JP2008113543A5 - - Google Patents

Description

鉄道車両の電力制御装置

本発明は、駆動用電動機を発電機として作動させ生成された電力を、ＰＷＭ制御方式のインバータを介して架線に回生するようにした鉄道車両の電力制御装置に関し、電圧添加用変圧器を介して少なくともブレーキ時の電動機電圧を昇圧するようにしたものに関する。

従来、電気機関車や電動車等の鉄道車両のブレーキ方式として、電力回生ブレーキ方式が一般的に知られている。この電力回生ブレーキ方式は、ブレーキ時に駆動用に使用される電動機を発電機として作動させ、鉄道車両に蓄えられた運動エネルギーにより発電を行うと共に、鉄道車両にブレーキ力を与え、発電により生成された電力をインバータにより架線に回生する方式である。

この電力回生ブレーキ方式によれば、ダイナミック（発電）ブレーキのように、生成された電力を抵抗により熱エネルギーとして無駄に放散させるブレーキ方式に比べ、生成した電力の有効活用が可能になるという大きな利点がある。

そこで、例えば、後記した特許文献１に記載の電動車の回生制御装置は、力行時においては、架線からパンタグラフを介して集電された直流をインバータ（ＶＶＶＦインバータ）により３相交流に変換し、この変換された３相交流を誘導電動機に供給することで、電動車が駆動される一方、ブレーキ時においては、電動車の走行状態に応じて設定した変調率やブレーキ電流パターンに基づいて、インバータを回生用変換機として作用するように制御し、電動車の運動エネルギーの大部分が誘導発電機として作用する誘導電動機により電気エネルギーに変換されて架線に回生するようにしてある。

一般に、誘導電動機により電動車を駆動させる為に用いられるＶＶＶＦインバータは、架線電圧にほぼ等しい最高電圧に耐えられるようになっている。そこで前述した特許文献１に記載の電動車の回生制御装置においては、誘導発電機として作用する誘導電動機の発電作用により生成された電力がＶＶＶＦインバータにより直流の電気エネルギーに変換され、架線に回生される際に、図９に示すように、約１００ｋｍ／ｈから約７０ｋｍ／ｈまで減速させる高速走行域においては、発電機として作動する電動機の誘起電圧が架線電圧以上にならないように制約（弱め界磁）され、良好なブレーキ性能を得ることができない。尚、この図９において、電動機のトルク、電力、電流、電圧は、夫々力行時の最大値を１００％として表してある。

ところで、回生ブレーキを作動させる場合、一般に、誘導電動機の誘起電圧を増大させるにしても、ＶＶＶＦインバータの使用上の上限電圧が制限されるのと、変電所から架線に送電される架線電圧に制約され、架線電圧より大幅に高い誘起電圧で架線に回生することができない。そのため、誘導電動機において誘起されＶＶＶＦインバータにより変換された回生に供する直流電圧は最大でも架線電圧の約１１０％に制限される。

回生時の電気ブレーキ力、電力については、直流電動機駆動方式の電車のダイナミック（発電）ブレーキの場合と比較して、その大小関係が論じられることが多い。
直流電動機駆動方式の電車では、力行の高速域においては、電動機の誘起電圧が架線電圧とバランスして加速に必要な電流が流れなくなるので、一般に界磁巻線に並列に電流分路を設けて、電動機の誘起電圧を下げ、架線からの電流を増加させて弱いながらも加速力を確保する弱め界磁制御が使用される。

一方、ブレーキにはダイナミックブレーキが使用され、この場合架線との関係が断ち切られるために、弱め界磁制御を行わず、高速においても全界磁のままで使用される。このため電動機の誘起電圧は力行の２倍（場合によっては２倍以上）となり、電流を力行電流と同じとすれば、ブレーキ開始点における電力はほぼ２００％で、高速から低速に至る範囲での強力な電気ブレーキを実現している。

上記と比較して、高速域の回生時において、電圧は一般に１１０％まで増加されるが、誘導電動機の弱め界磁（電圧の制約）のため、回生電力が約１４０％しかなく、ブレーキトルクは低速時の約１００％に比べて、より小さくなっているため、良好なブレーキ性能を確保することができない。それ故、高速域における回生時には、電動車に標準装備しているダイナミックブレーキや機械式ブレーキを併用するようにしている。やがて、車速が約７０ｋｍ／ｈまで減速すると、電圧の制約から開放されて、ブレーキトルクが最大の約１００％にまで増加（電圧は一定）するので、併用ブレーキは不要となり、約７０ｋｍ／ｈ以下においては、適切なブレーキ力が得られる。

他方、電動車の力行に際して、図１０（電動機のトルク、電力、電流、電圧は、夫々力行時の最大値を１００％として表してある）に示すように、力行開始後、電動機トルク一定、Ｖ／Ｆ＝一定（但し、Ｖは電圧、Ｆは周波数）で加速され、パルスモードが順次高速側に切換えられて３パルスモードとなる。更に、高速域では１パルスモードに切換えられて電動機電圧が最大（約１００％）になる。以降においては、電圧一定、電力一定で、加速に応じて周波数のみを増加させる制御が行われ、周波数の増加と共に順次励磁が弱められるので、加速トルクは速度の増加に反比例して低下する。

図１１に、現用されている鉄道車両の回生ブレーキ特性の別の例を示す。この図に示すように、電動機の軽量化の為には、Ｖ／Ｆ＝一定の制御領域から、電圧一定周波数制御への移行点をできるだけ低くとり、電圧一定領域では、電動機電流を制御して可能な限り一定トルク領域を拡げ、誘導電動機の停動トルク限界一杯までもっていき、それより高速領域は電動機特性の停動トルクの限界付近でトルクを制御するような使い方が採用されている。
特開平８−２５１７０６号公報（第２〜４頁、図３）

前述したように、車速が約７０ｋｍ／ｈ以上の高速域では、回生ブレーキ性能が悪い為、ダイナミックブレーキや機械式ブレーキを併用せざるを得ない状態である。

そこで、このようなダイナミックブレーキや機械式ブレーキを使用することなく、高速域におけるブレーキトルクを大きくしてブレーキ性能を高める場合、誘導電動機の誘起電圧又は電流を増大させる方法がある。
誘導電動機で誘起電圧を増大させる場合、ＶＶＶＦインバータの使用上の上限電圧がほぼ架線電圧に制限されるのと、変電所から架線に送電される架線電圧に制約されることから、架線電圧より大幅に高い誘起電圧で架線に回生することができない。
誘導電動機の電流を増大させる場合、ＶＶＶＦインバータと誘導電動機の電流容量に制約されるため、不可能である。
何れにしても、電動車の高速域における回生ブレーキ性能を改善することができず、エネルギー損失を覚悟で機械式ブレーキを使用せざるを得なかった。

このように、ダイナミックブレーキや機械式ブレーキを併用する場合、電動車に蓄積された運動エネルギーを熱として大気に放出するため、回生電力の回収率が低下すること、機械式ブレーキのメンテナンスに余分な費用や作業が必要となること、等の問題がある。

電動車の力行において、図１０に示すように、車速が約５０ｋｍ／ｈに達すると、電流一定、電圧一定、電力一定で周波数のみ増すので、電動機トルクは速度の増加と共に減少する。更に加速されると、Ｖ／Ｆ比が低下するため磁束量が減少する（弱め界磁）ので、誘導電動機の停動トルク値が速度の増加に応じて次第に低下し、ＶＶＶＦインバータは、電動機トルクが停動トルクを越えないように制御されるようになり、加速性に劣るという問題がある。

本発明の目的は、特殊な高電圧大容量のスイッチング素子を用いたインバータに依存することなく、既存のインバータを有効活用しつつ、ブレーキ性能を高めること、回生電力の架線への回生率を向上させること、力行する際の加速性を高めること等である。

請求項１の鉄道車両の電力制御装置は、駆動用の三相誘導電動機と、走行時に架線の直流を三相交流に変換して誘導電動機に供給可能で且つブレーキ時に誘導電動機で生成した電力を直流に変換して架線に回生可能な可変電圧・可変周波数型の第１インバータと、第１インバータをＰＷＭ制御するインバータ制御手段とを備えた鉄道車両の電力制御装置において、前記架線に対して第１インバータと並列接続され且つ前記インバータ制御手段で制御される可変電圧・可変周波数型の第２インバータと、前記第１インバータの交流側電力線と誘導電動機の間に設けられた２次巻線と、第２インバータの交流側電力線に接続された１次巻線とを備え且つ少なくともブレーキ時に誘導電動機の誘起電圧の昇圧を可能とする為の電圧添加用変圧器とを有し、前記インバータ制御手段は、ブレーキ時に高速域から所定速度に減速するまでは、第１，第２インバータを作動させ、所定速度以下の速度域で減速する際には第１インバータのみを作動させ、第１インバータのみ作動するときに第２インバータを制御して電圧添加用変圧器の１次巻線を短絡することにより２次巻線の電圧降下を生じないようにすることを特徴としている。

第１インバータのみを作動させる場合には、電圧添加用変圧器の２次巻線の電圧降下が生じないように、第２インバータは電圧添加用変圧器の１次巻線を必ず短絡する必要がある。この短絡に当たっては、第２インバータを構成する複数のスイッチング素子のうち、限られた素子に電流が集中しないように、各スイッチング素子の負担が等しくなるように制御する。そこで、以後の説明において、第１インバータのみを作動させる場合には、第２インバータは電圧添加用変圧器の１次巻線を短絡するという短絡条件が満たされているものとする。

鉄道車両が高速域から回生電力が前述した約１００％になる所定速度に減速される際には、インバータ制御手段は第１インバータをＰＷＭ制御するだけでなく、第２インバータも同時にＰＷＭ制御する。これら２つの第１，第２インバータの出力電圧は、電圧添加用変圧器（３相変圧器）を介して重畳され、誘導電動機の誘起電圧は、第１インバータのみが作動する場合よりも、第２インバータによって電圧添加用変圧器の２次巻線電圧の分だけ高くすることが出来る。

このように、誘導電動機の誘起電圧は、高速域から回生電力が前述した約１００％になる所定速度に減速するまで第２インバータを作動させる分だけ高くなるので、ブレーキトルク一定で、回生電力を増加させることができる。それ故、鉄道車両の高速域のブレーキ時における誘導電動機のブレーキトルクを一定に保持できるため、このブレーキトルクを一定に維持した状態で回生ブレーキを作動させることができ、ブレーキ性能が高まる。

鉄道車両が回生電力が前述した約１００％になる所定速度以下の車速で減速される際には、インバータ制御手段は第１インバータのみをＰＷＭ制御する。

この場合には、インバータ制御手段は第２インバータを制御して電圧添加用変圧器の１次巻線を短絡するので、変圧器による電圧降下を防止して、第１インバータによるブレーキ動作に悪影響を及ぼすものではない。

請求項２の鉄道車両の電力制御装置は、請求項１において、前記インバータ制御手段は、加速走行時に第１インバータ出力電圧が最大値になるまでは、第１インバータのみを作動させ、更に加速する際には第１，第２インバータを作動させ、第１インバータのみ作動するときに第２インバータを制御して電圧添加用変圧器の１次巻線を短絡することにより２次巻線の電圧降下が生じないようにすることを特徴としている。

この電力制御装置においては、インバータ制御手段は、ブレーキ時及び力行時共、全速度域に亙って第１インバータと第２インバータを作動させる。ここで、請求項１における第１インバータの出力電圧Ｅ１と第２インバータの出力電圧Ｅ２を図３に夫々示し、請求項２における第１インバータの出力電圧Ｅ１と第２インバータの出力電圧Ｅ２を図２に示す。

第１インバータの出力電圧Ｅ１は、零から最大電圧Ｅ１Ｍ（図２の力行時においては「約１００％」、図３の回生時においては「約１１０％」）まで速度に比例して増加する。第１インバータの出力電圧Ｅ１が最大電圧Ｅ１Ｍに到達した時点の速度をＶ１Ｍとし、周波数をＦ１Ｍとする。第１インバータは以後、出力電圧Ｅ１が一定で、周波数Ｆ１のみが変化する。この時点から、第２インバータが動作を開始し、第２インバータの出力電圧Ｅ２は実速度Ｖと第１インバータの最大電圧における速度Ｖ１Ｍとの速度差に比例して増加する。尚、第１インバータと第２インバータの周波数は等しく（Ｆ１＝Ｆ２）、電圧の位相は同期しているものとする。

第２インバータの出力電圧Ｅ２が最大電圧Ｅ２Ｍに到達以後において、出力電圧Ｅ２が一定で、周波数Ｆ２のみが実速度Ｖに比例して増加する。電圧添加用変圧器の大きさは、第２インバータの出力電圧Ｅ２の最大電圧Ｅ２Ｍと、この最大電圧Ｅ２Ｍに到達した時点の速度Ｖ２Ｍ、即ち最大電圧における速度Ｖ２Ｍのときの最大周波数Ｆ２Ｍの比、つまりＥ２Ｍ／Ｆ２Ｍで決まる。前述した請求項１及び請求項２において、第２インバータの出力電圧Ｅ２は、その時の実速度Ｖではなく、実速度Ｖと第１インバータの最大電圧における速度Ｖ１Ｍの速度差に比例して変化する。

従って、電圧添加用変圧器の磁束密度は、最大電圧における速度Ｖ２Ｍで最大となる。第２インバータは以後、出力電圧Ｅ２が一定で、周波数Ｆ２のみが変化する。この最大電圧における速度Ｖ２Ｍ以上の速度域では弱め界磁領域であるので、電圧添加用変圧器において弱め界磁となり、磁束密度は低下する。最大電圧における速度Ｖ２Ｍ以下の速度域では、第２インバータの出力電圧Ｅ２を、その時の実速度Ｖではなく、実速度Ｖと第１インバータの出力電圧Ｅ１が最大電圧Ｅ１Ｍに到達した時点の速度Ｖ１Ｍとの速度差に比例して変更するようにしているので、速度Ｖ１Ｍにおいて、出力電圧Ｅ２＝０であり、電圧添加用変圧器の磁束密度は零となる。

従って、この電圧添加用変圧器は、本来、Ｅ２／Ｆ＝Ｅ２Ｍ／Ｆ２Ｍ＝一定の条件で使用出来るが、非常に余裕のある条件で使用されていることになる。周波数Ｆ２の変化「零からＦ２Ｍ」に比例して、出力電圧Ｅ２を「零からＥ２Ｍ」に変化させる条件で使用可能である。別の見方をすれば、後述する請求項３の条件で使用可能なことを示唆している。

請求項３の鉄道車両の電力制御装置は、駆動用の三相誘導電動機と、走行時に架線の直流を三相交流に変換して誘導電動機に供給可能で且つブレーキ時に誘導電動機で生成した電力を直流に変換して架線に回生可能な可変電圧・可変周波数型の第１インバータと、第１インバータをＰＷＭ制御するインバータ制御手段とを備えた鉄道車両の電力制御装置において、前記架線に対して第１インバータと並列接続され且つ前記インバータ制御手段で制御される可変電圧・可変周波数型の第２インバータと、前記第１インバータの交流側電力線と誘導電動機の間に設けられた２次巻線と、第２インバータの交流側電力線に接続された１次巻線とを備え且つ少なくともブレーキ時に誘導電動機の誘起電圧の昇圧を可能とする為の電圧添加用変圧器とを有し、前記インバータ制御手段は、ブレーキ時及び加速時共、全速度域に亙って第１インバータと第２インバータを作動させることを特徴としている。
この請求項３のように、第１インバータと第２インバータとを同期させて、全速度域に亙って作動させるような制御方式を採用すれば、全く同じゲートパルス信号を第１インバータと第２インバータとに与えればよいので、１つのインバータ制御手段を設け、第１インバータと第２インバータを夫々作動させるゲート駆動回路を個別に設ければよい。それ故、インバータ制御手段の簡素化を図ることができる。

一方、ＶＶＶＦインバータのＰＷＭ制御では、一般に、変調波である三角波と、１２０度の位相差を持つＵ相，Ｖ相，Ｗ相の正弦波との切り合い点を夫々求める。そして、各相に対応するように上下に夫々直列接続された２つのＩＧＢＴについて、各相の正弦波が三角波より大きい場合には、対応する相の上側のＩＧＢＴにゲートパルス信号を与える。また、各相の正弦波が三角波より小さい場合には、下側のＩＧＢＴにゲートパルス信号を与える。従って、ＶＶＶＦインバータの出力端子の電位は、ＤＣＬＩＮＫ電圧と零電圧の間を変化する矩形波電圧となる。

この場合、三角波との切り合い点が各相毎に異なるので、各相の出力端子には夫々異なる矩形波電圧が得られる。従って、３相誘導電動機のＵ相とＶ相端子間には、ＶＶＶＦインバータのＵ相の矩形波とＶ相の矩形波との差の電圧が加わり、Ｖ−Ｗ端子間にはＶ相の矩形波とＷ相の矩形波との差の電圧が加わり、Ｗ−Ｕ端子間にはＷ相の矩形波とＵ相の矩形波との差の電圧が加わる。

速度が零の場合には、３相誘導電動機に要求される加速トルクを得るために必要なスリップ周波数に対応する周波数の電圧を加圧し、Ｖ／Ｆ一定で加速する。変調波の三角波は低速域におけるトルク脈動を避けるために、最初はｋＨｚオーダーの非同期三角波を使用し、加速に応じて同期方式に切替え、９パルスモード→３パルスモード→１パルスモードに順次パルス数を減らして行く。

即ち、請求項３の場合には、請求項１、２のように、第１インバータと第２インバータとに異なったゲートパルス信号を与えるのではなく、走行を開始するときから、第１インバータと第２インバータとに全く同じゲートパルス信号を同時に与えれば良いことになる。

更に、請求項１，２においては、第１インバータの動作中において、電圧添加用変圧器による電圧降下が生じないように、第２インバータのゲートにパルス信号を与えて１次巻線短絡を行ない、巻線に短絡電流を流しておく必要があるのに対して、請求項３によれば、この様な短絡制御の必要が無くなり、合理的なブレーキ制御及び力行制御が可能になる。それ故、回生時に関する第１インバータの出力電圧Ｅ１と第２インバータの出力電圧Ｅ２は、実施例に係る図６に示すようになり、また力行時の第１インバータの出力電圧Ｅ１と第２インバータの出力電圧Ｅ２は実施例に係る図５に示すようになる。

請求項４の鉄道車両の電力制御装置は、駆動用の三相誘導電動機と、走行時に架線の直流を三相交流に変換して誘導電動機に供給可能で且つブレーキ時に誘導電動機で生成した電力を直流に変換して架線に回生可能な可変電圧・可変周波数型のインバータと、インバータをＰＷＭ制御するインバータ制御手段とを備えた鉄道車両の電力制御装置において、前記インバータの交流側電力線にＹ接続された変圧器１次巻線を前記２次巻線と誘導電動機と並列に接続し且つ少なくともブレーキ時に誘導電動機の誘起電圧の昇圧を可能とする為の電圧添加用変圧器を備えたことを特徴としている。

この電力制御装置においては、実施例の図７に示すように、電圧添加用変圧器を接続し、電動機電圧をインバータ電圧よりも昇圧させると、電圧を上げた分だけ電動機のＶ／Ｆ一定領域を拡げることができる。インバータの電流と電動機電流の関係は、インバータ電圧と電動機電圧の逆比となる。インバータは図１１の最大電流を流す能力があるので、全速度域における回生時に上記の最大電流に維持するように変圧器の巻線比を設定すると、例えば図８に示す特性とすることができる。

一定トルク領域が僅かながら広がり、電動機電圧を昇圧した分、停動トルクの制約を受けない速度域が広がる。図１１では、高速域でのトルクが電動機の停動トルクの影響を受けるので、速度に対して大幅に低下しているが、図８の特性では、停動トルクの影響を受けない領域が広がり、電力一定領域が拡がるので、高速域のトルクが図１１と比較して低下が少なくなり、高速域のブレーキ特性を改善できる。

請求項１の発明によれば、この鉄道車両の電力制御装置が、駆動用の三相誘導電動機と、可変電圧・可変周波数型の第１インバータと、インバータ制御手段とを備えている。前記架線に対して第１インバータと並列接続された可変電圧・可変周波数型の第２インバータと、第１インバータの交流側電力線と電動機との間の２次巻線と、第２インバータの交流側電力線に接続された１次巻線とを備え且つ少なくともブレーキ時に電動機の誘起電圧の昇圧を可能とする為の電圧添加用変圧器とを設け、インバータ制御手段は、ブレーキ時に高速域から所定速度に減速するまでは、第１，第２インバータを作動させる。

従って、高速側から所定速度に減速するまで第２インバータを作動させ、電圧添加用変圧器を介して誘導電動機の誘起電圧の昇圧を可能にすることが出来るので、ブレーキトルク一定で、回生電力を増加させることができる。それ故、鉄道車両の高速域のブレーキ時における誘導電動機のブレーキトルクを一定に保持できるため、このブレーキトルクを一定に維持した状態で回生ブレーキを作用させることができ、ブレーキ性能を格段に高めることができる。

第２インバータを作動させて誘導電動機の誘起電圧の昇圧を可能とすることから、架線に回生する電力の回生率または回収率を大幅に向上させることができる。この場合、第２インバータは特殊な高電圧大容量のスイッチング素子を使用した高価なインバータでなくてもよく、安価に構成することができる。

このように改善されたブレーキトルク特性により、ブレーキ性能が改善されるので、鉄道車両の全速度域において、ダイナミックブレーキや機械式ブレーキを使用することなく、回生ブレーキを効果的に作用させることができる為、ブレーキ時における省エネを発揮できる理想の鉄道車両を実現させることができる。

しかも、インバータ制御手段は、所定速度以下の速度域で減速する際には第１インバータのみを作動させるのと同時に、第２インバータで電圧添加用変圧器の１次巻線を短絡することにより変圧器による電圧降下を生じさせないようにするので、第１インバータによるブレーキ動作に何ら悪影響を及ぼすことがない。

請求項２の発明によれば、前記インバータ制御手段は力行時に所定速度に加速するまでは、第１インバータのみを作動させるのと同時に、第２インバータで電圧添加用変圧器の１次巻線を短絡することにより変圧器による電圧降下を生じさせないようにするので、第１インバータによる良好な加速性に何ら悪影響を及ぼすことがない。そして、インバータ制御手段は所定速度以上で加速する際には第１，第２インバータを作動させるので、誘導電動機に供給される電圧を、第２インバータと変圧器を作動させる分だけ増大させることができ、加速性を格段に向上させることができる。その他請求項１と同様の効果を奏する。

請求項３の発明によれば、インバータ制御手段は、ブレーキ時及び力行時共、全速度域に亙って第１インバータと第２インバータを作動させるため、請求項１、２のように、第１インバータと第２インバータとに異なったゲートパルス信号を与えるのではなく、走行を開始するときから、第１インバータと第２インバータとに全く同じゲートパルス信号を同時に与えれば良いことになる。

更に、請求項１，２では、第１インバータの動作中において、電圧添加用変圧器の電圧降下が生じないように、第２インバータのゲートにパルス信号を与えて巻線短絡を行ない、巻線に短絡電流を流しておく必要があるのに対して、請求項３によれば、この様な短絡の必要が無くなり、合理的なブレーキ制御及び力行制御が可能になる。
しかも、前記のように、３相誘導電動機側から見ると、恰も１．４倍の駆動電圧が供給され、１．４倍の耐圧を有する半導体素子で構成された単一のＶＶＶＦインバータで駆動される電力制御装置と等価と見做すことができる。

請求項４の発明によれば、インバータの電圧、電流容量を最大限使用して、回生領域を拡げるために、インバータと電動機の間に電圧添加用変圧器を挿入し、巻線比分電動機電圧を上げている。電動機電流はインバータ電流に対して、変圧器の逆比で決まりインバータ電流より少ない電流が流れる。
これにより、ブレーキ時に電動機電圧をインバータ電圧よりも昇圧させ、Ｖ／Ｆ一定領域を拡げることができ、電動機電圧を昇圧した分、停動トルクの制約を受けない電力一定領域を拡げることでき、高速域におけるトルクを高め、高速域におけるブレーキ特性を改善することができる。また、電流が減少した分、力行時の加速トルクが低下するけれども、Ｖ／Ｆ一定領域が拡がり、従来方式では加速トルクが減少する領域においても、加速度一定に維持できるので力行の加速性能は影響を受けない。

以下、本発明を実施するための最良の形態について図面に基づいて説明する。

この実施例の鉄道車両の電力制御装置は、誘導電動機に３相交流を供給可能な可変電圧・可変周波数型の主インバータに加えて、可変電圧・可変周波数型の副インバータを架線に対して主インバータと並列接続し、電圧添加用変圧器の１次巻線を副インバータに接続し且つ２次巻線を主インバータに接続し、その２次巻線電圧を主インバータの出力電圧に直列に添加して、鉄道車両の高速域でのブレーキトルクや回生電力の回収率を向上でき、しかも高速域の加速性を向上できるように構成してある。

図１に示すように、鉄道車両である電動車２は、図示外の変電所から架線１に給電される直流をパンタグラフ３で集電し、高速遮断器５と高周波成分を阻止するフィルタリアクトル６を介してＤＣＬＩＮＫ（給電ライン）４に供給し、ＶＶＶＦ制御（可変電圧可変周波数制御）が可能な第１インバータに相当する主インバータ７により、Ｖ（電圧）／Ｆ（周波数）一定の３相交流に変換するようになっている。そして、３相交流用の誘導電動機１０は主インバータ７から供給される３相交流の電圧と周波数により、誘導電動機１０の負荷に対応した滑りを持った回転周波数で駆動され、電動車２は力行やブレーキが可能に構成されている。

次に、力行時に誘導電動機１０の駆動力を制御し且つブレーキ時に誘導電動機１０を減速することにより生成した電力を架線１に回生する電力制御装置１８について説明する。

図１に示すように、電力制御装置１８は、主インバータ７と、第２インバータに相当する副インバータ８と、主インバータ７の出力電圧に副インバータ８の出力電圧を添加する電圧添加用の３相変圧器９と、架線電圧を検出する第１電圧検出器１２と、ＤＣＬＩＮＫ４に供給されるＤＣＬＩＮＫ電圧を検出する第２電圧検出器１３と、主インバータ７の交流側電力線Ｌ１，Ｌ２の電流を検出するＵ１，Ｖ１電流検出器１４，１５と、副インバータ８の交流側電力線Ｌ４，Ｌ５の電流を検出するＵ２，Ｖ２電流検出器１６，１７と、主及び副インバータ７，８を夫々ＰＷＭ制御するインバータ制御装置１１（これがインバータ制御手段に相当する）等を備えている。

主インバータ７は、６つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６をブリッジ状に接続した可変電圧・可変周波数型の一般的なＶＶＶＦインバータであるので、その詳しい説明を省略する。また、副インバータ８は主インバータ７と同様に、６つのスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６をブリッジ状に接続した構成のインバータであるため、その詳しい説明を省略する。これらスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６、Ｓ１１〜Ｓ１６は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）からなっている。また、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６、Ｓ１１〜Ｓ１６の各々には、還流ダイオードが夫々接続されている。

主インバータ７の直流側入力線７ＡはＤＣＬＩＮＫ４に接続されるとともに、副インバータ８の直流側入力線８ＡもＤＣＬＩＮＫ４に接続されている。副インバータ８は架線１に対して主インバータ７と並列接続されている。図１に示すように、電圧添加用の３相変圧器９は、主インバータ７と誘導電動機１０の間に設けられている。

主インバータ７の交流側電力線Ｌ１〜Ｌ３は電圧添加用変圧器９の２次巻線Ｕａ，Ｖａ，Ｗａの左側端子に夫々接続され、電圧添加用変圧器９の２次巻線Ｕａ，Ｖａ，Ｗａの右側端子に誘導電動機１０の電力線Ｌ７〜Ｌ９が夫々接続されている。副インバータ８の交流側電力線Ｌ４〜Ｌ６は電圧添加用変圧器９の１次巻線Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂの左側端子に夫々接続され、電圧添加用変圧器９の１次巻線Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂの右側端子はスター結線されている。このように、副インバータ８の交流側電力線Ｌ４〜Ｌ６と誘導電動機１０とは、３相変圧器９の１次巻線Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂと２次巻線Ｕａ，Ｖａ，Ｗａを介して磁気的に結合されている。

インバータ制御装置１１は、入出力インターフェイスとマイクロコンピュータを有し、図示外の車速センサからの速度情報と、第１，第２電圧検出器１２，１３の電圧情報と、主インバータ７用のＵ１，Ｖ１電流検出器１４，１５の電流情報及び副インバータ８用のＵ２，Ｖ２電流検出器１６，１７の電流情報を受け、運転士により操作されたマスターコントローラの運転操作又はブレーキ操作に基づいて、主インバータ７の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６と、副インバータ８の各スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６とを、運転状態に応じて夫々ＰＷＭ制御する。

次に、このように構成された電力制御装置１８の作動について説明する。
先ず、説明の都合上、運転士によりマスターコントローラが操作され、力行指令が与えられ、電動車２が加速する力行時の作動について、図２に基づいて説明する。但し、図２において、電動機のトルク、電力、電流、電圧は、従来方式における力行時（図１０参照）の最大値を１００％として表してある。

図２において、電動車２の車速が所定速度に相当する約５０ｋｍ／ｈに達するまでは、図１０に基づいて従来技術の欄で説明したように、インバータ制御装置１１により主インバータ７のみが作動するように制御される。この場合、インバータ制御装置１１は、使用しない副インバータ８の各スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６を制御して、電圧添加用変圧器９の１次巻線（Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂ）を短絡させる。これにより、電圧添加用変圧器９の２次巻線（Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ）の電圧降下が生じないので、主インバータ７による加速に悪影響を及ぼさないようになっている。

即ち、車速が所定速度の約５０ｋｍ／ｈに達するまでの速度域では、従来と同様に、誘導電動機１０の３つの電機子コイルにおいて、電流一定で、電圧は電圧／周波数を一定として徐々に増加するため、トルク一定（約１００％）で、電力は電圧の上昇と共に増加する。速度５０ｋｍ／ｈで１パルスモードとなり、以後において主インバータ７は電圧一定で、周波数だけが変えられる。

しかし、インバータ制御装置１１は、電動車２の車速を所定速度以上に加速する為に、主インバータ７に加えて、副インバータ８を３パルスモードにより同時に作動するように制御する。次に、電動車２の高速域の作動について、図４を参照しながら説明する。

図４の最上段に、主インバータ７用にインバータ制御装置１１で発生された１パルスモードの第１正弦被変調波（ＵＡ相，ＶＡ相，ＷＡ相）と、副インバータ８用にインバータ制御装置１１で発生された３パルスモードの第２正弦被変調波（ＵＢ相，ＶＢ相，ＷＢ相）と、同期３パルスモード用の三角形の変調波ＣＷが示されている。

それ故、ＵＡ相，ＶＡ相，ＷＡ相の各第１正弦被変調波は同期３パルスモード用の変調波ＣＷとの交点が無いので１パルスとなる。第２正弦被変調波の振幅は副インバータ８が３パルスのパルス幅制御状態にあるので、第１正弦被変調波の振幅より小さく、第２正弦被変調波（ＵＢ相，ＶＢ相，ＷＢ相）は変調波ＣＷと複数箇所で交差するようになっている。そこで、インバータ制御装置１１により、主インバータ７の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が第１正弦被変調波と変調波ＣＷの交点に応じてＰＷＭ制御されるとともに、副インバータ８の各スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６が第２正弦被変調波と変調波ＣＷの交点に応じてＰＷＭ制御される。

それ故、主インバータ７の各接続点Ｕ１ａ，Ｖ１ａ，Ｗ１ａの電位は、図４に示す１８０°幅の矩形波電圧が出力される。そこで、主インバータ７の接続点Ｕ１ａ−Ｖ１ａ間、接続点Ｖ１ａ−Ｗ１ａ間、接続点Ｗ１ａ−Ｕ１ａ間には、夫々の接続点における差電位が与えられ、図示の１２０°幅の矩形波電圧が出力される。更に、主インバータ７からの出力点（Ｕ１相，Ｖ１相，Ｗ１相）電位と、スター接続された仮想負荷の中性点間の差電位であるＵ１相電圧，Ｖ１相電圧，Ｗ１相電圧が図示のように出力される。

一方、副インバータ８の接続点Ｕ２ａ，Ｖ２ａ，Ｗ２ａにおける電位は、図４に示す矩形波２パルス列で示される。この副インバータ８の波形と主インバータ７の波形を比較すると、主インバータ７は矩形波１パルスで、この中間部が零電位でこの部分は、変調波ＣＷと各相の被変調波の切り合いに関連する。副インバータ８の出力電圧を上げる方向に制御すれば零電位幅は減少し、最終的に零電位幅は零となり、第１インバータと一致し、１２０°幅の１パルス波形となる。

そこで、副インバータ８の接続点Ｕ２ａ−Ｖ２ａ間、接続点Ｖ２ａ−Ｗ２ａ間、接続点Ｗ２ａ−Ｕ２ａ間には、図示の矩形波電圧が夫々出力される。更に、副インバータ８からの出力点（Ｕ２相，Ｖ２相，Ｗ２相）電圧と、電圧添加用変圧器９の１次巻線中性点間の差電位であるＵ２相電圧，Ｖ２相電圧，Ｗ２相電圧が図示のように出力される。

副インバータ８の相電圧は電圧添加用変圧器９を介してその２次巻線（Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ）に巻線比でステップダウンされた電圧が（ここでは、２次／１次＝０．４）出力され、主インバータ７の相電圧に加算され、誘導電動機１０のＵ相電圧と、Ｖ相電圧と、Ｗ相電圧とが夫々得られる。そして、最終的に、図４の最下段に示すように、誘導電動機１０のＵ相−Ｖ相端子間電圧、Ｖ相−Ｗ相端子間電圧、Ｗ相−Ｕ相端子間電圧が得られる。

ところで、図４に示すように、これら誘導電動機１０のＵ相−Ｖ相端子間、Ｖ相−Ｗ相端子間、Ｗ相−Ｕ相端子間には、主インバータ７により誘導電動機１０に供給される本来の端子間電圧に、副インバータ８により供給される電圧の４０％が加算された端子間電圧が加圧される。図４において、その重畳電圧の振幅を「加算電圧λＥ」として記載する。この場合、主インバータ７に対して加算される副インバータ８の割合は、電圧添加用変圧器９の巻線比（２次巻線／１次巻線）をλとし、主インバータ相電圧をＥとすれば、副インバータ８による加算電圧は加速制御の最終段階、即ち１パルスの状態でλＥとなる。

それ故、電動車２が所定速度以上の高速域においては、電圧添加用変圧器の巻線比λ＝０．４とすれば、誘導電動機１０に供給される電圧を、主インバータ７による供給電圧（図２の出力電圧Ｅ１：１００％）に対して最大４０％（図２の出力電圧Ｅ２：４０％）だけ増大させることができる。

このように、図２に示すように、電動車２の車速が所定速度５０ｋｍ／ｈ以上約７０ｋｍ／ｈまでの高速域、つまり「電圧Ｖ／周波数Ｆ一定」の加速領域が、副インバータ８による加算電圧可能な範囲において、電圧特性及び電力特性が直線状に延びている。その為、電動機トルクを一定とするトルク特性が高速域に及ぶようになり、加速性を向上することができる。

但し、この場合、電圧の増加分（重畳分λＥ）が「約４０％」であるので、別の見方をすれば、所定速度までの到達時間が決められている場合に、定トルク域が高速まで延びた場合、到達時間は短縮される。そこで、到達時間が同じで良いのであれば、時間が短縮された分、加速トルク、つまり電動機電流を減らして良いことになる。

次に、電動車２が、例えば約１００ｋｍ／ｈの高速域において、ブレーキ操作された場合の回生ブレーキ作動について説明する。但し、図３において、電動機のトルク、電力、電流、電圧は、従来方式力行時の最大値を１００％として表してある。
図３の内容について補足説明すると、主インバータ７の最大電圧Ｅ１Ｍは１１０％、副インバータ８の最大電圧に対応する速度Ｖ２Ｍ点における値は４０％、従ってＶ２Ｍ点における主，副インバータ７，８の夫々の最大電圧の和、最大電圧Ｅ２Ｍは１５０％となる。電力はＶ２Ｍ点以上の高速域においても、電流に余裕があるので電流が１００％に到達するまでは直線的に延長可能で、高速域から１００％一定の回生ブレーキ力が期待出来ることを示している。

この場合、前述したように、電動車２が高速域においては、インバータ制御装置１１により主インバータ７は１パルスで周波数制御され、副インバータ８がＰＷＭ制御されている。この両インバータ７，８の制御においては、インバータ制御装置１１は、誘導電動機１０の電圧及び電流情報、速度情報、第１電圧検出器１２で検出された架線電圧情報、第２電圧検出器１３により検出されたＤＣＬＩＮＫ４の電圧情報を受け、マスコンからの減速度指令に基づいて、インバータ制御装置１１のコンピュータにより演算された実際の減速度が一致するように、必要なゲートパルス信号を主，副インバータ７，８に対して出力する。

そこで、このように回生ブレーキ操作されたブレーキ時にも同様に、車速が所定速度に減速されるまで、インバータ制御装置１１は、マスコンからの減速度指令と、第１，第２電圧検出器１２，１３からの電圧情報、Ｕ１，Ｖ１電流検出器１４，１５からの電流情報、Ｕ２，Ｖ２電流検出器１６，１７からの電流情報に基づいて演算した実際の減速度とが一致するように、必要なゲートパルス信号を主，副インバータ７、８に対して出力する。

但し、副インバータ８は、車速が約１００ｋｍ／ｈの高速域から所定速度まで減速するのに応じて、パルスモードが力行とは逆に１パルス、３パルス、９パルスから徐々に変更されて、そのパルス幅が１００％から零になるように制御される。

回生ブレーキに入る前の条件としては、（ａ）力行、（ｂ）惰行（励磁あり）、（ｃ）惰行（励磁なし）の３ケースが考えられる。
ケース（ａ），（ｂ）では主，副インバータ７，８が動作中で電動機１０の回転磁界は既に存在している。
ケース（ｃ）では主，副インバータ７，８は作動していないので、電動機１０の回転磁界は存在していない。この場合、先ず回転周波数に等しい周波数で主，副インバータ７，８を立ち上げ、電動機１０に電圧を加え、励磁電流を流し、回転磁界を発生させる必要がある。

それ故、主，副インバータ７，８により電動機１０に回転周波数の電圧を加え励磁電流を流し、回転周波数の回転磁界を発生させる。
ブレーキ指令が与えられ、インバータ周波数が回転子の回転周波数より下げられると、磁界回転周波数＜回転子回転周波数となり、誘導電動機１０の回転子コイルに両者の差周波数の電圧が誘起される。この誘起電圧により回転子にその抵抗分により制限される電流が流れ、電動機電機子と回転子の間の空隙に回転磁界を発生させる。この回転磁界を打ち消すように電機子に電流が流れ、これにより回転子にブレーキトルクが発生すると同時に電機子電流は、主インバータ７と直列に挿入された電圧添加用変圧器９の２次巻線、主インバータを通して、一部は電圧添加用変圧器９の２次巻線、１次巻線、副インバータ８を通して架線１に回生される。

最高速度における副インバータ８の電圧分担はＤＣＬＩＮＫ４の電圧に対して、変圧器９の巻線比（Ｕａ巻数／Ｕｂ巻数、本実施例では０．４）に対応した値で、速度の低下と共に、先ず副インバータ８を制御して分担電圧を零まで下げ、その後、主インバータ７側により速度零まで制御される。

このことは、図９の従来技術で説明したように、主インバータ７の回生時においては、誘導電動機１０は「約１１０％」の電圧を誘起した。これに対して、本案の回生時においては、副インバータ８が主インバータ７と同時に作動することにより、図４の最下段に示すように、誘導電動機１０のＵ相−Ｖ相端子間、Ｖ相−Ｗ相端子間、Ｗ相−Ｕ相端子間の各々には、主インバータ７の出力電圧（図３の出力電圧Ｅ１：１１０％）に副インバータ８の出力電圧が電圧添加用変圧器９の２次巻線による「加算電圧λＥ（図３の出力電圧Ｅ２：４０％）」が重畳された、より高い電圧、つまり「約１５０％」もの大きな電圧を加圧することが出来る。従って、誘導電動機１０の電機子コイルには、この約１５０％もの大きな電圧が誘起されるようになる。

それ故、図３に示すように、ブレーキトルクが約１００％でほぼ一定で、電力を約２００％のほぼ最大限まで増加させることができる。その結果、車速が約１００ｋｍ／ｈの高速域における回生ブレーキトルクを約１００％で一定に保持できるため、回生によるフルブレーキを全速度域において使用可能となる。

また、電圧添加用変圧器９の巻線比（変圧比）がλであるので、主インバータ７に流れる電流をＩとすれば、副インバータ８に流れる電流はλＩの電流容量でよく、副インバータ８は高電圧且つ大容量のスイッチング素子で構成する必要がなく、副インバータ８の製作コストの低減、省エネが期待され、且つ主インバータ７については経済的に有利な従来と同様のインバータを使用することができる。

加えて、このように改善されたトルク特性により、回生ブレーキ性能が改善されたので、電動車２の全速度域に亙って、機械式ブレーキを使用することなく、回生ブレーキを効果的に作用させることができるため、回生ブレーキ使用時における省エネを発揮できる理想の電動車２を実現させることができる。更に、機械式ブレーキの使用頻度や使用時間が格段に少なくなり、メンテナンス作業が簡単化する。

その後、所定速度以下に減速され、副インバータ８による電圧分担が零になると、図３に示すように、従来と同様に、インバータ制御装置１１により主インバータ７のみが所定の回生制御パターンによりＰＷＭ制御され、走行速度が徐々に減速する。このとき、インバータ制御装置１１は、使用しない副インバータ８の各スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６を制御して、電圧添加用変圧器９の１次巻線（Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂ）を短絡させる。

これにより、電圧添加用変圧器９の２次巻線（Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ）の電圧降下が生じないので、主インバータ７によるブレーキ動作に悪影響を及ぼさないようになっている。その後、主インバータ７のパルスモードが力行とは逆に同期１パルス、３パルス、９パルスから非同期へと徐々に変更されて、そのパルス幅が１００％から零になるように減速に応じて制御される。但し、電動車２の速度が、例えば５ｋｍ／ｈ以下の極低速に減速された以降においては、機械式ブレーキに切換える。

このように、駆動用の三相誘導電動機１０と、可変電圧・可変周波数型の主インバータ７と、電圧添加用変圧器９の２次巻線（Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ）と、インバータ制御装置１１とを備え、可変電圧・可変周波数型の副インバータ８と、電圧添加用変圧器９の１次巻線（Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂ）とを備え、インバータ制御装置１１は、ブレーキ時に高速域から所定速度に減速するまでは、主，副インバータ７，８を作動させるので、高速域から所定速度に減速するまで副インバータ８を作動させた増加分（λＥである約４０％）だけ電動機誘起電圧が高くなり、ブレーキトルク一定で、回生電力を増加させることができる。それ故、電動車２の高速域のブレーキ時における誘導電動機１０のブレーキトルクを一定に保持できる為、このブレーキトルクを一定に維持した状態で回生ブレーキを作用させることができ、ブレーキ性能を格段に高めることができる。

また、副インバータ８を作動させた電圧増加分（約４０％）だけ誘導電動機１０の誘起電圧が高くなることから、架線１に回生する電動車２の運動エネルギーの回生率または回収率を大幅に向上させることができる。この場合、副インバータ８は特殊な高電圧且つ大容量のスイッチング素子を使用した高価なインバータでなくてもよく、安価に構成することができる。

更に、このように改善されたブレーキトルク特性により、ブレーキ性能が改善されるので、電動車２の極低速まで、機械式ブレーキを使用することなく、回生ブレーキを効果的に作用させることができるため、省エネ且つ経済的なインバータを実現することできるとともに、回生時における省エネを発揮できる理想の電動車２を実現させることができる。

また、インバータ制御装置１１は加速時に主インバータ７出力電圧が最大値になるまでは、主インバータ７のみを作動させるのと同時に、副インバータ８を制御して電圧添加用変圧器の１次巻線を短絡することにより２次巻線による電圧降下を生じさせないようにするので、主インバータ７による良好な加速性に何ら悪影響を及ぼすことがない。

一方、加速時における高速域においては、副インバータ８を作動させる分だけ誘導電動機１０に供給される電圧が約４０％も高くなり、電圧特性及び電力特性が改善され、電動機トルクを一定とする電動機トルク特性が高速域に及ぶようになり、加速性を格段に向上させることができる。

別の見方をすれば、同じ速度までの加速時間が同じで良いとするのであれば、副インバータ８の使用による高速域の加速トルクが大となるので設定の速度に到達するまでの加速時間が短くなる、従ってこの分加速トルク即ち電動機電流、インバータ電流を減らして良いことになる。

次に、前記実施例を部分的に変更した変更形態について説明する。
１）第１変更形態：電圧添加用変圧器９の２次巻線／１次巻線の巻線比λは、０．４に限るものではなく、所望の割合の巻線数を用いるようにしてもよい。

２）第２変更形態：ブレーキ時、加速時における所定速度は、５０ｋｍ／ｈに限るものではなく、副インバータ８の動作特性や電圧添加用変圧器９の構成に応じて、適宜変更することが可能である。

３）第３変更形態：主、副インバータ７，８を所定速度を境にして、低速域は主インバータ７、高速域は副インバータ８と分ける必要はなく、両インバータ７，８を関連させて、全速度域に亘って同時に作動させる方法を採用しても良い。

ところで、主インバータ７の出力電圧Ｅ１は、零から最大電圧Ｅ１Ｍ（図２の力行時においては「約１００％」、図３の回生時においては「約１１０％」）まで速度に比例して増加する。主インバータ７の出力電圧Ｅ１が最大電圧Ｅ１Ｍに到達した時点の速度をＶ１Ｍとし、周波数をＦ１Ｍとする。主インバータ７は以後、出力電圧Ｅ１が一定で、周波数Ｆ１のみが変化する。この時点から、副インバータ８が動作を開始し、副インバータ８の出力電圧Ｅ２は、実速度Ｖと主インバータの最大電圧Ｅ１Ｍに到達した時点の速度Ｖ１Ｍとの速度差に比例して増加する。

副インバータ８の出力電圧Ｅ２が最大電圧Ｅ２Ｍに到達以後において、出力電圧Ｅ２が一定で、周波数Ｆ２のみが速度Ｖ２に比例して増加する。電圧添加用変圧器９の大きさは、副インバータ８の出力電圧Ｅ２の最大電圧Ｅ２Ｍと、この最大電圧Ｅ２Ｍに到達した時点の速度Ｖ２Ｍ、即ち最大電圧における速度Ｖ２Ｍのときの最大周波数Ｆ２Ｍの比、つまりＥ２Ｍ／Ｆ２Ｍで決まる。前述した請求項１及び請求項２において、副インバータ８の出力電圧Ｅ２は、その時の実速度Ｖではなく、実速度Ｖと主インバータ７の最大電圧における速度Ｖ１Ｍの速度差に比例して変化する。

従って、電圧添加用変圧器９の磁束密度は、副インバータ８の最大電圧における速度Ｖ２Ｍで最大となる。この速度Ｖ２Ｍより高速域では弱め界磁領域であるので、電圧添加用変圧器９においては、磁束密度は低下する。最大電圧における速度Ｖ２Ｍより低速域では、副インバータ８の出力電圧Ｅ２を、その時の実速度Ｖではなく、実速度Ｖと主インバータ７の最大電圧における速度Ｖ１Ｍとの速度差に比例して変更するようにしているので、速度Ｖ１Ｍにおいて、出力電圧Ｅ２＝０であり、電圧添加用変圧器の磁束密度は零となる。

従って、この電圧添加用変圧器９は、本来、Ｅ２／Ｆ＝Ｅ２Ｍ／Ｆ２Ｍ＝一定の条件で使用出来るが、非常に余裕のある条件で使用されていることになる。周波数Ｆ２の変化「零からＦ２Ｍ」に比例して、出力電圧Ｅ２を「零からＥ２Ｍ」に変化させる条件で使用可能である。別の見方をすれば、後述する請求項３の条件（第４変更形態）で使用可能なことを示唆している。

４）第４変更形態：インバータ制御装置１１は、ブレーキ時及び力行時共、全速度域に亙って主インバータ７と副インバータ８を同時に作動させるようにしてもよい。ここで、加速制御を行なう場合の主インバータ７の出力電圧Ｅ１と副インバータ８の出力電圧Ｅ２を図５に夫々示し、回生制御を行なう場合の主インバータ７の出力電圧Ｅ１と副インバータ８の出力電圧Ｅ２を図６に夫々示す。
この第４変更形態のように、主インバータ７と副インバータ８とを同期させて、全速度域に亙って作動させるような制御方式を採用すれば、全く同じゲートパルス信号を主インバータ７と副インバータ８とに与えればよいので、１つのインバータ制御手段を設け、主インバータ７と副インバータ８を夫々作動させるゲート駆動回路を個別に設ければよい。それ故、インバータ制御手段の簡素化を図ることができる。

一方、ＶＶＶＦインバータのＰＷＭ制御では、一般に、変調波である三角波と、１２０度の位相差を持つＵ相，Ｖ相，Ｗ相の正弦波との切り合い点を夫々求める。そして、各相に対応するように上下に夫々直列接続された２つのＩＧＢＴについて、各相の正弦波が三角波より大きい場合には、対応する相の上側のＩＧＢＴにゲートパルス信号を与える。また、各相の正弦波が三角波より小さい場合には、下側のＩＧＢＴにゲートパルス信号を与える。従って、ＶＶＶＦインバータの出力端子の電位は、ＤＣＬＩＮＫ４の電圧と零電圧の間を変化する矩形波電圧となる。

この場合、三角波との切り合い点が各相毎に異なるので、各相の出力端子には夫々異なる矩形波電圧が得られる。従って、３相誘導電動機１０のＵ相とＶ相のＵ−Ｖ端子間には、ＶＶＶＦインバータのＵ相の矩形波とＶ相の矩形波との差の電圧が加わり、Ｖ−Ｗ端子間にはＶ相の矩形波とＷ相の矩形波との差の電圧が加わり、Ｗ−Ｕ端子間にはＷ相の矩形波とＵ相の矩形波との差の電圧が加わる。

速度が零の場合には、３相誘導電動機１０に要求される加速トルクを得るのに必要なスリップ周波数に対応する周波数の電圧を加圧し、Ｖ／Ｆ一定で加速する。変調波の三角波は低速域におけるトルク脈動を避けるために、最初はｋＨｚオーダーの非同期三角波を使用し、加速に応じて同期方式に切替え、９パルスモード→３パルスモード→１パルスモードに順次パルス数を減らして行く。

即ち、回生時及び力行時共、全速度域に亙って主インバータ７と副インバータ８を同時に作動させる場合には、前述した実施例のように、主インバータ７と副インバータ８とに異なったゲートパルス信号を与えるのではなく、走行を開始するときから、主インバータ７と副インバータ８とに全く同じゲートパルス信号を同時に与えれば良いことになる。

更に、前記の実施例においては、主インバータ７の動作中において、電圧添加用変圧器９の電圧降下が生じないように、副インバータ８のゲートにパルス信号を与えて巻線短絡を行ない、巻線に短絡電流を流しておく必要があるのに対して、この第４変更形態によれば、短絡制御の必要が無くなり、合理的なブレーキ制御及び力行制御が可能になる。それ故、回生時に関する主インバータ７の出力電圧Ｅ１と副インバータ８の出力電圧Ｅ２は図６に示すようになり、また力行時に関する主インバータ７の出力電圧Ｅ１と副インバータ８の出力電圧Ｅ２は図５に示すようになる。

また、３相誘導電動機１０側から見ると、恰も電源電圧が１．４倍の駆動電圧が供給され、１．４倍の耐圧を有する半導体素子で構成された単一のＶＶＶＦインバータで駆動される電力制御装置と等価に構成することができる。

次に、本発明の実施例２について、図７，図８に基づいて説明する。
図７に示すように、この鉄道車両の電力制御装置１８Ａは、前記実施例の電力制御装置１８における副インバータ８と、電流検出器１６，１７を省略すると共に、電圧添加用変圧器９Ａの１次巻線Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂの接続部位を変更したものであるので、前記実施例と同様の構成要素については同一符号を付して説明を省略し、異なる構成についてのみ説明する。

前記電圧添加用変圧器９ＡのＹ接続された１次巻線Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂの端部は、前述の実施例１の主インバータ７と同一のインバータ７０の交流側電力線Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３のうちの２次巻線Ｕａ，Ｖａ，Ｗａよりもインバータ７０側の部分に夫々接続されて、前記２次巻線Ｕａ，Ｖａ，Ｗａと誘導電動機１０と並列に接続されている。電圧添加用変圧器９Ａは、１次巻線Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂと２次巻線Ｕａ，Ｖａ，Ｗａとを備え、少なくともブレーキ時（回生時）に誘導電動機１０の誘起電圧の昇圧を可能にすることが出来る。

図７の電圧添加用変圧器９Ａは、図７−１に示す単巻変圧器と同等のものであり、この単巻変圧器に基づいて説明する。電圧添加用変圧器９Ａの３相の巻線はＹ接続され、変圧器９Ａの中間タップは、インバータ７０の交流側電力線Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３に接続され、電動機１０の電力線Ｌ７，Ｌ８，Ｌ９は、電圧添加用変圧器９Ａの出力端子に接続され、電動機電圧を（Ｕａ巻数＋Ｕｂ巻数）／Ｕｂ巻数の巻線比（本実施例の場合、１．４）で昇圧させる。
尚、インバータ制御装置１１によりインバータ７０を制御する制御方式は、他の実施例と同様である。

この電力制御装置１８Ａにおいては、図７に示すように電圧添加用変圧器９Ａを接続し、回生時に電動機電圧をインバータ電圧よりも昇圧させると、電圧を上げた分だけＶ／Ｆ一定領域を拡げることができる。インバータ７０の電流と電動機電流の関係は、インバータ電圧と電動機電圧の逆比となる。インバータは図１１の電動機電流の最大電流（従来技術では、電圧添加用変圧器９Ａがないので電動機電流＝インバータ電流である）を流す能力があるので、全速度域における回生時に上記の最大電流に維持するように電圧添加用変圧器９の巻線比を設定すると、例えば図８に示す特性とすることができる。尚、巻線比は、２次／１次＝０．４に設定してもよいが、これに限定されるものではない。

一定トルク領域が僅かながら広がり、電動機電圧を昇圧した分、停動トルクの制約を受けない速度域が広がる。従来技術に係る図１１では、高速域でのトルクが電動機１０の停動トルクの影響を受けるので速度に対して大幅に低下しているが、図８に示す本実施例の特性では、停動トルクの影響を受けない領域が広がり、一定電力領域が使用できるので、高速域のトルクが図１１と比較して低下が少なくなり、高速域のブレーキ特性を改善できる。

この電力制御装置１８Ａによれば、インバータ７０の交流側電力線Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３と誘導電動機１０の間に、前記のような電圧添加用変圧器９Ａを設けたので、少なくとも回生時に電動機電圧１０をインバータ電圧よりも昇圧させ、Ｖ／Ｆ一定領域を拡げることができる。電動機電圧を昇圧した分、停動トルクの制約を受けない領域を拡げることでき、高速域におけるトルクを高め、高速域におけるブレーキ特性を改善することができる。

即ち、上記の単巻変圧器である電圧添加用変圧器９Ａの中間タップにインバータ７０の３相出力電圧を加えれば、電圧添加用変圧器９Ａの出力端子には巻線比倍された電圧が誘起し、この電圧が電動機１０の端子電圧となる。無励磁での惰行状態にある場合、回転周波数と等しい周波数の３相交流電圧をインバータ７０により電動機１０に加えれば電機子巻線に励磁電流が流れ、回転磁界を発生する。

インバータ周波数が電動機１０の回転周波数に等しい場合、電動機１０の回転子とインバータ７０により電動機１０の電機子と回転子の間の空隙に発生する回転磁界の回転速度が等しく、回転子と回転磁界の相対速度が零で、回転子巻線を磁束が切ることはないので、巻線に電圧（速度電圧）は誘起せず、電動機１０に加えられる電圧に対応した励磁電流のみ流れる。

回生指令がある場合は、インバータ７０の周波数は回転子の回転周波数より低い値に設定される、回転子巻線はインバータ周波数と回転周波数の差の周波数で切られ、巻線には周波数差（滑り周波数、回生時には滑り＜０、力行時には滑り＞０）に比例した電圧を誘起し、回転子の巻線（２次巻線）に電流が流れる。この電流と空隙の磁界の間に力が働き、回転を下げる（ブレーキ力）方向に作用する。

同時に、この電流により空隙に磁界を発生、電機子巻線（１次巻線）にはこの磁界を打ち消す方向に電流が流れる。この電流は、電動機１０のトルクに関連する電流なので、トルク電流と呼ばれ、前述の励磁電流と区別される。電機子巻線に実際に流れる電流は、励磁電流とトルク電流の合成で、電動機に加えられる電圧に対して、トルク電流は同位相、励磁電流はπ／２（９０度）遅れで、両者のベクトル合成で求められる。

力行の場合、インバータ周波数を回転周波数よりも大きくする（滑り＞０）、回転子巻線には回生とは逆方向に電流がながれ、空隙の磁界との間に働く力も逆方向で回転を上げる方向の力（加速力）となる。電動機電流はインバータ電流に対して、電圧添加用変圧器９Ａの逆比で決まりインバータ電流より少ない電流が流れる。電流が減少した分、力行時の加速トルクが低下するけれども、Ｖ／Ｆ一定領域が拡がり、従来方式では加速トルクが減少する領域においても、加速度一定に維持できるので力行の加速性能は影響を受けない。

尚、本発明は以上説明した実施例１，２に限定されるものではなく、当業者であれば、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、前記実施例１，２に種々の変更を付加して実施することができ、本発明はそれらの変更形態をも包含するものである。

本発明の実施例１（請求項１〜３）に係る電動車（例えば鉄道車両）の電気配線図である。 本発明の加速時の電動機トルク、電力、電圧、電流の特性線図である。 本発明のブレーキ時の電動機トルク、電力、電圧、電流の特性線図である。 主及び副インバータと誘導電動機の各電圧を示すタイムチャートである。 第４変更形態における図２相当図である。 第４変更形態における図３相当図である。 本発明の実施例２（請求項４）に係る電動車（例えば鉄道車両）の電気配線図である。 電圧添加用変圧器としての電圧添加用単巻変圧器の回路図である。 ブレーキ時の電動機電圧、電流、ブレーキ力等の特性線図である。 従来のブレーキ時の電動機トルク、電力、電圧、電流の特性線図である。 従来の加速時の電動機トルク、電力、電圧、電流の特性線図である。 従来のブレーキ時の電動機電圧、電流、ブレーキ力等の特性線図である。

１ 架線
２ 電動車
７ 主インバータ又は第１インバータ
８ 副インバータ又は第２インバータ
９，９Ａ 電圧添加用変圧器
１０ 誘導電動機
１１ インバータ制御装置
１８，１８Ａ 電力制御装置
７０ インバータ
Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ ２次巻線
Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂ １次巻線

Claims (4)

1. 駆動用の三相誘導電動機と、走行時に架線の直流を三相交流に変換して誘導電動機に供給可能で且つブレーキ時に誘導電動機で誘起した電力を直流に変換して架線に回生可能な可変電圧・可変周波数型の第１インバータと、第１インバータをＰＷＭ制御するインバータ制御手段とを備えた鉄道車両の電力制御装置において、
   前記架線に対して第１インバータと並列接続され且つ前記インバータ制御手段で制御される可変電圧・可変周波数型の第２インバータと、
   前記第１インバータの交流側電力線と誘導電動機の間に設けられた２次巻線と、第２インバータの交流側電力線に接続された１次巻線とを備え且つ少なくともブレーキ時に誘導電動機の誘起電圧の昇圧を可能とする為の電圧添加用変圧器とを有し、
   前記インバータ制御手段は、ブレーキ時に高速域から所定速度に減速するまでは、第１，第２インバータを作動させ、所定速度以下の速度域においては第１インバータのみを作動させ、第１インバータのみ作動するときに第２インバータを制御して電圧添加用変圧器の１次巻線を短絡することにより２次巻線の電圧降下を生じないようにすることを特徴とする鉄道車両の電力制御装置。
2. 前記インバータ制御手段は、加速時に第１インバータ出力電圧が最大値になるまでは、第１インバータのみを作動させ、更に加速する際には第１，第２インバータを作動させ、第１インバータのみ作動するときに第２インバータを制御して電圧添加用変圧器の１次巻線を短絡することにより２次巻線の電圧降下が生じないようにすることを特徴とする請求項１に記載の鉄道車両の電力制御装置。
3. 駆動用の三相誘導電動機と、走行時に架線の直流を三相交流に変換して誘導電動機に供給可能で且つブレーキ時に誘導電動機で誘起した電力を直流に変換して架線に回生可能な可変電圧・可変周波数型の第１インバータと、第１インバータをＰＷＭ制御するインバータ制御手段とを備えた鉄道車両の電力制御装置において、
   前記架線に対して第１インバータと並列接続され且つ前記インバータ制御手段で制御される可変電圧・可変周波数型の第２インバータと、
   前記第１インバータの交流側電力線と誘導電動機の間に設けられた２次巻線と、第２インバータの交流側電力線に接続された１次巻線とを備え且つ少なくともブレーキ時に誘導電動機の誘起電圧の昇圧を可能とする為の電圧添加用変圧器とを有し、
   前記インバータ制御手段は、ブレーキ時及び加速時共、全速度域に亙って第１インバータと第２インバータを作動させることを特徴とする鉄道車両の電力制御装置。
4. 駆動用の三相誘導電動機と、走行時に架線の直流を三相交流に変換して誘導電動機に供給可能で且つブレーキ時に誘導電動機で誘起した電力を直流に変換して架線に回生可能な可変電圧・可変周波数型のインバータと、インバータをＰＷＭ制御するインバータ制御手段とを備えた鉄道車両の電力制御装置において、
   前記インバータの交流側電力線と誘導電動機の間に設けられた２次巻線と、前記インバータの交流側電力線にＹ接続された変圧器１次巻線を前記２次巻線と誘導電動機と並列に接続し且つ少なくともブレーキ時に誘導電動機の誘起電圧の昇圧を可能とする為の電圧添加用変圧器を備えたことを特徴とする鉄道車両における電力制御装置。