JP2008134687A - 電圧生成回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】回路面積を削減する。
【解決手段】電圧生成回路100は、電源電圧Vddに固定された電源端子50と接地電圧に固定された接地端子52の間に、直列に設けられた可変インピーダンス素子12と、出力トランジスタ10と、を備える。出力トランジスタ10のゲートにバイアス電圧Vbiasを印加し、可変インピーダンス素子12と出力トランジスタ10の接続点24の電圧V1を出力する。定電流源22は、所定の定電流Ic1を生成する。基準トランジスタ20は、定電流Ic1の経路上に設けられる。出力トランジスタ10と基準トランジスタ20をカレントミラー接続される。
【選択図】図1
【解決手段】電圧生成回路100は、電源電圧Vddに固定された電源端子50と接地電圧に固定された接地端子52の間に、直列に設けられた可変インピーダンス素子12と、出力トランジスタ10と、を備える。出力トランジスタ10のゲートにバイアス電圧Vbiasを印加し、可変インピーダンス素子12と出力トランジスタ10の接続点24の電圧V1を出力する。定電流源22は、所定の定電流Ic1を生成する。基準トランジスタ20は、定電流Ic1の経路上に設けられる。出力トランジスタ10と基準トランジスタ20をカレントミラー接続される。
【選択図】図1
Description
本発明は、ハイレベルまたはローレベルの電圧を生成する電圧生成回路に関する。
半導体集積回路において、回路の機能を設定したり、その回路の識別番号(ID)を付与する目的で、ハイレベルまたはローレベルの信号が利用される。たとえば、特許文献1には、ハイレベルまたはローレベルの信号を切り替えて出力可能な電圧生成回路として、スイッチ回路が開示される。
特許文献1の図1に記載のスイッチ回路は、電源と接地の間に直列に接続された抵抗体とヒューズを含んで構成される。この回路では、ヒューズを溶融することにより、出力電圧のレベルを、ハイレベル(電源電圧)またはローレベル(接地電圧)で切り替えることができる。
ヒューズの抵抗値をR1、これと直列に接続される抵抗の抵抗値をR2とすると、特許文献1のスイッチ回路では、電源と接地の間に電流I=Vdd/(R1+R2)が流れ、この電流Iは損失となる。ヒューズの典型的な抵抗値は、切断されない状態において、Rf=数Ω〜100Ω程度である。したがって、電流Iを小さくするためには、抵抗R2として100kΩ以上の抵抗を用いる必要がある。かかる抵抗は回路面積が大きくなり、半導体集積回路の小型化を妨げ、ひいてはコスト高を招くことになる。また、電源電圧Vddが変動すると電流Iもこれに比例して変動してしまうため、消費電力が電源電圧に大きく依存するという問題もある。
本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、その包括的な目的は、消費電力、もしくは回路面積を低減した電圧生成回路の提供にある。
本発明のある実施の形態によれば、ハイレベルまたはローレベルの電圧を出力する電圧生成回路が提供される。この電圧生成回路は、第1、第2の固定電圧に固定された第1、第2固定電圧端子の間に直列に設けられた、可変インピーダンス素子と、出力トランジスタと、を備える。出力トランジスタの制御端子にバイアス電圧を印加し、可変インピーダンス素子と出力トランジスタの接続点の電圧を出力する。
「可変インピーダンス素子」とは、外部から与えられた物理的、熱的、あるいは電気的な作用によって、その抵抗値が少なくとも2段階で変化する素子をいう。
この実施の形態によると、バイアスされた出力トランジスタにより規定される電流が、可変インピーダンス素子に流れることにより、接続点に電圧降下が発生するため、可変インピーダンス素子の抵抗値を切り替えることにより、接続点の出力電圧をハイレベルとローレベルで切り替えることができる。ここで、出力トランジスタに流れる電流は、バイアス電圧により調節することができ、ほぼ一定値に保つことができるため、消費電力を抑えることができる。
この実施の形態によると、バイアスされた出力トランジスタにより規定される電流が、可変インピーダンス素子に流れることにより、接続点に電圧降下が発生するため、可変インピーダンス素子の抵抗値を切り替えることにより、接続点の出力電圧をハイレベルとローレベルで切り替えることができる。ここで、出力トランジスタに流れる電流は、バイアス電圧により調節することができ、ほぼ一定値に保つことができるため、消費電力を抑えることができる。
電圧生成回路は、所定の定電流を生成する定電流源と、定電流の経路上に設けられた基準トランジスタと、をさらに備えてもよい。さらに、出力トランジスタと基準トランジスタをカレントミラー接続してもよい。
この場合、出力トランジスタには定電流に比例した電流が流れるため、消費電力を制御することができ、また電源電圧の依存性を低減することができる。
この場合、出力トランジスタには定電流に比例した電流が流れるため、消費電力を制御することができ、また電源電圧の依存性を低減することができる。
出力トランジスタおよび基準トランジスタは、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であってもよい。
ある実施の形態において、電圧生成回路は、第1、第2固定電圧端子の間に並列に設けられた可変インピーダンス素子と出力トランジスタのペアを複数備えてもよい。さらに、複数の出力トランジスタを、基準トランジスタとカレントミラー接続してもよい。
可変インピーダンス素子は、ヒューズ素子であってもよい。この場合、ヒューズ素子の溶融(切断)を半導体製造プロセス中、あるいは、検査工程において実行することにより、出力電圧のハイレベル、ローレベルを設定することができる。
ある態様において、電圧生成回路は、出力トランジスタを含む経路、および可変インピーダンス素子を含む経路の少なくとも一方に設けられた保護抵抗をさらに備えてもよい。この場合、ヒューズ素子の切断時に発生する電気的なノイズが、回路素子に伝達するのを防止することができ、回路の信頼性を高めることができる。
ある態様において、電圧生成回路は、可変インピーダンス素子と出力トランジスタの接続点の電圧を受けるバッファをさらに備えてもよい。バッファを設けることにより、入力インピーダンスの低い回路に対して、ハイレベルまたはローレベルの信号を好適に出力することができる。
ある態様において、電圧生成回路は、バッファと接続点の間に設けられた保護抵抗をさらに備えてもよい。この場合、ヒューズ素子の切断時に発生する電気的なノイズが、バッファ回路を介して外部回路に伝達するのを防止することができ、回路の信頼性を高めることができる。
電圧生成回路は、ひとつの半導体基板上に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。
なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明に係る電圧生成回路によれば、消費電力を低減し、もしくは回路面積を削減できる。
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
また、本明細書において、「部材Aと部材Bが接続される」とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合や、部材Aと部材Bが、電気的な接続状態に影響を及ぼさないか、あるいは及ぼしても本質的でない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
また、本明細書において、「部材Aと部材Bが接続される」とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合や、部材Aと部材Bが、電気的な接続状態に影響を及ぼさないか、あるいは及ぼしても本質的でない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
図1は、本発明の実施の形態に係る電圧生成回路100の構成を示す回路図である。電圧生成回路100には、固定電圧として電源電圧Vddおよび接地電圧GNDが供給されている。電圧生成回路100は、ハイレベルに対応する電源電圧Vdd、ローレベルに対応する接地電圧GNDのいずれかの値をとる出力電圧Voutを生成し、出力端子102から出力する。電圧生成回路100は、出力トランジスタ10、可変インピーダンス素子12、基準トランジスタ20、定電流源22、バッファ30を備える。
電圧生成回路100において、第1の固定電圧である電源電圧Vddが、第1の固定電圧端子である電源端子50に供給され、第2の固定電圧である接地電圧GNDが第2の固定電圧端子である接地端子52に供給されている。
出力トランジスタ10および可変インピーダンス素子12は、電源端子50および接地端子52の間に直列に設けられる。出力トランジスタ10は、PチャンネルMOSFETであり、そのソースが電源端子50に接続されている。可変インピーダンス素子12は、一端が接地端子52に接続され、他端が出力トランジスタ10のドレインと接続される。本実施の形態において可変インピーダンス素子12は、レーザの照射、大電流もしくは高電圧の印加によって切断可能なヒューズ素子である。電圧生成回路100は、ひとつの半導体基板上に集積化されており、可変インピーダンス素子12は、電圧生成回路100の製造時において、非切断状態となっており、その抵抗値RLは数Ω〜数百Ω程度である。切断した状態において可変インピーダンス素子12の抵抗値RHは、数MΩあるいはそれ以上となる。
出力トランジスタ10および可変インピーダンス素子12は、電源端子50および接地端子52の間に直列に設けられる。出力トランジスタ10は、PチャンネルMOSFETであり、そのソースが電源端子50に接続されている。可変インピーダンス素子12は、一端が接地端子52に接続され、他端が出力トランジスタ10のドレインと接続される。本実施の形態において可変インピーダンス素子12は、レーザの照射、大電流もしくは高電圧の印加によって切断可能なヒューズ素子である。電圧生成回路100は、ひとつの半導体基板上に集積化されており、可変インピーダンス素子12は、電圧生成回路100の製造時において、非切断状態となっており、その抵抗値RLは数Ω〜数百Ω程度である。切断した状態において可変インピーダンス素子12の抵抗値RHは、数MΩあるいはそれ以上となる。
出力トランジスタ10の制御端子であるゲートには、バイアス電圧Vbiasが印加される。出力トランジスタ10をバイアスすることにより、出力トランジスタ10には、ゲートソース間電圧に応じてほぼ一定値をとる定電流Ic2が流れる。この定電流Ic2は、極力小さいことが望ましく、数μA程度に設定される。
定電流Ic2をより安定に保つために、バイアス電圧Vbaisは、定電流源22、基準トランジスタ20を利用して生成される。定電流源22は、所定の定電流Ic1を生成する。基準トランジスタ20は、出力トランジスタ10と同型のPチャンネルMOSFETであり、定電流Ic2の経路上に設けられている。基準トランジスタ20と出力トランジスタ10は、ゲートおよびソースが共通に接続されており、いわゆるカレントミラー接続されている。基準トランジスタ20と出力トランジスタ10のミラー比をnとすれば、Ic2=Ic1×nが成り立つように、バイアス電圧Vbiasは調節される。
電圧生成回路100は、可変インピーダンス素子12と出力トランジスタ10の接続点24の電圧V1を出力する。この接続点24の電圧を直接出力しても構わないが、本実施の形態に係る電圧生成回路100は、接続点24の電圧V1を受けるバッファ30をさらに備えている。バッファ30はインバータで構成してもよい。
以上のように構成された電圧生成回路100の動作について説明する。
1. 可変インピーダンス素子12を切断しない状態
可変インピーダンス素子12を切断しない場合、出力トランジスタ10により生成された定電流Ic2が、可変インピーダンス素子12に流れて電圧降下が発生する。可変インピーダンス素子12の両端に発生する電圧V1は、可変インピーダンス素子12の非切断時の抵抗値RLを用いて、
V1=Ic2×RL
で与えられる。RL=100Ω、Ic2=10μAとすれば、V1=1mVとなり、ローレベルとなる。このとき、インバータであるバッファ30の出力電圧Voutは、ハイレベルとなる。
1. 可変インピーダンス素子12を切断しない状態
可変インピーダンス素子12を切断しない場合、出力トランジスタ10により生成された定電流Ic2が、可変インピーダンス素子12に流れて電圧降下が発生する。可変インピーダンス素子12の両端に発生する電圧V1は、可変インピーダンス素子12の非切断時の抵抗値RLを用いて、
V1=Ic2×RL
で与えられる。RL=100Ω、Ic2=10μAとすれば、V1=1mVとなり、ローレベルとなる。このとき、インバータであるバッファ30の出力電圧Voutは、ハイレベルとなる。
2. 可変インピーダンス素子12を切断した状態
可変インピーダンス素子12を切断すると、その抵抗値RHは数MΩとなる。このとき、出力トランジスタ10のドレインはオープンとなるため、定電流Ic2が実質的に0となり、電圧V1は電源電圧Vddとほぼ等しくなる。ハイレベルの電圧V1がバッファ30により反転されて、出力電圧Voutはローレベルとなる。
可変インピーダンス素子12を切断すると、その抵抗値RHは数MΩとなる。このとき、出力トランジスタ10のドレインはオープンとなるため、定電流Ic2が実質的に0となり、電圧V1は電源電圧Vddとほぼ等しくなる。ハイレベルの電圧V1がバッファ30により反転されて、出力電圧Voutはローレベルとなる。
このように、本実施の形態に係る電圧生成回路100によれば、可変インピーダンス素子12であるヒューズの切断、非切断状態に応じて、ハイレベルまたはローレベルの出力電圧Voutを生成することができる。
ここで、特許文献1に記載のスイッチ回路と、本実施の形態に係る電圧生成回路100の消費電流を比較する。特許文献1のスイッチ回路では、ヒューズの非切断状態において、Ic=Vdd/(R1+R2)の電流が流れることになる。R1は非切断時のヒューズの抵抗値を、R2はヒューズと直列な抵抗の抵抗値を、Vddは電源電圧を表す。R1≪R2を仮定すると、Vdd=3Vの状態でIcを10μAとするためには、抵抗の抵抗値を、
R1=3/10μ=300kΩ
とする必要がある。300kΩの抵抗を拡散抵抗で形成する場合、非常に大きな面積を要することになる。これに対して、本実施の形態に係る電圧生成回路100では、出力トランジスタ10、基準トランジスタ20、定電流源22のみで定電流Ic2を生成することができるため、回路面積を低減することができる。
R1=3/10μ=300kΩ
とする必要がある。300kΩの抵抗を拡散抵抗で形成する場合、非常に大きな面積を要することになる。これに対して、本実施の形態に係る電圧生成回路100では、出力トランジスタ10、基準トランジスタ20、定電流源22のみで定電流Ic2を生成することができるため、回路面積を低減することができる。
あるいは、従来の回路において、回路面積を優先して設計して抵抗の抵抗値R1を10kΩ程度とした場合、電流はIc=300μAの電流が流れてしまう。この場合、本実施の形態に係る電圧生成回路100は、消費電力の観点で従来のスイッチ回路に比べて有利である。
すなわち、従来の回路では、回路面積(抵抗の面積)と消費電力がトレードオフの関係にあったのに対して、本実施の形態に係る電圧生成回路100によれば、トレードオフの関係から解放され、従来の電圧生成回路に比べて、消費電力を低減し、あるいは回路面積を縮小することができる。
さらに、電源電圧Vddが変動しても、出力トランジスタ10に流れる定電流Ic2は一定に保たれるため、消費電流の電源電圧Vddの依存性を小さくすることが可能となる。
さらに、電源電圧Vddが変動しても、出力トランジスタ10に流れる定電流Ic2は一定に保たれるため、消費電流の電源電圧Vddの依存性を小さくすることが可能となる。
図2は、図1の電圧生成回路の変形例を示す回路図である。以下、図1との相違点を中心に説明する。図2の電圧生成回路100aは、複数の出力電圧Vouta〜Voutcを生成する。複数の出力電圧Vouta〜Voutcは独立してハイレベルとローレベルが切り替え可能である。なお、図2では、3つの出力電圧Voutを生成する場合について説明するが、これを任意の個数に変更できることは容易に理解できる。
電圧生成回路100aは、電源端子50および接地端子52の間に、並列に設けられた可変インピーダンス素子12と出力トランジスタ10のペアを複数備えている。可変インピーダンス素子12aと出力トランジスタ10aのペア、可変インピーダンス素子12bと出力トランジスタ10bのペア、可変インピーダンス素子12cと出力トランジスタ10cのペアの接続は、図1と同様である。図1との相違点は、保護抵抗Rp1a〜Rp1cが設けられている点である。各保護抵抗Rp1a〜Rp1cは、出力トランジスタ10a〜10cそれぞれを含む経路上、すなわち出力トランジスタ10のドレインと接続点24の間に設けられている。保護抵抗Rp1は、可変インピーダンス素子12を含む経路上、すなわち可変インピーダンス素子12と接続点24の間、あるいは可変インピーダンス素子12と接地端子52の間に設けられてもよい。保護抵抗Rp1の抵抗値は、たとえば数kΩから数十kΩの範囲で設定するのが好ましい。
複数の出力トランジスタ10a〜10cは、基準トランジスタ20とカレントミラー接続される。したがって、各出力トランジスタ10a〜10cには、いずれも定電流Ic1に比例した定電流Ic2a〜Ic2cが流れる。
保護抵抗Rp2a〜Rp2cは、それぞれバッファ30a〜30cと接続点24a〜24cの間に設けられている。
保護抵抗Rp2a〜Rp2cは、それぞれバッファ30a〜30cと接続点24a〜24cの間に設けられている。
図2の電圧生成回路100aによれば、複数の出力電圧Voutを生成することが可能となる。従来の回路で複数の電圧を生成する場合、面積の大きな抵抗が、生成する電圧の数に比例して必要になるため回路面積が増大するという問題がある。あるいは抵抗を小さくした場合においても、生成する電圧の数に比例して消費電力が大きくなるという問題が発生する。これに対して、図2の電圧生成回路100aによれば、出力トランジスタ10の個数を増やすだけで済むため、従来に比べて回路面積を大幅に削減することができる。
また、図2の電圧生成回路100aでは、保護抵抗Rp1を設けることにより、可変インピーダンス素子12(ヒューズ)の切断時に発生する電気的なノイズが、出力トランジスタ10に伝達するのを防止することができ、回路の信頼性を高めることができる。同様に、保護抵抗Rp2を設けることにより、切断時の電気的なノイズがバッファ30に入力されたり、バッファ30を介して外部に出力されるのを防止することができる。
実施の形態にもとづき、本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を離脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。
図1や図2の回路では、出力トランジスタ10をPチャンネルMOSFETとしたが、本発明はこれに限定されるものではなく、PNP型のバイポーラトランジスタを用いて構成してもよい。
また、PチャンネルとNチャンネルを置換し、電源端子50と接地端子52を天地反転した回路構成としてもよい。図示しないが、この場合、ソースが接地されたNチャンネルMOSFETのドレインと、一端が電源端子50に接続された可変インピーダンス素子12の他端とが接続される。基準トランジスタ20もドレインが接地されたNチャンネルMOSFETとなり、出力トランジスタ10と基準トランジスタ20のゲートは共通接続される。基準トランジスタ20のドレインには定電流源22が接続される。この形式においても、回路面積を削減することができ、あるいは消費電力を削減することができる。
また、PチャンネルとNチャンネルを置換し、電源端子50と接地端子52を天地反転した回路構成としてもよい。図示しないが、この場合、ソースが接地されたNチャンネルMOSFETのドレインと、一端が電源端子50に接続された可変インピーダンス素子12の他端とが接続される。基準トランジスタ20もドレインが接地されたNチャンネルMOSFETとなり、出力トランジスタ10と基準トランジスタ20のゲートは共通接続される。基準トランジスタ20のドレインには定電流源22が接続される。この形式においても、回路面積を削減することができ、あるいは消費電力を削減することができる。
実施の形態では、可変インピーダンス素子12としてヒューズを利用する場合について説明したが、本発明はこれに限定されない。たとえば、可変インピーダンス素子12を、直列に接続されたアルミニウムなどの配線と抵抗で構成してもよい。アルミニウム配線をレーザカットすれば高抵抗状態が実現でき、カットしない状態において低抵抗状態が実現できる。そのほか、高抵抗と低抵抗を切り替え可能な素子であれば、ヒューズの代替素子となる。
本実施の形態に係る電圧生成回路100の用途としては、I2C(I square C)バスのチップセレクト用のアドレス設定などが例示される。この場合、アドレスのビット数に応じて、出力トランジスタ10と可変インピーダンス素子12のペアを並列に設ければよい。その他、回路のある機能の有効化、無効化を切り替えるための信号として利用してもよく、特にその用途が限定されるものではない。
100 電圧生成回路、 102 出力端子、 10 出力トランジスタ、 12 可変インピーダンス素子、 20 基準トランジスタ、 22 定電流源、 24 接続点、 30 バッファ、 50 電源端子、 52 接地端子、 Rp1 保護抵抗、 Rp2 保護抵抗。
Claims (9)
- 第1、第2の固定電圧に固定された第1、第2固定電圧端子の間に直列に設けられた、可変インピーダンス素子と、出力トランジスタと、を備え、前記出力トランジスタの制御端子にバイアス電圧を印加し、前記可変インピーダンス素子と前記出力トランジスタの接続点の電圧を出力することを特徴とする電圧生成回路。
- 所定の定電流を生成する定電流源と、
前記定電流の経路上に設けられた基準トランジスタと、
をさらに備え、前記出力トランジスタと前記基準トランジスタをカレントミラー接続したことを特徴とする請求項1に記載の電圧生成回路。 - 前記出力トランジスタおよび前記基準トランジスタは、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であることを特徴とする請求項2に記載の電圧生成回路。
- 前記第1、第2固定電圧端子の間に並列に設けられた前記可変インピーダンス素子と前記出力トランジスタのペアを複数備え、
複数の出力トランジスタを、前記基準トランジスタとカレントミラー接続したことを特徴とする請求項2に記載の電圧生成回路。 - 前記可変インピーダンス素子は、ヒューズ素子であることを特徴とする請求項1から4のいずれかに記載の電圧生成回路。
- 前記出力トランジスタを含む経路、および前記可変インピーダンス素子を含む経路の少なくとも一方に設けられた保護抵抗をさらに備えることを特徴とする請求項5に記載の電圧生成回路。
- 前記可変インピーダンス素子と前記出力トランジスタの接続点の電圧を受けるバッファをさらに備えることを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載の電圧生成回路。
- 前記バッファと前記接続点の間に設けられた保護抵抗をさらに備えることを特徴とする請求項7に記載の電圧生成回路。
- ひとつの半導体基板上に一体集積化されたことを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載の電圧生成回路。
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JP2011155736A (ja) * | 2010-01-26 | 2011-08-11 | Sharp Corp | インバータ装置および電力供給システム |
WO2014098273A1 (ko) * | 2012-12-17 | 2014-06-26 | 스마트파이 주식회사 | 고속 입출력 패드를 위한 바이어스 전압 생성 회로 |
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-
2006
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