JP2006187086A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】スナバコンデンサを不要として、レイアウト上の制約により大型化することがなく、動作が不安定になることもなく、また、コスト高を招かないＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、２つの主スイッチＳ_Ｕ１１ａ，Ｓ_Ｌ１１ｂの接続点に、補助リアクトルＬ_ｒ１４と２つの補助スイッチＳ_ｒＵ１５ａ，Ｓ_ｒＬ１５ｂの各直列回路の一端を接続し、その反対側の直列回路の他端を平滑リアクトル１３の他端に接続し、平滑リアクトル１３を流れる電流が、主スイッチから平滑リアクトル１３へ向かう場合、上主スイッチＳ_Ｕ１１ａがオン状態になる時点より所定の時間だけ前に上補助スイッチＳ_ｒＵ１５ａを入れ、電流の向きが逆の場合、下主スイッチＳ_Ｌ１１ｂがオン状態になる時点より所定の時間だけ前に下補助スイッチＳ_ｒＬ１５ｂを入れるようにする。
【選択図】図１

Description

この発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、略零電流でスイッチングすることができるＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

従来、直列に接続された２つの主スイッチと、これら主スイッチ同士の接続点に一端が接続された平滑リアクトルとを備えたＤＣ／ＤＣコンバータが知られている（特許文献１参照）。

図４は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータの概略構成を示す回路図である。図４に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、端子Ｂ−Ｂ間に直列に接続された上主スイッチＳ_Ｕ２ａと下主スイッチＳ_Ｌ２ｂ、両主スイッチ２ａ，２ｂの各々に並列に接続された上ダイオードＤ_Ｕ３ａと下ダイオードＤ_Ｌ３ｂ及び上コンデンサＣ_Ｕ４ａと下コンデンサＣ_Ｌ４ｂを有している。また、両主スイッチ２ａ，２ｂ同士の接続点に一端が接続された平滑用のリアクトルＬ_０５、リアクトル５に並列に接続された補助リアクトルＬ_ｒ６及び上補助スイッチＳ_ｒＵ７ａと下補助スイッチＳ_ｒＬ７ｂの一方、また、上補助スイッチ７ａと下補助スイッチ７ｂの他端を、リアクトル５の他端に接続すると共に一方の端子Ｂに共通接続の端子Ａ−Ａを有している。

図４に示す従来のＤＣ／ＤＣコンバータ１における両主スイッチＳ_Ｕ，Ｓ_Ｌの状態の変化は、次の４ケースに分類される。
（ケースＡ）リアクトル電流Ｉ_Ｌ＞０で、上主スイッチＳ_Ｕ：ＯＮ（オン）、下主スイッチＳ_Ｌ：ＯＦＦ（オフ）から、両スイッチＯＦＦを経て、上主スイッチＳ_Ｕ：ＯＦＦ、下主スイッチＳ_Ｌ：ＯＮに変化。
（ケースＢ）リアクトル電流Ｉ_Ｌ＞０で、上主スイッチＳ_Ｕ：ＯＦＦ、下主スイッチＳ_Ｌ：ＯＮから、両スイッチＯＦＦを経て、上主スイッチＳ_Ｕ：ＯＮ、下主スイッチＳ_Ｌ：ＯＦＦに変化。

（ケースＣ）リアクトル電流Ｉ_Ｌ＜０で、上主スイッチＳ_Ｕ：ＯＮ、下主スイッチＳ_Ｌ：ＯＦＦから、両スイッチＯＦＦを経て、上主スイッチＳ_Ｕ：ＯＦＦ、下主スイッチＳ_Ｌ：ＯＮに変化。
（ケースＤ）リアクトル電流Ｉ_Ｌ＜０で、上主スイッチＳ_Ｕ：ＯＦＦ、下主スイッチＳ_Ｌ：ＯＮから、両スイッチＯＦＦを経て、上主スイッチＳ_Ｕ：ＯＮ、下主スイッチＳ_Ｌ：ＯＦＦに変化。

上述したケースＤ（Ｉ_Ｌ＜０、Ｓ_Ｌ：ＯＮ→Ｓ_Ｕ：ＯＮ）におけるスイッチングの様子を、図５及び図６により説明する。
図５は、図４の主スイッチング素子及びその周辺部分を取り出し半導体素子をスイッチに置き換えて、ケースＤ状態のスイッチングの様子を説明する回路説明図である。図６は、図５のケースＤにおける各波形のタイミングを示すタイミングチャートである。

図５に示すように、ケースＤにおいて、状態１→状態２に変化するとき、リアクトル電流Ｉ_Ｌが上下コンデンサＣ_Ｕ，Ｃ_Ｌに半分ずつ流れ込み（図６、ａ，ｂ参照）、下コンデンサＣ_Ｌは充電されるが、下主スイッチＳ_ＬがＯＦＦするときは略０Ｖであり、このとき、下主スイッチＳ_Ｌのスイッチング損失は非常に小さい。状態２´→状態３に変化するときについては、既に上流ダイオードＤ_Ｕに電流が流れており（図６、ｃ参照）、上主スイッチＳ_ＵがＯＮしてもスイッチング損失は殆ど発生しない。

また、上述したケースＢ（Ｉ_Ｌ＞０、Ｓ_Ｌ：ＯＮ→Ｓ_Ｕ：ＯＮ）におけるスイッチングの様子を、図７及び図８により説明する。
図７は、図４の主スイッチング素子及びその周辺部分を取り出し半導体素子をスイッチに置き換えて、ケースＢ状態のスイッチングの様子を説明する回路説明図である。図８は、図７のケースＢにおける各波形のタイミングを示すタイミングチャートである。

図７に示すように、状態１→状態１´に変化するときは、補助スイッチをＯＮにし補助リアクトル電流Ｉ_ｒが増加し、状態１´→状態２に変化するとき、リアクトル電流Ｉ_Ｌ＜補助リアクトル電流Ｉ_ｒで両主スイッチＳ_Ｕ，Ｓ_ＬがＯＦＦすると、上下コンデンサに電流が流れ込み、下コンデンサＣ_Ｌは充電されるが、下主スイッチＳ_ＬがＯＦＦするときは略０Ｖであり、このとき、下主スイッチＳ_Ｌのスイッチング損失は非常に小さい。

状態２→状態３に変化するときについては、リアクトル電流Ｉ_Ｌ＜補助リアクトル電流Ｉ_ｒのとき、上流ダイオードＤ_Ｕが導通し、上主スイッチＳ_Ｕ＝０Ｖ、その後、補助リアクトル電流Ｉ_ｒが減ってきて、上主スイッチＳ_ＵをＯＮし、リアクトル電流Ｉ_Ｌ＞補助リアクトル電流Ｉ_ｒになると上主スイッチＳ_Ｕに電流が流れ、零電圧スイッチングになり、上主スイッチＳ_Ｕのスイッチング損失は殆ど発生しない。

このケースＢにおける動作は、補助スイッチをＯＮとし、リアクトルＬとキャパシタＣを共振させることで、電流Ｉ_ｅを正から負にし、恰もケースＤと同じ動作を上下主スイッチＳ_Ｕ，Ｓ_Ｌに作り出していると見ることもできる。ケースＡやケースＣに関しても、上主スイッチＳ_Ｕから下主スイッチＳ_ＬがＯＮすることと、ＯＮする補助スイッチが逆になるという違いのみで、原理的には上記と同じ理由により、この従来のＤＣ／ＤＣコンバータ１における主スイッチのスイッチング損失は非常に小さい。

このように、従来のＤＣ／ＤＣコンバータ１においては、素子のスイッチング損失を低減するため、ケースＡ及びケースＤでのスイッチング時は、スナバコンデンサ（両コンデンサＣ_Ｕ，Ｃ_Ｌ）の充放電を利用し、ケースＢ及びケースＣでは、スナバコンデンサと補助リアクトルＬ_ｒの共振を利用するため、何れにおいてもスナバコンデンサが必要である。
特開２００４−１２９３９３号公報

しかしながら、スナバコンデンサは、主スイッチから離して配置するとインダクタンスを持つため、主スイッチの直近に取り付ける必要があるので、レイアウト上の制約が大きく、結果的にＤＣ／ＤＣコンバータが大型化する大きな要因となる。また、スナバコンデンサを主スイッチの直近に配置すると、主スイッチのゲートを駆動する駆動回路が主スイッチから離れてしまうので、動作が不安定になることがある。更に、スナバコンデンサは、専用設計になってしまうのでコストが高くなるのが避けられない。

この発明の目的は、スナバコンデンサを不要として、レイアウト上の制約により大型化することがなく、動作が不安定になることもなく、また、コスト高を招かないＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。

上記目的を達成するため、この発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、直列に接続された第１と第２の２つの主スイッチと、前記各主スイッチ同士の接続点に一端が接続された平滑リアクトルとを備え、前記各主スイッチを交互にオン／オフさせると共に、前記第１の主スイッチがオンしたときに、一方の端子に入力した電気エネルギを前記平滑リアクトルに蓄え、前記第２の主スイッチがオンしたときに、前記平滑リアクトルに蓄えられた電気エネルギを他方の端子から出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記平滑リアクトルの一端も接続されている前記２つの主スイッチの接続点に、補助リアクトルと２つの補助スイッチのそれぞれの直列回路の一端を接続し、その反対側の直列回路の他端を、前記平滑リアクトルの他端に接続し、前記平滑リアクトルを流れる電流が、前記主スイッチから前記平滑リアクトルへ向かって流れる場合は、前記第１の主スイッチがオン状態になる時点より所定の時間だけ前に、前記補助スイッチを入れるようにし、また、前記平滑リアクトルを流れる電流が、前記平滑リアクトルから前記主スイッチへ向かって流れる場合は、前記第２の主スイッチがオン状態になる時点より所定の時間だけ前に、前記補助スイッチを入れるようにしている。

この発明によれば、平滑リアクトルの一端も接続されている２つの主スイッチの接続点に、補助リアクトルと２つの補助スイッチのそれぞれの直列回路の一端を接続し、その反対側の直列回路の他端を、平滑リアクトルの他端に接続し、平滑リアクトルを流れる電流が、主スイッチから平滑リアクトルへ向かって流れる場合は、第１の主スイッチがオン状態になる時点より所定の時間だけ前に、補助スイッチを入れるようにし、また、平滑リアクトルを流れる電流が、平滑リアクトルから主スイッチへ向かって流れる場合は、第２の主スイッチがオン状態になる時点より所定の時間だけ前に、補助スイッチを入れるようにしているので、スナバコンデンサを不要として、レイアウト上の制約により大型化することがなく、動作が不安定になることもなく、また、コスト高を招かないＤＣ−ＤＣコンバータとすることができる。

以下、この発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。
図１は、この発明の一実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの概略構成を示す回路図である。図１に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、端子Ｂ−Ｂ間に直列に接続された上主スイッチＳ_Ｕ１１ａと下主スイッチＳ_Ｌ１１ｂ、両主スイッチ１１ａ，１１ｂの各々に並列に接続された上ダイオードＤ_Ｕ１２ａと下ダイオードＤ_Ｌ１２ｂを有している。また、両主スイッチ１１ａ，１１ｂ同士の接続点に一端が接続された平滑用のリアクトルＬ_０１３、リアクトル１３に並列に接続された補助リアクトルＬ_ｒ１４及び上補助スイッチＳ_ｒＵ１５ａと下補助スイッチＳ_ｒＬ１５ｂを、リアクトル１３の他端に接続すると共に一方の端子Ｂに共通接続の端子Ａ−Ａを有している。

このＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータであり、端子Ａ−Ａに印加された電圧を昇圧して端子Ｂ−Ｂから出力することができ、端子Ｂ−Ｂに印加された電圧を降圧して端子Ａ−Ａから出力することができる。上主スイッチＳ_Ｕと下主スイッチＳ_Ｌは、図示しない制御回路及び駆動回路により、相補パルス幅変調（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号で駆動される。
つまり、この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、回路構成上、従来のＤＣ／ＤＣコンバータ１（図４参照）に比べ、スナバコンデンサからなる上コンデンサＣ_Ｕと下コンデンサＣ_Ｌを有していない。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の回路動作を説明する。
図２は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータのケースＢにおける各波形のタイミングを示すタイミングチャートである。ここで、ケースＢは、上主スイッチＳ_ＵがＯＦＦ（オフ）状態、下主スイッチＳ_ＬがＯＮ（オン）状態にあって、リアクトル電流Ｉ_Ｌが端子Ａに向かって流れている（Ｉ_Ｌ＞０）状態から、両スイッチＳ_Ｕ，Ｓ_ＬのＯＦＦ状態を経て、上主スイッチＳ_ＵがＯＮ状態、下主スイッチＳ_ＬがＯＦＦ状態に変化する。

図２に示すように、先ず、下主スイッチＳ_ＬがＯＮ状態からＯＦＦ状態に変化するときを説明する。下主スイッチＳ_ＬがＯＮ状態では、下ダイオードＤ_Ｌに電流が流れており、下主スイッチＳ_Ｌは略零電圧、零電流でスイッチングされるため、スイッチング損失は殆ど発生しない。

次に、上主スイッチＳ_ＵがＯＦＦ状態からＯＮ状態に変化するときを説明する。上主スイッチＳ_ＵがＯＮ状態になる時点より時間Ｔ_ｒだけ前に、上補助スイッチＳ_ｒＵをＯＮ状態にする。ＯＮ状態にしたときの補助リアクトルＬ_ｒの一端の電圧Ｖ_ＳＬは０Ｖであり、他端の電圧はＶ_Ａである。このため、補助リアクトルＬ_ｒには、図２の（ｆ）に示す補助リアクトル電流Ｉ_ｒが流れる。

リアクトル電流Ｉ_Ｌは、リアクトルがあるため短時間で略一定であり、電流Ｉ_ｅは、Ｉｅ＝Ｉ_Ｌ−Ｉ_ｒの関係より次第に減少し０に近づく。このとき、上主スイッチＳ_ＵをＯＮ状態にすれば、本来のリアクトル電流Ｉ_Ｌより電流Ｉ_ｅは小さいため、上主スイッチＳ_Ｕのスイッチング損失を減少させることができる。

更に、リアクトル電流Ｉ_Ｌ、Ａ端子側のＤＣ／ＤＣコンバータ入出力電圧Ｖ_Ａを計測し、時間Ｔ_ｒを、
Ｔ_ｒ＝Ｌ_ｒ／Ｖ_Ａ・Ｉ_Ｌ
と決めることにより、電流Ｉ_ｅ≒０で上主スイッチＳ_ＵをＯＮ状態にすることができ（図２、（ａ）参照）、このときのスイッチング損失を殆ど０にすることができる。

上主スイッチＳ_ＵがＯＮ状態にした後は、補助リアクトルＬ_ｒの一端の電圧Ｖ_ＳＬはＢ端子側のＤＣ／ＤＣコンバータ入出力電圧Ｖ_Ｂになり、他端の電圧はＡ端子側のＤＣ／ＤＣコンバータ入出力電圧Ｖ_Ａであり、Ｖ_Ｂ＞Ｖ_Ａであることから、補助リアクトル電流Ｉ_ｒは次第に減少し０になる。補助リアクトル電流Ｉ_ｒが０になった後、上補助スイッチＳ_ｒＵをＯＦＦ状態にする。なお、上補助スイッチＳ_ｒＵは、ＯＮ・ＯＦＦ何れの状態共に電流０で行うため、スイッチング損失は発生しない。

図３は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータのケースＣにおける各波形のタイミングを示すタイミングチャートである。ここで、ケースＣは、上主スイッチＳ_ＵがＯＮ状態、下主スイッチＳ_ＬがＯＦＦ状態にあって、リアクトル電流Ｉ_Ｌが端子ＡからリアクトルＬ_０に向かって流れている（Ｉ_Ｌ＜０）状態から、両スイッチＳ_Ｕ，Ｓ_ＬのＯＦＦ状態を経て、上主スイッチＳ_ＵがＯＦＦ状態、下主スイッチＳ_ＬがＯＮ状態に変化する。

図３に示すように、先ず、上主スイッチＳ_ＵがＯＮ状態からＯＦＦ状態に変化するときを説明する。上主スイッチＳ_ＵがＯＮ状態では、上ダイオードＤ_Ｕに電流が流れており、上主スイッチＳ_Ｕは略零電圧、零電流でスイッチングされるため、スイッチング損失は殆ど発生しない。

次に、下主スイッチＳ_ＬがＯＦＦ状態からＯＮ状態に変化するときを説明する。下主スイッチＳ_ＬがＯＮ状態になる時点より時間Ｔ_ｒだけ前に、下補助スイッチＳ_ｒＬをＯＮ状態にする。ＯＮ状態にしたときの補助リアクトルＬ_ｒの一端の電圧Ｖ_ＳＬは、Ｖ_Ｂであり、他端の電圧はＶ_Ａである。このため、補助リアクトルＬ_ｒには、図３の（ｆ）に示す補助リアクトル電流Ｉ_ｒが流れる。

リアクトル電流Ｉ_Ｌは、リアクトルがあるため短時間では略一定であり、電流Ｉ_ｅは、Ｉ_ｅ＝Ｉ_Ｌ−Ｉ_ｒの関係より次第に減少し０に近づく。このとき、下主スイッチＳ_ＬをＯＮ状態にすれば、本来のリアクトル電流Ｉ_Ｌより電流Ｉ_ｅは小さいため、下主スイッチＳ_Ｌのスイッチング損失を減少させることができる。

更に、リアクトル電流Ｉ_Ｌ、Ａ端子電圧Ｖ_Ａ、Ｂ端子電圧Ｖ_Ｂを計測し、時間Ｔ_ｒを、
Ｔ_ｒ＝Ｌ_ｒ／（Ｖ_Ｂ−Ｖ_Ａ）・｜Ｉ_Ｌ｜
と決めることにより、電流Ｉ_ｅ≒０で下主スイッチＳ_ＬをＯＮ状態にすることができ（図３、（ａ）参照）、このときのスイッチング損失を殆ど０にすることができる。

下主スイッチＳ_ＬがＯＮ状態になった後は、補助リアクトルＬ_ｒの一端の電圧Ｖ_ＳＬは０に、他端の電圧はＶ_Ａであり、補助リアクトル電流Ｉ_ｒは次第に減少し０になる。補助リアクトル電流Ｉ_ｒが０になった後、下補助スイッチＳ_ｒＬをＯＦＦ状態にする。なお、上補助スイッチＳ_ｒＵは、ＯＮ・ＯＦＦ何れの状態共に電流０で行うため、スイッチング損失は発生しない。
なお、ケースＡとケースＤでは、通常のハードスイッチングを行う。

以上のように、上記実施の形態によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、共振用のスナバコンデンサを用いることなく、ＰＷＭ１サイクルで２回あるスイッチ状態の変化の内、一つのケースで零電流スイッチングができ、全てのケースがハードスイッチングに比べてスイッチング損失を半減することができる。

つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、リアクトルＬ_０１３の一端も接続されている上下主スイッチＳ_Ｕ１１ａ，Ｓ_Ｌ１１ｂの接続点に、補助リアクトルＬ_ｒ１４と各補助スイッチＳ_ｒＵ１５ａ，Ｓ_ｒＬ１５ｂの直列回路の一端を接続し、その反対側の直列回路の他端を、リアクトルＬ_０１３の他端に接続する構成を有している。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のリアクトルＬ_０１３を流れる電流Ｉ_Ｌが、主スイッチからリアクトルＬ_０１３へ向かって流れている場合は、上主スイッチＳ_Ｕ１１ａがＯＮ状態になる時点より所定の時間（Ｔ_ｒ）だけ前に、上補助スイッチＳ_ｒＵ１５ａを入れるようにする。また、リアクトルＬ_０１３を流れる電流Ｉ_Ｌが、リアクトルＬ_０１３から主スイッチへ向かって流れている場合は、下主スイッチＳ_Ｌ１１ｂがＯＮ状態になる時点より所定の時間（Ｔ_ｒ）だけ前に、下補助スイッチＳ_ｒＬ１５ｂを入れるようにする。

これにより、主スイッチがスイッチングするときに、主スイッチに流れている電流を減少させることができる。スイッチング損失は、スイッチに流れる電流に比例するため、このようにスイッチング時の電流を減少させることにより、スイッチング損失を大幅に減少させることができ、低損失・高効率のＤＣ／ＤＣコンバータとすることができる。更に、従来のＤＣ／ＤＣコンバータに設けられていたスナバコンデンサが不要になるため、コストの低減が可能になり、レイアウトの制約がなくなって小型化を図ることができると共に、駆動回路を主スイッチの直近に配置することができ、動作が不安定になることがない。

また、補助スイッチがＯＮ状態になってから上主スイッチＳ_Ｕ１１ａがＯＮ状態になるまでの時間をＴ_ｒＢ、補助スイッチがＯＮ状態になってから下主スイッチＳ_Ｌ１１ｂがＯＮ状態になるまでの時間をＴ_ｒＣとし、リアクトル電流Ｉ_Ｌ（Ａ）、Ａ端子側のＤＣ／ＤＣコンバータ入出力電圧Ｖ_Ａ（Ｖ）、Ｂ端子側のＤＣ／ＤＣコンバータ入出力電圧Ｖ_Ｂ（Ｖ）の３データを計測し、それに基づいて、
Ｔ_ｒＢ＝Ｌ_ｒ／Ｖ_Ａ・Ｉ_Ｌ，Ｔ_ｒＣ＝Ｌ_ｒ／（Ｖ_Ｂ−Ｖ_Ａ）・｜Ｉ_Ｌ｜
のタイミングで補助スイッチをＯＮ状態にする。なお、Ｌ_ｒ（Ｈ）は、補助リアクトルＬ_ｒ１４のインダクタンス値である。

このように、上記タイミングで補助スイッチをＯＮ状態にすることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のリアクトルＬ_０を流れる電流が、主スイッチからリアクトルＬ_０１３へ向かって流れている場合に、上主スイッチＳ_Ｕ１１ａをＯＮ状態にするとき、上主スイッチＳ_Ｕ１１ａに流れる電流を殆ど零にすることができる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のリアクトルＬ_０１３を流れる電流が、リアクトルＬ_０１３から主スイッチへ向かって流れている場合に、下主スイッチＳ_Ｌ１１ｂをＯＮ状態にするとき、下主スイッチＳ_Ｌ１１ｂに流れる電流を殆ど零にすることができる。

つまり、上述した何れの場合も、スイッチ損失を殆ど零にすることができ、且つ、リアクトル電流Ｉ_Ｌや入出力電圧Ｖ_Ａ，Ｖ_Ｂが変動した場合も、電流零でスイッチングさせることができるため、ＤＣ／ＤＣコンバータの広い使用範囲において、低損失・高効率を、スナバコンデンサ無しで実現することができる。

この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、直列に接続された第１と第２の２つの主スイッチと、各主スイッチ同士の接続点に一端が接続された平滑リアクトルとを備え、各主スイッチを交互にオン／オフさせると共に、第１の主スイッチがオンしたときに、入力側の端子に接続された直流電源からの電気エネルギを平滑リアクトルに蓄え、第２主スイッチがオンしたときに、平滑リアクトルに蓄えられた電気エネルギを出力側の端子に接続された負荷へ放出するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、平滑リアクトルの一端も接続されている２つの主スイッチの接続点に、補助リアクトルと２つの補助スイッチのそれぞれの直列回路の一端を接続し、その反対側の直列回路の他端を、平滑リアクトルの他端に接続し、平滑リアクトルを流れる電流が、主スイッチから平滑リアクトルへ向かって流れる場合は、上主スイッチがＯＮ状態になる時点より所定の時間だけ前に、補助スイッチを入れるようにし、また、平滑リアクトルを流れる電流が、平滑リアクトルから主スイッチへ向かって流れる場合は、下主スイッチがＯＮ状態になる時点より所定の時間だけ前に、補助スイッチを入れるようにしている。

また、補助スイッチがオン状態になってから第１の主スイッチがオン状態になるまでの時間をＴ_ｒＢ、補助スイッチがオン状態になってから第２の主スイッチがオン状態になるまでの時間をＴ_ｒＣ、補助リアクトルのインダクタンス値をＬ_ｒとし、平滑リアクトルを流れるリアクトル電流Ｉ_Ｌ、一方の端子側の入出力電圧Ｖ_Ａ、他方の端子側の入出力電圧Ｖ_Ｂの３データを計測し、それに基づいて、
Ｔ_ｒＢ＝Ｌ_ｒ／Ｖ_Ａ・Ｉ_Ｌ，Ｔ_ｒＣ＝Ｌ_ｒ／（Ｖ_Ｂ−Ｖ_Ａ）・｜Ｉ_Ｌ｜
のタイミングで補助スイッチをオン状態にしている。

このように、この発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、平滑リアクトルＬ_０の一端も接続されている２つの主スイッチＳ_Ｕ，Ｓ_Ｌの接続点に、補助リアクトルＬ_ｒと２つの補助スイッチＳ_ｒＵ，Ｓ_ｒＬのそれぞれの直列回路の一端を接続し、その反対側の直列回路の他端を、平滑リアクトルＬ_０の他端に接続し、平滑リアクトルＬ_０を流れる電流が、主スイッチから平滑リアクトルＬ_０へ向かって流れる場合は、第１の主スイッチがオン状態になる時点より所定の時間だけ前に、補助スイッチを入れるようにし、また、平滑リアクトルＬ_０を流れる電流が、平滑リアクトルＬ_０から主スイッチへ向かって流れる場合は、第２の主スイッチがオン状態になる時点より所定の時間だけ前に、補助スイッチを入れるようにしているので、スナバコンデンサを不要として、レイアウト上の制約により大型化することがなく、動作が不安定になることもなく、また、コスト高を招かないＤＣ−ＤＣコンバータとすることができる。

この発明の一実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの概略構成を示す回路図である。 図１のＤＣ／ＤＣコンバータのケースＢにおける各波形のタイミングを示すタイミングチャートである。 図１のＤＣ／ＤＣコンバータのケースＣにおける各波形のタイミングを示すタイミングチャートである。 従来のＤＣ／ＤＣコンバータの概略構成を示す回路図である。 図４の主スイッチング素子及びその周辺部分を取り出し半導体素子をスイッチに置き換えて、ケースＤ状態のスイッチングの様子を説明する回路説明図である。 図５のケースＤにおける各波形のタイミングを示すタイミングチャートである。 図４の主スイッチング素子及びその周辺部分を取り出し半導体素子をスイッチに置き換えて、ケースＢ状態のスイッチングの様子を説明する回路説明図である。 図７のケースＢにおける各波形のタイミングを示すタイミングチャートである。

符号の説明

１０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１ａ 上主スイッチＳ_Ｕ（第１の主スイッチ）
１１ｂ 下主スイッチＳ_Ｌ（第２の主スイッチ）
１２ａ 上ダイオードＤ_Ｕ
１２ｂ 下ダイオードＤ_Ｌ
１３ リアクトルＬ_０
１４ 補助リアクトルＬ_ｒ
１５ａ 上補助スイッチＳ_ｒＵ
１５ｂ 下補助スイッチＳ_ｒＬ
Ａ，Ｂ 端子

Claims (4)

1. 直列に接続された第１と第２の２つの主スイッチと、前記各主スイッチ同士の接続点に一端が接続された平滑リアクトルとを備え、前記各主スイッチを交互にオン／オフさせると共に、前記第１の主スイッチがオンしたときに、一方の端子に入力した電気エネルギを前記平滑リアクトルに蓄え、前記第２の主スイッチがオンしたときに、前記平滑リアクトルに蓄えられた電気エネルギを他方の端子から出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記平滑リアクトルの一端も接続されている前記２つの主スイッチの接続点に、補助リアクトルと２つの補助スイッチのそれぞれの直列回路の一端を接続し、その反対側の直列回路の他端を、前記平滑リアクトルの他端に接続し、
   前記平滑リアクトルを流れる電流が、前記主スイッチから前記平滑リアクトルへ向かって流れる場合は、前記第１の主スイッチがオン状態になる時点より所定の時間だけ前に、前記補助スイッチを入れるようにし、また、前記平滑リアクトルを流れる電流が、前記平滑リアクトルから前記主スイッチへ向かって流れる場合は、前記第２の主スイッチがオン状態になる時点より所定の時間だけ前に、前記補助スイッチを入れるようにするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記補助スイッチがオン状態になってから前記第１の主スイッチがオン状態になるまでの時間をＴ_ｒＢ、前記補助スイッチがオン状態になってから前記第２の主スイッチがオン状態になるまでの時間をＴ_ｒＣ、補助リアクトルのインダクタンス値をＬ_ｒとし、前記平滑リアクトルを流れるリアクトル電流Ｉ_Ｌ、前記一方の端子側の入出力電圧Ｖ_Ａ、前記他方の端子側の入出力電圧Ｖ_Ｂの３データを計測し、それに基づいて、
   Ｔ_ｒＢ＝Ｌ_ｒ／Ｖ_Ａ・Ｉ_Ｌ，Ｔ_ｒＣ＝Ｌ_ｒ／（Ｖ_Ｂ−Ｖ_Ａ）・｜Ｉ_Ｌ｜
   のタイミングで前記補助スイッチをオン状態にする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記一方の端子に印加された電圧を昇圧して前記他方の端子から出力することができ、前記他方の端子に印加された電圧を降圧して前記一方の端子から出力することができる昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータである請求項１または２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記２つの主スイッチは、制御回路及び駆動回路により相補パルス幅変調信号で駆動される請求項１から３のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。

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