準駆動方形波生成回路部を除く回路部（ＤＵＴ回路部）を、従来の電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、Ｃｄｓ素子を使用したＤＵＴ１と、本実施例のデューティ比制御高周波生成回路に基づくＤＵＴ２として作製し、これらＤＵＴ１とＤＵＴ２とを恒温槽内に配置するとともに、これら恒温槽内のＤＵＴ１とＤＵＴ２を、該恒温槽外に配置した基準駆動方形波生成回路部と並列接続して、均一な基準駆動方形波を恒温槽内のＤＵＴ１とＤＵＴ２のそれぞれに入力できるようにした。

尚、この際、ＤＵＴ１とＤＵＴ２に使用するＩＣデバイスは、チップの違いによる温度差を取り除くために、同一のチップを使用して作製し、試験温度範囲としては、ＩＣデバイスの動作保証範囲の温度とした。

そして、実験手順として、まず、室温状態にて動作を確認し、槽内温度を20℃に設定し、恒温槽の運転を開始する。

そして、恒温槽内温度が摂氏２０度に達し、ＤＵＴ１とＤＵＴ２とが充分に所定温度に達したら、ＤＵＴ１並びにＤＵＴ２の時定数調整を４０ｎｓに調整し、再度恒温槽を運転しＤＵＴ１並びにＤＵＴ２を充分を所定温度下に置く。

次に、ＤＵＴ１並びにＤＵＴ２が充分に所定温度に達したら、その時点でのＤＵＴ１のパルス幅と一致する様にＤＵＴ２のパルス幅を電源装置Ｄにより調整し、その値を記録した。
そして、恒温槽内温度を摂氏０度に設定し、ＤＵＴ１並びにＤＵＴ２が充分に所定温度に達したら、その時点でのＤＵＴ１のパルス幅と一致する様にＤＵＴ２のパルス幅を記録した。

そして、順次、恒温槽内温度を摂氏１０度、摂氏３０度、摂氏３５度、摂氏４０度、摂氏５０度に設定し、それぞれの所定温度にＤＵＴ１並びにＤＵＴ２が充分に達したら、その時時の、ＤＵＴ１並びにＤＵＴ２のパルス幅を記録した。

その結果、図１１に示すように、従来の電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、Ｃｄｓ素子を使用したＤＵＴ１は、温度が上昇するに従い、パルス幅が減少して行く。この事はケート電圧は一定である為、温度上昇に伴ってドレイン・ソース間抵抗（Ｒ_DS）が減少することを意味する。したがって本実施例のＤＵＴ２は、その影響は受けていない。ただ両者とも摂氏３０度以上では変化がやや大きくなるが、本実施例のＤＵＴ２は、ＤＵＴ１に比較して変化の幅が小さく、温度変化に対して安定していることが判る。

つまり、本実施例のデューティ比制御高周波生成回路を備える高周波電源回路によれば、時定数回路部を固定抵抗と固定コンデンサで構成された時定数が一定とされた固定時定数回路部１２とし、該固定時定数回路部に制御信号として制御電圧信号Ｖｄを入力して制御することで、回路構成をより簡素化できるとともに、温度変化による影響を受け易い半導体素子を使用せずに信号幅制御を行えるので、温度変化による影響を受け難くなる。

また、本実施例のデューティ比制御高周波生成回路を備える高周波電源回路によれば、バイブレータ回路部として、ＤＣ−ＡＣ結合による単安定バイブレータを用いることにより、信号幅制御回路を、第２反転器並びに固定時定数回路部１２とにより簡単な構成にて構成できるので、回路設計の自由度が向上するとともに、簡素な構成にて良好な精度を有するバイブレータ回路部を得ることができる。

また、本実施例のデューティ比制御高周波生成回路を備える高周波電源回路によれば、第１反転器１０を、一般的なＭＳＩのマルチバイブレータに比較して高速動作可能なＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２を用いて形成することで、より短い信号幅の方形波信号を生成することができ、制御可能な出力電力の範囲をより大きくすることができる。

また、本実施例のデューティ比制御高周波生成回路を備える高周波電源回路によれば、出力周波数の一周期毎の信号幅を可変することが可能となるので、時間的に最も緻密となる同一周期内による出力電力の制御が可能となる。

また、本実施例のデューティ比制御高周波生成回路を備える高周波電源回路によれば、ＡＮＤゲート回路１４を用いることで、増幅源信号の信号幅が逆転してしまうことを回避でき、これら信号幅が逆転（逆転Ｄｕｔｙ化）による障害の発生を防止できる。

また、本実施例のデューティ比制御高周波生成回路を備える高周波電源回路によれば、遅延回路部１３を有することで、論理ゲート回路となるＡＮＤゲート回路１４により切り出された増幅源信号の信号幅が、信号伝搬遅延時間分だけ短くなってしまう不都合を回避できる。

また、本実施例のデューティ比制御高周波生成回路を備える高周波電源回路によれば、倍周波を用いて基本駆動方形波を生成しているので、デューティ比約５０％の基本駆動方形波を、高精度にて生成することができる。

以上、本発明の実施例を図面により説明してきたが、具体的な構成はこれら実施例に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲における変更や追加があっても本発明に含まれる。

例えば、前記実施例では、高周波電源回路から出力される高周波出力と同一の周波数（１３.５６ＭＨｚ）の基準動作信号を生成して、倍周波生成回路２により該基準動作信号の倍周波（２倍波；２７.１２ＭＨｚ）を生成するようにしているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これら倍周波生成回路２を用いることなく、例えば２７.１２ＭＨｚのオシレータを用いて基準動作信号の倍周波を直接生成するようにしても良い。

また、前記実施例では、倍周波として２倍波を用いているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これら２倍波より高次の４倍波や８倍波を用いてデューティ比約５０％の方形波である基本駆動方形波や制御用方形波を生成するようにしても良い。

また、前記実施例では、倍周波を用いて基本駆動方形波を生成しているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これら基本駆動方形波を、倍周波を用いることなく生成するようにしても良い。

また、前記実施例では、論理ゲート回路としてＡＮＤゲート回路１４を用いているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これら論理ゲート回路としては、制御方式に基づいた適宜な適宜な論理積回路機能を有する多入力論理ゲート回路（ＮＡＮＤゲート回路やＯＲゲート回路）を用いることができる。

また、前記実施例では、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７を設けて正弦波出力とパルス出力の双方の出力形態を実施できるようにしているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これらのいずれか一方のみとしても良い。

また、前記実施例では、遅延回路部１３を用いているが、本発明はこれに限定されるものではなく、出力周波数が比較的低く、該出力周波数の信号幅に対して第１反転器１０における遅延伝搬時間が十分に小さなものである場合には、これら遅延回路部１３を省略しても良い。

また、前記実施例では、微分信号として前縁微分信号をトリガー信号として第１反転器１０に入力しているが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、図４に示すように、後縁微分回路部９’を用いて、第１反転器１０に後縁微分信号を入力するようにし、遅延回路として、第１反転器１０と同一の反転器である第３反転器１０’を遅延回路部１３として用いることで、ＡＮＤゲート回路１４に入力される双方の遅延伝搬時間をマッチングさせる必要がないように構成しても良い。

また、前記実施例では、出力周波数として、サイリスター等にて制御不能な１３.５６ＭＨｚを例示しているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これらサイリスターが利用できる数百ＫＨｚの出力周波数に、本発明の高周波電源回路を利用できることは、言うまでもない。

本発明の高周波電源回路の実施形態を示す回路構成図である。（ａ）〜（ｅ）は、図１の実施形態の高周波電源回路における各種信号のタイミングを示すチャートである。本発明の実施例における高周波電源回路の構成を示す図である。その他の形態の高周波電源回路を示す回路構成図である。従来における電源回路の構成を示す図である。従来における高周波電源回路の構成を示す図である。従来における高周波電源回路の構成を示す図である。本発明の実施例における高周波電源回路のＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２への入力電圧の変化を示すチャートを示す図である。本発明の実施例における高周波電源回路のＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２への入力電圧の変化を示すチャートを示す図である。比較実験の装置構成を示す図である。本発明の実施例における高周波電源回路と従来の高周波電源回路との温度特性の比較を示す図である。

符号の説明

１基本動作信号発生器
２倍周波生成回路
３波形成形回路
４分周波生成回路
５基本駆動方形波生成回路部
９微分回路部
１０第１反転器
１１反転器
１２該時定数回路部
１２Ｅ級アンプ
１２時定数回路部
１３遅延回路部
１４ＡＮＤゲート回路
１５単安定マルチバイブレータ

Claims

出力周波数を有する基本駆動方形波を生成する基本駆動方形波生成回路部と、該生成された基本駆動方形波の前縁または後縁の微分信号を生成する微分信号生成回路部と、外部からのトリガー信号の入力を契機として前記出力周波数の半周期に該当する期間内の信号幅を有する方形波信号を出力する方形波信号生成器並びに前記出力周波数における出力波形のデューティ比を制御するための制御信号に基づいて前記方形波信号の信号幅を可変制御する信号幅制御回路とを有するバイブレータ回路部とを含み、前記微分信号生成回路部にて生成された微分信号を前記バイブレータ回路部におけるトリガー信号として用いるデューティ制御高周波生成回路であって、
前記方形波信号生成器は、前記微分信号の入力を契機として入力信号の反転出力を開始する第１の反転器を備えるとともに、前記信号幅制御回路は、前記第１の反転器からの出力信号を反転して当該第１の反転器に入力させる第２の反転器と、固定抵抗と固定コンデンサで構成された所定の時定数を有する固定時定数回路部とを備え、前記固定時定数回路部に前記制御信号として制御電圧信号を入力することにより、該制御電圧信号と前記固定時定数回路部が有する所定の時定数により決定される時間において、前記第２の反転器から出力される出力信号の前記第１の反転器への入力を遮断することを特徴とするデューティ比制御高周波生成回路。
前記第１の反転器が、多入力変転論理ゲート回路により形成されていることを特徴とする請求項１に記載のデューティ比制御高周波生成回路。
前記方形波信号生成器は、前記出力周波数の１周期時間の少なくとも２論理ゲート以下の信号伝搬遅延時間にて、該１周期時間の少なくとも２分の１以下の信号幅の方形波信号を出力することを特徴とする請求項１または２に記載のデューティ比制御高周波生成回路。
前記バイブレータ回路部からの出力信号と前記基本駆動方形波とが入力され、該入力されるバイブレータ回路部からの出力信号により、入力される基本駆動方形波の切り出しを行う論理ゲート回路を含み、前記スイッチングアンプ回路部は、前記論理ゲート回路からの出力信号を前記増幅源信号として増幅することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のデューティ比制御高周波生成回路。
前記論理ゲート回路に入力される基本駆動方形波を、前記バイブレータ回路部における信号伝搬遅延時間にて遅延させる遅延回路を含むことを特徴とする請求項４に記載のデューティ比制御高周波生成回路。
前記基本駆動方形波生成回路は、前記基本駆動方形波の倍周波を生成する倍周波生成回路を有し、該倍周波生成回路にて生成された倍周波を用いてデューティ比約５０％の基本駆動方形波を生成することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のデューティ比制御高周波生成回路。