JP2008125187A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング損失を低減する。
【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータの平滑リアクトル１３と並列に補助リアクトル１４を接続するとともに、補助リアクトル１４と直列に補助スイッチ１５ａ，１５ｂを接続し、平滑リアクトル１３を流れる電流が主スイッチ１１ａ，１１ｂから平滑リアクトル１３へ向かって流れている場合は、第１の主スイッチ１１ａをオンする時点より第１の所定時間前に補助スイッチ１５ａをオンし、電流の向きが逆の場合、第２の主スイッチ１１ｂをオンする時点より第２の所定時間前に補助スイッチ１５ｂをオンする。第１の所定時間は、少なくともダイオード１２ｂのリカバリ電流に基づいて設定するとともに、第２の所定時間を少なくともダイオード１２ａのリカバリ電流に基づいて設定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

従来、直列に接続された２つの主スイッチと、主スイッチ同士の接続点に一端が接続された平滑リアクトルとを備えたＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（特許文献１参照）。このＤＣ−ＤＣコンバータでは、２つの主スイッチとそれぞれ並列にスナバコンデンサを設けることにより、主スイッチのスイッチング損失を低減している。

特開２００４−１２９３９３号公報

しかしながら、上述した従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、スナバコンデンサを設ける必要があるため、レイアウト上の制約が大きく、結果的にＤＣ−ＤＣコンバータが大型化する大きな要因となるという問題があった。

本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータは、直列に接続された第１および第２の２つの主スイッチと、第１および第２の主スイッチとそれぞれ並列に接続された第１および第２の２つのダイオードと、２つの主スイッチの接続点に一端が接続された平滑リアクトルとを備え、２つの主スイッチを交互にオン／オフさせるとともに、第１の主スイッチがオンしたときに、一方の端子に入力した電気エネルギーを平滑リアクトルに蓄え、第２の主スイッチがオンしたときに、平滑リアクトルに蓄えられた電気エネルギーを他方の端子から出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、平滑リアクトルと並列に接続される補助リアクトルと、補助リアクトルと直列に接続される補助スイッチと、平滑リアクトルを流れる電流が主スイッチから平滑リアクトルへ向かって流れている場合は、第１の主スイッチをオンする時点より第１の所定時間前に補助スイッチをオンし、平滑リアクトルを流れる電流が平滑リアクトルから主スイッチへ向かって流れている場合は、第２の主スイッチをオンする時点より第２の所定時間前に補助スイッチをオンする制御手段とを備え、第１の所定時間を少なくとも第２のダイオードのリカバリ電流に基づいて設定するとともに、第２の所定時間を少なくとも第１のダイオードのリカバリ電流に基づいて設定することを特徴とする。

本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータによれば、主スイッチをスイッチングさせる際のスイッチング損失を低減させることができる。

図１は、一実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成を示す回路図である。一実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、上主スイッチ１１ａおよび下主スイッチ１１ｂと、上ダイオード１２ａおよび下ダイオード１２ｂと、平滑用のリアクトル１３と、補助リアクトル１４と、上補助スイッチ１５ａおよび下補助スイッチ１５ｂと、補助スイッチ１５ａ，１５とそれぞれ並列に接続されるダイオード１６ａ，１６ｂと、補助スイッチ１５ａ，１５とそれぞれ直列に接続されるダイオード１７ａ，１７ｂと、制御回路５０とを備える。

上主スイッチ１１ａおよび下主スイッチ１１ｂは、端子Ｂ−Ｂ間に直列に接続されており、上ダイオード１２ａおよび下ダイオード１２ｂは、両主スイッチ１１ａ，１１ｂとそれぞれ並列に接続されている。両主スイッチ１１ａ，１１ｂの接続点２０には、リアクトル１３の一端が接続されている。補助リアクトル１４は、リアクトル１３と並列に接続されている。なお、補助リアクトル１４のインダクタンスは、リアクトル１３のインダクタンスよりも小さい。

補助スイッチ１５ａは、ダイオード１７ａを介して補助リアクトル１４と直列に接続されている。ダイオード１７ａは、補助スイッチ１５ａから補助リアクトル１４の方向に電流が流れる向きに設けられている。補助スイッチ１５ｂは、ダイオード１７ｂを介して補助リアクトル１４と直列に接続されている。ダイオード１７ｂは、補助リアクトル１４から補助スイッチ１５ｂの方向に電流が流れる向きに設けられている。

このＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、昇降圧コンバータであり、端子Ａ−Ａに印加された電圧を昇圧して端子Ｂ−Ｂ間から出力することができ、端子Ｂ−Ｂに印加された電圧を降圧して端子Ａ−Ａから出力することができる。上主スイッチ１１ａおよび下主スイッチ１１ｂは、制御回路５０によって、相補パルス幅変調（pulse width modulation：ＰＷＭ）信号で駆動される。

次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の回路動作について説明する。図２は、上主スイッチ１１ａがオフ、かつ、下主スイッチ１１ｂがオンの状態であって、リアクトル電流Ｉ_Lが主スイッチ１１ａ，１１ｂの接続点２０から端子Ａの方向に向かって流れている（Ｉ_L＞０）状態から、両スイッチオフの状態を経て、上主スイッチ１１ａがオン、かつ、下主スイッチ１１ｂがオフの状態に移行する場合の各波形のタイミングを示すタイミングチャートである。

図２の（ａ）から（ｇ）に示す波形はそれぞれ、スイッチ１１ａ，１１ｂ，１５ａのオン／オフ状態、主スイッチ１１ａ，１１ｂの接続点２０から端子Ａの方向に流れる電流Ｉ_e、時間の名称、通電している素子、主スイッチ１１ａの両端電圧Ｖ_SU、主スイッチ１１ｂの両端電圧Ｖ_SL、補助リアクトル１４に流れる電流Ｉ_rをそれぞれ示している。

下主スイッチ１１ｂがオンの状態では、下ダイオード１２ｂに電流が流れており、下主スイッチ１１ｂは略零電圧、零電流でスイッチングされるため、スイッチング損失はほとんど発生しない。

一実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータでは、下主スイッチ１１ｂをオフにした後、上主スイッチ１１ａをオンするタイミングより、所定時間前に、上補助スイッチ１５ａをオンにする。上補助スイッチ１５ａをオンにした時の補助リアクトル１４の一端の電圧Ｖ_SLは０（Ｖ）であり、他端の電圧は、端子Ａ−Ａ間の電圧Ｖ_Aである。このため、上補助スイッチ１５ａをオンにすると、補助リアクトル１４には、図２の（ｇ）に示すように、電流Ｉ_rが流れる。

リアクトル１３に流れるリアクトル電流Ｉ_Lは、リアクトルがあるため短時間で略一定であり、主スイッチ１１ａ，１１ｂの接続点２０から端子Ａの方向に流れる電流Ｉ_eは、Ｉ_e＝Ｉ_L−Ｉ_rより、次第に減少して０に近づく（図２の（ｂ）参照）。このとき、上主スイッチ１１ａをオンすれば、本来のリアクトル電流Ｉ_Lより電流Ｉ_eは小さいため、上主スイッチ１１ａのスイッチング損失を減少させることができる。

ここで、上補助スイッチ１５ａをオンにする所定時間前のタイミングを、補助リアクトル１４に流れる電流Ｉ_rがリアクトル電流Ｉ_Lと一致するまでに要する時間Ｔｒ１に設定すれば、Ｉ_e＝０となった時に、上主スイッチ１１ａをオンすることができると考えられる。Ｔｒ１は、補助リアクトル１４のインダクタンスＬ_rと、リアクトル電流Ｉ_L、および、Ａ端子側のＤＣ−ＤＣコンバータ入出力電圧Ｖ_Aの計測値とに基づいて、次式（１）にて表される。
Ｔｒ１＝Ｌ_r／Ｖ_A・Ｉ_L （１）

しかし、下主スイッチ１１ｂをオフにした際に、下ダイオード１２ｂに逆バイアス電圧が加わるため、下ダイオード１２ｂから、接合点２０の方向にリカバリ電流が流れる。すなわち、上主スイッチ１１ａをオンするタイミングより、所定時間Ｔｒ１だけ前に上補助スイッチ１５ａをオンにしても、リカバリ電流の影響で、上主スイッチ１１ａをオンする際のスイッチング損失を０にすることができない。

従って、一実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータでは、上主スイッチ１１ａをオンするタイミングに対して、上述した所定時間Ｔｒ１よりさらに所定時間Ｔ_rcvry1前に、上補助スイッチ１５ａをオンにして、リカバリ電流の影響を除外する。所定時間Ｔ_rcvry1は、ダイオード１２ｂのリカバリ電流を流しきるために必要な時間である。

図３は、補助リアクトル１４に流れる電流Ｉ_rの変化を示す図である。上述したように、所定時間Ｔｒ１よりさらに所定時間Ｔ_rcvry1長い間、上補助スイッチ１５ａをオンにする。ここで、所定時間Ｔ_rcvry1の間に補助リアクトル１４に流れる電流の変化量をΔＩ_rとすると、所定時間Ｔ_rcvry1の間に流れる電流の電荷ｑは、図３の面積３０となる。すなわち、電荷ｑは、次式（２）にて表される。
ｑ＝ΔＩ_r×Ｔ_rcvry1／２ （２）
また、所定時間Ｔ_rcvry1の間に補助リアクトル１４に流れる電流の変化量ΔＩ_rは、次式（３）にて表される。
ΔＩ_r＝Ｖ_A／Ｌ_r・Ｔ_rcvry1 （３）

式（２）および式（３）より、次式（４）が成立する。
ｑ＝（Ｖ_A／Ｌ_r）・（Ｔ_rcvry1 ²／２） （４）
従って、式（４）より、所定時間Ｔ_rcvry1は、次式（５）にて表される。
Ｔ_rcvry1＝√（２・ｑ・Ｌ_r／Ｖ_A） （５）

式（５）において、電荷ｑを下ダイオード１２ｂの蓄積電荷量に設定すれば、所定時間Ｔ_rcvry1の間に、下ダイオード１２ｂのリカバリ電流を流しきることができる。ここで、下ダイオード１２ｂの蓄積電荷量は、下ダイオード１２ｂの特性に応じて一義的に決まる値である。すなわち、ダイオード１２ｂの特性に応じて定まる電荷量ｑ、補助リアクトル１４のインダクタンスＬ_r、および、Ａ端子側のＤＣ−ＤＣコンバータ入出力電圧Ｖ_Aに基づいて、上式（５）より、所定時間Ｔ_rcvry1を求めることができる。

図２の（ａ）および（ｃ）に示すように、上主スイッチ１１ａをオンするより、所定時間（Ｔｒ１＋Ｔ_rcvry）前に、上補助スイッチ１５ａをオンにすることにより、下ダイオード１２ｂのリカバリ電流の影響を受けずに、上主スイッチ１１ａをオンする時のスイッチング損失をほぼ０にすることができる。

上主スイッチ１１ａをオン（下主スイッチ１１ｂはオフ状態）にした後は、補助リアクトル１４の一端の電圧Ｖ_SLは、Ｂ端子側のＤＣ−ＤＣコンバータ入出力電圧Ｖ_Bとなり、他端の電圧は、Ａ端子側のＤＣ−ＤＣコンバータ入出力電圧Ｖ_Aとなる。Ｖ_B＞Ｖ_Aであるから、上主スイッチ１１ａをオンすると、補助リアクトル１４に流れる電流Ｉ_rは少しずつ減少して０になる（図２の（ｇ）参照）。補助リアクトル１４に流れる電流Ｉ_rが０になると、上補助スイッチ１５ａをオフにする。なお、上補助スイッチ１５ａは、オン／オフいずれの場合も、電流０の状態でスイッチングを行うので、スイッチング損失は発生しない。

図４は、上主スイッチ１１ａがオン、かつ、下主スイッチ１１ｂがオフの状態であって、リアクトル電流Ｉ_Lが端子Ａからリアクトル１３に向かって流れている（Ｉ_L＜０）状態から、両スイッチオフの状態を経て、上主スイッチ１１ａがオフ、かつ、下主スイッチ１１ｂがオンの状態に移行する場合の各波形のタイミングを示すタイミングチャートである。図４の（ａ）から（ｇ）に示す波形は、それぞれ、図２の（ａ）から（ｇ）に示す波形に対応している。

上主スイッチ１１ａがオンの状態では、上ダイオード１２ａに電流が流れており、上主スイッチ１１ａは略零電圧、零電流でスイッチングされるため、スイッチング損失はほとんど発生しない。

一実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータでは、下主スイッチ１１ｂをオンする場合にも、下主スイッチ１１ｂをオンするより所定時間前に、下補助スイッチ１５ｂをオンにする。下補助スイッチ１５ｂをオンにした時の補助リアクトル１４の一端の電圧Ｖ_SLは、Ｂ端子側のＤＣ−ＤＣコンバータ入出力電圧Ｖ_Bであり、他端の電圧はＶ_Aである。このため、下補助スイッチ１５ｂをオンにすると、補助リアクトル１４には、図４の（ｇ）に示すように、電流Ｉ_rが流れる。

リアクトル電流Ｉ_Lは、リアクトルがあるため短時間で略一定であり、主スイッチ１１ａ，１１ｂの接続点２０から端子Ａの方向に流れる電流Ｉ_e（Ｉ_e＝Ｉ_L−Ｉ_r）の絶対値は、次第に減少して０に近づく。このとき、下主スイッチ１１ｂをオンすれば、本来のリアクトル電流Ｉ_Lの絶対値より電流Ｉ_eの絶対値は小さいため、下主スイッチ１１ｂのスイッチング損失を減少させることができる。

ここで、下補助スイッチ１５ｂをオンにする所定時間前のタイミングを、補助リアクトル１４に流れる電流Ｉ_rがリアクトル電流Ｉ_Lと一致するまでに要する時間Ｔｒ２に設定すれば、Ｉ_e＝０となった時に、下主スイッチ１１ｂをオンすることができると考えられる。Ｔｒ２は、リアクトル電流Ｉ_L、Ａ端子側のＤＣ−ＤＣコンバータ入出力電圧Ｖ_A、および、Ｂ端子側のＤＣ−ＤＣコンバータ入出力電圧Ｖ_Bの計測値に基づいて、次式（６）にて表される。
Ｔｒ２＝Ｌ_r／（Ｖ_B−Ｖ_A）・｜Ｉ_L｜ （６）

しかし、上主スイッチ１１ａをオフにした際に、上ダイオード１２ａに逆バイアス電圧が加わるため、上ダイオード１２ａからリカバリ電流が流れる。すなわち、下主スイッチ１１ｂをオンするタイミングより、所定時間Ｔｒ２だけ前に下補助スイッチ１５ｂをオンにしても、上ダイオード１２ａのリカバリ電流の影響で、下主スイッチ１１ｂをオンする際のスイッチング損失を０にすることができない。

従って、一実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータでは、下主スイッチ１１ｂをオンするタイミングに対して、上述した所定時間Ｔｒ２よりさらに所定時間Ｔ_rcvry2前に、下補助スイッチ１５ｂをオンにして、リカバリ電流の影響を除外する。所定時間Ｔ_rcvry2は、上ダイオード１２ａのリカバリ電流を流しきるために必要な時間である。

ここで、所定時間Ｔ_rcvry2の間に補助リアクトル１４に流れる電流の変化量ΔＩ_rは、上式（３）ではなく、次式（７）で表されるため、所定時間Ｔ_rcvry2は、次式（８）で表される。
ΔＩ_r＝（Ｖ_B−Ｖ_A）／Ｌ_r・Ｔ_rcvry2 （７）
Ｔ_rcvry2＝√｛２・ｑ・Ｌ_r／（Ｖ_B−Ｖ_A）｝ （８）

式（８）において、電荷ｑを上ダイオード１２ａの蓄積電荷量に設定すれば、所定時間Ｔ_rcvry2の間に上ダイオード１２ａのリカバリ電流を流しきることができる。上ダイオード１２ａの蓄積電荷量は、上ダイオード１２ａの特性に応じて一義的に決まる値なので、ダイオード１２ａの特性に応じて定まる電荷量ｑ、補助リアクトル１４のインダクタンスＬ_r、Ａ端子側およびＢ端子側のＤＣ−ＤＣコンバータ入出力電圧Ｖ_A, Ｖ_Bに基づいて、上式（８）より、所定時間Ｔ_rcvry2を求めることができる。

図４の（ａ）および（ｃ）に示すように、下主スイッチ１１ｂをオンするより、所定時間（Ｔｒ２＋Ｔ_rcvry2）前に、下補助スイッチ１５ｂをオンにすることにより、リカバリ電流の影響を受けずに、下主スイッチ１１ｂをオンする時のスイッチング損失をほぼ０にすることができる。

下主スイッチ１１ｂをオンにした後は、補助リアクトル１４の一端の電圧Ｖ_SLは０となり、他端の電圧は、Ａ端子側のＤＣ−ＤＣコンバータ入出力電圧Ｖ_Aとなる。従って、補助リアクトル１４に流れる電流Ｉ_rの絶対値は少しずつ減少して０になる（図２の（ｇ）参照）。補助リアクトル１４に流れる電流Ｉ_rが０になると、下補助スイッチ１５ｂをオフにする。なお、下補助スイッチ１５ｂは、オン／オフいずれの場合も、電流０の状態でスイッチングを行うので、スイッチング損失は発生しない。

なお、以下の（ｉ）および（ｉｉ）のケースでは、通常のハードスイッチングを行う。
（ｉ）リアクトル電流Ｉ_L＞０で、上主スイッチ１１ａがオン、かつ、下主スイッチ１１ｂがオフの状態から、両スイッチオフの状態を経て、上主スイッチ１１ａがオフ、かつ、下主スイッチ１１ｂがオンの状態に移行する場合
（ｉｉ）リアクトル電流Ｉ_L＜０で、上主スイッチ１１ａがオフ、かつ、下主スイッチ１１ｂがオンの状態から、両スイッチオフの状態を経て、上主スイッチ１１ａがオン、かつ、下主スイッチ１１ｂがオフの状態に移行する場合

一実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータは、直列に接続された第１および第２の２つの主スイッチ１１ａ，１１ｂと、第１および第２の主スイッチとそれぞれ並列に接続された第１および第２の２つのダイオード１２ａ，１２ｂと、２つの主スイッチの接続点に一端が接続された平滑リアクトル１３とを備え、２つの主スイッチ１１ａ，１１ｂを交互にオン／オフさせるとともに、第１の主スイッチ１１ａがオンしたときに、一方の端子に入力した電気エネルギーを平滑リアクトル１３に蓄え、第２の主スイッチ１１ｂがオンしたときに、平滑リアクトル１３に蓄えられた電気エネルギーを他方の端子から出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、平滑リアクトル１３と並列に接続される補助リアクトル１４と、補助リアクトル１４と直列に接続される補助スイッチ１５ａ，１５ｂと、平滑リアクトル１３を流れる電流が主スイッチから平滑リアクトルへ向かって流れている場合は、第１の主スイッチ１１ａをオンする時点より第１の所定時間前に補助スイッチ１５ａをオンし、平滑リアクトル１３を流れる電流が平滑リアクトルから主スイッチへ向かって流れている場合は、第２の主スイッチ１１ｂをオンする時点より第２の所定時間前に補助スイッチ１５ｂをオンする制御回路５０とを備え、第１の所定時間を少なくとも第２のダイオード１２ｂのリカバリ電流に基づいて設定するとともに、第２の所定時間を少なくとも第１のダイオード１２ａのリカバリ電流に基づいて設定する。

これにより、主スイッチ１１ａ，１１ｂがスイッチングするときに、主スイッチに流れている電流を減少させることができる。スイッチング損失は、スイッチに流れる電流に比例するため、スイッチング時の電流を減少させることにより、スイッチング損失を大幅に減少させることができ、低損失・高効率のＤＣ−ＤＣコンバータを構成することができる。また、主スイッチと並列にスナバコンデンサを設ける必要もないため、コストの低減が可能となり、また、レイアウトの制約もなくなるので、小型化を図ることができる。

特に、一実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータによれば、第１の所定時間を少なくとも第２のダイオード１２ｂのリカバリ電流に基づいて設定するとともに、第２の所定時間を少なくとも第１のダイオード１２ａのリカバリ電流に基づいて設定するので、リカバリ電流の影響を排除して、主スイッチのスイッチング損失をさらに低減させることができる。

一実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータによれば、第１の所定時間を下記の式で表されるＴｒ１とＴ_rcvry1とを加算した時間とするので、第２のダイオード１２ｂのリカバリ電流を流しきり、上主スイッチ１１ａに流れる電流をほぼ０にした状態で、上主スイッチ１１ａをオンさせることができる。
Ｔｒ１＝Ｌ_r／Ｖ_A・Ｉ_L
Ｔ_rcvry1＝√（２・ｑ２・Ｌ_r／Ｖ_A）

また、一実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータによれば、第２の所定時間を下記の式で表されるＴｒ２とＴ_rcvry2とを加算した時間とするので、第１のダイオード１２ａのリカバリ電流を流しきり、下主スイッチ１１ｂに流れる電流をほぼ０にした状態で、下主スイッチ１１ｂをオンさせることができる。
Ｔｒ２＝Ｌ_r／（Ｖ_B−Ｖ_A）・｜Ｉ_L｜
Ｔ_rcvry2＝√｛２・ｑ・Ｌ_r／（Ｖ_B−Ｖ_A）｝

本発明は、上述した一実施の形態に限定されることはない。例えば、上主スイッチ１１ａをオンする前に上補助スイッチ１５ａをオンにするための第１の所定時間を、上式（１）で定義したＴｒ１に、式（５）で定義したＴ_rcvry1を加算した時間としたが、少なくともＴｒ１より長い時間に設定すれば、上主スイッチ１１ａに流れるリカバリ電流を低減させることができる。同様に、下主スイッチ１１ｂをオンする前に下補助スイッチ１５ｂをオンにするための第２の所定時間を、上式（６）で定義したＴｒ２に、式（８）で定義したＴ_rcvry2を加算した時間としたが、少なくともＴｒ２より長い時間に設定すれば、下主スイッチ１１ｂに流れるリカバリ電流を低減させることができる。

上述した一実施の形態では、ダイオード１２ｂの蓄積電荷量ｑ、補助リアクトル１４のインダクタンスＬ_r、および、Ａ端子側のＤＣ−ＤＣコンバータ入出力電圧Ｖ_Aの計測値に基づいて、Ｔ_rcvry1を算出するものとして説明したが、電圧Ｖ_AとＴ_rcvry1との対応関係を示すデータ（マップ）を実験等によって予め求めておき、このデータと電圧Ｖ_Aの計測値とに基づいて、Ｔ_rcvry1を求めることもできる。また、ダイオード１２ａの蓄積電荷量ｑ、補助リアクトル１４のインダクタンスＬ_r、Ａ端子側およびＢ端子側のＤＣ−ＤＣコンバータ入出力電圧Ｖ_A, Ｖ_Bの計測値に基づいて、所定時間Ｔ_rcvry2を算出するものとして説明したが、（Ｖ_B−Ｖ_A）とＴ_rcvry2との対応関係を示すデータ（マップ）を実験等によって予め求めておき、このデータと電圧Ｖ_A, Ｖ_Bの計測値とに基づいて、Ｔ_rcvry2を求めることもできる。この方法によれば、Ｔ_rcvry1およびＴ_rcvry2の演算負荷を低減させることができる。

特許請求の範囲の構成要素と一実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、主スイッチ１１ａ，１１ｂが主スイッチを、ダイオード１２ａ，１２ｂが第１および第２のダイオードを、リアクトル１３が平滑リアクトルを、補助リアクトル１４が補助リアクトルを、補助スイッチ１５ａ，１５ｂが補助スイッチをそれぞれ構成する。なお、以上の説明はあくまで一例であり、発明を解釈する上で、上記の実施形態の構成要素と本発明の構成要素との対応関係に何ら限定されるものではない。

一実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成を示す回路図 上主スイッチがオフ、かつ、下主スイッチがオンの状態であって、リアクトル電流が端子Ａに向かって流れている状態から、上主スイッチがオン、かつ、下主スイッチがオフの状態に移行する場合の各波形のタイミングを示すタイミングチャート 補助リアクトルに流れる電流Ｉ_rの変化を示す図 上主スイッチがオン、かつ、下主スイッチがオフの状態であって、リアクトル電流が端子Ａからリアクトルに向かって流れている状態から、上主スイッチがオフ、下主スイッチがオンの状態に移行する場合の各波形のタイミングを示すタイミングチャート

符号の説明

１０…ＤＣ−ＤＣコンバータ、１１ａ…上主スイッチ、１１ｂ…下主スイッチ、１２ａ…上ダイオード、１２ｂ…下ダイオード、１３…リアクトル、１４…補助リアクトル、１５ａ…上補助スイッチ、１５ｂ…下補助スイッチ、１６ａ，１６ｂ…ダイオード

Claims (7)

1. 直列に接続された第１および第２の２つの主スイッチと、前記第１および前記第２の主スイッチとそれぞれ並列に接続された第１および第２の２つのダイオードと、前記２つの主スイッチの接続点に一端が接続された平滑リアクトルとを備え、前記２つの主スイッチを交互にオン／オフさせるとともに、前記第１の主スイッチがオンしたときに、一方の端子に入力した電気エネルギーを前記平滑リアクトルに蓄え、前記第２の主スイッチがオンしたときに、前記平滑リアクトルに蓄えられた電気エネルギーを他方の端子から出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記平滑リアクトルと並列に接続される補助リアクトルと、
   前記補助リアクトルと直列に接続される補助スイッチと、
   前記平滑リアクトルを流れる電流が前記主スイッチから前記平滑リアクトルへ向かって流れている場合は、前記第１の主スイッチをオンする時点より第１の所定時間前に前記補助スイッチをオンし、前記平滑リアクトルを流れる電流が前記平滑リアクトルから前記主スイッチへ向かって流れている場合は、前記第２の主スイッチをオンする時点より第２の所定時間前に前記補助スイッチをオンする制御手段とを備え、
   前記第１の所定時間を少なくとも前記第２のダイオードのリカバリ電流に基づいて設定するとともに、前記第２の所定時間を少なくとも前記第１のダイオードのリカバリ電流に基づいて設定することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記補助リアクトルのインダクタンス値をＬ_r、前記平滑リアクトルを流れるリアクトル電流をＩ_L、前記一方の端子側の入出力電圧をＶ_Aとすると、前記第１の所定時間は、少なくとも次式で表される時間Ｔｒ１
   Ｔｒ１＝Ｌ_r／Ｖ_A・Ｉ_L
   より長いことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記第２のダイオードに蓄えられる電荷をｑ２とすると、前記第１の所定時間は、前記Ｔｒ１に、次式で表される時間Ｔ_rcvry1
   Ｔ_rcvry1＝√（２・ｑ２・Ｌ_r／Ｖ_A）
   を加算した時間であることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 請求項２または請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記他方の端子側の入出力電圧をＶ_Bとすると、前記第２の所定時間は、少なくとも次式で表される時間Ｔｒ２
   Ｔｒ２＝Ｌ_r／（Ｖ_B−Ｖ_A）・｜Ｉ_L｜
   より長いことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記第１のダイオードに蓄えられる電荷をｑ１とすると、前記第２の所定時間は、前記Ｔｒ２に、次式で表される時間Ｔ_rcvry2
   Ｔ_rcvry2＝√｛２・ｑ１・Ｌ_r／（Ｖ_B−Ｖ_A）｝
   を加算した時間であることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記一方の端子に印加された電圧を昇圧して前記他方の端子から出力することができ、前記他方の端子に印加された電圧を降圧して前記一方の端子から出力することができる昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 請求項１から請求項６のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記２つの主スイッチは、前記制御手段によって相補パルス幅変調信号で駆動されることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。

Images