JP2008228112A - Ｏｆｄｍ伝送方式における受信装置のｃ／ｎ比演算方法及びその機能を有した受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＯＦＤＭ伝送方式におけるＣ／Ｎ比を簡単な構成で求めること。
【解決手段】ＯＦＤＭ伝送方式で送信された電波を受信装置で受信したときのＣ／Ｎ比の演算方法である。特定周波数の整数倍であって受信信号の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Ａに対して、離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数を、最大周波数Ａとする。また、離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数を、サブキャリアが存在する周波数であってその最低周波数と特定周波数との差の周波数で除した値以上の入出力点数の離散フーリエ変換を行う。そして、この離散的フーリエ変換の後のスペクトルにおいて、サブキャリアが配置される周波数位置であって、サブキャリアの存在しない特定周波数の整数倍のスペクトル強度を求め、そのスペクトル強度からＣ／Ｎ比を求める。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＯＦＤＭ伝送方式における受信装置において、信号の復調用の離散的フーリエ変換装置による復号結果を用いることなく、受信電波のＣ／Ｎ比を求める方法及びそのＣ／Ｎ比演算機能を有した受信装置に関する。本発明は、アダプティブアレイアンテナにおけるＣ／Ｎ比を大きくした受信電波の合成に用いることができる。

近年、伝送方式として、互いに直交する複数本の副搬送波（サブキャリア）を情報符号で変調して伝送する直交周波数分割多重変調方式（OFDM: Orthogonal Frequency Divisional Multiplexing) が知られ、地上波ディジタル放送や無線ＬＡＮなどに用いられている。

一方、ＯＦＤＭ伝送方式は、移動体通信への応用も検討されている。その移動体通信では、アダプティブアレイアンテナを用いて、最大比合成により、受信電力を高くすることが行われている。しかし、Ｃ／Ｎ比を高くする合成については、検討されていない。

下記特許文献１には、ＯＦＤＭの復調装置において、受信信号から雑音成分を除去する装置が開示されている。この技術では、１シンボル期間のｎ倍の期間の時間波形について離散的フーリエ変換を行って、正規のサブキャリアの周波数間隔の１／ｎ間隔の線スペクトルを得て、そのスペクトルからサブキャリアだけを除去して、雑音スペクトルだけを抽出している。そして、その抽出された雑音スペクトルを逆フーリエ変換して、時間軸上の雑音を発生させて、受信信号からその雑音を減算することで、受信信号から雑音を除去するものである。

特開２００３−１５２６７５号公報

しかしながら、この方法では、フーリエ変換器への入力点数がｎ倍になり、フーリエ変換の演算負荷が増大する。また、入力点数がｎ倍の逆フーリエ変換器も必要となる。
さらに、１シンボルのｎ倍の期間の時間波形においてはシンボルが変化するので、シンボルの境界で波形がステップ的に変化する。したがって、１シンボルのｎ倍の時間期間のフーリエ変換の結果は、サブキャリア毎の線スペクトルにはならず、sin(ω)/ωのスペクトルとなり、サブキャリア間においても、サブキャリアのサイドローブが存在し、正確な雑音成分だけを抽出できる訳ではない。

したがって、上記特許文献１の方法により、フーリエ変換したスペクトルからサブキャリア成分と雑音成分とを抽出して、Ｃ／Ｎ比を演算するとしても、正確な値を求めることはできない。
本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、ＯＦＤＭ伝送方式におけるＣ／Ｎ比を簡便に且つ正確に求めることができるようにすることである。
また、他の目的は、ＯＦＤＭ伝送方式にけおるアダプティブアレイアンテナを用いた受信装置において、Ｃ／Ｎ比の高い合成ができるＣ／Ｎ比演算機能を有した受信装置を実現することである。

上記課題を解決するための第１の発明は、ＯＦＤＭ伝送方式で送信された電波を受信装置で受信したときのＣ／Ｎ比の演算方法において、受信信号の離散的フーリエ変換の後のスペクトルにおいて、サブキャリアに割当られる周波数位置であって、ヌルキャリアである特定周波数の整数倍のスペクトル強度を求め、そのスペクトル強度からＣ／Ｎ比を求めることを特徴とするＣ／Ｎ比演算方法である。

ＯＦＤＭ伝送方式で送信された電波を復調するとき、少なくとも、情報符号によって変調されたサブキャリアが存在しないところのヌルキャリアである特定周波数の整数倍のスペクトルが得られるように、離散的フーリエ変換される。ただし、サブキャリアに割当られる周波数位置であることが必要である。また、ヌルキャリアが割当られている特定周波数とは、信号帯域の下限、上限近くには、ガードバンドによるヌルキャリアが設けられているので、このヌルキャリアの周波数を特定周波数とする。また、この特定周波数とサブキャリアの最低周波数との差は、大きい程、望ましい。この特定周波数のスペクトルは雑音成分のみとなる。このような離散的フーリエ変換のスペクトルには、サブキャリアのないスペクトル成分、すなわち、純粋な雑音成分と、変調されたサブキャリアが存在するスペクトル成分とを得ることができるので、正確に、Ｃ／Ｎ比を演算することができる。

たとえば、ＯＦＤＭ地上波ディジタルテレビジョン放送の場合、選局後の中間周波数帯域（アナログ信号としてはベースバント）の信号は、周波数４ＭＨｚを中心として、１．２ＭＨｚから６．８ＭＨｚまでの帯域幅５．６ＭＨｚの信号となる。この時、サブキャリアは、１ｋＨｚ間隔（正確には、０．９９２ｋＨｚ間隔であるが、説明を簡単にするため、以下、サブキャリアは１ｋＨｚ間隔とする）で割当られるが、１ＭＨｚ、７ＭＨｚには、変調されたサブキャリアは存在せずヌルキャリアとなっている。理解を簡単にするために、この例について、本発明により、Ｃ／Ｎ比が求められる原理について説明する。

１．第１の方法
離散的フーリエ変換においては、この特定周波数は、ルヌキャリアとして扱われる。１ＭＨｚ、７ＭＨｚのスペクトルの強度は、正確に、雑音成分の強度を示している。したがって、少なくもと、この１ＭＨｚである特定周波数の整数倍のスペクトルが得られるように、受信信号を離散的フーリエ変換し、１ＭＨｚと７ＭＨｚのスペクトルの強度を平均して雑音強度Ｎを求め、２、３、４、５、６ＭＨｚのスペクトルの強度を平均してサブキャリア強度Ｃを求めることができる。これから、Ｃ／Ｎ比を正確に演算することができる。

この場合には、sin 、cos による直交変調されて多重化された状態の信号を処理するとして、周波数の負領域を含めて、１６点のスペクトルが得られれば、正確に、Ｃ／Ｎ比を演算することができる。そして、１ＭＨｚからサブキャリアの最低周波数である１．２ＭＨｚとの周波数差は、０．２ＭＨｚである。離散的フーリエ変換を行う場合には、その出力値の１ＭＨｚでの値に、サブキャリアの情報が含まれないためには、離散的フーリエ変換の周波数分解能を０．２ＭＨｚ以下とすることが必要となる。このため、時間軸上のウインドウは５μｓ必要となる。

このウインドウに、シンボルの境界が含まれると、上述したようにサブキャリアのサイドローブがサブキャリア間に発生するために、正確な雑音強度を求めることができない。しかし、１シンボルの期間を１ｍｓとすると、５μｓの離散的フーリエ変換のウインドウは、１シンボル期間の1/200 となり、シンボルの境界をこのウインドウに含む確率は1/200 となり、Ｃ／Ｎ比の演算精度を低下させることはない。

また、本発明では、特定周波数の整数倍のスペクトル強度が得られるように、受信信号を離散的フーリエ変換すれば良いので、離散的フーリエ変換の出力に特定周波数の整数倍以外のスペクトルが含まれていても良い。したがって、上記の地上ディジタルテレビジョン放送の場合においては、時間軸上のウインドウは、５μｓ以上の１ｍｓ未満の範囲で１μｓの整数倍であれば、任意の値に設定することができる。たとえば、サンプリング周波数が１６ＭＨｚであれば、１６ＭＨｚ×５μｓ＝８０点のサンプリング点数となり、最低８０点以上で１６点の整数倍の点数の離散的フーリエ変換を行えば、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。離散的フーリエ変換をＦＦＴで実現するならば、１２８点のＦＦＴを用いることができる。これらのフーリエ変換において、１ＭＨｚの整数倍周波数のスペクトル以外は不要となる。このようにして、１ＭＨｚのスペクトルにサブキャリアの情報が現れることなく、１ＭＨｚの整数倍の周波数のスペクトルを得ることができる。１２８点のＦＦＴを用いた場合には、時間軸上のウインドウは、８μｓとなり、０．１２５ＭＨｚ間隔のスペクトルが得られることになる。

次に、一般的なシステムにおける離散的フーリエ変換の変換行列の係数について検討する。離散的フーリエ変換の変換行列の要素は、exp(-j2πik/n) である。ただし、ｉ，ｋ＝０，１，２，…ｎであり、ｎはサンプリング点数である。このうち、求めたい特定周波数の整数倍の周波数では、ｉが０又はｍの倍数、ｉ＝ｍｐとなる。ただし、ｍは、求めたい特定周波数の整数倍の周波数の１間隔当たりのサンプリング数であり、ｐは求めたい特定周波数の整数倍の周波数の番号である。上記例で言えば、求めたい周波数は、０、１、２、３ＭＨｚ…などのｐＭＨｚ周波数であり、ｍは１ＭＨｚ幅当たりのサンプリング数となる。上記の８０点サンプリングの場合には、ｎ＝８０、ｍ＝５である。

結局、求めたい周波数を、整数ｐで表すと、周波数ｐのスペクトルを求めるための係数は、exp(-j2πpk/(n/m) )となり、複素座標上の単位円を２π/(n/m)の整数倍の角度で移動させた点の複素座標が、係数の候補となる。n/m は、当然に整数となり、n/m ＭＨｚがサンプリング周波数である。また、(n/m) / ２は、ｐの最大値であり、離散的フーリエ変換の出力する最大周波数に対応する。ｐの最大値をｓとすれば、係数は、exp(-jπpk/s) となる。ｓ＝２^q （ただし、ｑは整数）に選択すると、係数の実部、虚部の絶対値は、ｓ＝２の時、０，１の２種類、ｓ＝４の時、０，１，sin(π/4) の３種類、ｓ＝８の時、０，１，sin(π/4) ，sin(π/8) ，cos(π/8) の５種類、ｓ＝１６の時、０，１，sin(π/4) ，sin(π/8) ，cos(π/8) ， sin( π/16)， cos( π/16)，sin(3 π/16)，cos(3 π/16)の９種類だけで求めることができる。各ｐについて、k を0 〜ｎまで変化させた時の係数を、サンプリング値に掛け算する必要があるが、これらは、k=２ｓの周期で繰り返されるだけである。上記の１．２ＭＨｚ〜６．８ＭＨｚ帯の地上ディジタル放送の場合には、１ＭＨｚの整数倍のスペクトルを求めることになる。したがって、ｓ＝８であるから、変換行列の要素として、５種類の値だけを用いて、フーリエ変換をすることができる。

サブキャリアの電力を求めるに当たっては、２ＭＨｚ以上の１ＭＨｚの整数倍の周波数だけでなく、得られているスペクトルにおける全てのサブキャリアの電力を平均して、この平均電力をサブキャリアの電力としても良い。また、第１の方法では、サンプリング周波数は、上記の例で言えば、帯域の設計上の上限である最大周波数８ＭＨｚの２倍以上あれば良い。サンプリング周波数ｆ_C とするとき、ナイキスト周波数はｆ_C ／２となるので、このｆ_C ／２を、設計上の仮想帯域の最大周波数、すなわち、離散的フーリエ変換の出力する最大周波数とすれば良い。この周波数ｆ_C ／２と、実際の帯域の上限（たとえば、８ＭＨｚ）より上で、ｆ_C ／２より下の周波数領域は、離散的フーリエ変換の出力が０となるだけである。したがって、サンプリング周波数は、帯域の設計上の上限である最大周波数８ＭＨｚの２倍以上あれば、良い。

２．第２の方法
以下の方法によると、さらに、離散的フーリエ変換を簡単化することができる。上記の例から分かるように、信号キャリアの存在しない周波数の整数倍のスペクトル強度を求める最も簡単な場合は、信号帯域を中心周波数で２分して、低帯域と高帯域とするとき、（上記の例では、１．２〜４ＭＨｚの低帯域と、４〜６．８ＭＨｚの高帯域）低帯域と高帯域とのそれぞれで、１ＭＨｚの整数倍のスペクトルにおいて、１本のスペクトルだけ、ヌルキャリアとするように、選択する場合である。この場合に、離散的フーリエ変換の入力点数と出力点数を最小にすることができる。すなわち、１．２〜４ＭＨｚの低帯域の１、２、３、４ＭＨｚのスペクトルを得るようにしても良い。この場合にも、周波数分解能は、０．２ＭＨｚ以下とすることが必要であるから、ウインドウは５μｓである。離散的フーリエ変換の出力の範囲は、−４ＭＨｚ〜４ＭＨｚとなるから、８ＭＨｚ／０．２ＭＨｚ＝４０点のサンプリング点数があれば、１ＭＨｚにおいて、サブキャリアが漏れることなく、１ＭＨｚの整数倍の周波数のスペクトルを得ることができる。この場合のサンプリング周波数は、４０／５μｓ＝８ＭＨｚとなる。

すなわち、４０点の離散的フーリエ変換を行えば、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。離散的フーリエ変換をＦＦＴで実現するならば、６４点のＦＦＴを用いることができる。これらのフーリエ変換において、１ＭＨｚの整数倍周波数のスペクトル以外は不要となる。受信信号の中間周波数帯域信号を８ＭＨｚでサンプリングすると、０〜４ＭＨｚ帯域のスペクトルに、４〜８ＭＨｚ帯域のスペクトルがナイキスト周波数４ＭＨｚで折り返されて、重なったスペクトルとなる。すなわち、このスペクトルにおいては、１ＭＨｚの雑音成分は、本来の１ＭＨｚの雑音と、本来の７ＭＨｚの雑音成分との和の値となる。他の２、３、４ＭＨｚのサブキャリアは、６ＭＨｚ、５ＭＨｚ、４ＭＨｚのサブキャリアと、それぞれ、重なったものとなる。しかし、信号を正確に復調する必要はなく、サブキャリアの電力を検出すれば良いので、スペクトルは、このように、上記の高帯域が低帯域に４ＭＨｚで反転されて重ねられていても問題はない。したがって、離散的フーリエ変換の出力のうち、２、３、４ＭＨｚのサブキャリア１本当たりの平均電力強度をサブキャリアの強度とし、１ＭＨｚのスペクトルの強度を雑音強度とすれば、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。

この方法においても、第１の方法で説明したように、離散的フーリエ変換の変換行列の要素は、exp(-j2πik/n) で表される。第２の方法は、受信信号の帯域幅は同一条件、時間軸上のウインドウの長さも同一にして、第２の方法に対して、サンプリング周波数を１／２とし、離散的フーリエ変換の出力する最大周波数を１／２、サンプリング点数を１／２としたことである。したがって、上記の地上ディジタルテレビジョン信号の例で言えば、ｎ＝４０、ｍ＝５、ｐの最大値ｓは４である。したがって、離散的フーリエ変換の変換行列の要素は、絶対値で、３種類の値だけで表現でき、演算が、第１の方法に比べて、さらに、簡単となる。また、離散的フーリエ変換の点数も１／２にすることができ、演算が簡単となる。

３．第３の方法
もしも、高帯域の折り返しを禁止するのであれば、受信信号の正規にサンプリングされたディデタル信号に、帯域を２分するディジタルフィルタを操作して、一方の帯域の信号に対して、帯域幅の２倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングする。上記の地上ディジタル放送の例で言えば、受信信号の正規にサンプリングされたディデタル信号に、帯域０〜４ＭＨｚのディジタルフィルタを操作して、０〜４ＭＨｚの帯域に制限した後、８ＭＨｚでダウンサンプリングすれば、０〜４ＭＨｚのスペクトルを正確に得ることができる。そして、１、２、３、４ＭＨｚのスペクトルにおいて、１ＭＨｚの周波数の電力を雑音電力とし、２、３、４ＭＨｚの周波数の平均電力をサブキャリア電力とすれば、正確に、Ｃ／Ｎ比を演算することができる。また、ディジタル信号に、帯域４〜８ＭＨｚのディジタルフィルタを操作して、スペクトルを帯域４〜８ＭＨｚに制限した後、４ＭＨｚでダウンサンプリングすれば、０〜４ＭＨｚ帯域のスペクトルを得ることができ、上記と同様にして、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。この２分された帯域に対して、上記の処理を行って求めたそれぞれの雑音強度の平均値とそれぞれのサブキャリア強度の平均値を求めて、Ｃ／Ｎ比を求めれば、０〜８ＭＨｚの全帯域に対してＣ／Ｎ比を求めることができる。また、２分割された帯域について、サブキャリアの強度が変動がないか、対称であるならば、何れか１方の方法で、Ｃ／Ｎ比を求めることも可能である。

この方法は、第１の方法に対しては、帯域を１／２に制限し、第２の方法に対しては、帯域の１／２の帯域の折り返しがないだけである。したがって、上記の地上ジィジタル放送の例でいえば、離散的フーリエ変換の点数を４０点、ｓ＝４とすることができ、離散的フーリエ変換の変換行列の要素を、絶対値で３種類だけとすることができ、演算負荷を減少させることができる。

４．第４の方法
さらに、発展させると、第１の方法に対して、時間軸上のウインドウを同一として、帯域（ＤＦＴの出力の最大周波数）を１／４、サンプリング周波数を１／４、サンプリング点数を１／４にして、Ｃ／Ｎ比を演算することができる。上記の地上ディジタル放送の例で言えば、０〜２ＭＨｚの帯域だけディジタルローパスフィルタで抽出して、４ＭＨｚでダウンサンプリングすれば、１、２ＭＨｚのスペクトルを得ることかできる。１ＭＨｚのスペクトル強度を雑音強度とし、２ＭＨｚのスペクトル強度をサブキャリア強度として、Ｃ／Ｎ比を求めることも可能である。この場合には、離散的フーリエ変換の入出力点数は２０点に縮小することができる。また、ＦＦＴで行う場合には、３２点ＦＦＴを用いることができる。

また、上記と同様にして、０〜２ＭＨｚ、２〜４ＭＨｚ、４〜６ＭＨｚ、６〜８ＭＨｚに帯域を４分割して、上述した処理をそれぞれ実行して、各分割帯域毎に、雑音成分、サブキャリア成分を求めることも可能である。これらの分割帯域毎のＣ／Ｎ比を平均して、全帯域のＣ／Ｎ比としても良い。これらの場合には、それぞれのバンドパスフィルタと、ダウンサンプリングと、２０点の離散的フーリエ変換を、並列処理すれば良い。

第２の発明は、特定周波数の整数倍であって受信信号の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Ａに対して、離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数を、最大周波数Ａとしたことを特徴とする。

この発明は、上記した第２の方法、第３の方法を一般化して特定したものである。上記のＯＦＤＭ地上ディジタル放送の場合においては、受信信号の帯域は、１．２ＭＨｚから６．８ＭＨｚまでの帯域幅５．６ＭＨｚの帯域を意味し、所定帯域の上限の最大周波数Ａは、８ＭＨｚを意味する。Ａ／２は、離散的フーリエ変換による出力の最大周波数である。また、変調されたサブキャリアの存在しない特定周波数ｆ₀ の整数倍を最大周波数Ａとする。この最大周波数Ａで、受信信号をサンプリングすると、上述したように、ベースバンド帯域の高帯域側（周波数Ａ／２〜Ａ）が低帯域側（０〜Ａ／２）に周波数Ａ／２を中心として、折り返される。しかし、信号の存在する帯域の下側及び上側の僅かに外に存在する両周波数は、ヌルキャリアであるので、特定周波数ｆ₀ において、スペクトルが重なっていても、雑音電力を正確に求めることができる。また、信号で変調されているサブキャリアが、低帯域と高帯域とで、重畳されていても、サブキャリアの平均電力を求めるには、問題を生じない。

また、本発明においては、受信信号を情報の復調のために、サンプリングしたデータに対して処理する場合には、ダウンサンプリング（デシメーション）を行うことになる。この場合に、遮断周波数Ａ／２のデシメーションフィルタ（ローパスフィルタ）を施してから、ダウンサンプリングすれば、高帯域が低帯域に重ならないようにすることができる。すなわち、上述した第３の方法を実現できる。また、デシメーションフィルタを用いずに、ダウンサンプリング（単に、サンプリング点を間引くだけの操作）すれば、高帯域が低帯域に折り返されて、上述した第２の方法を実現できる。なお、第３の発明における最大周波数Ａを、２Ａ（上記例では、１６ＭＨｚ）とおくと、上述した第１の方法と同一となる。したがって、離散的フーリエ変換の出力の最大周波数をどこに設定するかの問題でもある。

第３の発明は、特定周波数の整数倍であって受信信号の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Ａに対して、離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数を、最大周波数２Ａとしたことを特徴とする。

本発明では、第２の発明と異なり、帯域の折り返しによる重なりがない状態で、スペクトルを求めることができ、そのスペクトルからＣ／Ｎ比を演算することができる。

第４の発明は、離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数ｆ_c を、サブキャリアが存在する周波数であってその最低周波数ｆ_L と特定周波数ｆ₀ との差の周波数Δｆ_G ＝ｆ_L −ｆ₀ で除した値（ｆ_c ／Δｆ_G ）以上の入出力点数Ｎの離散フーリエ変換を行うことを特徴とする。
すなわち、離散的フーリエ変換の周波数分解能をΔｆ_G 以下とすることで、離散的フーリエ変換において、雑音を測定するための周波数にサブキャリアが漏れて観測されることを防止している。もちろん、特定周波数の整数倍は、Δｆ_G の整数倍となるようにΔｆ_G を選択することは必要である。また、時間軸上のウインドウは、１／Δｆ_G 以上で、特定周波数の整数倍が得られる時間となる。この場合に、サブキャリアのメインローブの特定周波数への漏れがなく、雑音電力を正確に測定することが可能となる。

上記の例で言えば、１ｋＨｚ間隔のサブキャリアが存在する場合において、１ｍｓ以下の時間軸上のウインドウを設定した場合には、離散的フーリエ変換の分解能は、１ｋＨｚ以上となり、１ｋＨｚ間隔の周波数を確実に分離して、そのスペクトルを検出することはできない。すなわち、求めるべき１ＭＨｚの整数倍のスペクトルは、本来のスペクトとサブキャリアのスペクトルの漏れの和として検出される。上記の例では、特定周波数ｆ₀ である１ＭＨｚと、サブキャリアの最低周波数ｆ_L である１．２ＭＨｚとの間には、サブキャリアは実在しない。そこで、離散的フーリエ変換のスペクトル間隔をΔｆ_G の０．２ＭＨｚ間隔、すなわち、時間軸上のウインドウを５μｓとすれば、１ＭＨｚへの、サブキャリアのサイドローブによる漏れはあっても、大きなメインローブによる漏れはない。サンプリング周波数ｆ_c が１６ＭＨｚ（第１の方法）であれば、８０点、８ＭＨｚ（第２、第３の方法）であば、４０点のサンプリング点が必要となる。本発明は、このことを規定したものである。離散的フーリエ変換をＦＦＴで行うとすると、これらの点数以上の２^q 点のＦＦＴを用いることになる。

なお、２ＭＨｚにおいては、１．８ＭＨｚ〜２．２ＭＨｚの帯域幅０．４ＭＨｚに存在する実在する４００本のサブキャリアのメインローブの成分が同様に漏れるが、１ＭＨｚで雑音成分を求める場合の帯域幅０．４ＭＨｚで、サブキャリアのスペクトルを求める場合と同一であるので、問題なく、雑音成分だけを正確に求めることができる。

第５の発明は、最大周波数は８ＭＨｚであることを特徴とする。ＯＦＤＭ地上ディジタル放送の選局後の受信信号の１．２〜６．８ＭＨｚの帯域を内在し、雑音を検出するための特定周波数ｆ₀ を１ＭＨｚとした時の最大周波数である。

第６〜第１０の発明は、第１〜第５の方法発明に対応した装置発明である。
上記した方法発明の説明と同一説明が成立する。

本発明者らは、Ｃ／Ｎ比を演算するには、必ずしも、ＯＦＤＭ信号を復調するための多点離散的フーリエ変換の出力を用いる必要がないことを着想した。すなわち、本発明者らは、サブキャリアが割当られている周波数位置であって、ヌルキャアである特定周波数ｆ₀ の整数倍のスペクトル強度が得られれば、正確に、Ｃ／Ｎ比が演算できることを着想した。この結果、第１、第６の発明によると、離散的フーリエ変換の入出力点数を減少させることができると共に、スペクトルを求めるための係数の種類を極めて少なく、簡単な数値とすることができる。したがって、装置構成を簡単にすることができると共に、演算負荷を大幅に減少することができる。

アダプティブアレイアンテナにおいて各受信信号を合成する場合に、仮に、復調用の多点の離散的フーリエ変換器を用いて、上記のことを行う場合には、以下のように、現実的ではない。各アンテナの受信信号毎に、Ｃ／Ｎ比を演算する必要があるが、各アンテナの合成信号に対して離散的フーリエ変換を行う情報の復調のための時間の空き時間に行う必要がある。たとえば、４本のアンテナを用いた場合には、１シンボル期間において、各アンテナの出力と、合成出力との合計５つの信号に対する離散的フーリエ変換を、実行する必要がある。これは、装置の速度を５倍に改善することが必要であるが、１シンボル毎に、Ｃ／Ｎ比を演算する必要性はないので、過剰な性能が要求されることになる。

これに対して、本発明では、Ｃ／Ｎ比を極めて簡単な構成で演算できるので、装置の性能を向上させる必要がない。このようにして、本発明では、簡単な構成により、アダフティブアレイアンテナを用いた受信方法及び装置において、最大Ｃ／Ｎ比合成を実現することができる。

第２、第７の発明では、離散的フーリエ変換の入出力点数を、周波数２Ａでサンプリングする場合に比べて、１／２に減少させることができる。また、離散的フーリエ変換の係数の種類も少なくなり、しかも、数値もより簡単となる。したがって、離散的フーリエ変換の構造を簡単にして演算負荷を低下させることができる。

第４、第９の発明では、離散的フーリエ変換による、雑音成分を検出するための特定周波数へのサブキャリアの漏れを防止できる。離散的フーリエ変換で得られるスペクトルの周波数間隔を、実在するサブキャリアの周波数と、特定周波数との差より、短くなるようにしているので、このサブキャリアのメインローブが、特定周波数に被さることが防止される結果、正確な雑音電力を求めることができる。

以下、本発明の具体的な一実施例に基づいて説明する。

本実施例は、ＯＦＤＭ地上波ディジタルＴＶ放送の受信器に関するものである。サブキャリアが割当られる周波数位置は、１ｋＨｚ毎とする。図１に示すように、アンテナ１０でＯＦＤＭのＲＦ信号が受信されて、チューナ１２により、選局された所定のＩＦ帯域（変調されたサブキャリアを多重化した状態でのベースバンド）信号が抽出される。ＩＦ帯域は、図２に示すように、１．２〜６．８ＭＨｚの５．６ＭＨｚの帯域である。チューナ１２のバンドパスフィルタでは、１、７ＭＨｚの周波数は通過帯域に存在する。このアナログのＩＦ帯域信号は、Ａ／Ｄコンバータ１４により、３２ＭＨｚでサンプリングされて、ディジタルデータ列に変換される。このディジタルデータ列は、直交復調器１６に入力されて、搬送波cos(ωt)、sin(ωt)で、ディジタル直交復調される。この復調データは、それぞれ、Ｉ成分、Ｑ成分として、情報の復号用の離散的フーリエ変換器の特別な場合であるＦＦＴ（高速フーリエ変換）器１８に入力し、受信信号の各サブキャリア毎のスペクトルが得られる。このスペクトルの強度及び位相から、復号装置２０により、送信元の情報が復号される。

本発明は、この受信装置において、Ａ／Ｄコンバータ１４に、ディシメーション装置（ダウンサンプラー）２２が接続されており、３２ＭＨｚでサンプリングされたディジタルデータ列は、ディシメーション装置２２において、周波数８ＭＨｚでダウンサンプリングされる。ここでは、単に、サンプル点を１／４に間引くだけで、ディシメーションフィルタを用いていない。３２ＭＨｚでサンプリングされたディジタルデータ列のスペクトルは、図３（ａ）に示すように、３２ＭＨｚ周期で、ＩＦ帯域が繰り返されたものとなる。図３（ｂ）に示すように、このディジタルデータ列を８ＭＨｚでダウンサンプリングすると、ナイキスト周波数は４ＭＨｚとなるので、４ＭＨｚを中心線として、ベースバンドスペクトルが反転されて、重ねられたスペクトルとなる。このスペクトルが８ＭＨｚ周期で繰り返される。そして、ベースバンドＢは、図３（ｂ）に示す−４〜４ＭＨｚ帯域となり、−８〜８ＭＨｚ帯域が１／２に圧縮される。

ＦＦＴ演算装置２４は、６４点のＦＦＴで構成されている。−４ＭＨｚ〜４ＭＨｚの出力範囲に対して、６４点（ｎ＝６４）の出力であるから、０．１２５ＭＨｚ間隔のスペクトルが得られる。図４に示すように、時間軸上のウインドウは８μｓであり、サンプリング周期は８ＭＨｚである。この場合のＦＦＴ演算装置２４の変換行列は、exp(-j2πik/64 ) である。ただし、ｉ，ｋ＝０，１，２，…６３である。このうち、０、１、２、３ＭＨｚ…などの整数ＭＨｚ周波数は、ｉが０又は８の倍数となるので（ｍ＝８，ｉ＝ｍｐ）、ｓ＝(n/m) / ２＝４となる。結局、係数は、exp(-jπpk/4 )となり、複素座標上の単位円をπ/4の整数倍の角度で移動させた点の複素座標が、係数の候補となる。すなわち、１ＭＨｚのスペクトルを求めるための行列は、２^1/2 ／２＝ａとして、（１，ａ−ｊａ，−ｊ，−ａ−ｊａ，−１，−ａ＋ｊａ，ｊ，ａ＋ｊａ）を１周期とする８回（ｍ回）の繰り返しとなる。２ＭＨｚのスペクトルを求めるための行列は、（１，−ｊ，−１，ｊ，１，−ｊ，−１）を１周期とする８回の繰り返しとなる。以下、同様であり、これらの種類以外の係数は存在しない。すなわち、係数の実部と虚部の絶対値は、０，１，ａの３種類だけである。したがって、ＦＦＴ演算装置２４の構成が極めて簡単となり、演算負荷も小さい。実施例１のＦＦＴ演算装置２４は、図４に示すように、６４点ＦＦＴのスペクトルのうち、１、２、３、４ＭＨｚだけを抽出するか、その周波数だけを演算する。

次に、実施例１のＦＦＴ演算装置２４の出力するスペクトルについて、詳しく検討する。時間軸上のウインドウは８μｓと、１シンボル期間に比べて遥かに短い。よって、本来のスペクトルは、上述した図５のようなスペクトルとなる。この時、６４点ＦＦＴの出力は、０．１２５ＭＨｚ周期となる。サブキャリアの最低周波数は、１．２ＭＨｚである。したがって、１．２ＭＨｚ以上の帯域に実在するサブキャリアの絶対値の小さいサイドローブは１ＭＨｚの位置に漏れるが、絶対値の大きいメインローブは１ＭＨｚの位置には、漏れない。したがって、振幅の大きなサブキャリアが、振幅の小さな１ＭＨｚの雑音成分に漏れることがなく、より正確に、１ＭＨｚの雑音成分のみを演算することができる。２ＭＨｚのサブキャリアの周波数においては、上記したように他の２５０本のサブキャアのメインローブが重なる。しかし、１ＭＨｚの雑音を測定する場合においても、図５に示すsinc関数で、雑音成分が重なっているので、結局は、ほぼ、帯域幅０．２５ＭＨｚのsinc関数で抽出した雑音成分が検出され、２ＭＨｚにおいても、帯域幅０．２５ＭＨｚのsinc関数で抽出したサブキャリア成分が検出されているので、同一帯域幅での、Ｃ／Ｎ比とすることができる。

Ｃ／Ｎ比演算装置２６は、ＦＦＴ演算装置２４の出力するスペクトルの成分から、１ＭＨｚのスペクトルの大きさの１／２を雑音電力Ｎとし、２、３、４ＭＨｚのスペクトルの大きさの総和の１／６をサブキャリ１本当たりの電力Ｃとする。この後、この値からＣ／Ｎ比を演算する。ＦＦＴ演算装置２４は、ＣＰＵや専用ハードウエアを用いることができる。また、Ｃ／Ｎ比演算装置２６は、ＣＰＵや加算器、乗算器などで構成することができる。このようにして、受信信号のＣ／Ｎ比が演算される。

上記では、離散的フーリエ変換装置として、入出力点数６４点のＦＦＴ演算装置２４を用いているが、４０点の離散的フーリエ変換を行っても、変換行列の係数は、０，１，２^1/2 ／２の３種類で済む。この場合には、周波数スペクトルは、０．２ＭＨｚ間隔となり、時間軸上のウインドウは５μｓとなる。この場合においても、１ＭＨｚにおいて、サブキャリアのメインローブの漏れが全くなくなり、正確に、雑音電力を測定することが可能となる。よって、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。

上記実施例１は、特定周波数ｆ₀ である１ＭＨｚの整数倍であって受信信号の５．６ＭＨｚ幅の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Ａを８ＭＨｚとして、ＦＦＴの入力を８ＭＨｚでサンプリングした値としている。本実施例では、図１と同一の構成において、１６ＭＨｚでサンプリングした例である。すなわち、図１のディシメーション装置２２は、Ａ／Ｄコンバータ１４で３２ＭＨｚでサンプリングした値を１／２に間引くものとする。これにより、図３（ａ）のスペクトルは、図６に示すように、−８〜８ＭＨｚのベースバンドＢが１６ＭＨｚ周期で繰り返されたものとなる。したがって、この実施例では、ＩＦ帯域信号のエイリアシングは起こらない。

本実施例では、ＦＦＴ演算装置２４の入出力点数を１２８点とした。これにより、最大周波数８ＭＨｚで、周波数間隔１ＭＨｚのスペクトルを得ることができる。得られる周波数間隔は０．１２５ＭＨｚであるから、時間軸上のウインドウは、８μｓである。この場合のＦＦＴの変換行列の係数は、exp(-j2πik/128) である。ただし、ｉ，ｋ＝０，１，２，…１２７である。このうち、０、１、２、３ＭＨｚ…などの整数ＭＨｚ周波数は、ｉが０又は８の倍数となるので（ｍ＝８，ｉ＝ｍｐ）、ｓ＝(n/m) / ２＝８となる。結局、係数は、exp(-jπpk/8 )となり、複素座標上の単位円をπ/8の整数倍の角度で移動させた点の複素座標が、係数の候補となる。

したがって、たとえば、１ＭＨｚのスペクトルを求めるための行列は、a=２^1/2 ／２、b=a(1-a) ^1/2、c=a(1+a)^1/2 、として、（１，ｃ−ｊｂ，ａ−ｊａ，ｂ−ｊｃ，−ｊ，−ｂ−ｊｃ，−ａ−ｊａ，−ｃ−ｊｂ，−１，−ｃ＋ｊｂ，−ａ＋ｊａ，−ｂ＋ｊｃ，ｊ，ｂ＋ｊｃ，ａ＋ｊａ，ｃ−ｊｂ）を１周期とする８回（ｍ回）の繰り返しとなる。また、２ＭＨｚのスペクトルを求めるための行列は、（１，ａ−ｊａ，−ｊ，−ａ−ｊａ，−１，−ａ＋ｊａ，ｊ，ａ＋ｊａ，１，ａ−ｊａ，−ｊ，−ａ−ｊａ，−１，−ａ＋ｊａ，ｊ，ａ＋ｊａ）、４ＭＨｚのスペクトルは、（１，−ｊ，−１，ｊ，１，−ｊ，−１，１，−ｊ，−１，ｊ，１，−ｊ，−１）を１周期とする８回の繰り返しとなる。他の周波数のスペクトルを求めるための行列も、これらの係数の何れかになる。

このように、実施例１に比べて、行列の係数が、ｂ、ｃを用いる必要があり、係数の種類が多少増えるが、本実施例によっても、Ｃ／Ｎ比を正確に求めることができる。
本実施例では、離散的フーリエ変換装置として、入出力点数１２８点のＦＦＴ演算装置２４としているが、８０点の離散的フーリエ変換装置を用いても良い。この場合にも、変換行列の係数の実部、虚部の絶対値は、０，１，ａ，ｂ，ｃの５種類で済む。この場合には、周波数スペクトルは、０．２ＭＨｚ間隔となり、時間軸上のウインドウは５μｓとなる。この場合においても、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。この場合には、

実施例１において、ディシメーション装置２２の前に、０〜４ＭＨｚのディジタルローパスフィルタを設けた例である。ダウンサンプリング周波数は８ＭＨｚ、時間軸上のウインドウは８μｓ、ＦＦＴ演算装置２４は、６４点入出力としている。これにより、０〜４ＭＨｚの低帯域だけのスペクトルが正確に求まる。この場合には、スペクトルの重なりがないので、１ＭＨｚのスペクトル強度から雑音強度Ｎを、２、３、４ＭＨｚのスペクトル強度の１／３をサブキャリアの強度Ｃとして、Ｃ／Ｎ比を正確に演算することができる。ＦＦＴに用いる係数は、実施例１と同様に、０，１，２^1/2 ／２の３種類で済む。また、ＦＦＴ演算装置２４に代えて、４０点の離散的フーリエ変換装置を用いても良い。この場合にも、変換行列の要素の実部、虚部の絶対値は、上記の３種類で済む。この場合には、周波数スペクトルは、０．２ＭＨｚ間隔となり、時間軸上のウインドウは５μｓ、ダウンサンプリング周波数は８ＭＨｚである。この場合においても、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。

実施例３において、ディシメーション装置２２の前に、０〜２ＭＨｚのディジタルローパスフィルタを設けた例である。そして、ＦＦＴ演算装置２４を、３２点のＦＦＴとし、ダウンサンプリングの周波数を４ＭＨｚ、時間軸上のウインドウを８μｓとした。この場合に、１ＭＨｚと２ＭＨｚの周波数スペクトルを得ることができる。また、この時の変換行列は、１ＭＨｚのスペクトルを求める場合が（１，−ｊ，−１，ｊ）を１周期として８回繰り返し、２ＭＨｚのスペクトルを求める場合が（１，−１，１，−１）を１周期として８回繰り返したものとなる。したがって、ＦＦＴの構造は、極めて簡単となる。また、ＦＦＴ演算装置２４ａ〜２４ｄに代えて２０点の離散的フーリエ変換装置としても良い。この場合にも、変換行列の要素の実部、虚部の絶対値は、上記の１種類で済む。この場合には、周波数スペクトルは、０．２ＭＨｚ間隔となり、時間軸上のウインドウは５μｓ、ダウンサンプリング周波数は４ＭＨｚである。この場合においても、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。
また、０〜２ＭＨｚ、２〜４ＭＨｚ、４〜６ＭＨｚ、６〜８ＭＨｚのディジタルバンドパスフィルタを設けて、それぞれの通過信号に対して、４ＭＨｚでダウンサンプリングして、離散的フーリエ変換して、各帯域毎にＣ／Ｎ比を演算するようにしても良い。そして、全帯域でのＣ／Ｎ比を求めるには、これらの各帯域のＣ／Ｎ比の平均値を求めれば良い。

上記の実施例１〜４は、直交復調する前のＩＦ信号において、離散的フーリエ変換を行って、Ｃ／Ｎ比を求めたものである。すなわち、サンプリングされた値は、実数として、離散的フーリエ変換を行えばよいので、演算負荷が低減される。

実施例１〜４は、直交復調する前のＩＦ信号において、離散的フーリエ変換を行って、Ｃ／Ｎ比を求めたものである。この場合には、cos 変調成分と、sin 変調成分とが、重畳されたものとなっている。本実施例は、Ｃ／Ｎ比の演算を、直交復調した後の信号で行うようにしたことが特徴である。すなわち、図１の構成において、Ａ／Ｄコンバータ１４の後段に、直交復調装置１６を設けて、その直交復調装置１６から出力される信号をディシメーション装置２２に、それぞれ、入力するようにしている。直交復調されたＩ成分、又は、Ｑ成分のそれぞれについて離散的フーリエ変換を行って、上記した実施例１乃至実施例４と同様に、Ｃ／Ｎ比演算装置２６で、Ｃ／Ｎ比を演算しても良い。Ｉ成分とＱ成分とを共に用いる場合には、それらから求めれたＣ／Ｎ比を平均すれば良い。これらの場合には、サンプリングされた実数値について、離散的フーリエ変換を行えば良いので、演算負荷が低減される。また、また、直交復調されたＩ成分を実部、Ｑ成分を虚部として、サンプリングされた値を複素数として、離散的フーリエ変換を行っても良い。

本発明は、アダプティブアレイアンテにおける最大Ｃ／Ｎ比合成に用いることができる。

本発明の実施例１に係る受信装置の構成を示したブロック図である。 同実施例に係る装置における周波数配置を示す特性図である。 同実施例の装置の作用を説明するための説明図。 同実施例の装置の作用を説明するための説明図。 同実施例の装置の作用を説明するための説明図。 実施例２の装置の作用を説明するための説明図。

符号の説明

２２…デシィメーション装置
２４…ＦＦＴ演算装置
２６…Ｃ／Ｎ比演算装置。

Claims (10)

1. ＯＦＤＭ伝送方式で送信された電波を受信装置で受信したときのＣ／Ｎ比の演算方法において、
   受信信号の離散的フーリエ変換の後のスペクトルにおいて、サブキャリアに割当られる周波数位置であって、ヌルキャリアである特定周波数の整数倍のスペクトル強度を求め、そのスペクトル強度からＣ／Ｎ比を求めることを特徴とするＣ／Ｎ比演算方法。
2. 前記特定周波数の整数倍であって前記受信信号の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Ａに対して、前記離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数を、前記最大周波数Ａとしたことを特徴とする請求項１に記載のＣ／Ｎ比演算方法。
3. 前記特定周波数の整数倍であって前記受信信号の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Ａに対して、前記離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数を、前記最大周波数２Ａとしたことを特徴とする請求項１に記載のＣ／Ｎ比演算方法。
4. 前記離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数を、前記サブキャリアが存在する周波数であってその最低周波数と前記特定周波数との差の周波数で除した値以上の入出力点数の離散フーリエ変換を行うことを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のＣ／Ｎ比演算方法。
5. 前記最大周波数は８ＭＨｚであることを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載のＣ／Ｎ比演算方法。
6. ＯＦＤＭ伝送方式で送信された電波を復調する受信装置において、
   受信信号の離散的フーリエ変換の後のスペクトルにおいて、サブキャリアが割当られる周波数位置であって、ヌルキャリアである特定周波数の整数倍のスペクトル強度を求め、そのスペクトル強度からＣ／Ｎ比を求めるＣ／Ｎ比演算装置を有することを特徴とする受信装置。
7. 前記特定周波数の整数倍であって前記受信信号の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Ａに対して、前記離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数を、前記最大周波数Ａとしたことを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
8. 前記特定周波数の整数倍であって前記受信信号の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Ａに対して、前記離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数を、前記最大周波数２Ａとしたことを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
9. 前記離散的フーリエ変換の入力点のサンプリング周波数を、前記サブキャリアが存在する周波数であってその最低周波数と前記特定周波数との差の周波数で除した値以上の入出力点数の離散フーリエ変換を行うことを特徴とする請求項６乃至請求項８の何れか１項に記載の受信装置。
10. 前記最大周波数は８ＭＨｚであることを特徴とする請求項６乃至請求項９の何れか１項に記載の受信装置。

Images