JP2008092360A - 送受信回路 - Google Patents

Abstract

【課題】局部発振信号を補償する電力増幅器や複雑で損失が大きい分配器を不要にし、かつ、受信雑音を増加させずに受信チャンネルを切り替えることができる送受信回路を得る。
【解決手段】本発明に係る送受信回路は、高周波信号を受信する複数のアンテナ１１ａ〜１１ｅと、局部発振信号を発生させる局部発振器１２と、複数のアンテナ１１ａ〜１１ｅにそれぞれ接続され、局部発振器１２から入力した局部発振信号に応じて、対応するアンテナ１１ａ〜１１ｅからの高周波信号の周波数を変換する複数のミキサ１５ａ〜１５ｅと、局部発振器１２が発生した局部発振信号を複数のミキサ１５ａ〜１５ｅの何れか１つに入力させるスイッチ１６とを有し、スイッチ１６により、受信チャンネルを切り替える。
【選択図】図１

Description

本発明は、マイクロ波・ミリ波を用いる送受信回路に関するものである。

マイクロ波・ミリ波を用いる送受信回路では、複数のアンテナから高周波信号を受信し、ミキサによって中間周波数へダウンコンバートする（例えば、特許文献１参照）。

図９は、従来の送受信回路の一例を示すブロック図である。この送受信回路は、高周波信号を受信する複数のアンテナ１１ａ〜１１ｅと、複数のアンテナ１１ａ〜１１ｅの何れか１つを選択するスイッチ４１と、選択されたアンテナ１１ａ〜１１ｅからの高周波信号を増幅させる低雑音の増幅器４２と、局部発振信号を発生させる局部発振器１２と、局部発振信号を増幅させる電力増幅器１３と、増幅させた局部発振信号を分割するカップラ１４と、局部発振器１２から入力した局部発振信号に応じて、選択されたアンテナ１１ａ〜１１ｅからの高周波信号の周波数を変換するミキサ１５とを有する。

このように高周波回路の部分にスイッチ４１を設けると、マイクロ波・ミリ波帯ではスイッチ４１の通過損失を無視できないため、送受信回路の雑音指数が増加する。これに対し、低雑音の増幅器４２を設けることでスイッチ４１の損失を補償できるが、構成部品数が多くなり送受信回路の製造コストが増加する。

図１０は、従来の送受信回路の他の例を示すブロック図である。この送受信回路では、複数のアンテナ１１ａ〜１１ｅにそれぞれ接続された複数のミキサ１５ａ〜１５ｅが並列動作する。このように、高周波回路側にスイッチを設けるのではなく、局部発振回路側にスイッチを設けることで、受信雑音を増加させずに受信チャンネルを切り替えることができる。ただし、この送受信回路では、ミキサ１５ａ〜１５ｅの個数に応じた５分配器４３を使用する必要がある。

特開２００１−７６５１号公報

この５分配器４３の理論損失は７ｄＢにも及ぶため、ミキサ１５ａ〜１５ｅを励振するためには、７ｄＢ以上の利得をもつ増幅器４４ａ〜４４ｅがミキサ１５ａ〜１５ｅの個数に応じて必要となる。しかし、増幅器４４ａ〜４４ｅを設けると送受信回路のサイズや製造コストが増加する。また、特にミリ波帯では、低損失かつ等分配特性を有する分配器の設計は極めて難しい。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は、局部発振信号を補償する電力増幅器や複雑で損失が大きい分配器を不要にし、かつ、受信雑音を増加させずに受信チャンネルを切り替えることができる送受信回路を得るものである。

本発明に係る送受信回路は、高周波信号を受信する複数のアンテナと、局部発振信号を発生させる局部発振器と、複数のアンテナにそれぞれ接続され、局部発振器から入力した局部発振信号に応じて、対応するアンテナからの高周波信号の周波数を変換する複数のミキサと、局部発振器が発生した局部発振信号を複数のミキサの何れか１つに入力させるスイッチとを有し、スイッチにより、受信チャンネルを切り替える。本発明のその他の特徴は以下に明らかにする。

本発明により、局部発振信号を補償する電力増幅器や複雑で損失が大きい分配器を不要にし、かつ、受信雑音を増加させずに受信チャンネルを切り替えることができる送受信回路を得ることができる。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る送受信回路を示す図である。この送受信回路は、高周波信号を受信する複数のアンテナ１１ａ〜１１ｅと、局部発振信号を発生させる局部発振器１２と、局部発振信号を増幅させる電力増幅器１３と、増幅させた局部発振信号を分割するカップラ１４と、複数のアンテナ１１ａ〜１１ｅにそれぞれ接続され、局部発振器１２から入力した局部発振信号に応じて、対応するアンテナからの高周波信号の周波数を変換する複数のミキサ１５ａ〜１５ｅと、局部発振器１２が発生した局部発振信号を複数のミキサ１５ａ〜１５ｅの何れか１つに入力させるスイッチ１６とを有する。

この送受信回路では、スイッチ１６を高周波回路側に設けるのではなく、局部発振回路側に設け、スイッチ１６によりミキサ１５ａ〜１５ｅに入力する局部発振信号の電力レベルを切り替えることによってミキサ１５ａ〜１５ｅをオン・オフする。即ち、スイッチ１６により、受信チャンネルを切り替える。これにより、受信雑音を増加させずに受信チャンネルを切り替えることができる。また、ミキサ１５ａ〜１５ｅごとに局部発振信号を補償する電力増幅器を設ける必要がなく、複雑で損失が大きい分配器も不要である。

図２は、本発明の実施の形態１に係る送受信回路において、ミキサが１つの場合のスイッチとミキサを示す回路図である。

ミキサ１５ａは、ミキシング素子として２つのダイオードを逆並列に接続したＡＰＤＰ（Anti-Parallel Diode Pair）を用いたハーモニックミキサである。そして、ミキサ１５ａは、ミキシング素子の非線形性に基づいて局部発振信号のハーモニック（高調波）成分を発生させ、ミキシング素子により、この高調波成分と入力した高周波信号との周波数差に相当する中間周波数信号を得る。

具体的には、ミキサ１５ａは、対応するアンテナから高周波信号を入力するＲＦ端子２１ａと、スイッチ１６を介して局部発振器１２から局部発振信号を入力するＬＯ端子２２ａと、中間周波信号を出力するＩＦ端子２３ａと、一端がＬＯ端子２２ａに接続されたＡＰＤＰ２４ａと、一端がＲＦ端子２１ａに接続され、他端がＡＰＤＰ２４ａの他端に接続された結合伝送線路２５ａと、ＡＰＤＰ２４ａと結合伝送線路２５ａの接続点に接続されたオープンスタブ２６ａと、一端がＡＰＤＰ２４ａと結合伝送線路２５ａの接続点に接続され、他端がＩＦ端子２３ａに接続され、かつキャパシタ２７ａを介して接地されたショートスタブ２８ａと、一端がＬＯ端子２２ａとＡＰＤＰ２４ａの接続点に接続され、他端が接地されたショートスタブ２９ａとを有する。そして、オープンスタブ２６ａ及びショートスタブ２９ａは、局部発振信号の波長の１／４の長さを持ち、ショートスタブ２８ａ及び結合伝送線路２５ａは、高周波信号の波長の１／４の長さを持つ。

一方、スイッチ１６は、バイアスを印加するスイッチング端子３１ａと、カソードが接地され、アノードが対応するミキサ１５ａのＬＯ端子に接続されたダイオード３２ａと、一端がスイッチング端子３１ａに接続され、他端がダイオード３２ａのアノードに接続されたＲＦチョーク３３ａと、一端がＤＣカット用のキャパシタ３７ａを介してダイオード３２ａのアノードに接続され、他端がＤＣカット用のキャパシタ３４ａを介して局部発振器１２に接続された伝送線路３５ａとを有する。そして、伝送線路３５ａは、局部発振信号の波長の１／４の長さを持つ。

上記の送受信回路において、ダイオード３２ａがオンの時、ダイオード３２ａと伝送線路３５ａにより伝送線路３５ａの他端側では局部発振信号の周波数において高インピーダンスになるため、局部発振信号はミキサ１５ａへ入力されない。一方、ダイオード３２ａがオフの時、局部発振信号はミキサ１５ａへ入力され、中間周波数信号が出力される。

図３は、単体ミキサの変換利得について局部発振信号の電力に対する依存性を示す図である。通常、ハーモニックミキサの変換利得は、局部発振信号の電力が低い領域で急激に増加した後、一定になり、その後に局部発振信号の増加と共に減少する。

ここで、ダイオード３２ａは、図４に示すように、並列に接続された可変抵抗４１及び可変容量４２と、これらと直列に接続された抵抗４３とで表すことができる。そして、低アノード電圧領域では、抵抗成分は大きく容量成分が支配的であるため、ダイオード３２ａは高インピーダンスの容量として機能する。一方、ダイオードの立ち上がり電圧以上の高アノード電圧領域では容量成分は小さく抵抗成分が支配的であるため、ダイオード３２ａは低インピーダンスの抵抗として機能する。従って、ダイオードは、局部発振信号が低い領域では高インピーダンスの容量、局部発振信号が高い領域では低インピーダンスの抵抗として機能する。

よって、局部発振信号が高くなるとダイオード３２ａのインピーダンスが低くなるため、ミキサ１５ａに入力される局部発振信号の一部がダイオード３２ａを介して接地される。従って、ミキサ１５ａへ入力される局部発振信号が実質的に減少する。このため、図３の曲線Ｂのように、広範囲な局部発振信号において、高変換利得を維持することができる。逆に、曲線Ａのような特性が必要な場合は、スイッチング素子のオフ時のバイアス電圧を下げるように調整すればよい。

図５は、本発明の実施の形態１に係る送受信回路において、ミキサが２つの場合のスイッチとミキサを示す回路図である。図２に示したミキサ１５ａだけでなく、これと同様のミキサ１５ｂも設けられている。

ミキサ１５ｂは、ミキサ１５ａと同様に、ＲＦ端子２１ｂと、ＬＯ端子２２ｂと、ＩＦ端子２３ｂと、ＡＰＤＰ２４ｂと、結合伝送線路２５ｂと、オープンスタブ２６ｂと、キャパシタ２７ｂと、ショートスタブ２８ｂ，２９ｂとを有する。そして、オープンスタブ２６ｂ及びショートスタブ２９ｂは、局部発振信号の波長の１／４の長さを持ち、ショートスタブ２８ｂ及び結合伝送線路２５ｂは、高周波信号の波長の１／４の長さを持つ。

一方、スイッチ１６は、図２と同様に、スイッチング端子３１ａと、ダイオード３２ａと、ＲＦチョーク３３ａと、キャパシタ３４ａと、伝送線路３５ａとを有するだけでなく、バイアスを印加するスイッチング端子３１ｂと、カソードが接地され、アノードが対応するミキサ１５ｂのＬＯ端子に接続されたダイオード３２ｂと、一端がスイッチング端子３１ｂに接続され、他端がダイオード３２ｂのアノードに接続されたＲＦチョーク３３ｂと、一端がＤＣカット用のキャパシタ３７ｂを介してダイオード３２ｂのアノードに接続され、他端がＤＣカット用のキャパシタ３４ｂを介して局部発振器１２に接続された伝送線路３５ｂとを更に有する。そして、伝送線路３５ｂは、局部発振信号の波長の１／４の長さを持つ。

ここで、ダイオード３２ａをオフ、ダイオード３２ｂをオンとするため、スイッチング端子３１ａには０．３Ｖ、スイッチング端子３１ｂには１Ｖを印加する。この場合、ダイオード３２ｂと伝送線路３５ｂにより伝送線路３５ｂの他端側では局部発振信号の周波数において高インピーダンスになるため、局部発振信号はミキサ１５ｂへ入力されず、ミキサ１５ａのみに入力される。なお、キャパシタ３４ａ，３４ｂにより、スイッチング用のバイアスが他方のミキサに影響するのを防いでいる。

このように２つのミキサを並列動作する場合でも、必要な局部発振信号は一つのミキサ分で済むため、ミキサごとに局部発振信号を補償する電力増幅器を設ける必要がなく、複雑で損失が大きい分配器も不要である。また、各単位ミキサを新規に設計する必要がなく、市販のミキサＭＭＩＣチップを高周波基板上で構成することが可能であり、開発コストを低減することができる。なお、上記ではミキサが２つの場合について説明したが、ミキサが３つ以上の場合でも構わない。

図６は、５つの単体ミキサを並列接続した５並列ミキサの変換利得について局部発振信号の電力に対する依存性を示す図である。曲線Ａは従来の単体ミキサ、曲線Ｂはスイッチング素子が無い従来の５並列ミキサ、曲線Ｃは本実施の形態に係る５並列ミキサである。変換利得が最大となる局部発振信号の電力は、単体ミキサ（曲線Ａ）では６ｄＢｍであるのに対し、従来の５並列ミキサ（曲線Ｂ）では１５ｄＢｍであり、単体ミキサと比較し９ｄＢ高い。一方、本実施の形態に係る５並列ミキサ（曲線Ｃ）では、５つのミキサを使用しているにもかかわらず、変換利得が最大となる局部発振信号の電力は単体ミキサと同等である。また、本実施の形態に係る５並列ミキサ（曲線Ｃ）では、局部発振信号が増加しても変換利得が減少せず、ほぼ一定になっている。

よって、本実施の形態に係る送受信回路によれば、局部発振信号の広範囲の電力において高変換利得を維持することが可能となるため、局部発振器１２の出力や電力増幅器１３の利得の温度特性や製造ばらつきをミキサで吸収することができる。

なお、上記の例では、スイッチング素子としてダイオードを用いている。これにより、スイッチング素子のオフ容量を低減でき、局部発振信号の入力時の損失を少なくすることができる。また、スイッチング素子としてトランジスタを用いてもよい。これにより、消費電力を低減でき、また、バイアス回路を簡略化することができる。そして、ミキシング素子と同じプロセスであれば、同一チップ上に形成することができる。また、スイッチング素子としてＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）スイッチを用いてもよい。これにより、スイッチング素子のオフ容量を低減でき、局部発振信号の入力時の損失を少なくすることができ、かつ、低消費電力化することができる。そして、ミキシング素子と同じプロセスであれば、同一チップ上に形成することが可能である。

実施の形態２．
図７は、本発明の実施の形態２に係る送受信回路を示す図である。この送受信回路では、スイッチ１６に送信回路用のポートを加えている。そして、スイッチ１６は、局部発振器１２が発生した局部発振信号を複数のミキサ１５ａ〜１５ｅの何れか１つ又は送信回路に入力させる。即ち、スイッチ１６により、受信チャンネル及び送受信を切り替える。その他の構成は実施の形態１と同様である。これにより、実施の形態１と同様に受信チャンネルを切り替えることに加え、受信モードと送信モードを切り替えることもできる。

実施の形態３．
図８は、本発明の実施の形態３に係る送受信回路において、ミキサが２つの場合のスイッチとミキサを示す回路図である。スイッチ１６は、バイアスを印加するスイッチング端子３１ａ，３１ｂと、局部発振器１２とミキサ１５ａ，１５ｂとの間にそれぞれ設けられた伝送線路３５ａ，３５ｂと、伝送線路３５ａ，３５ｂとミキサ１５ａ，１５ｂとの接続点と接地点との間にそれぞれ設けられたスイッチング素子であるトランジスタ３６ａ，３６ｂと、一端がスイッチング端子３１ａ，３１ｂに接続され、他端がトランジスタ３６ａ，３６ｂのゲートに接続されたＲＦチョーク３３ａ，３３ｂとを有する。そして、伝送線路３５ａ，３５ｂは、局部発振信号の波長の１／４の長さを持つ。ここで、ミキサ１５ａ、１５ｂはハーモニックミキサであり、局部発振信号の周波数は高周波信号の周波数の１／２であるので、伝送線路３５ａ，３５ｂは、高周波信号の波長の１／２の長さを持つ。

点Ｑ１、Ｑ２間は、２つの伝送線路３５ａ，３５ｂがあるので高周波信号の１波長分の長さになる。従って、トランジスタ３６ｂがオンで、点Ｑ２において高周波信号が短絡であれば、１波長離れている点Ｑ１においても短絡となる。このように、使用しないミキサ１５ｂ側のトランジスタ３６ｂがオンとなり、使用するミキサ１５ａのＬＯ端子２２ａに短絡点が発生して高周波信号をショートする。これにより、ミキサ１５ａ，１５ｂにおいて、実施の形態１の図２，５のショートスタブ２９ａ，２９ｂを省略することができるため、ミキサのチップ面積を縮小することができる。

なお、本実施の形態では、局部発振信号の周波数が高周波信号の周波数の１／２のハーモニックミキサについて説明したが、局部発振信号の周波数が高周波信号の周波数の１／４，１／６，１／８等の高次のハーモニックミキサでも同様の効果を有する。

図１は、本発明の実施の形態１に係る送受信回路を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る送受信回路において、ミキサが１つの場合のスイッチとミキサを示す回路図である。 単体ミキサの変換利得について局部発振信号の電力に対する依存性を示す図である。 ダイオードの等価回路図である。 本発明の実施の形態１に係る送受信回路において、ミキサが２つの場合のスイッチとミキサを示す回路図である。 ５つの単体ミキサを並列接続した５並列ミキサの変換利得について局部発振信号の電力に対する依存性を示す図である。 本発明の実施の形態２に係る送受信回路を示す図である。 本発明の実施の形態３に係る送受信回路において、ミキサが２つの場合のスイッチとミキサを示す回路図である。 従来の送受信回路の一例を示すブロック図である。 従来の送受信回路の他の例を示すブロック図である。

符号の説明

１１ａ-１１ｅ アンテナ
１５ａ-１５ｅ ミキサ
１２ 局部発振器
１６ スイッチ
３２ａ，３２ｂ ダイオード（スイッチング素子）
３５ａ，３５ｂ 伝送線路
３６ａ，３６ｂ トランジスタ（スイッチング素子）

Claims (6)

1. 高周波信号を受信する複数のアンテナと、
   局部発振信号を発生させる局部発振器と、
   前記複数のアンテナにそれぞれ接続され、前記局部発振器から入力した局部発振信号に応じて、対応するアンテナからの前記高周波信号の周波数を変換する複数のミキサと、
   前記局部発振器が発生した局部発振信号を前記複数のミキサの何れか１つに入力させるスイッチとを有し、
   前記スイッチにより、受信チャンネルを切り替えることを特徴とする送受信回路。
2. 前記スイッチは、前記局部発振器が発生した局部発振信号を前記複数のミキサの何れか１つ又は送信回路に入力させ、
   前記スイッチにより、受信チャンネル及び送受信を切り替えることを特徴とする請求項１に記載の送受信回路。
3. 前記スイッチは、
   前記局部発振器と前記複数のミキサとの間にそれぞれ設けられ、前記局部発振信号の波長の１／４の長さを持つ複数の伝送線路と、
   前記複数の伝送線路と前記複数のミキサとの接続点と接地点との間にそれぞれ設けられた複数のスイッチング素子とを有することを特徴とする請求項１又は２に記載の送受信回路。
4. 前記複数のスイッチング素子はダイオードからなることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の送受信回路。
5. 前記複数のスイッチング素子はトランジスタからなることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の送受信回路。
6. 前記複数のスイッチング素子はＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）スイッチからなることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の送受信回路。

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