JP2008098892A - ジッタ発生装置および位相変調装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】低コストで変調歪の少ない被位相変調信号を得ることができるジッタ発生装置および位相変調装置を提供する。
【解決手段】周波数ωのキャリア信号を出力するキャリア信号発生器1と、変調信号P=m・sin(pt)を出力する変調信号発生器2と、直交変調器3と、直交変調器3に直流電圧を与える直流電源4と、直交変調器3の出力信号を増幅するとともに、その振幅を一定に揃えるリミッタアンプ5と、を備える。キャリア信号発生器1からのキャリア信号は直交変調器3のRF入力端子に、変調信号発生器2からの変調信号は直交変調器3のQ端子に、直流電源4からの直流電圧は直交変調器3のI端子に、それぞれ入力される。
【選択図】図1
【解決手段】周波数ωのキャリア信号を出力するキャリア信号発生器1と、変調信号P=m・sin(pt)を出力する変調信号発生器2と、直交変調器3と、直交変調器3に直流電圧を与える直流電源4と、直交変調器3の出力信号を増幅するとともに、その振幅を一定に揃えるリミッタアンプ5と、を備える。キャリア信号発生器1からのキャリア信号は直交変調器3のRF入力端子に、変調信号発生器2からの変調信号は直交変調器3のQ端子に、直流電源4からの直流電圧は直交変調器3のI端子に、それぞれ入力される。
【選択図】図1
Description
本発明は、キャリア信号にジッタを発生させるジッタ発生装置およびキャリア信号を位相変調する位相変調装置に関し、とくに広帯域なジッタ発生装置および位相変調装置に関する。
例えば、通信機器の性能検査等において、広帯域なジッタ発生装置が必要とされている。従来のジッタ発生装置としては、図7(a)に示すように、キャリア信号発生器21と、キャリア信号周波数(ω)と変調信号周波数(p)の和の周波数(ω+p)を発振周波数とする信号発生器22の信号を加算器23において加算し、リミッタアンプ24を通すことによって被位相変調信号を得る装置が知られている(非特許文献1のAPPENDIX VII参照)。
ITU-T 0.172(04/2005) Jitter and wander measuring equipment for digital system which are based on Synchronous Digital Hierarchy (SDH)
ITU-T 0.172(04/2005) Jitter and wander measuring equipment for digital system which are based on Synchronous Digital Hierarchy (SDH)
図7(a)に示す装置では、キャリア信号発生器21および信号発生器22の2つの高周波信号発生器が必要となる。これらはいずれもキャリア信号周波数あるいはキャリア信号周波数に近い高周波信号を発生する必要があり、コストとともにスペースが要求されることとなる。また、被位相変調角または変調指数を制御するためには、変調信号自体ではなく、高周波信号の振幅を制御する必要があり、技術的な負担が大きい。
また、図7(a)に示す装置では、本来あるべき被位相変調信号に対する誤差が存在する。図7(b)は、キャリア信号cos(ωt)と変調信号P=m・sin(pt)の関係をベクトルで示す図である。
図7(b)に示すように、被位相変調角は、
θ=tan−1{m・sin(pt)/(1+m・cos(pt))}
となり、被位相変調信号g(t)は、
g(t)
=cos(ωt+θ)
=cos[ωt+tan−1{m・sin(pt)/(1+m・cos(pt))}]
である。
θ=tan−1{m・sin(pt)/(1+m・cos(pt))}
となり、被位相変調信号g(t)は、
g(t)
=cos(ωt+θ)
=cos[ωt+tan−1{m・sin(pt)/(1+m・cos(pt))}]
である。
図7(b)または上式からも明らかなように、θが大きくなる(変調指数mが大きくなる)に従い、本来あるべき被位相変調信号
f0(t)=cos{ωt+m・sin(pt)}
からの誤差(位相変調波形歪)が大きくなる。
f0(t)=cos{ωt+m・sin(pt)}
からの誤差(位相変調波形歪)が大きくなる。
また、直交変調器を用いて位相変調をかけることは当然可能であるが、この場合、キャリア信号をcos(ωt)、変調信号をsin(pt)、tは時間とすると、被変調信号は、
cos{ωt+m・sin(pt)}
となる。
cos{ωt+m・sin(pt)}
=cos(ωt)・cos{m・sin(pt)}−sin(ωt)・sin{m・sin(pt)
となるので、直交変調器にて変調信号sin(pt)の位相変調をかける場合、入力信号I(t)、Q(t)は、
I(t)=cos{m・sin(pt)}
Q(t)=sin{m・sin(pt)}
となり、I(t)、Q(t)ともに、周波数pの無限の高調波成分が含まれることになり、I(t)、Q(t)信号を忠実に実現することは困難である。
cos{ωt+m・sin(pt)}
となる。
cos{ωt+m・sin(pt)}
=cos(ωt)・cos{m・sin(pt)}−sin(ωt)・sin{m・sin(pt)
となるので、直交変調器にて変調信号sin(pt)の位相変調をかける場合、入力信号I(t)、Q(t)は、
I(t)=cos{m・sin(pt)}
Q(t)=sin{m・sin(pt)}
となり、I(t)、Q(t)ともに、周波数pの無限の高調波成分が含まれることになり、I(t)、Q(t)信号を忠実に実現することは困難である。
本発明の目的は、低コストで変調歪の少ない被位相変調信号を得ることができるジッタ発生装置および位相変調装置を提供することにある。
本発明のジッタ発生装置は、キャリア信号にジッタを発生させるジッタ発生装置において、キャリア信号を発生させるキャリア信号発生器と、ジッタに対応する変調信号を発生させる変調信号発生器と、前記変調信号発生器で発生された前記変調信号を一方の変調入力信号として用い、前記キャリア信号発生器により発生された前記キャリア信号を位相変調する直交変調器と、他方の変調入力信号として、直流電圧を前記直交変調器に与える直流電源と、 前記直交変調器の出力信号の振幅を一定にするリミッタアンプと、を備えることを特徴とする。
このジッタ発生装置によれば、キャリア信号発生器により発生されたキャリア信号を直交変調器により位相変調し、さらにその出力信号の振幅をリミッタアンプで一定にするので、低コストで変調歪の少ない被位相変調信号を得ることができる。
このジッタ発生装置によれば、キャリア信号発生器により発生されたキャリア信号を直交変調器により位相変調し、さらにその出力信号の振幅をリミッタアンプで一定にするので、低コストで変調歪の少ない被位相変調信号を得ることができる。
本発明のジッタ発生装置は、キャリア信号にジッタを発生させるジッタ発生装置において、キャリア信号を発生させるキャリア信号発生器と、ジッタに対応する変調信号を発生させる変調信号発生器と、前記変調信号発生器で発生された前記変調信号を一方の変調入力信号として用い、前記キャリア信号発生器により発生された前記キャリア信号を位相変調する直交変調器と、他方の変調入力信号として、直流電圧を前記直交変調器に与える直流電源と、前記直交変調器の後段に配置される周波数逓倍器と、前記周波数逓倍器の後段に配置される帯域通過フィルタと、を備えることを特徴とする。
前記変調信号を減衰させて前記一方の変調入力信号を生成する可変減衰器を備えてもよい。
前記一方の変調入力信号を、前記変調信号と外部信号との間で切り替える切替スイッチを備えてもよい。
本発明の位相変調装置は、キャリア信号を位相変調する位相変調装置において、キャリア信号を発生させるキャリア信号発生器と、変調信号を発生させる変調信号発生器と、前記変調信号発生器で発生された前記変調信号を一方の変調入力信号として用い、前記キャリア信号発生器により発生された前記キャリア信号を位相変調する直交変調器と、他方の変調入力信号として、直流電圧を前記直交変調器に与える直流電源と、前記直交変調器から出力される信号の振幅が一定に近づくように、前記変調信号と同期して前記直流電圧の電圧値を補正する電圧補正装置と、を備えることを特徴とする。
この位相変調発生装置によれば、キャリア信号発生器により発生されたキャリア信号を直交変調器により位相変調するとともに、直交変調器から出力される信号の振幅が一定に近づくように、変調信号と同期して直流電圧の電圧値を補正するので、低コストで変調歪の少ない被位相変調信号を得ることができる。
この位相変調発生装置によれば、キャリア信号発生器により発生されたキャリア信号を直交変調器により位相変調するとともに、直交変調器から出力される信号の振幅が一定に近づくように、変調信号と同期して直流電圧の電圧値を補正するので、低コストで変調歪の少ない被位相変調信号を得ることができる。
本発明のジッタ発生装置によれば、キャリア信号発生器により発生されたキャリア信号を直交変調器により位相変調し、さらにその出力信号の振幅をリミッタアンプで一定にするので、低コストで変調歪の少ない被位相変調信号を得ることができる。
本発明の位相変調装置によれば、キャリア信号発生器により発生されたキャリア信号を直交変調器により位相変調するとともに、直交変調器から出力される信号の振幅が一定に近づくように、変調信号と同期して直流電圧の電圧値を補正するので、低コストで変調歪の少ない被位相変調信号を得ることができる。
以下、図1〜図6を参照して、本発明による位相変調装置の実施形態について説明する。
図1(a)は、本発明による位相変調装置の一実施形態の構成を示すブロック図である。
図1(a)に示すように、本実施形態の位相変調装置は、周波数ωのキャリア信号を出力するキャリア信号発生器1と、変調信号P=m・sin(pt)を出力する変調信号発生器2と、直交変調器3と、直交変調器3に直流電圧を与える直流電源4と、直交変調器4の出力信号を増幅するとともに、その振幅を一定に揃える振幅調整手段としてのリミッタアンプ5と、を備える。
図1(a)に示すように、キャリア信号発生器1からのキャリア信号は直交変調器3のRF入力端子に、変調信号発生器2からの変調信号は直交変調器3のQ端子に、直流電源4からの直流電圧は直交変調器3のI端子に、それぞれ入力される。なお、直交変調器3のQ端子およびI端子への入力を入れ替えてもよい。
図1(b)は直交変調器3の構成例を示すブロック図である。図1(b)に示すように、直交変調器3は、キャリア信号を受ける90°分配器31と、90°分配器31の一の出力信号および変調信号を受けるダブルバランスドミキサー32と、90°分配器31の他の出力信号および直流電圧を受けるダブルバランスドミキサー33と、ダブルバランスドミキサー32およびダブルバランスドミキサー33の出力信号を加算する加算器34と、により構成される。直交変調器3は、これらの各要素の部品の組み合わせ、あるいは市販ICとして安価に得ることができる。
図2は、直交変調器3の出力信号(被位相変調信号)についてのI−Q平面上のベクトル図である。図2では簡略化のためIベクトル長を1としている。
図2のベクトル図に示すように、被位相変調角θおよび被位相変調信号f(t)は以下のようになる。
θ=tan−1{m・sin(pt)}
f(t)=cos{ωt+tan−1(m・sin(pt))}
θ=tan−1{m・sin(pt)}
f(t)=cos{ωt+tan−1(m・sin(pt))}
図3(a)は、変調信号P=m・sin(pt)に対する被変調位相角θの波形差の計算結果を示している。図3(a)には、変調信号P=m・sin(pt)、被変調位相角θとともに、それらの波形差(位相変調波形歪)が表示されている。ここでは、変調指数m=0.1π[rad]の場合を示している。
一方、図3(b)は、図7(a)に示す従来の装置における同様の計算結果を示している。図3(b)には、図3(a)と同様、変調指数m=0.1π[rad]の場合における、変調信号P=m・sin(pt)、被変調位相角θ、および、それらの波形差が表示されている。
図3(a)および図3(b)を比較すれば明らかなように、本実施形態の位相変調装置では、従来の装置に対して位相変調波形歪が大幅に抑制される。
以上のように、本実施形態の位相変調装置では、高い周波数の信号を発生させる高周波信号発生器としてキャリア信号発生器1のみが使用される。このため、2つの高周波信号発生器を用いる従来の装置に比べて、大幅なコストダウンおよび装置の小型化を図ることができる。また、位相変調波形歪を抑制することができる。
図4(a)は、被位相変調信号の変調指数を可変するための可変減衰器を設けた構成を示すブロック図である。
図4(a)に示す例では、変調信号発生器2と直交変調器3のQ端子との間に可変減衰器11を挿入しており、可変減衰器11によって変調信号の強度を制御することにより変調指数を可変できる。このため、従来の装置(図7)のように高周波信号の利得調整をする必要がなく、簡単に変調指数を制御できる。
図4(b)は、変調信号発生器2と直交変調器3のQ端子との間に切替スイッチを設けた構成を示すブロック図である。
図4(b)の例では、直交変調器3のQ端子に入力する信号として、上記変調信号と、外部信号とを切替スイッチ12により任意に選択できる。このため、装置を汎用的な位相変調器として利用可能となる。
図5(a)は、直交変調器3の出力側に周波数逓倍器を設けた構成を示すブロック図である。
図5(a)の例では、直交変調器3の出力側に周波数逓倍器13を接続するとともに、周波数逓倍器13からの信号を、帯域通過フィルタ14を介して出力することで、逓倍分の周波数であって振幅一定の被位相変調信号を得ることができる。
図5(b)は、補正信号による位相変調波形歪の抑制を図った構成を示すブロック図である。
図5(b)の例では、補正信号発生器16において変調信号に基づく補正信号を発生させ、これを加算器17において直流電源4からの直流電圧(a)に加算したうえで直交変調器3のI端子に与えている。
補正信号は、例えば、変調信号の2倍の周波数の正弦波(b・cos(2pt))とすることができる。図6はこの場合における被位相変調信号についてのI−Q平面上のベクトル図である。図6に示すように、補正信号によってI信号、Q信号による合成ベクトルが円周上に近づくため、θとm・sin(pt)との差分である位相変調波形歪をさらに抑制することができる。
本発明の適用範囲は上記実施形態に限定されることはない。本発明による位相変調装置は、ジッタ発生装置への適用に限定されることなく広範な用途に適用可能である。また、上記一連の実施形態における複数の構成要素を任意に組み合わせることもできる。
1 キャリア信号発生器
2 変調信号発生器
3 直交変調器
4 直流電源
5 リミッタアンプ(振幅調整手段)
11 可変減衰器
16 補正信号発生器(電圧補正装置)
2 変調信号発生器
3 直交変調器
4 直流電源
5 リミッタアンプ(振幅調整手段)
11 可変減衰器
16 補正信号発生器(電圧補正装置)
Claims (5)
- キャリア信号にジッタを発生させるジッタ発生装置において、
キャリア信号を発生させるキャリア信号発生器と、
ジッタに対応する変調信号を発生させる変調信号発生器と、
前記変調信号発生器で発生された前記変調信号を一方の変調入力信号として用い、前記キャリア信号発生器により発生された前記キャリア信号を位相変調する直交変調器と、
他方の変調入力信号として、直流電圧を前記直交変調器に与える直流電源と、
前記直交変調器の出力信号の振幅を一定にするリミッタアンプと、
を備えることを特徴とするジッタ発生装置。 - キャリア信号にジッタを発生させるジッタ発生装置において、
キャリア信号を発生させるキャリア信号発生器と、
ジッタに対応する変調信号を発生させる変調信号発生器と、
前記変調信号発生器で発生された前記変調信号を一方の変調入力信号として用い、前記キャリア信号発生器により発生された前記キャリア信号を位相変調する直交変調器と、
他方の変調入力信号として、直流電圧を前記直交変調器に与える直流電源と、
前記直交変調器の後段に配置される周波数逓倍器と、
前記周波数逓倍器の後段に配置される帯域通過フィルタと、
を備えることを特徴とするジッタ発生装置。 - 前記変調信号を減衰させて前記一方の変調入力信号を生成する可変減衰器を備えることを特徴とする請求項1または2に記載のジッタ発生装置。
- 前記一方の変調入力信号を、前記変調信号と外部信号との間で切り替える切替スイッチを備えることを特徴とする請求項1〜3のいずれか1項に記載のジッタ発生装置。
- キャリア信号を位相変調する位相変調装置において、
キャリア信号を発生させるキャリア信号発生器と、
変調信号を発生させる変調信号発生器と、
前記変調信号発生器で発生された前記変調信号を一方の変調入力信号として用い、前記キャリア信号発生器により発生された前記キャリア信号を位相変調する直交変調器と、
他方の変調入力信号として、直流電圧を前記直交変調器に与える直流電源と、
前記直交変調器から出力される信号の振幅が一定に近づくように、前記変調信号と同期して前記直流電圧の電圧値を補正する電圧補正装置と、
を備えることを特徴とする位相変調装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006277434A JP2008098892A (ja) | 2006-10-11 | 2006-10-11 | ジッタ発生装置および位相変調装置 |
US11/870,507 US20080088386A1 (en) | 2006-10-11 | 2007-10-11 | Jitter generating device and phase modulating device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006277434A JP2008098892A (ja) | 2006-10-11 | 2006-10-11 | ジッタ発生装置および位相変調装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008098892A true JP2008098892A (ja) | 2008-04-24 |
Family
ID=39302558
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006277434A Pending JP2008098892A (ja) | 2006-10-11 | 2006-10-11 | ジッタ発生装置および位相変調装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US20080088386A1 (ja) |
JP (1) | JP2008098892A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE112008002591B4 (de) * | 2007-09-28 | 2016-12-15 | Anritsu Corp. | Jitter-Erzeugungsvorrichtung, diese verwendendes Gerätetestsystem, und Jitter-Erzeugungsverfahren |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000269745A (ja) * | 1999-03-18 | 2000-09-29 | Ando Electric Co Ltd | 雑音発生装置 |
-
2006
- 2006-10-11 JP JP2006277434A patent/JP2008098892A/ja active Pending
-
2007
- 2007-10-11 US US11/870,507 patent/US20080088386A1/en not_active Abandoned
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE112008002591B4 (de) * | 2007-09-28 | 2016-12-15 | Anritsu Corp. | Jitter-Erzeugungsvorrichtung, diese verwendendes Gerätetestsystem, und Jitter-Erzeugungsverfahren |
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---|---|
US20080088386A1 (en) | 2008-04-17 |
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