JP2008086100A

JP2008086100A - 電源切換回路

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Publication number: JP2008086100A
Application number: JP2006261838A
Authority: JP
Inventors: Yoshiki Makiuchi; 佳樹牧内
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2006-09-27
Filing date: 2006-09-27
Publication date: 2008-04-10
Anticipated expiration: 2026-09-27
Also published as: JP4720704B2

Abstract

【課題】主電源の電圧と参照電圧との比較結果に基づいて主電源とバックアップ電源との内の一方を選択して負荷に接続する電源切換回路において、主電源の電圧がバックアップ電源の電圧よりも低下したときに、主電源を選択してもバックアップ電源から負荷に電流が流れないようにする。
【解決手段】この電源切換回路は、第１の電源電圧と第２の電源電圧とを比較して比較結果を表す論理信号を出力する第１の検出回路と、第１の電源電圧と参照電圧とを比較して比較結果を表す論理信号を出力する第２の検出回路と、第１の検出回路から出力される論理信号に基づいて第１の電源電圧と第２の電源電圧との内の高い方を選択して少なくとも第１及び第２の検出回路に供給する選択回路と、第２の検出回路から出力される論理信号に基づいて第１の電源電圧と第２の電源電圧との内の一方を選択して出力する切換回路とを具備する。
【選択図】図２

Description

本発明は、主電源とバックアップ電源とを切り換えて負荷に供給する電源切換回路に関する。

近年普及している携帯電話機に代表される携帯機器は、通常、主電源によって動作するが、主電源の電圧が低下した場合においても、時計やカレンダーの計時機能を有するリアルタイムクロックや、データをバックアップするためのバックアップ用メモリ等は、動作を維持する必要がある。そのために、携帯機器には、主電源の他に、２次電池やコンデンサ等によるバックアップ電源が搭載されていて、主電源の電圧が低下して携帯機器が主機能を発揮できなくなった場合でも、リアルタイムクロック等は、バックアップ電源によって動作を継続することができる。

携帯電話機におけるバックアップ電源としては、例えば、リチウムイオン電池に代表される２次電池が用いられる。また、そのような２次電池を充電するために、定電圧回路が携帯電話機に内蔵されている。２次電池においては、その寿命が長いことと、定電圧回路によって適切に充電が行われることが求められる。

一般に、主電源の電圧は常時監視されていて、例えば、主電源の電圧が所定の値より低下した場合に、リアルタイムクロック等を駆動するための電源が、主電源からバックアップ電源に切り換えられる。そのような電源の監視機能及び切換機能は、リアルタイムクロックの機能を内蔵したリアルタイムクロックモジュールに含まれている場合もある。

上記のような電源の監視機能及び切換機能を実現するために、例えば、図５に示すような電源切換回路が考えられる。この電源切換回路は、主電源の電圧Ｖ_ＣＣと参照電圧Ｖ_ＤＥＴとを比較するコンパレータ７０３と、コンパレータ７０３の出力信号を反転するインバータ７０４と、主電源の電圧Ｖ_ＣＣが参照電圧Ｖ_ＤＥＴよりも大きいときに主電源の電圧Ｖ_ＣＣをリアルタイムクロック等の負荷に供給するＰチャネルＭＯＳトランジスタ７０１と、主電源の電圧Ｖ_ＣＣが参照電圧Ｖ_ＤＥＴよりも小さいときにバックアップ電源の電圧Ｖ_ＢＫを負荷に供給するＰチャネルＭＯＳトランジスタ７０２とを有している。負荷に供給される電圧は、Ｖ_ＯＵＴとして示されている。

図６は、図５に示す電源切換回路における各電圧の変化を示す波形図である。図６に示すように、主電源の電圧Ｖ_ＣＣが参照電圧Ｖ_ＤＥＴよりも大きくなると、主電源の電圧Ｖ_ＣＣが負荷に供給され、主電源の電圧Ｖ_ＣＣが参照電圧Ｖ_ＤＥＴよりも小さくなると、バックアップ電源の電圧Ｖ_ＢＫが負荷に供給される。

しかしながら、主電源の電圧Ｖ_ＣＣが参照電圧Ｖ_ＤＥＴより大きくても、バックアップ電源の電圧Ｖ_ＢＫが主電源の電圧Ｖ_ＣＣよりも高く、その差がトランジスタ７０２のしきい電圧を超える場合には、トランジスタ７０２がオフしなくなり、バックアップ電源から負荷に電流が流れて電池の電力を消耗してしまう。

関連する技術として、下記の特許文献１には、メイン電源を負荷に供給するためのＰチャネルＭＯＳトランジスタを有し、メイン電源がオンとなったときに第１の制御信号に基づいて前記トランジスタをオンさせることによりメイン電源を負荷に供給し、メイン電源がオフとなったときに第１の制御信号に基づいて前記トランジスタをオフさせることによりサブ電源を負荷に供給する電源切換回路が開示されている。

この電源切換回路は、第１の制御信号に基づいて高電圧電源又は低電圧電源のレベルの第２の制御信号を出力することにより前記トランジスタをオン／オフさせる制御回路と、メイン電源の電圧とサブ電源の電圧とのレベル比較を行う比較回路と、比較回路の出力信号に基づいてメイン電源とサブ電源との内で電圧の高い方を高電圧電源として選択して制御回路に供給する選択回路とを含んでいる。この電源切換回路によれば、メイン電源を負荷に供給するためのＰチャネルＭＯＳトランジスタの誤動作を防止することができ、メイン電源とサブ電源とを確実に切り換えることができると記載されている。

また、下記の特許文献２には、２つの入力端子に供給される２つの異なる電圧の内の一方を選択して負荷に供給する２つのＭＯＳトランジスタの基板とそれぞれの入力端子との間にダイオードを形成し、かつ、該基板からコンパレータ等の制御回路に電源を供給するようにしたスイッチ回路が開示されている。このスイッチ回路によれば、外部からの信号に応じて２つのスイッチトランジスタを共にオフさせ、出力端子をフローティングにできると記載されている。

しかしながら、特許文献１及び特許文献２のいずれにも、主電源の電圧と参照電圧との比較結果に基づいて主電源とバックアップ電源との内の一方を選択して負荷に接続する電源切換回路において、主電源の電圧がバックアップ電源の電圧よりも低下したときに、主電源を選択してもバックアップ電源から負荷に電流が流れてしまうという問題を解決することについては、特に記載されていない。
特許第３５３８４８０号公報（第１頁、図１、図２）特許第２７３３７９６号公報（第２頁、図１）

そこで、上記の点に鑑み、本発明は、主電源の電圧と参照電圧との比較結果に基づいて主電源とバックアップ電源との内の一方を選択して負荷に接続する電源切換回路において、主電源の電圧がバックアップ電源の電圧よりも低下したときに、主電源を選択してもバックアップ電源から負荷に電流が流れないようにすることを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の１つの観点に係る電源切換回路は、外部から供給される第１の電源電圧と外部から供給される第２の電源電圧とを比較して、比較結果を表す論理信号を出力する第１の検出回路と、第１の電源電圧と参照電圧とを比較して、比較結果を表す論理信号を出力する第２の検出回路と、第１の検出回路から出力される論理信号に基づいて、第１の電源電圧と第２の電源電圧との内の高い方を選択して、少なくとも第１及び第２の検出回路に供給する選択回路と、第２の検出回路から出力される論理信号に基づいて、第１の電源電圧と第２の電源電圧との内の一方を選択して出力する切換回路とを具備する。

ここで、第１の検出回路が、第１の電源電圧と第２の電源電圧とを比較して、比較結果を表す論理信号を出力する第１の比較回路と、第１の電源電圧と第２の電源電圧との内の高い方が供給されて動作し、第１の比較回路から出力される論理信号のレベルを変換する第１のレベル変換回路とを含み、第２の検出回路が、第１の電源電圧と参照電圧とを比較して、比較結果を表す論理信号を出力する第２の比較回路と、第１の電源電圧と第２の電源電圧との内の高い方が供給されて動作し、第２の比較回路から出力される論理信号のレベルを変換する第２のレベル変換回路とを含むようにしても良い。

また、選択回路が、選択回路によって選択された電源電圧が供給されて動作し、第１の検出回路から出力される論理信号を反転するインバータと、第１の電源電圧が供給されるソースと、選択回路の出力端子に接続されたドレイン及びバックゲートと、インバータと第１の検出回路との内の一方から出力される論理信号が供給されるゲートとを有する第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタのソースに接続されたアノードと、第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートに接続されたカソードとを有する第１のダイオードと、第２の電源電圧が供給されるソースと、選択回路の出力端子に接続されたドレイン及びバックゲートと、インバータと第１の検出回路との内の他方から出力される論理信号が供給されるゲートとを有する第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタのソースに接続されたアノードと、第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートに接続されたカソードとを有する第２のダイオードとを含むようにしても良い。

あるいは、切換回路が、選択回路によって選択された電源電圧が供給されて動作し、第２の検出回路から出力される論理信号を反転するインバータと、第１の電源電圧が供給されるソースと、切換回路の出力端子に接続されたドレイン及びバックゲートと、インバータと第２の検出回路との内の一方から出力される論理信号が供給されるゲートとを有する第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタのソースに接続されたアノードと、第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートに接続されたカソードとを有する第１のダイオードと、第２の電源電圧が供給されるソースと、インバータと第２の検出回路との内の他方から出力される論理信号が供給されるゲートとを有する第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続されたアノードと、第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートに接続されたカソードとを有する第２のダイオードと、第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続されたソースと、切換回路の出力端子に接続されたドレイン及びバックゲートと、インバータと第２の検出回路との内の他方から出力される論理信号が供給されるゲートとを有する第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタのソースに接続されたアノードと、第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートに接続されたカソードとを有する第３のダイオードとを含むようにしても良い。

以上において、電源切換回路が、第２の電源電圧を生成するバックアップ用の充電池を充電するための定電圧回路であって、定電圧回路の出力電圧を分圧して帰還電圧を生成する分圧回路と、選択回路によって選択された電源電圧が供給されて動作し、第２の参照電圧と帰還電圧とに基づいて差動増幅を行うことにより出力電圧を生成する差動増幅回路とを含む定電圧回路をさらに具備するようにしても良い。

本発明によれば、選択回路が、第１の検出回路から出力される論理信号に基づいて第１の電源電圧と第２の電源電圧との内の高い方を選択して少なくとも第１及び第２の検出回路に供給し、切換回路が、第２の検出回路から出力される論理信号に基づいて、第１の電源電圧と第２の電源電圧との内の一方を選択するようにしたので、主電源の電圧がバックアップ電源の電圧よりも低下したときに、主電源を選択してもバックアップ電源から負荷に電流が流れないようにすることができる。

以下に、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照番号を付して、説明を省略する。
図１は、本発明の一実施形態に係る電源切換回路を含む携帯電話機の構成を示すブロック図である。図１に示すように、携帯電話機１０は、無線通信を行うための主機能回路１００と、リアルタイムクロックとして動作するリアルタイムクロック回路２００と、バックアップ用メモリ３００と、電源切換回路４００と、ＣＰＵ５００と、電源回路６００とを含んでいる。また、携帯電話機１０において用いられる電源として、主電源の他に、バックアップ電源が内蔵される。

主機能回路１００は、例えば、携帯電話機１０の使用者がボタン操作等を行うために使用する入力回路と、ディスプレイ等の表示回路と、無線送受信を行う送受信回路と、データを格納するメモリとを含んでいる。

リアルタイムクロック回路２００は、時刻又はカレンダー等の計時機能を備えていて、その計時機能に必要なクロック信号を生成するための水晶振動子を内蔵している。また、リアルタイムクロック回路２００と電源切換回路４００とを内蔵する半導体集積回路が作製され、汎用的なリアルタイムクロックモジュール２００ａとして用いられる場合もある。

バックアップ用メモリ３００は、携帯電話機１０がバックアップ動作を行うときに、データを格納するメモリであり、例えば、ＳＲＡＭ（Static Random Access Memory：スタティック・ランダム・アクセス・メモリ）で構成される。

電源切換回路４００は、主電源から供給される電源電圧Ｖ_ＣＣを常時監視しており、電源電圧Ｖ_ＣＣが参照電圧Ｖ_ＤＥＴよりも低下したことを検出すると、リアルタイムクロック回路２００及びバックアップ用メモリ３００に供給される電源を、主電源からバックアップ電源（電源電圧Ｖ_ＢＫ）に切り換える。図１においては、電源切換回路４００から出力される電源電圧をＶ_ＯＵＴとして示している。

これにより、電源スイッチがオフされたり主電源の電圧Ｖ_ＣＣが低下したりして主機能回路１００及びＣＰＵ５００が動作しない場合であっても、リアルタイムクロック回路２００及びバックアップ用メモリ３００はバックアップ電源によって動作するので、計時機能やデータバックアップ機能が維持される。また、電源切換回路４００は、バックアップ電源として用いられる２次電池を充電するために、定電圧Ｖ_ＢＡＴを出力する。

ＣＰＵ５００は、主機能回路１００と、リアルタイムクロック回路２００と、バックアップ用メモリ３００と、定電圧回路４４０とを制御する。電源回路６００は、例えば、シリーズレギュレータ等の安定化電源回路で構成され、主電源から供給される電源電圧Ｖ_ＣＣに基づいて、主機能回路１００及びＣＰＵ５００に必要な電源電圧を供給する。

電源切換回路４００において、検出回路４１０は、主電源の電圧Ｖ_ＣＣとバックアップ電源の電圧Ｖ_ＢＫとを比較して、比較結果を表す第１の論理信号を出力すると共に、主電源の電圧Ｖ_ＣＣと参照電圧Ｖ_ＤＥＴとを比較して、比較結果を表す第２の論理信号を出力する。第１及び第２の論理信号において、ハイレベルの電位は、主電源の電圧Ｖ_ＣＣとバックアップ電源の電圧Ｖ_ＢＫとの内の高い方によって規定される。

選択回路４２０は、第１の論理信号に基づいて、主電源の電圧Ｖ_ＣＣとバックアップ電源の電圧Ｖ_ＢＫとの内の高い方を選択し、選択された電圧を電源電圧Ｖ_ＣＨとして出力する。電源電圧Ｖ_ＣＨは、検出回路４１０と、切換回路４３０と、定電圧回路４４０とに供給される。切換回路４３０は、第２の論理信号に基づいて、主電源の電圧Ｖ_ＣＣとバックアップ電源の電圧Ｖ_ＢＫとの内の一方を選択し、選択された電圧を電源電圧Ｖ_ＯＵＴとして出力する。電源電圧Ｖ_ＯＵＴは、リアルタイムクロック回路２００及びバックアップ用メモリ３００に供給される。

図２は、図１に示す電源切換回路の詳細な構成を示す回路図である。比較回路４１１とレベル変換回路４１２とによって第１の検出回路が構成され、比較回路４１３とレベル変換回路４１４とによって第２の検出回路が構成される。なお、図２においては、定電圧回路４４０は省略されている。

比較回路４１１及び４１３は、例えば、コンパレータで構成され、切換回路４３０から電源電圧Ｖ_ＯＵＴが供給されて動作する。本実施形態においては、電源電位Ｖ_ＳＳが接地電位（０Ｖ）であるものとする。

比較回路４１１は、主電源の電圧Ｖ_ＣＣとバックアップ電源の電圧Ｖ_ＢＫとを比較して、比較結果を表す論理信号を出力する。また、比較回路４１３は、主電源の電圧Ｖ_ＣＣと参照電圧Ｖ_ＤＥＴとを比較して、比較結果を表す論理信号を出力する。参照電圧Ｖ_ＤＥＴは、外部回路において生成されても良いが、電源切換回路４００の内部において、例えば、抵抗とツェナーダイオードを用いて生成されても良い。

レベル変換回路４１２及び４１４は、一般的なレベルシフタによって構成され、切換回路４３０から電源電圧Ｖ_ＯＵＴが供給されると共に、選択回路４２０から電源電圧Ｖ_ＣＨが供給されて動作する。レベル変換回路４１２は、比較回路４１１から出力される論理信号のハイレベルの電位を、電源電圧Ｖ_ＯＵＴによって規定される値から、電源電圧Ｖ_ＣＨによって規定される値に変換する。同様に、レベル変換回路４１４は、比較回路４１３から出力される論理信号のハイレベルの電位を、電源電圧Ｖ_ＯＵＴによって規定される値から、電源電圧Ｖ_ＣＨによって規定される値に変換する。なお、比較回路４１１及び４１３に、選択回路４２０から出力される電源電圧Ｖ_ＣＨを供給しても良く、その場合には、レベル変換回路４１２及び４１４を省略できる。

選択回路４２０は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４２１及び４２２と、インバータ４２３とを含んでいる。主電源の電圧Ｖ_ＣＣが、トランジスタ４２２のソースに供給され、バックアップ電源の電圧Ｖ_ＢＫが、トランジスタ４２１のソースに供給される。また、レベル変換回路４１２から出力される論理信号が、トランジスタ４２１のゲートに供給され、インバータ４２３から出力される論理信号が、トランジスタ４２２のゲートに供給される。トランジスタ４２１のドレインとトランジスタ４２２のドレインは、ノードＮ１に共通接続されており、ノードＮ１から電源電圧Ｖ_ＣＨが取り出される。電源電圧Ｖ_ＣＨは、インバータ回路４２３と、レベル変換回路４１２及び４１４と、切換回路４３０におけるインバータ４３４と、定電圧回路４４０とに供給される。

また、トランジスタ４２１のバックゲート（例えば、Ｎウエルに相当する）がドレインに接続されており、トランジスタ４２１のソースをアノードとし、バックゲートをカソードとする寄生ダイオード４２４が形成されている。同様に、トランジスタ４２２のバックゲートがドレインに接続されており、トランジスタ４２２のソースをアノードとし、バックゲートをカソードとする寄生ダイオード４２５が形成されている。

切換回路４３０は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４３１〜４３３と、インバータ４３４とを含んでいる。主電源の電圧Ｖ_ＣＣが、トランジスタ４３３のソースに供給され、バックアップ電源の電圧Ｖ_ＢＫが、トランジスタ４３１のソースに供給される。また、レベル変換回路４１４から出力される論理信号が、トランジスタ４３１及び４３２のゲートに供給され、インバータ４３４から出力される論理信号が、トランジスタ４３３のゲートに供給される。トランジスタ４３１のドレインが、トランジスタ４３２のソースに接続され、さらに、トランジスタ４３２のドレインとトランジスタ４３３のドレインとが、ノードＮ２に共通接続されており、ノードＮ２から電源電圧Ｖ_ＯＵＴが取り出される。電源電圧Ｖ_ＯＵＴは、比較回路４１１及び４１３と、レベル変換回路４１２及び４１４と、外部のリアルタイムクロック回路２００及びバックアップ用メモリ３００とに供給される。

また、トランジスタ４３１のバックゲートがソースに接続されており、トランジスタ４３１のドレインをアノードとし、バックゲートをカソードとする寄生ダイオード４３５が形成されている。同様に、トランジスタ４３２のバックゲートがドレインに接続されており、トランジスタ４３２のソースをアノードとし、バックゲートをカソードとする寄生ダイオード４３６が形成されている。さらに、トランジスタ４３３のバックゲートがドレインに接続されており、トランジスタ４３３のソースをアノードとし、バックゲートをカソードとする寄生ダイオード４３７が形成されている。

次に、図３を参照しながら、図２に示す電源切換回路４００の動作について説明する。図３は、図２に示す電源切換回路における各電圧の変化を示す波形図である。図３においては、主電源の電圧Ｖ_ＣＣと、バックアップ電源の電圧Ｖ_ＢＫと、選択回路４２０において選択される電源電圧Ｖ_ＣＨと、切換回路４３０において選択される電源電圧Ｖ_ＯＵＴとが示されている。

まず、期間Ｔ１において、電源スイッチがオンになって１次電池が電源切換回路４００に接続され、主電源の電圧Ｖ_ＣＣが立ち上がると、ダイオード４２５及び４３７に電流が流れ、電源電圧Ｖ_ＣＨ及びＶ_ＯＵＴが立ち上がる。その結果、比較回路４１１及び４１３と、レベル変換回路４１２及び４１４と、インバータ４２３及び４３４とが、動作を開始する。

比較回路４１１は、主電源の電圧Ｖ_ＣＣがバックアップ電源の電圧Ｖ_ＢＫよりも大きいので、ハイレベルの論理信号を出力する。さらに、レベル変換回路４１２が、ハイレベルの論理信号を選択回路４２０に供給する。選択回路４２０において、ハイレベルの論理信号がトランジスタ４２１のゲートに印加されて、トランジスタ４２１がオフとなり、インバータ４２３によってローレベルに反転された論理信号がトランジスタ４２２のゲートに印加されて、トランジスタ４２２がオンとなる。従って、電源電圧Ｖ_ＣＨが、主電源の電圧Ｖ_ＣＣと等しくなる。これにより、ダイオード４２５がカットオフする。

比較回路４１３は、主電源の電圧Ｖ_ＣＣが参照電圧Ｖ_ＤＥＴよりも大きいので、ハイレベルの論理信号を出力する。さらに、レベル変換回路４１４が、ハイレベルの論理信号を切換回路４３０に供給する。切換回路４３０において、ハイレベルの論理信号がトランジスタ４３１及び４３２のゲートに印加されて、トランジスタ４３１及び４３２がオフとなり、インバータ４３４によってローレベルに反転された論理信号がトランジスタ４３３のゲートに印加されて、トランジスタ４３３がオンとなる。従って、電源電圧Ｖ_ＯＵＴが、主電源の電圧Ｖ_ＣＣと等しくなる。これにより、ダイオード４３７がカットオフする。

期間Ｔ２において、主電源の電圧Ｖ_ＣＣが電圧Ｖ_ＣＣ１に達し、電源電圧Ｖ_ＣＨ及びＶ_ＯＵＴも電圧Ｖ_ＣＣ１に達する。また、電源電圧Ｖ_ＣＨが定電圧回路４４０にも供給されるので、定電圧回路４４０が動作を開始し、バックアップ電源としての２次電池を充電する。その結果、バックアップ電源の電圧Ｖ_ＢＫが、０Ｖから電圧Ｖ_ＢＫ１まで立ち上がる。本実施形態においては、主電源及びバックアップ電源が正常に立ち上がると、Ｖ_ＣＣ１＞Ｖ_ＢＫ１となる。

期間Ｔ２の経過後、主電源の電圧Ｖ_ＣＣが低下して、バックアップ電源の電圧Ｖ_ＢＫよりも小さくなる。これにより、比較回路４１１が、ローレベルの論理信号を出力し、レベル変換回路４１２が、ローレベルの論理信号を選択回路４２０に供給する。選択回路４２０において、ローレベルの論理信号がトランジスタ４２１のゲートに印加されて、トランジスタ４２１がオンとなり、インバータ４２３によってハイレベルに反転された論理信号がトランジスタ４２２のゲートに印加されて、トランジスタ４２２がオフとなる。従って、電源電圧Ｖ_ＣＨが、電圧Ｖ_ＢＫ１と等しくなる。

主電源の電圧Ｖ_ＣＣが参照電圧Ｖ_ＤＥＴよりも大きいときに、比較回路４１３は、依然としてハイレベル（Ｖ_ＣＣ）の論理信号を出力し、さらに、レベル変換回路４１４が、論理信号のレベルをＶ_ＣＣからＶ_ＢＫ１にシフトして、切換回路４３０に供給する。切換回路４３０において、ハイレベル（Ｖ_ＢＫ１）の論理信号がトランジスタ４３１及び４３２のゲートに印加されて、トランジスタ４３１及び４３２がオフとなり、インバータ４３４によってローレベルに反転された論理信号がトランジスタ４３３のゲートに印加されて、トランジスタ４３３がオンとなる。従って、電源電圧Ｖ_ＯＵＴは、電圧Ｖ_ＣＣのままである。

ここで、切換回路４３０のトランジスタ４３１は、ゲートに印加される電圧Ｖ_ＢＫ１がソースに印加される電圧Ｖ_ＢＫ１と等しいので、オフ条件を十分に満たすことができる。また、トランジスタ４３１とトランジスタ４３２とが直列に接続され、寄生ダイオード４３５と寄生ダイオード４３６とが逆向きに接続されているので、寄生ダイオードを介してバックアップ電源と出力端子（ノードＮ２）との間に流れる電流をも防止することができる。

期間Ｔ３において、主電源の電圧Ｖ_ＣＣが参照電圧Ｖ_ＤＥＴよりも小さくなり、電圧Ｖ_ＣＣ２まで低下する。比較回路４１３が、ローレベルの論理信号を出力し、レベル変換回路４１４が、ローレベルの論理信号を切換回路４３０に供給する。切換回路４３０において、ローレベルの論理信号がトランジスタ４３１及び４３２のゲートに印加されて、トランジスタ４３１及び４３２がオンとなり、インバータ４３４によってハイレベルに反転された論理信号がトランジスタ４３３のゲートに印加されて、トランジスタ４３３がオフとなる。従って、電源電圧Ｖ_ＯＵＴは、電圧Ｖ_ＢＫ１と等しくなる。

期間Ｔ４において、主電源の電圧Ｖ_ＣＣは再び上昇して電圧Ｖ_ＣＣ１となっているが、バックアップ電源の電圧Ｖ_ＢＫが電圧Ｖ_ＢＫ２まで低下する。比較回路４１１は、Ｖ_ＣＣ１＞Ｖ_ＢＫ２であるので、ハイレベルの論理信号を出力する。これにより、選択回路４２０において、電源電圧Ｖ_ＣＨとして電圧Ｖ_ＣＣ１が選択される。比較回路４１３は、Ｖ_ＣＣ１＞Ｖ_ＤＥＴであるので、ハイレベル信号を出力する。これにより、切換回路４３０において、電源電圧Ｖ_ＯＵＴとして電圧Ｖ_ＣＣ１が選択される。

期間Ｔ５において、主電源の電圧Ｖ_ＣＣが電圧Ｖ_ＣＣ３まで低下し、電圧Ｖ_ＢＫ２及び参照電圧Ｖ_ＤＥＴよりも小さくなる。比較回路４１１は、Ｖ_ＣＣ３＜Ｖ_ＢＫ２であるので、ローレベルの論理信号を出力する。従って、選択回路４２０において、電源電圧Ｖ_ＣＨとして電圧Ｖ_ＢＫ２が選択される。比較回路４１３は、Ｖ_ＣＣ３＜Ｖ_ＤＥＴであるので、ローレベルの論理信号を出力する。従って、切換回路４３０において、電源電圧Ｖ_ＯＵＴとして電圧Ｖ_ＢＫ２が選択される。

図４は、図１に示す定電圧回路の構成を示す回路図である。定電圧回路４４０は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ４４１、４４２、４４７、及び、４４８と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４４３〜４４６及び４４９と、抵抗４５１〜４５３と、コンデンサ４５４とを含んでいる。ここで、トランジスタ４４８のバックゲートがソースに接続されており、ドレインをアノードとし、バックゲートをカソードとする寄生ダイオード４５０が形成されている。

トランジスタ４４１及び４４２はカレントミラー回路を構成し、トランジスタ４４３及び４４４は差動対を構成し、トランジスタ４４５は定電流源を構成して、それら全体として差動増幅回路を構成している。即ち、外部回路又は内部回路からトランジスタ４４３のゲートに供給される参照電圧Ｖ_ＲＥＦと、トランジスタ４４４のゲートに供給される帰還電圧との差が増幅され、トランジスタ４４１のドレインとトランジスタ４４３のドレインとの接続点における電圧が、トランジスタ４４８のゲートに出力される。

トランジスタ４４８のドレインから出力される電圧は、電流制限用の抵抗４５１を介して、定電圧Ｖ_ＢＡＴとして２次電池に供給される。また、トランジスタ４４８のドレインは、抵抗４５２の一端に接続され、抵抗４５２の他端が、抵抗４５３の一端に接続されている。抵抗４５２と抵抗４５３との接続点から取り出された帰還電圧が、トランジスタ４４４のゲートに印加される。また、位相補償用のコンデンサ４５４が、トランジスタ４４８のドレインとゲートとの間に挿入されている。

さらに、スイッチ用として、トランジスタ４４６がトランジスタ４４５と電源電位Ｖ_ＳＳとの間に接続され、トランジスタ４４９が抵抗４５３と電源電位Ｖ_ＳＳとの間に接続され、トランジスタ４４７がトランジスタ４４８のソースとゲートとの間に接続されている。これらのトランジスタは、外部から供給される制御信号ＣＴＬに従って、定電圧回路４４０の動作をオン／オフさせる。即ち、制御信号ＣＴＬがハイレベルに活性化されると、トランジスタ４４６及び４４９がオンとなり、トランジスタ４４７がオフとなって、定電圧回路４４０が動作し、一方、制御信号ＣＴＬがローレベルに非活性化されると、定電圧回路４４０の動作が停止する。

ここで、選択回路４２０から出力される電源電圧Ｖ_ＣＨが、２次電池を充電するための定電圧回路４４０の電源電圧として用いられる。もし、図２に示す主電源の電圧Ｖ_ＣＣが定電圧回路４４０の電源電圧として用いられるならば、主電源の電圧Ｖ_ＣＣがバックアップ電源の電圧Ｖ_ＢＫよりも低下した場合に、バックアップ電源（２次電池）から寄生ダイオード４５０を介して主電源に電流が流れてしまい、２次電池が不必要な電力を消費してしまう。しかしながら、本実施形態によれば、定電圧回路４４０の電源電圧として、バックアップ電源の電圧Ｖ_ＢＫよりも低下することがない電源電圧Ｖ_ＣＨが用いられるので、２次電池から寄生ダイオード４５０を介する電流は流れない。従って、２次電池の不必要な電力消費を防止することができる。

本発明の一実施形態に係る電源切換回路を含む携帯電話機を示すブロック図。図１に示す電源切換回路の詳細な構成を示す回路図。図２に示す電源切換回路における各電圧の変化を示す波形図。図１に示す定電圧回路の構成を示す回路図。電源切換回路の構成例を示す回路図。図５に示す電源切換回路における各電圧の変化を示す波形図。

符号の説明

１０携帯電話機、１００主機能回路、２００リアルタイムクロック回路、２００ａリアルタイムクロックモジュール、３００バックアップ用メモリ、４００電源切換回路、４１０検出回路、４１１、４１３比較回路、４１２、４１４レベル変換回路、４２０選択回路、４２１、４２２、４３１〜４３３ＰチャネルＭＯＳトランジスタ、４２３、４３４インバータ、４２４、４２５、４３５〜４３７、４５０ダイオード、４３０切換回路、４４０定電圧回路、４４１、４４２、４４７、４４８ＰチャネルＭＯＳトランジスタ、４４３〜４４６、４４９ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、４５１〜４５３抵抗、４５４コンデンサ、５００ＣＰＵ、６００電源回路

Claims

外部から供給される第１の電源電圧と外部から供給される第２の電源電圧とを比較して、比較結果を表す論理信号を出力する第１の検出回路と、
第１の電源電圧と参照電圧とを比較して、比較結果を表す論理信号を出力する第２の検出回路と、
前記第１の検出回路から出力される論理信号に基づいて、第１の電源電圧と第２の電源電圧との内の高い方を選択して、少なくとも前記第１及び第２の検出回路に供給する選択回路と、
前記第２の検出回路から出力される論理信号に基づいて、第１の電源電圧と第２の電源電圧との内の一方を選択して出力する切換回路と、
を具備する電源切換回路。
前記第１の検出回路が、
第１の電源電圧と第２の電源電圧とを比較して、比較結果を表す論理信号を出力する第１の比較回路と、
第１の電源電圧と第２の電源電圧との内の高い方が供給されて動作し、前記第１の比較回路から出力される論理信号のレベルを変換する第１のレベル変換回路と、
を含み、前記第２の検出回路が、
第１の電源電圧と参照電圧とを比較して、比較結果を表す論理信号を出力する第２の比較回路と、
第１の電源電圧と第２の電源電圧との内の高い方が供給されて動作し、前記第２の比較回路から出力される論理信号のレベルを変換する第２のレベル変換回路と、
を含む、請求項１記載の電源切換回路。
前記選択回路が、
前記選択回路によって選択された電源電圧が供給されて動作し、前記第１の検出回路から出力される論理信号を反転するインバータと、
第１の電源電圧が供給されるソースと、前記選択回路の出力端子に接続されたドレイン及びバックゲートと、前記インバータと前記第１の検出回路との内の一方から出力される論理信号が供給されるゲートとを有する第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、
前記第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタのソースに接続されたアノードと、前記第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートに接続されたカソードとを有する第１のダイオードと、
第２の電源電圧が供給されるソースと、前記選択回路の出力端子に接続されたドレイン及びバックゲートと、前記インバータと前記第１の検出回路との内の他方から出力される論理信号が供給されるゲートとを有する第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、
前記第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタのソースに接続されたアノードと、前記第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートに接続されたカソードとを有する第２のダイオードと、
を含む、請求項１又は２記載の電源切換回路。
前記切換回路が、
前記選択回路によって選択された電源電圧が供給されて動作し、前記第２の検出回路から出力される論理信号を反転するインバータと、
第１の電源電圧が供給されるソースと、前記切換回路の出力端子に接続されたドレイン及びバックゲートと、前記インバータと前記第２の検出回路との内の一方から出力される論理信号が供給されるゲートとを有する第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、
前記第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタのソースに接続されたアノードと、前記第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートに接続されたカソードとを有する第１のダイオードと、
第２の電源電圧が供給されるソースと、前記インバータと前記第２の検出回路との内の他方から出力される論理信号が供給されるゲートとを有する第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、
前記第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続されたアノードと、前記第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートに接続されたカソードとを有する第２のダイオードと、
前記第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続されたソースと、前記切換回路の出力端子に接続されたドレイン及びバックゲートと、前記インバータと前記第２の検出回路との内の他方から出力される論理信号が供給されるゲートとを有する第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、
前記第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタのソースに接続されたアノードと、前記第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートに接続されたカソードとを有する第３のダイオードと、
を含む、請求項１又は２記載の電源切換回路。
第２の電源電圧を生成するバックアップ用の充電池を充電するための定電圧回路であって、前記定電圧回路の出力電圧を分圧して帰還電圧を生成する分圧回路と、前記選択回路によって選択された電源電圧が供給されて動作し、第２の参照電圧と帰還電圧とに基づいて差動増幅を行うことにより出力電圧を生成する差動増幅回路とを含む前記定電圧回路をさらに具備する請求項１〜４のいずれか１項記載の電源切換回路。