JP2008141283A - 回り込みキャンセル装置および回り込みキャンセル方法 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な演算処理により追従性を向上する回り込みキャンセル装置等を得る。
【解決手段】回り込みキャンセル装置１０は、受信アンテナ１０１からの入力信号から、送受信アンテナ１０１、１１５間の回り込みをキャンセルするための回り込み信号を減算する減算部１０５と、減算後の入力信号に基づきフィルタ係数に応じた回り込み信号の複製を生成するＦＩＲフィルタ１０６と、減算後の入力信号に基づいて回り込み伝送路の特性を推定する伝送路推定部１０７と、回り込み伝送路の特性に基づいて回り込み特性を推定する回り込み推定部１０８と、回り込み特性に基づいてフィルタ係数を生成して更新する係数更新部１０９と、更新前のフィルタ係数と更新後のフィルタ係数との位相回転量を算出して位相回転量に基づいて当該フィルタ係数をＦＩＲフィルタ１０６に設定させる位相回転部１１１とを含む。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式による回り込み波をキャンセルする回り込みキャンセラ装置に関するものである。

ＯＦＤＭ方式は、遅延波の影響を受けにくく、単一周波数によるデジタル放送ネットワーク、すなわち放送波中継ＳＦＮ(Single Frequency Network)に適用することが知られている。しかし、放送波中継ＳＦＮを実現する場合、送信アンテナから発射される電波が、受信アンテナに回り込み、伝送路特性の劣化や増幅器の発振などの問題を引き起こすことがある。
一般的には、このような回り込み対策として、次のような方法が採用されている。第１の方法は、まず、受信したＯＦＤＭ信号から、回り込み伝送路の周波数特性を推定する。続いて、推定した回り込み伝送路の周波数特性データをＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）して時間軸のインパルス応答データに変換する。次に、そのインパルス応答データをフィルタ係数として、トランスバーサルフィルタに設定する。そして、回り込み波の複製信号を作成して、受信した信号からその複製信号を減算し、回り込みをキャンセルする手法が公知である。この場合の回り込みキャンセラ装置は、図１０に示すように構成され、回り込み波ｆ２をキャンセルする（例えば、特許文献１）。

第２の方法は、まず、複数のシンボルに対してスキャッタードパイロット（ＳＰ）信号を蓄積する。続いて、最小の高速離散フーリエ変換（ＦＦＴ）ポイント数でフーリエ変換して折り返し成分を除去する。そして、逆高速離散フーリエ変換（ＩＦＦＴ）する。このようにして、回り込み伝送路の周波数特性をチャネル帯域全体にわたって推定し、ＳＰ信号間の周波数特性を補間する（例えば、特許文献２）。

従来、このような状況下において、キャンセル動作を追従して回り込み対策を行う方法として、第３および第４の方法が採用されている。周り込み伝送路の時間的な変動にキャンセル動作を追従させる方法である。具体的には、第３の方法は、過去のフィルタ計数の変化量から現在の回り込み特性を予測する。これにより、回り込み波に時間的な変動がある場合においても、その変動に対する追従特性の低下を抑える（例えば、特許文献３）。

第４の方法は、予測回路の予測係数を適応的に制御して、追従特性を向上させる（例えば、特許文献４）。

特願２００２‐９８５９８号公報 特願２００３‐３４３４１２号公報 特願２０００‐１５６５４９号公報 特願２００３−３１４７３６号公報

しかしながら、特許文献３および４に記載の方法においては、フィルタ係数の演算を簡易にして伝送路の変動に対する追従性を向上させることが望まれていた。
特許文献３に記載の方法では、フィルタ係数間の差分ベクトルに基づいて線形結合による予測を行う。そして、予測後のフィルタ係数に応じて、図１１の振幅ｄおよび位相Δθの双方が変化する。このため、図１１に示すように、回り込み伝送路の変動が、同心円状に回転している場合、予測後のフィルタ係数ｗ（ｎ）が、円の外側に膨らむような方向、すなわち、実際よりも振幅が増える方向に予測される。したがって、実際の伝搬路などにおいて適用した場合には、十分な性能を得ることが困難である。

特許文献４に記載の方法では、線形結合の係数（重み付け係数）を適応的に制御して、予測精度を高める。具体的には、遅延波ごとの振幅や位相が刻々、変化することに着目して、個々のフィルタ係数ごとに線形結合の係数（重み付け係数）を適応的に制御する。適応制御のアルゴリズムとして、行列演算など、比較的演算量の多い処理を行うものを用いる。このため、個々のフィルタ係数ごとに行列演算が必要となり、回路規模が比較的大きくなる。
そこで、簡易な演算処理により追従性を向上することが望まれていた。

本発明によれば、簡易な演算処理により追従性を向上することができる。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１に係る回り込みキャンセラ装置１０の構成例を示すブロック図である。ここでは、ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を所定の更新間隔でフィルタ係数の位相回転量を補償する場合について説明する。所定の更新間隔は、受信信号（例えばＳＰ：ＳｃａｔｔｅｒｅｄＰｉｌｏｔ： スキャッタードパイロット信号など）の複数のシンボル区間としても１シンボル区間としてもよい。
図１において、回り込みキャンセラ装置（以下、キャンセラ装置という）１０は、受信アンテナ（受信系統）１０１、受信変換部１０２、ＡＧＣ（Auto Gain Control：自動利得制御部）１０３、Ａ／Ｄ(Analog to Digital)変換部１０４、減算部１０５、ＦＩＲ（Finite Impulse Response：有限インパルス応答）フィルタ１０６および伝送路推定部１０７を有する。さらに、キャンセラ装置１０は、回り込み推定部１０８、係数更新部１０９、遅延部１１０、位相回転部１１１、Ｄ／Ａ(Digital to Analog)変換部１１２、送信変換部１１３、ＰＡ（Power Amplifier：電力増幅）部１１４および送信アンテナ１１５を有する。

受信アンテナ１０１は、無線周波数帯の信号（例えばＯＦＤＭ信号）を受信する。この受信信号としては、例えば、不図示の親局からの親局波（入力信号）ｆ１や、送受信アンテナ１０１、１１５間の回り込み波ｆ２がある。なお、回り込み波は、ハウリングやエコーなどの遅延波を含むものとする。
受信変換部１０２は、受信アンテナ１０１で受信された無線周波数帯の信号（親局波ｆ１および回り込み波ｆ２を含む）を増幅する。そして、受信変換部１０２は、不要帯域の成分を除去して中間周波数帯にダウンコンバートする。上記増幅方法として、例えば増幅器を用いる。また、上記除去方法として、例えば、帯域フィルタを用いる。
ＡＧＣ１０３は、Ａ／Ｄ変換部１０４に対して、量子化雑音およびダイナミックレンジを超過することによる雑音が最も小さくなるようなレベルに制御する。なお、Ａ／Ｄ変換部１０４は、例えば、Ａ／Ｄコンバータである。

減算部１０５は、Ａ／Ｄ変換部１０４によりデジタル化された信号を入力し、この信号から、キャンセル信号を減算する。キャンセル信号は、送受信アンテナ１０１、１１５間の回り込み波ｆ２をキャンセルするための信号である。これにより、親局波ｆ１の入力信号が取り出される。
そして、減算部１０５は、減算した入力信号を、ＦＩＲフィルタ（複素ＦＩＲフィルタ）１０６、伝送路推定部１０７およびＤ／Ａ変換部１１２に出力する。

Ｄ／Ａ変換部１１２は、減算部１０５の出力信号をアナログ信号に変換して送信変換部１１３に出力する。
送信変換部１１３は、Ｄ／Ａ変換部１１２の出力信号を無線周波数帯にアップコンバートしてＰＡ部１１４に出力する。ＰＡ部１１４は、アップコンバートされた信号を増幅して、送信アンテナ１１５を通して空中に放射させる。これにより、回り込み波ｆ２が生じて受信アンテナ１０１に回りこむこととなる。

ＦＩＲフィルタ１０６は、減算部１０５の出力信号、すなわち回り込みがキャンセルされた主として親局波ｆ１の信号を入力とし、その信号に基づき、回り込み信号の複製を生成して減算器１０５に出力する。ＦＩＲフィルタ１０６は、所定の更新間隔ごとに後述するフィルタ係数（フィルタタップ係数値）が更新される。

伝送路推定部１０７は、減算部１０５において減算された入力信号（回り込み波がキャンセルされた主として親局波ｆ１の信号）を入力し、その入力信号に基づいて、回り込み伝送路の特性を推定する。
なお、この推定方法として、ＦＦＴによって周波数領域に変換し、伝送路の周波数特性を推定する方法が一般的に用いられている（特許文献２参照）。伝送路推定部１０７における推定は、所定の更新間隔ごとに行われる。
そして、伝送路推定部１０７は、回り込み伝送路の特性を回り込み推定部１０８に出力する。

回り込み推定部１０８は、伝送路推定部１０７において推定された回り込み伝送路の周波数特性と理想的な回り込みのない周波数特性との誤差を求めることで、回り込み特性を推定する。回り込み特性は、減算部１０５の出力、すなわちキャンセル後の信号の回り込み残差ε（ｎ）を表す。なお、ｎは残差の出力順位を示す。
回り込み推定部１０８における推定は、所定の更新間隔ごとに行われる。
そして、回り込み推定部１０８は、推定された回り込み周波数特性をＩＦＦＴによって時間領域に変換し、係数更新部１０９に出力する。

係数更新部１０９は、回り込み推定部１０８において推定された回り込み特性を入力し、この回り込み特性に基づいて、ＦＩＲフィルタ１０６のフィルタ係数を生成して更新する。
具体的には、図２に示すように、係数更新部１０９は、係数乗算部１０９１、加算部１０９２および遅延部１０９３を含んで構成されている。
係数乗算部１０９１は、回り込み推定部１０８から、更新時（ｎ回目）の回り込み特性ε（ｎ）を入力し、ε（ｎ）に更新係数ｂを乗算する。そして、加算部１０９２に出力する。ｂは、ε（ｎ）を打ち消すような係数であり、０＜ｂ≦１を満たす。ｂは動的に制御することも可能であるが、一般的には固定値を用いる。

加算部１０９２は、係数乗算部１０９１の出力すなわちｂε（ｎ）と、遅延部１０９３から取得された１回前の（ｎ−１）回目のフィルタ係数ｃ（ｎ−１）とを加算する。この加算値が、更新したｎ回目のフィルタ係数ｃ（ｎ）として生成される。そして、加算部１０９２は、フィルタ係数ｃ（ｎ）を位相回転部１１１に出力する。このようにして、フィルタ係数が繰り返し生成され、新規のフィルタ係数として更新される。

図１に戻り、位相回転部１１１は、係数更新部１０９において更新されたフィルタ係数を入力し、このフィルタ係数の位相回転量を算出する。
そして、位相回転部１１１は、更新前のフィルタ係数と更新後のフィルタ係数との位相回転量を算出して、位相回転量に基づいて当該フィルタ係数をＦＩＲフィルタ１０６に設定させる。例えば、位相回転部１１１は、算出した位相回転量を更新前後の位相回転量と均等（あるいはそれ以外）に設定して、当該フィルタ係数を出力してＦＩＲフィルタ１０６に設定させる。ここでいう均等は、完全同一の均等値に限らず、略均等の値を含む。
位相回転部１１１は、更新前後の位相回転量と均等に設定する場合、遅延部１１０から、更新前の位相回転量を取得する。本実施の形態では、更新前の位相回転量は、例えば、過去Ｍ個分とする。
遅延部１１０は、位相回転部１１１の出力であるフィルタ係数を蓄積する。遅延部１１０は、例えばＲＡＭ(Random Access Memory)などで構成されている。

位相回転部１１１の構成を詳述する。位相回転部１１１は、図３に示すように、ベクトル信号位相回転部１１１１、位相回転量算出部１１１２および平均量算出部１１１３を含んで構成されている。
ベクトル信号位相回転部１１１１は、係数更新部１１９から取得したフィルタ係数ｃ（ｎ）を、平均量算出部１１１３から取得した位相回転量の平均値分を回転する。これにより、フィルタ係数ｃ（ｎ）が所定量（位相回転量の平均値分）回転する。
そして、ベクトル信号位相回転部１１１１は、そのフィルタ係数をＦＩＲフィルタ１０６に出力する。これにより、ＦＩＲフィルタ１０６は、過去の更新回数分の位相回転量を平均化したフィルタ係数を入力して回り込み信号の複製を生成する。

位相回転量算出部１１１２は、係数更新部１１９から取得した更新前後のフィルタ係数（例えば、図示しない記憶部に記憶された過去Ｍ回分）を取得し、それらフィルタ係数の全位相差を算出する。
平均量算出部１１１３は、位相回転量算出部１１１２において算出された全位相差（例えば、図示しない記憶部に記憶された過去Ｍ回分）の平均値を算出する。この算出式の一例を数１に表す。これにより、過去から位相差の増減を考慮して算出することができる。

なお、図３の位相回転部１１１に代えて、図４の位相回転部１１１Ａが、上記位相回転量を設定することも想定される。位相回転部１１１Ａは、更新時のフィルタ係数と、その１回前のフィルタ係数とから位相差を求め、その位相差を補償するように更新時のフィルタ係数を回転させる。

しかし、このようにして位相回転量Δθを設定すると、振動現象が発生するおそれがある。これは、次のような理由によるからである。すなわち、ベクトル信号位相回転部１１１１において、更新時ｎ回目のフィルタ係数とｎ−１回目のフィルタ係数とから位相差Δθ（ｎ）を求める。そして、位相回転量算出部１１１２において、Δθ（ｎ）を補償するために、ｎ回目のフィルタ係数をΔθ（ｎ）回転して位相回転量を算出し、当該フィルタ係数を設定する。このときの位相回転量Δθの算出式を数２に表す。

そうすると、次のｎ＋１回目において、伝送路推定部１０７が、伝送路の変動がないとみなして伝送路の特性を推定してしまう。その結果、係数更新部１０９において、ｎ回目のフィルタ係数と同じｎ＋１回目のフィルタ係数を位相回転部１１１Ａに出力する。このため、位相回転部１１１Ａでは、更新前後（ｎ＋１回目とｎ回目）のフィルタ係数の位相差をゼロとしてフィルタ係数を設定することとなる。すると、次の（ｎ＋２）回目の伝送路の特性も、伝送路がまた変動したように推定され、位相差Δθ（ｎ＋１）を補償するように動作する。すなわち、位相補償値が、Δθ（ｎ−１）、０、Δ（ｎ＋１）、０、Δ（ｎ＋３）、０、…というかたちで振動してしまう。よって、受信（中継）品質の向上につながらないこともある。なお、伝送路の変動条件としては、Δθ（ｎ−１）≒Δθ（ｎ＋１）≒Δ（ｎ＋３）を仮定している。
これにより、図３の位相回転部１１１において位相回転量を平均化する方法は、図４の位相回転部１１１Ａにおいて位相回転量を設定する場合と異なり、位相補償値の振動を緩和することもできる。

［位相回転部の他の構成例］
次に、位相回転部の他の構成例について図５を参照して説明する。
図５の位相回転部１１１Ｂは、図３の位相回転部１１１に、係数乗算部１１１４、加算部１１１５および遅延部１１１６をさらに含んで構成されている。このように構成することにより、位相回転部１１１Ｂは、位相回転誤差を累積してフィルタ係数を算出する。これにより、伝送路の変動に対する追従性をより高精度にすることが可能となる。
係数乗算部１１１４は、位相回転量算出部１１１２の出力である位相回転量Δθ（ｎ）に係数αを乗算する。αは、０＜α＜１を満たす。特に、回り込みのキャンセル動作が可能な伝送路の変動を想定した場合、αは、０＜α≦０．５を満たすようにするのが好適である。

加算部１１１５は、係数乗算部１１１４の出力であるαΔθ（ｎ）と、遅延部１１１６から取得された１回前の累積値｛αΔθ（ｎ−１）＋αΔθ（ｎ−２）＋…｝とを加算して、ベクトル信号位相回転部１１１１に出力する。すると、ベクトル信号位相回転部１１１１は、係数更新部１１９から取得したフィルタ係数ｃ（ｎ）を、加算部１１１５の出力である位相回転量{αΔθ（ｎ−１）＋αΔθ（ｎ）＋αΔθ（ｎ−２）＋…}を回転して、ＦＩＲフィルタ１０６に出力する。

これにより、ＦＩＲフィルタ１０６は、位相回転量Δθ＝{αΔθ（ｎ−１）＋αΔθ（ｎ）＋αΔθ（ｎ−２）＋…}をもつフィルタ係数ｃ（ｎ）を入力して回り込み信号の複製を生成することとなる。よって、誤差分を平滑化させることができるので、伝送路に対する追従性が向上する。

［位相回転部と係数更新部との組み合わせ例］
ここで、図５の位相回転部１１１Ｂは、図６に示す係数更新部１０９Ａと組み合わせてもよい。この組み合わせにより、伝送路の変動に対する追従性の点で親和性が向上し、好適となる。
図６の係数更新部１０９Ａは、図２に示した係数更新部１０９の遅延部１０９３を取り除いて構成されている。すなわち、係数更新部１０９Ａは、係数乗算部１０９１および加算部１０９２を有する。そして、加算部１０９２は、係数乗算部１０９１の出力と、遅延部１１０から取得された１回前のフィルタ係数とを加算する。その結果、図６の加算部１０９２の出力値が、図２の加算部１０９２の出力値と同値となる。その他の位相回転部１１１Ｂを含む回り込み装置の構成は、図１および図５の場合と同様である。このように構成することにより、図２の遅延部１０９３が不要となり、回路規模を小型化することが可能となる。

なお、遅延部１１０は、ＦＩＲフィルタ１０６の個々のタップに対応して有する必要がある。回り込みキャンセラとして要求される性能を満たすためには、ガードインターバル長に相当する程度のタップ数が必要となる。例えば、地上デジタル放送のモード３で、かつガードインターバル長が有効シンボルの１／８の場合、タップは、１０２４タップ程度必要となる。このため、ＲＡＭなどで構成すると遅延部１１０の回路規模をより小型にすることができる。

以上のように、本実施の形態によると、受信アンテナ１０１からの信号（親局波ｆ１、回り込み波ｆ２）から、送受信アンテナ１０１、１１５間の回り込みをキャンセルするための回り込み信号を減算する。続いて、減算後の入力信号に基づき、ＦＩＲフィルタ１０６のフィルタ係数に応じた、回り込み信号の複製を生成する。次に、減算後の入力信号に基づいて、回り込み伝送路の特性を推定するとともに、回り込み伝送路の特性に基づいて、回り込み特性を推定する。さらに、回り込み特性に基づいて、フィルタ係数を生成して更新し、そのフィルタ係数の位相回転量を算出して更新前の位相回転量と均等にし、当該フィルタ係数をＦＩＲフィルタ１０６に設定させる。
このため、ＦＩＲフィルタ１０６には、更新前後の位相回転量が均等のフィルタ係数が設定されることとなり、伝送路の変動に対する追従性が向上する。さらに、フィルタ係数の振幅が常に一定に保たれるため、演算処理が簡易になる。よって、キャンセラ装置のハードウェア（回路）規模を小型化できる。

（実施の形態２）
実施の形態２は、フィルタ係数の更新間隔が複数シンボル区間（例えば４シンボル区間）である場合に、フィルタ係数の位相回転量を各シンボル区間（１シンボル区間）ごとに補償するものである。
まず、従来例におけるフィルタ係数の位相回転量を補償する動作タイミングについて説明する（特許文献３参照、実施の形態１も同様）。
図７は、従来例におけるフィルタ係数の位相回転量を補償する動作タイミングを示す図である。
図７の４つのpatternＡ〜Ｄは、ＳＰ信号の挿入位置を示されている。つまり、４つのpatternＡ〜Ｄが、４シンボルごとに繰り返されている。そして、ＳＰ信号の取り込み（図７中「取込」）から、位相回転量を演算して（図７中「演算」）フィルタ係数を更新するまで（図７中「更新」）の一連の処理が、４シンボルごとに行われている。
具体的には、patternＡとpatternＢとの間のＧＩ（ガイドインターバル）が終了するタイミングで、ＳＰ信号が取り込まれている（図７中「取込」）。そして、位相回転量の演算が、３シンボル区間（patternＢ〜Ｄ）の間に行われ（図７中「演算」）、その結果、フィルタ係数が、patternＤが終了するタイミングで更新される（図７中「更新」）。

図８は、実施の形態２におけるフィルタ係数の位相回転量を補償する動作タイミングを示す図である。
図８によると、フィルタ係数の位相回転量は、図７の場合と異なり、４シンボル区間の更新間隔中にも、各シンボル区間（１シンボル区間）ごとに補償されている。この場合、位相回転補償値の大きさは、更新間隔間で求められた位相回転量を（更新間隔シンボル数）で除算した値の倍数とする。
例えば、ｎ回目の更新タイミングにおいて求められたpatternＡの位相回転量が、Δθ（ｎ）の場合、次のpatternＢのシンボルのフィルタ係数は、｛Δθ（ｎ）｝／４だけ回転される。そして、次のpatternＣのシンボルのフィルタ係数は、｛２Δθ（ｎ）｝／４回転される。さらに、次のpatternＤのシンボルのフィルタ係数は、｛３Δθ（ｎ）｝／４回転される。このようにして、フィルタ係数の位相回転量が、各シンボル区間（１シンボル区間）ごとに補償される。

次に、このような位相回転補償を実現する位相回転部１１１Ｄの構成例について説明する。
図９は、実施の形態２の位相回転部１１１Ｄの構成例を示すブロック図である。
図９の位相回転部１１１Ｃは、図６の位相回転部１１１Ｂに、除算部１１１７および乗算部１１１８をさらに含んで構成されている。その他の位相回転部を含むキャンセラ装置の構成は、図１および図６の場合と同様である。
除算部１１１７は、加算部１１１５の出力である位相回転量（更新間隔分）から１シンボルあたりの位相回転量を算出する。この算出式は、位相回転量Δθ／Ｍとなる。なお、Ｍは、更新間隔中のシンボル数を表す。

乗算部１１１８は、除算部１１１７の出力である位相回転量に位相回転量係数を乗算して、ベクトル信号位相回転部１１１１に出力する。これにより、ベクトル位相回転部１１１１が、乗算部１１１８の出力である位相回転量を回転することとなる。
このとき、本実施の形態では、更新間隔は４シンボル区間（Ｍ＝４）であるため、位相回転量係数ｋは、ｋ＝１、２、３、４となる。これにより、乗算部１１１８の出力は、｛Δθ（ｎ）｝／４、｛２Δθ（ｎ）｝／４、｛３Δθ（ｎ）｝／４、Δθ（ｎ）となる（図８参照）。

なお、本実施の形態では、位相回転量の補償は、図８に示すＧＩのタイミングで行う場合について説明したので、キャンセラ装置（中継装置）からの信号を受信する受信装置（端末）での劣化が少なくなり好適である。しかし、位相回転量の補償のタイミングは、これに限られない。例えば、ＧＩにかかわらず、常に連続的にフィルタ係数の位相回転量を補償するようにしてもよい。
この場合、除算部１１１７は、加算部１１１５の出力である位相回転量（更新間隔分）から、更新間隔分のサンプルクロック信号数を除算する。そして、乗算部１１１８は、サンプルクロック信号ごとに、除算部１１１７の出力である位相回転量に当該サンプルクロック信号数倍を乗算して、ベクトル信号位相回転部１１１１に出力する。このようにすると、伝送路の変動をより正確に模擬してキャンセル性能が向上するので、好適である。

なお、本発明は、実施の形態１、２に限られず、本発明の主旨を逸脱しない限り変更してもよい。例えば、ＡＤ変換部およびＤＡ変換器の位置は、変更してもよい。
また、キャンセラ装置は、回路などのハードウェアにより各部の機能を実現してもよいし、あるいはＤＳＰ(Digital Signal Processor)などで実現するようにしてもよい。

本発明のキャンセラ装置およびキャンセラ方法は、伝送路が変動する環境下において回り込みをキャンセルするのに有用である。キャンセラ装置は、例えば、電話のエコーキャンセル装置などに適用することができるし、また、移動体（自動車など）のエンジン音などの騒音をキャンセルする装置などにも適用することができる。

本発明の実施の形態１に係る回り込みキャンセル装置の構成例を示すブロック図。 図１の係数更新部の構成例を示すブロック図。 図１の位相回転部の構成例を示すブロック図。 本発明の実施の形態１における位相回転部の他の構成例を示すブロック図。 本発明の実施の形態１における位相回転部のさらに別の構成例を示すブロック図。 図５の位相回転部と係数更新部との組み合わせ例を示すブロック図。 従来例における回り込みキャンセルの動作タイミングを示す図。 本発明の実施の形態１における回り込みキャンセルの動作タイミングの一例を示す図。 本発明の実施の形態２に係る回り込みキャンセル装置の位相回転部の構成例を示すブロック図。 従来例の回り込みキャンセル装置の構成を示すブロック図。 フィルタ係数の変化を示す説明図。

符号の説明

１０ 回り込みキャンセル装置
１０１ 受信アンテナ
１０２ 受信変換部
１０３ ＡＧＣ
１０４ Ａ／Ｄ変換部
１０５ 減算部
１０６ ＦＩＲフィルタ
１０７ 伝送路推定部
１０８ 回り込み推定部
１０９ 係数更新部
１１０ 遅延部
１１１ 位相回転部
１１２ Ｄ／Ａ変換部
１１３ 送信変換部
１１４ ＰＡ部
１１５ 送信アンテナ

Claims (6)

1. 受信系統からの入力信号から、送受信アンテナ間の回り込みをキャンセルするための回り込み信号を減算する減算部と、
   減算後の入力信号に基づき、設定されたフィルタ係数に応じた前記回り込み信号の複製を生成して前記減算器に出力するフィルタと、
   減算後の入力信号に基づいて、回り込み伝送路の特性を推定する伝送路推定部と、
   前記回り込み伝送路の特性に基づいて、回り込み特性を推定する回り込み推定部と、
   前記回り込み特性に基づいて、前記フィルタ係数を生成して更新する係数更新部と、
   更新前の前記フィルタ係数と更新後の前記フィルタ係数との位相回転量を算出して、前記位相回転量に基づいて当該フィルタ係数を前記フィルタに設定させる位相回転部と、
   を含む回り込みキャンセル装置。
2. 前記位相回転部は、所定の更新回数分の位相回転量を平均化して均等にする、請求項１に記載の回り込みキャンセル装置。
3. 前記フィルタ係数の更新間隔に複数のシンボルを有する場合、
   前記位相回転部は、前記位相回転量を前記シンボルごとに順次算出して、前記更新間隔における前記位相回転量を算出する、
   請求項１に記載の回り込みキャンセル装置。
4. 前記更新間隔は、ＯＦＤＭ信号のガイドインターバル区間である、請求項３に記載の回り込みキャンセル装置。
5. 前記更新間隔は、連続するサンプルクロック信号間である、請求項３に記載の回り込みキャンセル装置。
6. 受信系統からの入力信号から、送受信アンテナ間の回り込みをキャンセルするための回り込み信号を減算するステップと、
   減算後の入力信号に基づき、設定されたフィルタ係数に応じた前記回り込み信号の複製を生成するステップと、
   減算後の入力信号に基づいて、回り込み伝送路の特性を推定するステップと、
   前記回り込み伝送路の特性に基づいて、回り込み特性を推定するステップと、
   前記回り込み特性に基づいて、前記フィルタ係数を生成して更新するステップと、
   更新後の前記フィルタ係数の位相回転量を算出して更新前の位相回転量と均等にし、当該フィルタ係数を新たに設定するステップと、
   を含む回り込みキャンセル方法。

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