JP2008103874A - 電力増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】回路の複雑化を避けながら、基本周波数よりも広帯域の２次高調波のインピーダンス制御を可能とする。
【解決手段】入力信号の基本周波数のバンド幅が第１の基本周波数Ｆ１から第２の基本周波数Ｆ２までの５０ＭＨｚ以上である広帯域で使用される電力増幅器用トランジスタ１０２の出力整合回路は、１ｎＨ以上のインダクタ１０８Ｌと容量１０８Ｃとが直列に接続されてなる第１の２次直列共振回路１０８と、１ｎＨ以下のインダクタ１０９Ｌと容量１０９Ｃとが直列に接続されてなる第２の２次直列共振回路１０９とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、携帯電話を主とした、高周波帯を用いた無線携帯端末の信号送信部用に用いられる半導体電力増幅器の回路技術に関するものであり、特に、送信周波数の広帯域化を目的とした技術に関するものである。

近年、携帯電話においては周波数帯の不足によってマルチバンド化及び広帯域化が進んでいるため、携帯電話に用いられる電力増幅器には、広帯域に亘って主要な特性である電力負荷効率を向上させることが求められている。

電力増幅器の電力負荷効率性能は、主に電力増幅器の出力整合回路の特性に大きく影響される。電力増幅器における最終段の半導体増幅器が高出力時に非線形動作をするために、発生する非線形成分である高調波信号の処理回路が重要である。特に、主要な高調波である２倍波の高調波の処理回路が重要である。そこで、一般的には、２次高調波の周波数に合わせて共振周波数が設定された共振回路を構成し、その共振回路を出力回路に接続し、対象となる高調波を短絡又は開放することによって、２次高調波の出力レベルを抑圧する技術が用いられている。この共振回路は、増幅された出力信号の全体の中で２次高調波のみを抑圧することから、一般的に２次高調波トラップ回路と呼ばれている。また、一般的には、１ｎＨ以上のインダクタンスを有するトラップ線路又はインダクタ部品とコンデンサとの直列接続によって、２次高調波の周波数を共振周波数として有する共振回路を構成し、その共振回路を出力回路にシャント接続することにより、２次高調波を短絡する場合が多い。
特開２００２−４３８７３号公報 特開２０００−４０９２８号公報

しかしながら、電力増幅器に入力される信号の基本周波数の周波数帯域と比較して２次高調波の周波数帯域は２倍の大きさであるため、基本周波数の広帯域化に伴って、従来の２次高調波の帯域幅でのインピーダンス制御が困難になってきており、一つの出力整合回路によって広帯域に亘って整合することが困難になるという問題が生じてきている。

それに対して、従来、異なる周波数毎に最適化された電力増幅器を合成してなる電力増幅器を用いて広帯域化を行う方法（特許文献１参照）や、周波数毎に使用回路ブロックを可変とするように複雑化した回路を用いて広帯域化を行う方法（特許文献２参照）が提案されている。しかし、これらの従来方法には、回路の複雑化による部品点数の増大によりコストアップが生じるという問題点がある。

前記に鑑み、本発明は、回路の複雑化を避けながら、基本周波数よりも広帯域の２次高調波のインピーダンス制御を可能とすることを目的とする。

前記の目的を達成するために、本発明に係る電力増幅器は、単一の出力整合回路を用いて広帯域に亘る整合を行うことを特徴とする。具体的には、広帯域で２次高調波を処理するために、１ｎＨ以上のインダクタンスを有するインダクタと容量とを直列接続させた構成を持つ従来の２次高調波トラップ回路（第１の２次高調波トラップ回路）に加えて、１ｎＨ以下の低いインダクタンスを有するインダクタと大きな容量とによって構成され且つ第１の２次高調波トラップ回路とは共振度の異なる第２の２次高調波トラップ回路を設けることにより、広帯域で２次高調波（２倍波）を抑圧する手段を実現する。このとき、従来の第１の２次高調波トラップ回路の共振周波数を、広帯域の２次高調波周波数のうち低い周波数に合わせると共に、第２の２次高調波トラップ回路の共振周波数を、広帯域の２次高調波周波数のうち高い周波数に合わせる。

以下、本発明に係る電力増幅器の動作原理について説明する。直列共振回路では、当該回路を構成するインダクタと容量との積によって共振周波数が決定されるが、この積を一定にして共振周波数を一定に保った場合においても、インダクタ及び容量のそれぞれの値によっては、共振の高さ及び幅は変化する。すなわち、インダクタが小さく、容量が大きいと、共振高さは高くなり、共振幅も広くなる。また、インダクタが大きく、容量が小さいと、共振高さは低くなり、共振幅も小さくなる。ここで、従来型の高調波トラップ回路は、後者の場合であって、共振幅を小さく設定している。何故なら、共振幅が広くなってしまうと、基本周波数成分にまで影響を及ぼすこととなり、基本周波数成分に損失が生じてしまうからである。

図４は、１．６ＧＨｚの２次高調波周波数（基本周波数は８００ＭＨｚ）を共振周波数として持つ直列共振回路を電力増幅器にシャント接続した場合の抑圧結果を示している。尚、図４において、４０１は、１ｎＨ以上の大きなインダクタ値（Ｌ＝１．２ｎＨ）と小さな容量値（Ｃ＝８．２ｐＦ）との組合せを持つ直列共振回路を用いた場合の結果であり、４０２は、１ｎＨ以下の小さなインダクタ値（Ｌ＝０．７ｎＨ）と大きな容量値（Ｃ＝１５ｐＦ）との組合せを持つ直列共振回路を用いた場合の結果である。図４に示すように、４０１の結果を４０２の結果と比較すると、１．６ＧＨｚの高調波周波数の抑圧については約５ｄＢ劣化しているが、８００ＭＨｚの基本波周波数の通過については約４ｄＢ向上している。

以上のように、高調波トラップ回路を２つ設ける場合において単に従来型の高調波トラップ回路を２つ設けた場合には、共振幅が狭くなって周波数選択度という点では良いが、この共振幅が狭いという点が逆に欠点となり、広帯域における２次高調波の抑圧が不十分になるという問題がある。逆に、広帯域における２次高調波の抑圧を優先して、共振幅が広く且つ共振高さの高い高調波トラップ回路、つまりインダクタが小さく且つ容量が大きい直列共振回路を２つ設けた場合には、２次高調波の抑圧という点では十分であるが、共振幅が広いために基本周波数成分にまで影響が生じ、基本周波数での利得が劣化するという問題がある。

そこで、本発明では、２つの高調波トラップ回路のうち第１の２次高調波トラップ回路については、広帯域の基本周波数のうち低い周波数（下限）Ｆ１に共振周波数を合わせて設計すると共に大きなインダクタと小さい容量との組合せによって構成し、それによって２次高調波を抑圧しつつ共振幅を狭くして基本周波数成分への影響を防止することを目的とする。また、第２の２次高調波トラップ回路については、広帯域の基本周波数のうち高い周波数（上限）Ｆ２に共振周波数を合わせて設計すると共に小さなインダクタと大きな容量との組合せによって構成し、Ｆ１の２次高調波を含む広帯域に亘って２次高調波の通過特性を抑圧する。この場合、基本周波数が広帯域であっても、基本周波数のうち高い周波数Ｆ２の２次高調波に共振周波数を合わせているので、基本周波数成分に及ぼす影響は、低い周波数Ｆ１の２次高調波に共振周波数を合わせた場合と比べて小さい。

本発明によると、上記２つの高調波トラップ回路の組合せによって、広帯域に亘る２次高調波のインピーダンス制御が可能となる。

尚、本発明の電力増幅器の実際の構成においては、Ｆ１を共振周波数とし且つ大きなインダクタと小さな容量とから構成される第１の２次高調波トラップ回路については、従来技術であって容易に構成できるが、Ｆ２を共振周波数とし且つ小さなインダクタと大きな容量とから構成される第２の２次高調波トラップ回路については、１ｎＨ以下の小さなインダクタを精度良く形成するに際して工夫を要する。そこで、本発明では、出力トランジスタ（電力増幅器用トランジスタ）のバイアスラインの途中（トランジスタ出力端側）にシャントＣ（分岐点）を設け、トランジスタ出力端からシャントＣまでの僅かな距離をインダクタンスとして利用することによって、１ｎＨ以下の小さなインダクタを精度良く形成する。

本発明によると、単一の出力整合回路によって、広帯域に亘る２次高調波のインピーダンス制御が可能となるため、高効率の電力増幅器を簡素な回路構成によって低コスト化しつつ実現することができる。

（実施形態）
以下、本発明の一実施形態に係る電力増幅器について、図面を参照しながら説明する。尚、本実施形態の電力増幅器が対象とする入力信号の基本周波数は、バンド幅が第１の基本周波数Ｆ１から第２の基本周波数Ｆ２までの５０ＭＨｚ以上である広帯域の基本周波数であれば特に限定されるものではないが、以下、基本周波数が８００ＭＨｚ以上で且つ９００ＭＨｚ以下の広帯域の基本周波数である場合について説明する。すなわち、本実施形態において、上記第１の基本周波数Ｆ１は８００ＭＨｚであり、上記第２の基本周波数Ｆ２は９００ＭＨｚである。

図１は、本発明の出力整合回路を含む本実施形態の電力増幅器の回路図である。尚、図１においては図示を省略しているが、実際の電力増幅器の構成においては、出力段トランジスタ１０２のバイアス回路、出力段トランジスタ１０２の信号入力端１００までのドライバー段回路、及び当該ドライバー段回路と出力段トランジスタ１０２との整合回路等が設けられる。すなわち、出力段トランジスタ１０２の信号入力端１００には前記ドライバー段回路から信号が入力される。

図１に示すように、出力段トランジスタ１０２には、電源１０３からバイアスラインインダクタ１０４を経由してバイアス電圧が供給されている。ここで、バイアスラインインダクタ１０４のインダクタンスは例えば７〜１５ｎＨであり、バイアスラインインダクタ１０４の電気長（つまりバイアスラインにおける後述するバイパスコンデンサ１１０から後述するシャント容量１０９Ｃの分岐点までの部分の電気長）は、理想的には開放となるλ／４であることが好ましいが、実際の構成においてはλ／１６以上で且つλ／８以下であってもよい。尚、λは入力信号の波長である。また、電源１０３とバイアスラインインダクタ１０４との間には、例えば１０００ｐＦ以上のバイパスコンデンサ１１０が設けられている。

また、出力段トランジスタ１０２から電力増幅器の出力端１０１までの出力ライン上には、例えば２〜３ｎＨの直列インダクタ（出力ラインインダクタ）１０５と、例えば６〜１０ｐＦの出力整合シャント容量１０６と、例えば１００ｐＦ以上の出力整合直列容量１０７とが設けられており、これによって、広帯域増幅を目的として８００ＭＨｚ〜９００ＭＨｚの基本周波数（１次周波数）成分の整合が実現される。

さらに、本実施形態においては、本発明の２種類の２次高調波トラップ回路（２次高調波共振回路）が設けられているが、以下、これらの２次高調波トラップ回路について詳述する。

まず、一般的な位置、具体的には、出力段トランジスタ１０２の出力端と直列インダクタ１０５との間で出力ラインから分岐したラインに、１ｎＨ以上（例えば１〜２ｎＨ）のインダクタ１０８Ｌと例えば６〜９ｐＦの容量１０８Ｃとが直列に接続されてなる第１の２次直列共振回路１０８が設けられている。第１の２次直列共振回路１０８の容量１０８Ｃ側はグランドに接続されている。また、第１の２次直列共振回路１０８の共振周波数は第１の基本周波数Ｆ１（８００ＭＨｚ）の２次高調波の周波数に設定されている。

また、バイアスラインの途中から分岐したライン、具体的には、出力段トランジスタ１０２の出力端とバイアスラインインダクタ１０４との間の所定の分岐点でバイアスラインから分岐したラインに、容量１０８Ｃよりも大きい容量値（例えば９〜１３ｐＦ）を持つシャント容量１０９Ｃが設けられている。シャント容量１０９Ｃにおけるバイアスラインの反対側はグランドに接続されている。この構成によって、出力段トランジスタ１０２の出力端（出力段トランジスタ１０２がバイポーラトランジスタである場合にはコレクタ端に相当し、出力段トランジスタ１０２がＦＥＴ（field-effect transistor ）である場合にはドレイン端に相当する）からシャント容量１０９Ｃの接続点（上記所定の分岐点）までの範囲のバイアスラインが１ｎＨ以下（例えば０．５〜１ｎＨ）のインダクタ１０９Ｌとなる。本実施形態では、当該インダクタ１０９Ｌとシャント容量１０９Ｃとから構成される直列共振回路が第２の２次直列共振回路１０９として機能する。第２の２次直列共振回路１０９の共振周波数は第２の基本周波数Ｆ２（９００ＭＨｚ）の２次高調波の周波数に設定されている。

ここで、インダクタ１０９Ｌは例えばマイクロストリップラインで構成されていてもよい。また、例えば出力段トランジスタ１０２が集積されている半導体基板を実装したパッケージがある場合、容量１０８Ｃも当該半導体基板上に集積されており、出力段トランジスタ１０２の出力端からバイアスライン端までの部分（具体的には電源１０３、バイパスコンデンサ１１０、バイアスラインインダクタ１０４、インダクタ１０９Ｌ及びシャント容量１０９Ｃ）が、上記パッケージ内に収納される部品（上記半導体基板上には集積されていない外付けのチップ部品、及び上記パッケージ内のストリップラインを利用したインダクタ部品）であってもよい。シャント容量１０９Ｃが上記チップ部品である場合には、シャント容量１０９Ｃを半導体基板上に集積する場合と比較して、上記所定の分岐点とシャント容量１０９Ｃとをワイヤーボンドによって接続する必要がないため、１ｎＨ以上のインダクタンスが不要となり、広帯域化が容易になる。尚、シャント容量１０９Ｃは、出力段トランジスタ１０２が集積されている半導体基板とは異なる他の半導体基板上に集積されていてもよい。

図２は、上記本発明の各直列共振回路を電力増幅器にシャント接続した場合の通過特性を、後述する比較例の直列共振回路を電力増幅器にシャント接続した場合の通過特性と比較して示している。尚、図２に示す結果（本発明の結果３０１）は、上記各回路定数の範囲のうち、特に、以下の場合について得られたものである。すなわち、基本周波数のうち低い第１の基本周波数Ｆ１（８００ＭＨｚ）の２倍の１．６ＧＨｚを直列共振周波数として持つ第１の２次直列共振回路１０８が１．３ｎＨのインダクタンス値と７．５ｐＦの容量値とを有し、基本周波数のうち高い第２の基本周波数Ｆ２（９００ＭＨｚ）の２倍の１．８ＧＨｚを直列共振周波数として持つ第２の２次直列共振回路１０９が０．６ｎＨのインダクタンス値と１２ｐＦの容量値とを有する場合である。

図２に示すように、本発明の直列共振回路によると、第１の基本周波数Ｆ１（８００ＭＨｚ）の２次高調波１．６ＧＨｚの通過特性は約−４６ｄＢであり、第２の基本周波数Ｆ２（９００ＭＨｚ）の２次高調波１．８ＧＨｚの通過特性は約−７１ｄＢであって、それぞれ良好な通過特性（各高調波周波数の抑圧が十分であるという特性）を示している。また、第１の基本周波数Ｆ１（８００ＭＨｚ）の通過については、その損失が約−２．６ｄＢと問題にならない範囲の値である。

以上に説明したように、本実施形態によると、第１の２次直列共振回路１０８つまり第１の２次高調波トラップ回路については、広帯域の基本周波数のうち低い周波数（下限）Ｆ１に共振周波数を合わせて設計すると共に大きなインダクタと小さい容量との組合せによって構成するため、２次高調波を抑圧しつつ共振幅を狭くして基本周波数成分への影響を防止することができる。また、第２の２次直列共振回路１０９つまり第２の２次高調波トラップ回路については、広帯域の基本周波数のうち高い周波数（上限）Ｆ２に共振周波数を合わせて設計すると共に小さなインダクタと大きな容量との組合せによって構成するため、Ｆ１の２次高調波を含む広帯域に亘って２次高調波の通過特性を抑圧することができる。この場合、基本周波数が広帯域であっても、基本周波数のうち高い周波数Ｆ２の２次高調波に共振周波数を合わせているので、基本周波数成分に及ぼす影響は、低い周波数Ｆ１の２次高調波に共振周波数を合わせた場合と比べて小さくなる。

従って、本実施形態によると、第１の２次直列共振回路１０８及び第２の２次直列共振回路１０９の組合せによって、広帯域に亘る２次高調波のインピーダンス制御が可能となる。すなわち、単一の出力整合回路によって、広帯域に亘る２次高調波のインピーダンス制御が可能となるため、高効率の電力増幅器を簡素な回路構成によって低コスト化しつつ実現することができる。

（比較例）
以下、比較例に係る電力増幅器について、図面を参照しながら説明する。

図３は、電力増幅器用トランジスタ及び出力整合回路を含む比較例の電力増幅器の回路図である。図３に示すように、出力段トランジスタ２０２には、電源２０３からバイアスラインインダクタ２０４を経由してバイアス電圧が供給されている。また、電源２０３とバイアスラインインダクタ２０４との間にはバイパスコンデンサ２１１が設けられている。また、出力段トランジスタ２０２から電力増幅器の出力端２０１までの出力ライン上には直列インダクタ（出力ラインインダクタ）２０５と出力整合シャント容量２０６と出力整合直列容量２０７とが設けられている。さらに、比較例においては、２次高調波トラップ回路（２次高調波共振回路）が２つ設けられている。具体的には、出力段トランジスタ２０２の出力端と直列インダクタ２０５との間で出力ラインから分岐したラインに、インダクタ２０８Ｌと容量２０８Ｃとが直列に接続されてなる第１の２次直列共振回路２０８が設けられている。また、第１の２次直列共振回路２０８の分岐点と直列インダクタ２０５との間で出力ラインから分岐したラインに、インダクタ２０９Ｌと容量２０９Ｃとが直列に接続されてなる第２の２次直列共振回路２０９が設けられている。尚、出力ラインにおける第１の２次直列共振回路２０８の分岐点と第２の２次直列共振回路２０９の分岐点との間にはインダクタ２１０が設けられている。

図２において、３０２は、２つの２次直列共振回路２０８及び２０９のインダクタ値が共に１ｎＨ以上である場合（第１比較例）の通過特性、より詳細には、第１の２次直列共振回路２０８が１．３ｎＨのインダクタンス値と７．５ｐＦの容量値とを有し、第２の２次直列共振回路２０９が１．３ｎＨのインダクタンス値と５．９ｐＦの容量値とを有する場合の通過特性を示している。また、３０３は、２つの２次直列共振回路２０８及び２０９のインダクタ値が共に１ｎＨ以下である場合（第２比較例）の通過特性、より詳細には、第１の２次直列共振回路２０８が０．６５ｎＨのインダクタンス値と１５ｐＦの容量値とを有し、第２の２次直列共振回路２０９が０．６５ｎＨのインダクタンス値と１２ｐＦの容量値とを有する場合の通過特性を示している。

図２に示す３０２の結果から、インダクタ値が共に１ｎＨ以上の２次直列共振回路を２つ設けた場合には、基本周波数Ｆ１（８００ＭＨｚ）の通過については、その損失が約−２．４ｄＢと問題にならない範囲の値であるものの、Ｆ１の２次高調波１．６ＧＨｚの通過特性は約−４１ｄＢであり、基本周波数Ｆ２（９００ＭＨｚ）の２次高調波１．８ＧＨｚの通過特性は約−５７ｄＢであって、２次高調波の抑圧が不十分であることが分かる。また、１．６ＧＨｚと１．８ＧＨｚとの間の周波数成分の抑圧についても、共振幅が狭いために不十分であることが分かる。

また、図２に示す３０３の結果から、インダクタ値が共に１ｎＨ以下の２次直列共振回路を２つ設けた場合には、Ｆ１の２次高調波１．６ＧＨｚの通過特性は約−６２ｄＢであり、Ｆ２の２次高調波１．８ＧＨｚの通過特性は約−７９ｄＢであって、２次高調波の抑圧は十分であるものの、基本周波数Ｆ１（８００ＭＨｚ）の通過については、その損失が約−４．１ｄＢと無視できないことが分かる。

それに対して、図２に示す３０１の結果（本発明の結果）から、インダクタ値が１ｎＨ以上の２次直列共振回路とインダクタ値が１ｎＨ以下の２次直列共振回路とを１つずつ設けた本発明の出力整合回路によれば、前述のように、基本周波数成分の損失を防止しつつ、広帯域に亘る２次高調波成分の抑圧を実現できることが分かる。

本発明は、単一の電力増幅器によって広帯域に亘って電力の高効率性を得ることができる技術であり、低コストで広帯域電力増幅器を実現することができるものであるから、無線通信全般で今後利用が拡大する広帯域の電力増幅器技術に適用することできる。

図１は本発明の一実施形態に係る電力増幅器の回路図である。 図２は本発明の一実施形態に係る電力増幅器の出力整合回路の通過特性を、比較例に係る電力増幅器の出力整合回路の通過特性と比較して示した図である。 図３は比較例に係る電力増幅器の回路図である。 図４は、電力増幅器の出力整合回路の通過特性と、当該出力整合回路に用いられる２次高調波トラップ回路のインダクタ値及び容量値と、の関係を示す図である。

符号の説明

１００ 入力端（ドライバー段からの入力端）
１０１ 出力端（電力増幅器の出力端）
１０２ 出力段トランジスタ
１０３ 電源
１０４ バイアスラインインダクタ
１０５ 出力ラインインダクタ
１０６ 出力整合シャント容量
１０７ 出力整合直列容量
１０８ 第１の２次高調波共振回路（第１の２次直列共振回路）
１０８Ｌ インダクタ
１０８Ｃ 容量
１０９ 第２の２次高調波共振回路（第２の２次直列共振回路）
１０９Ｌ インダクタ
１０９Ｃ 容量
１１０ バイパスコンデンサ
２００ 入力端（ドライバー段からの入力端）
２０１ 出力端（電力増幅器の出力端）
２０２ 出力段トランジスタ
２０３ 電源
２０４ バイアスラインインダクタ
２０５ 出力ラインインダクタ
２０６ 出力整合シャント容量
２０７ 出力整合直列容量
２０８ 第１の２次高調波共振回路（第１の２次直列共振回路）
２０８Ｌ インダクタ
２０８Ｃ 容量
２０９ 第２の２次高調波共振回路（第２の２次直列共振回路）
２０９Ｌ インダクタ
２０９Ｃ 容量
２１０ インダクタ
２１１ バイパスコンデンサ
３０１ 本発明の電力増幅器の出力整合回路の通過特性
３０２ 第１比較例の電力増幅器の出力整合回路の通過特性
３０３ 第２比較例の電力増幅器の出力整合回路の通過特性
４０１ １ｎＨ以上の大きなインダクタ値と小さな容量値との組合せを持つ直列共振回 路を電力増幅器の出力整合回路に用いた場合の通過特性
４０２ １ｎＨ以下の小さなインダクタ値と大きな容量値との組合せを持つ直列共振回 路を電力増幅器の出力整合回路に用いた場合の通過特性

Claims (5)

1. 入力信号の基本周波数のバンド幅が第１の基本周波数Ｆ１から第２の基本周波数Ｆ２までの５０ＭＨｚ以上である広帯域で使用される電力増幅器用トランジスタと、出力整合回路とを備えた電力増幅器であって、
   前記出力整合回路は、
   前記電力増幅器用トランジスタの出力端とグランドとの間に直列に接続された１ｎＨ以上の第１のインダクタと第１のコンデンサとから構成され且つ前記第１の基本周波数Ｆ１の２次高調波の周波数を共振周波数とする第１の直列共振回路と、
   前記電力増幅器用トランジスタの出力端とグランドとの間に直列に接続された１ｎＨ以下の第２のインダクタと第２のコンデンサとから構成され且つ前記第２の基本周波数Ｆ２の２次高調波の周波数を共振周波数とする第２の直列共振回路とを有し、
   前記第２のインダクタは、前記電力増幅器用トランジスタの出力端と、当該出力端に接続され且つ前記電力増幅器用トランジスタに電力を供給するバイアスライン上の所定の分岐点との間に設けられ、
   前記第２のコンデンサの一端は、前記所定の分岐点で前記バイアスラインから分岐したラインに接続されていると共に、前記第２のコンデンサの他端はグランドに接続されていることを特徴とする電力増幅器。
2. 請求項１に記載の電力増幅器において、
   前記第２のインダクタはマイクロストリップ線路により構成されていることを特徴とする電力増幅器。
3. 請求項１又は２に記載の電力増幅器において、
   前記第１のコンデンサは、前記電力増幅器用トランジスタが集積されている半導体基板上に集積されており、
   前記第２のコンデンサはチップ部品であることを特徴とする電力増幅器。
4. 請求項１又は２に記載の電力増幅器において、
   前記第１のコンデンサは、前記電力増幅器用トランジスタが集積されている半導体基板上に集積されており、
   前記第２のコンデンサは、前記電力増幅器用トランジスタが集積されている半導体基板とは異なる他の半導体基板上に集積されていることを特徴とする電力増幅器。
5. 請求項１〜４に記載の電力増幅器において、
   前記バイアスラインにおける電源接続部には１０００ｐＦ以上のバイパスコンデンサが接続されており、
   前記バイアスラインにおける前記バイパスコンデンサから前記所定の分岐点までの部分は、前記入力信号の波長をλとして、λ／１６以上で且つλ／８以下の電気長に相当するインダクタンス値を有することを特徴とする電力増幅器。

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